CN101547174B - Sc-fde***的相位与符号同步、信道估计和频域均衡方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种SC-FDE***的相位与符号同步、信道估计和频域均衡方法，本发明接收机在过采样信号上进行帧同步、分数倍信道估计和分数倍频域均衡，通过分数倍信道估计和分数倍频域均衡消除载波相位、多径干扰和帧同步误差的影响，实现调制信号的载波相位和符号定时同步与频域均衡。本发明具有抗多径能力强、可估计和均衡分数倍符号周期间隔多径信道、不限制调制信号方式和信号解调与检测方法等特点，特别适合功率高效、频谱高效调制(如FQPSK调制、SOQPSK调制、CPM调制和其它高效线性调制)信号的单载波频域均衡与同步。

Description

SC-FDE***的相位与符号同步、信道估计和频域均衡方法

技术领域

本发明涉及通信领域中的一种载波相位与符号同步、信道估计和频域均衡方法，特别是单载波频域均衡(SC-FDE)通信***的载波相位与符号定时同步、分数倍信道估计和分数倍频域均衡方法，特别适合于功率高效、频谱高效调制信号的单载波频域均衡与载波相位和符号定时同步。

背景技术

连续相位调制(CPM)具有功率效率高、频谱效率高等优点，在遥测通信、卫星通信和移动通信中得到了广泛应用。FQPSK-JR调制、SOQPSK调制和ARTM(Advanced Range Telemetry)CPM调制等均为连续相位调制或近似连续相位调制，其中SOQPSK-MIL调制已经成为美军标MIL-STD 188-181 UHF卫星通信标准规定的调制方式，FQPSK-JR调制、SOQPSK-TG调制和ARTM CPM调制等已经成为IRIG-106遥测标准规定的调制方式，但卫星通信和遥测通信信道均可视为加性白高斯噪声(AWGN)信道，如何使CPM具有较强抗多径能力非常重要。SC-FDE技术是使单载波调制通过加入循环前缀(CP)进行分组传输和频域均衡对抗多径干扰的一种技术；Jun Tan等和Fabrizio Pancaldi等分别于2005年和2006年提出了CPM的频域均衡方案，但均衡器结构复杂，运算复杂度高，很难工程应用；虽然W.Van Thillo提出了将CPM频域均衡器与AWGN解调器分离的思想，但频域均衡器是基于CPM信号Laurent分解的，没有将匹配滤波器完全分离出来，而且无法进行分数倍频域均衡和载波相位与符号定时同步。Aldo N.D′Andrea等于1996年提出的CPM调制非数据辅助符号定时估计算法虽然可用于多径信道下CPM信号的符号定时同步，但同步时间长，跟踪性能差，对长频率脉冲CPM信号同步困难；Michele Morelli等于1997年提出的联合载波相位和定时恢复算法需要判决反馈，同步时间长，而且对部分响应信号存在误锁现象。目前，还没有针对上述功率高效和频谱高效调制方式的单载波频域均衡通信***的载波相位和符号定时同步以及分数倍频域均衡方案。

发明内容

本发明的目的在于避免上述背景技术中的不足，而提供一种SC-FDE***的相位与符号同步、信道估计和频域均衡方法。

本发明所要解决的技术问题由以下技术方案实现，它包括如下步骤：

发射端：

(1)发射机对接收到的比特数据流进行分组；

(2)将分组后的数据流调制为调制信号波形；

(3)在调制信号波形分组之间***信道估计训练序列分组；

(4)为每一调制信号波形分组和信道估计训练序列分组加入循环前缀(CP)；

(5)在每一帧数据的特定位置***同步训练序列；

接收端：

(6)接收机对接收到的信号进行过采样；

(7)对过采样数字信号进行帧同步，以找到分组的粗略起始位置；

(8)去除调制数据分组和信道估计训练序列分组的循环前缀CP；

(9)将调制数据分组和信道估计训练序列分组进行分离；

(10)使用离散傅立叶变换(DFT)将过采样调制数据分组变换到频域；

(11)利用分离出的过采样信道估计训练序列分组进行分数倍信道估计，估计出调制信号基带内各子带的信道频域响应；

(12)利用估计出的调制信号基带内各子带的信道频域响应对调制信号频域数据分组进行分数倍频域均衡；

(13)对分数倍频域均衡后的调制信号频域数据分组进行IDFT；

(14)将均衡后的调制信号时域数据进行调制数据的匹配滤波解调和检测。

作为对本发明的进一步限定，在步骤(1)中对每一比特数据流分组加入首尾归零比特。

作为对本发明的进一步限定，步骤(6)和步骤(7)之间加入下变频和滤波步骤，对过采样得到的数字信号进行下变频和低通滤波，获得零中频数字信号。

作为对本发明的进一步限定，在步骤(12)中只均衡信号基带内的频域数据，将带外高频频域数据置零。

作为对本发明的进一步限定，在步骤(13)中IDFT后的调制信号时域数据过采样速率不变。

本发明相比背景技术具有如下优点：

1.可实现分数倍信道估计和分数倍频域均衡，即可估计分数倍符号周期时延间隔的多径信道，并通过分数倍频域均衡去除其产生的频率选择性衰落影响；

2.在实现分数倍频域均衡的同时可实现调制信号的载波相位和符号定时同步；载波相位和帧同步误差可以通过分数倍信道估计算法估计出来，进而通过分数倍频域均衡算法消除载波相位、多径干扰和帧同步误差对接收信号的影响，实现调制信号的载波相位和符号定时同步与频域均衡；

3.均衡算法和同步算法结构简单，只需要一路DFT和IDFT变换模块，资源占用较少，运算复杂度较低，便于全数字实现和工程应用；

4.完全将频域均衡器与解调器和检测器分离开，可使用任何形式的解调器和检测器进行调制信号的解调与检测。

5.本发明不仅可用于单载波分组传输CPM信号的载波相位与符号定时同步、分数倍信道估计和分数倍频域均衡，还可用于单载波分组传输FQPSK调制、SOQPSK调制和其它线性调制信号的载波相位与符号定时同步、分数倍信道估计和分数倍频域均衡。

附图说明

图1是本发明实施例的发射机原理方框图。

图2是本发明实施例的接收机结构原理方框图。

具体实施方式

参照图1、图2，本发明实施例发射机和接收机均工作于单载波分组传输方式，实施例信号调制方式采用CPM调制；数据分组符号长度为N，信道估计训练序列符号长度为N_p，CP符号长度为N_cp，过采样倍数为Q；信道的最大符号长度为L(L≤N_cp)；

图1发射机中的分组模块1负责对比特数据流进行分组，为每一比特数据流分组加入首尾归零比特，以便于译码器能够对数据进行正确检测；当然，对于线性调制方式或非线性调制的线性解调方式，可以不加入首尾归零比特。

波形调制模块2负责将分组模块1输出的比特数据流调制为CPM信号波形，形成CPM调制信号分组。

***信道估计训练序列模块3负责在特定的CPM调制信号分组之间***信道估计训练序列分组，以便接收机进行信道估计；本实施例在每两个CPM调制信号分组之间***信道估计训练序列分组；当然，根据信道变化快慢，也可以在多个CPM调制信号分组之间***信道估计训练序列分组。

***CP模块4为每一CPM调制信号分组和信道估计训练序列分组***CP，以便于接收端对接收信号进行频域均衡；本实施例采用了双独特字(UW)CP结构，即为每一信道估计训练序列分组加入CP，将CPM调制信号分组及其后面的加入CP的信道估计训练序列分组视为新分组，而将CPM调制信号分组之前的加入CP的信道估计训练序列分组作为新分组的CP，这种CP结构数据传输效率高，信道跟踪能力强；当然，也可以分别为CPM调制信号分组和信道估计训练序列分组加入CP。

***同步训练序列模块5在每一帧数据的特定位置***同步训练序列，以便接收机使用特定算法搜索得到信号帧的起始位置；本实施例采用在每帧的起始位置***同步训练序列的方式；当然，也可以在每帧的其它位置***同步训练序列。

图2接收机中的A/D采样变换模块6以Q倍符号速率时钟对接收到的模拟信号进行过采样。

数字下变频和滤波模块7对过采样得到的数字信号进行下变频和低通滤波，获得零中频数字信号。如果采样得到的数字信号本身就是零中频信号，则数字信号下变频部分可以省略。

帧同步单元8用于对数字下变频和滤波后的过采样数字信号进行帧同步，以找到过采样CPM数据分组和过采样信道估计训练序列分组的起始位置；帧同步包括帧粗同步和帧细同步两个过程，帧粗同步用于获得CPM数据分组和信道估计训练序列分组的粗略起始位置，而帧细同步则尽可能地使该起始位置接近信道第一径对应的理论分组起始位置；一般情况下，应使得帧同步确定的分组起始位置等于或超前理论分组起始位置。

CP去除模块9用于去除CPM数据分组和信道估计训练序列分组的循环前缀。

信道估计训练序列和数据分离模块10用于将CPM数据分组和信道估计训练序列分组进行分离，以便利用过采样信道估计训练序列进行分数倍信道估计和对过采样CPM数据分组进行分数倍频域均衡。

DFT模块11用于对过采样CPM数据分组进行离散傅立叶变换，以便在频域对其进行均衡；DFT点数为QN。

分数倍信道估计模块12利用过采样信道估计训练序列进行分数倍信道估计，它能够估计出影响数字信号基带部分的信道时域冲激响应和相应的M个基频子带的频域响应，M和调制信号的基带带宽有关；另外，信道估计还可以估计出载波相位的影响和帧同步误差产生的影响等；估计出的信道时域冲激响应的时延分辨率为1/Q个符号周期。

分数倍频域均衡模块13使用分数倍信道估计模块12估计出的M个基频子带的信道频域响应对M个基频子带进行频域均衡；均衡的作用是尽可能地消除信道产生的频率选择性衰落影响、接收机载波相位的影响和帧同步误差产生的影响等。频域均衡以子带为单位进行，均衡算法可以使用迫零均衡算法、最小均方误差均衡算法或其它均衡算法等。分数倍频域均衡一方面消除了信道多径频率选择性衰落的影响，另一方面获得了载波相位和符号定时同步。

IDFT模块14用于对频域均衡后的频域数字信号分组进行快速逆傅立叶变换，以便在时域对其进行解调和检测；IDFT点数为QN。

匹配滤波器15用于对频域均衡并IDFT后的时域过采样数据信号进行匹配滤波解调，匹配滤波器个数和匹配滤波器参数与检测算法有关。

模块7至模块15均是对Q倍符号速率的过采样数字信号进行处理。

检测器16用于对频域均衡后的CPM信号进行检测；CPM检测器可以是硬判决检测器，也可以是软输出检测器，可以是最大似然检测器，也可以是各种简化的检测器等。

本发明实施例使用线性调频序列作为帧同步和信道估计训练序列，加入CP后的线性调频训练序列分组被***到CPM数据分组之间发送。也可以使用其它形式的序列，如Chu序列和FrankZ序列等，作为帧同步和信道估计训练序列。

线性调频训练序列的产生方法如下：

需要产生的线性调频信道估计训练序列长度为N_s＝Q·N_p；用u表示线性调频信号基带单边频谱宽度，则线性调频序列可由式(1)产生：

$p\left(n\right)=\exp \{j\frac{2\mathrm{\πun}}{N_s}-j2\mathrm{\πu}{\left(\frac{n}{N_s}\right)}^2\},n=\mathrm{0,1},...,N_s-1---\left(1\right)$

合理选择u的取值，使得信道估计训练序列的频谱主瓣宽度与CPM调制信号的频谱主瓣宽度基本一致。

本发明实施例使用的帧粗同步算法是Hlaing Minn等2003年提出的用于正交频分复用(OFDM)***的鲁棒定时同步算法。帧同步训练序列仍然使用线性调频序列，产生方法同信道估计使用的线性调频序列，根据帧同步算法的要求合理选择帧同步训练序列的结构和长度，合理选择u的取值，使得帧同步训练序列的频谱主瓣宽度与CPM调制信号的频谱主瓣宽度基本一致。

本发明中的帧同步算法也可以使用其它的帧同步算法，如Timothy M.Schmidl和Donald C.Cox在1997年提出的OFDM***的鲁棒定时同步算法等。

帧同步和信道估计训练序列直接在Q倍的过采样时钟上产生，不进行内插。

帧同步和信道估计训练序列也可以使用频域升采样和时域包络限幅后的CHU序列和FrankZ序列。

本发明中的分数倍信道估计算法如下：

发明中的分数倍信道估计算法利用接收的Q倍过采样信道估计训练序列进行信道估计。用p(n)，(n＝0，1，...，Q·N_p-1)表示发射机发送的Q倍过采样时域信道估计训练序列，P(k)，(k＝0，1，...，Q·N_p-1)表示对应的频域序列；x(n)，(n＝0，1，...，Q·N_p-1)表示接收机接收到的去除CP后的Q倍过采样信道估计训练序列值，X(k)，(k＝0，1，...，Q·N_p-1)表示对应的频域序列；用h(n)，(n＝0，1，...，Q·L)表示过采样的信道时域冲激响应，它包含影响信号基带分量的信道冲激响应h_B(n)，(n＝0，1，...，N_p-1)和影响信号高频分量的信道冲激响应两部分。

鉴于发送的信道估计训练序列的基带单边频谱宽度为u，因此只估计影响基带信号的信道时域冲激响应，基带信号的频谱宽度为2u；仍用h_B(n)表示该信道时域冲激响应，只不过n的取值范围限定为：n＝0，1，...，2u-1；用H_B(k_u)，(k_u＝0，1，...，2u-1)表示h_B(n)对应的基带频域响应值。

根据信道频域响应与信号频域响应的点乘关系，可得式(2)所示关系式：

X(k)＝H_B(k_u)·P(k)+W(k)，

其中的W(k)表示加性高斯白噪声。

利用式(2)就可以估计出信道基带频域响应H_B(k_u)的估计值如式(3)所示：

${\hat{H}}_B\left(k_u\right)=\frac{X\left(k\right)}{P\left(k\right)},k=\mathrm{0,1},...,u-1,Q\·N_p-u,...,Q\·N_p-1,k_u=\mathrm{0,1},...,2u-1---\left(3\right)$

对(k_u＝0，1，...，2u-1)进行2u点的逆离散傅立叶变换(IDFT)就可以估计出

如式(4)所示：

${\hat{h}}_B=\mathrm{IDFT}{\left({\hat{H}}_B\right)}_{2u}---\left(4\right)$ 括号右下角的下标表示IDFT的点数。

为了对Q·N长的过采样CPM数据分组进行分数倍均衡，需要估计出信号频带内M个子带的信道频域响应HB(k_M)，(k_M＝0，1，...，M-1)，这可以通过在

的尾部***M-2u个零后进行离散傅立叶变换(DFT)实现，如式(5)所示：

${\hat{H}}_B=\mathrm{DFT}{\left(\widehat{h_B}\right)}_M---\left(5\right)$

括号右下角的下标表示DFT的点数。

本发明使用分数倍信道估计算法估计出的信道时域冲激响应进行帧细同步。本发明实施例的帧细同步算法使用的是Hlaing Minn等2003年提出的用于OFDM***的细定时同步算法，也可以使用Baoguo Yang于2000年提出的路径时延估计算法等。

本发明中的分数倍频域均衡算法如下：

发明中的分数倍频域均衡算法利用估计出的信号频带内M个基带子带的信道频域响应(k_M＝0，1，...，M-1)对过采样CPM数据分组对应的频域信号进行分数倍频域均衡。假定仍为Q倍过采样，用r(n)，(n＝0，1，...，Q·N-1)表示接收端接收到的去除CP后的时域数据分组，R(k)，(k＝0，1，...，Q·N-1)表示对应的频域信号；用H(k)，(k＝0，1，...，Q·N-1)表示对应于频域信号R(k)，(k＝0，1，...，Q·N-1)各个子带的信道频域响应，而用S(k)，(k＝0，1，...，Q·N-1)表示各个子带中发送的频域信号；则就是H(k)低频端的信道估计值，如式(6)所示：

可以使用迫零均衡和最小均方误差均衡算法对信号进行分数倍频域均衡。由于发送信号的绝大部分能量都集中在低频，因此只需对低频信号分量进行均衡，而忽略信号高频分量，直接将信号高频部分置零。

迫零均衡算法如式(7)所示：

$\hat{S}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{R\left(k\right)}{\hat{H}\left(k\right)}& \left\{\begin{array}{c}0\&le;k<M/2\\ Q\&CenterDot;N-M/2\&le;k<Q\&CenterDot;N\end{array}\right.\\ 0,& M/2\&le;k<Q\&CenterDot;N-M/2\end{array}\right.---\left(7\right)$

最小均方误差均衡算法如式(8)所示：

$\hat{S}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{R\left(k\right)}{\hat{H}\left(k\right)+\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_n^2}{{\mathrm{\&sigma;}}_s^2}},& \left\{\begin{array}{c}0\&le;k<M/2\\ Q\&CenterDot;N-M/2\&le;k<Q\&CenterDot;N\end{array}\right.\\ 0,& M/2\&le;k<Q\&CenterDot;N-M/2\end{array}\right.---\left(8\right)$

其中σ_n表示噪声方差，σ_s表示调制信号方差。

对频域均衡后的信号

(k＝0，1，...，Q·N-1)进行Q·N点的IDFT即可得到发送数据的Q倍过采样信号

(n＝0，1，...，Q·N-1)，如式(9)所示： $\hat{s}=\mathrm{IDFT}{\left(\hat{S}\right)}_{Q\&CenterDot;N}---\left(9\right)$

括号右下角的下标表示IDFT的点数。

分数倍频域均衡和IDFT后的时域信号为Q倍过采样信号，可以把均衡后的剩余干扰加噪声信号近似为白噪声，使用基于AWGN的CPM接收机完成对CPM信号的匹配滤波解调和检测。通过改变IDFT点数和***零点的个数可以灵活地进行升采样或降采样。

本发明中的载波相位与符号定时同步、分数倍信道估计和分数倍频域均衡方法同样可以用于单载波分组传输FQPSK调制、SOQPSK调制和其它线性调制信号的信道估计、频域均衡和载波相位与符号定时同步。

Claims (5)

1.一种SC-FDE***的相位与符号同步、信道估计和频域均衡方法，其特征在于包括以下步骤：

(1)发射机对接收到的比特数据流进行分组；

(2)将分组后的数据流调制为调制信号波形；

(3)在调制信号波形分组之间***信道估计训练序列分组；

(4)为每一调制信号波形分组和信道估计训练序列分组加入循环前缀CP；

(5)在每一帧数据中***同步训练序列；

(6)接收机对接收到的信号进行过采样；

(7)对过采样数字信号进行帧同步，以找到分组的起始位置；

(8)去除调制数据分组和信道估计训练序列分组的循环前缀CP；

(9)将调制数据分组和信道估计训练序列分组进行分离；

(10)使用离散傅立叶变换DFT将过采样调制数据分组变换到频域；

(11)利用分离出的过采样信道估计训练序列分组进行分数倍信道估计，估计出调制信号基带内各子带的信道频域响应；

(12)利用估计出的调制信号基带内各子带的信道频域响应对调制信号频域数据分组进行分数倍频域均衡；

(13)对分数倍频域均衡后的调制信号频域数据分组进行IDFT；

(14)将均衡后的调制信号时域数据进行调制数据的匹配滤波解调和检测。

2.根据权利要求1所述的SC-FDE***的相位与符号同步、信道估计和频域均衡方法，其特征在于：在步骤(1)中对每一比特数据流分组加入首尾归零比特。

3.根据权利要求1所述的SC-FDE***的相位与符号同步、信道估计和频域均衡方法，其特征还在于：步骤(6)和步骤(7)之间加入下变频和滤波，对过采样得到的数字信号进行下变频和滤波，获得零中频数字信号。

4.根据权利要求1所述的SC-FDE***的相位与符号同步、信道估计和频域均衡方法，其特征在于：在步骤(12)中只均衡信号基带内的频域数据，将带外高频频域数据置零。

5.根据权利要求1所述的SC-FDE***的相位与符号同步、信道估计和频域均衡方法，其特征在于：在步骤(13)中IDFT后的调制信号时域数据过采样速率不变。

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