CN101321146B - 多载波正交频分复用***中峰均比抑制的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多载波正交频分复用OFDM***中峰均比抑制的方法，预先生成加长的核kernel波形，该方法还包括：在每个OFDM符号上，将每个载波的基带频域信号合路成时域多载波合路通道信号；从所述多载波合路通道信号中提取削波噪声，并依据所述削波噪声在所述多载波合路通道信号中的位置，从所述加长的kernel波形上截取通道长度的类脉冲信号；使用所述类脉冲信号与所述提取的削波噪声复乘得到对消噪声；在延时后的多载波合路通道信号上反向叠加所述对消噪声，进行峰均比抑制。本发明还提供了一种OFDM***中峰均比抑制的装置。应用本发明，能够对多载波OFDM***中的峰均比进行有效的抑制。

Description

多载波正交频分复用***中峰均比抑制的方法和装置

技术领域

本发明涉及正交频分复用(OFDM，Orthogonal Frequeney DivisionMultiplexing)技术，特别涉及多载波OFDM***中峰均比抑制的方法和装置。

背景技术

现有通信技术中，OFDM技术以其较高的频率利用率、较强的抗符号间干扰(ISI，Inter Symbol Interference)和载波干扰(ICI，Inter CarrierInterference)能力，成为第4代移动通信的关键技术。

针对单载波技术而言，在OFDM信号的发射端，如果单载波包括有N个子载波，则高速数据流经过串并转换后分成N个并行的子数据流，进行反向傅立叶变换(IFFT，Inverse Fast Fourier Transform)，将频域信号转换到时域，长度为N的IFFT输出的是N个时域的样值信号，称为OFDM符号。为消除符号间的干扰，可以在用户数据之间***循环前缀(CP，CyclicPrefix)，形成一个循环扩展的OFDM符号。在OFDM信号的接收端，先对接收到的时域信号去除CP，然后进行傅立叶变换(FFT，Fast FourierTransform)、数字解调等操作来正确接收数据。

当OFDM***子载波个数增加时，发射端信号的峰均比(PAPR，Peakto Average Power Ratio)也会相应增加。众所周知，移动通信***中无线基站的发信机利用功率放大器来发射信号，以补偿因传播距离而带来的信号衰减。功率放大器有一定的线性区域，具有高峰均比的信号会降低功率放大器的效率并增加功率消耗，因此对峰均比的抑制是迫切要解决的问题。

进一步地，从第3代移动通信***问世以来，为了有效地减小基站的体积并且降低基站的成本，普遍采用多载波技术，即***中包括多个载波，每个载波又包括多个子载波，相对于单载波技术而言，由于可以利用一个发射器和一个功率放大器完成多路载波信息的发送，因此能极大减小基站的体积和成本，但是多载波OFDM***中的子载波个数更多，导致合路后的通道信号的峰均比更大，从而给多载波峰均比抑制提出了更高的要求。

为了抑制多载波***较高的峰均比，现有技术针对多载波***提出了一种多级匹配滤波的削波方案，图1示出了这种多匹配滤波的削波方案原理框图。其中，多载波合路时域信号的形成可以简要描述为，每个单载波在每个符号上的发送数据和控制数据比特，经编码器按照预定编码方案编码后按调制方式作相应的星座映射，随后经IFFT处理后加CP，并且进行时域加窗(RAMP)，组帧后通过内插值滤波至高倍速时域信号，并通过数字振荡器(NCO，Numeric Control Oscillator)调制到不同频点后逐个累加得到多载波合路通道信号。上述形成的多载波合路通道信号进入图1所示的削波处理过程，首先提取出通道信号中高于预定门限的削波噪声，然后通过多级匹配滤波模块除去削波噪声中带外部分和一些重要子载波上的噪声，最后把经过匹配滤波的削波噪声反向叠加到延时后的多载波合路时域信号，形成削波后的多载波合路时域信号。这里的匹配滤波的滤波系数由源滤波器系数经过NCO调制后累加得到，每一级匹配滤波都使用相同的滤波器系数。

虽然上述专利给出的方案在满足相同误差矢量幅度、峰值码域误差和邻道功率泄漏比的条件下，能够取得较好的削波效果，即可以使削波后的多载波合路通道信号具有更低的峰均比，但该方案主要面向于码分多址(CDMA，Code-Division Multiple Access)***。如果直接将图1所示方案应用于OFDM***，由于不同OFDM符号上频域子载波的调制编码方式、载波功率等都可能不相同，允许的性能损失也会有所不同。如果对每个OFDM符号都使用相同的滤波器系数进行匹配滤波，例如以高阶调制方式来设计滤波器系数，匹配滤波的削波能力将非常有限，匹配滤波后多载波OFDM***的峰均比依然很高，而以较大的错误矢量量级(EVM，Error Vector Magnitude)损失来选择滤波器系数，必然导致高阶调制方式的子载波不能满足协议规定的EVM需求，严重影响***的链路性能。

即使对图1中的匹配滤波作适当改良，例如使每个OFDM符号上使用不同的滤波器系数，也会导致两个OFDM符号间的一部分采样点发生严重畸变，导致较严重的带外泄漏和符号间干扰，从而明显恶化OFDM载波内高阶调制子载波的EVM，而且带外泄漏也会使峰均比抑制后的通道信号无法满足协议规定的频谱模板。

通过以上分析可以看出，图1所示的利用匹配滤波实现的削波方案，并不能直接应用在多载波OFDM***中，而目前还没有针对多载波OFDM***实现有效峰均比抑制的方案。

发明内容

本发明实施例提供一种多载波OFDM***峰均比抑制的方法，该方法能够对多载波OFDM***中的峰均比进行有效的抑制。

本发明实施例提供一种多载波OFDM***峰均比抑制的装置，该装置能够对多载波OFDM***中的峰均比进行有效的抑制。

本发明实施例的技术方案是这样实现的：

一种多载波正交频分复用***中峰均比抑制的方法，该方法包括：

在每个正交频分复用OFDM符号上，将每个载波的基带频域信号合路成时域多载波合路通道信号；

从所述多载波合路通道信号中提取削波噪声，并依据所述削波噪声在所述多载波合路通道信号中的位置，从预先生成的加长的核kernel波形上截取通道长度的类脉冲信号；

使用所述类脉冲信号与所述提取的削波噪声复乘得到对消噪声；

在延时后的多载波合路通道信号上反向叠加所述对消噪声，进行峰均比抑制。

一种多载波正交频分复用***中峰均比抑制的装置，该装置包括：

多载波合路通道信号模块，用于在每个OFDM符号上，将每个载波的基带频域信号，合路成时域多载波合路通道信号；

时延模块，用于对所述多载波合路通道信号进行时延；

对消噪声获取模块，用于从所述多载波合路通道信号中提取削波噪声；依据所述削波噪声在所述多载波合路通道信号中的位置，在预先生成的加长的kernel波形上截取通道长度的类脉冲信号；使用所述类脉冲信号与所述提取的削波噪声复乘，得到对消噪声；

峰均比抑制模块，用于在所述延时后的多载波合路通道信号上，反向叠加所述对消噪声，进行峰均比抑制。

可见，本发明实施例多载波OFDM***中的峰均比抑制的方法和装置，从多载波合路通道信号中提取削波噪声，并依据削波噪声在通道中的位置，从预先生成的加长的kernel波形上截取通道长度的类脉冲信号，再使用类脉冲信号与提取的削波噪声复乘得到对消噪声，并反向叠加至延时后的多载波合路通道信号。由于预先生成了加长的kernel波形，因此在截取通道长度的类脉冲信号时，同时考虑了多载波合路通道信号中的CP区和符号区，使用截取的类脉冲信号计算出的对消噪声也同时针对CP区和符号区，使反向叠加对消噪声后，对多载波合路通道信号在整个通道长度上进行峰均比抑制，从而实现对峰均比的有效抑制。

附图说明

图1为现有技术中多载波***中的多匹配滤波削波方案的原理框图；

图2为本发明实施例多载波OFDM***中的峰均比抑制方法的原理框图；

图3为本发明实施例多载波OFDM***中的峰均比抑制方法流程图；

图4为本发明实施例多载波OFDM***中的峰均比抑制方法中，单载波基带频域信号的实现流程图；

图5为本发明实施例多载波OFDM***中的峰均比抑制方法中，两载波基带频域信号合路的实现流程图；

图6为本发明实施例多载波OFDM***中的峰均比抑制方法中，时域内过采样流程图；

图7为本发明实施例多载波OFDM***中的峰均比抑制方法中，单门限实现提取削波噪声的原理图；

图8为本发明实施例多载波OFDM***中的峰均比抑制方法中，加长的kernel波形的生成流程图；

图9为本发明实施例多载波OFDM***中的峰均比抑制方法中，类脉冲信号周期延拓的波形变化示意图；

图10为本发明实施例多载波OFDM***中的峰均比抑制方法中，在加长的kernel波形截取通道长度类脉冲信号的示意图；

图11为本发明实施例多载波OFDM***中的峰均比抑制方法中，指标评价流程图；

图12为本发明实施例多载波OFDM***中的峰均比抑制装置示意图；

图13为本发明实施例多载波OFDM***中，kernel波形生成模块的结构示意图；

图14为本发明实施例多载波OFDM***中，多载波合路通道信号模块的结构示意图；

图15为本发明实施例多载波OFDM***中，对消噪声获取模块的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的和优点更加清楚，下面结合附图对本发明实施例作进一步详细的说明。

图2为本发明实施例多载波OFDM***中的峰均比抑制方法的原理框图，图2所示以两载波为例，基带频域信号1对应载波1。基带频域信号2对应载波2。载波1和载波2的基带频域信号首先进行多载波合路，形成多载波合路通道信号；再对该多载波合路通道信号进行峰值检测，具体实现时可以对多载波合路通道信号中的采样点按照功率从大到小排序，提取排序在前的预设个数的削波噪声；依据提取的削波噪声在多载波合路通道信号中的位置，从加长的kernel波形中截取通道长度的类脉冲信号，将提取的削波噪声于类脉冲信号复乘得到对消噪声；将得到的对消噪声反向叠加至时延后的多载波合路通道信号，对反向叠加后的结果进行指标评价，如果指标评价通过则直接送入中频通道进行后续处理，如果指标评价未通过则继续对反向叠加对消噪声后的多载波合路通道信号进行峰值检测。

图3为本发明实施例多载波OFDM***中的峰均比抑制方法的流程图。在图3所示流程之前，预先生成加长的核(kernel)波形，图3所示流程包括：

步骤301：在每个OFDM符号上，将每个载波的基带频域信号合路成时域多载波合路通道信号。

步骤302：从所述多载波合路通道信号中提取削波噪声，并依据所述削波噪声在多载波合路通道信号中的位置，从所述加长的kernel波形上截取通道长度的类脉冲信号。

步骤303：使用所述类脉冲信号与所述提取的削波噪声复乘得到对消噪声。

步骤304：在延时后的多载波合路通道信号上反向叠加所述对消噪声，进行峰均比抑制。

本发明实施例多载波OFDM***中的峰均比抑制的方法，从多载波合路通道信号中提取削波噪声，并依据削波噪声在通道中的位置，从预先生成的加长的kernel波形上截取通道长度的类脉冲信号，再使用类脉冲信号与提取的削波噪声复乘得到对消噪声，并反向叠加至延时后的多载波合路通道信号。由于生成了加长的kernel波形，因此在截取通道长度的类脉冲信号时，同时考虑了多载波合路通道信号中的CP区和符号区，使用截取的类脉冲信号计算出的对消噪声也同时针对CP区和符号区，使反向叠加对消噪声后，对多载波合路通道信号在整个通道长度上进行峰均比抑制，从而实现对峰均比的有效抑制。

下面分别从多载波合路通道信号形成、提取削波噪声、加长的kernel波形生成、生成对消噪声和指标评价几个方面，来详细说明本发明实施例提供的方法。

1)多载波合路通道信号形成。

首先，在每个OFDM符号上，获取每个载波发送的基带频域信号，其实现流程如图4所示，该流程包括：

步骤401：将多载波OFDM***的每个OFDM符号上、每个载波发送的数据信号，按照预定编码方式编码。

步骤402：将编码后的每个载波的数据信号，按照预定调制方式进行星座映射，上述调制方式可以为四相移键控(QPSK)或正交幅度调制(16QAM)等。

步骤403：针对星座映射后的每个载波的数据信号，***导频信号等控制信息。

步骤404：对每个载波的空余(TR，Tone Reservation)子载波和左右保护子载波置0，生成每个OFDM符号上、每个载波发送的基带频域信号。

其次，将每个载波的基带频域信号合路成时域多载波合路通道信号，其实现流程如图5所示，以两个载波的基带频域信号合路为例，该流程包括：

步骤501：每个OFDM符号上的基带频域信号经低倍速IFFT处理，例如经1倍速IFFT处理，形成时域信号。

步骤502：为IFFT处理后的时域信号加CP。

步骤503：对加CP后的时域信号进行过采样，形成每个载波的高倍速通道信号。

本步骤中的信号过采样，可以通过一级以上插值滤波来实现，以4倍速为例，具体流程可以如图6所示，图6所示流程包括：

步骤601：对加CP后的时域信号进行间隔内插0。

步骤602：对间隔内插0后的时域信号进行有限冲激响应(FIR，FiniteImpulse Response)滤波。

步骤603：重复步骤601。

步骤604：将步骤603间隔内插0后的时域信号进行半带滤波(HBF，Half Band Filter)处理。

经过上述步骤601～步骤604之后可以得到4倍速的时域信号，当然更高倍速的时域信号可以采取多个串连的HBF来实现，这里不再赘述。

步骤504：利用NCO将步骤503中得到的每个载波的高倍速通道信号调制到各自的频点，具体可以通过直接复乘调频信号来数字实现，各个OFDM符号间调频信号的相位保持连续。最后对调频后的每个OFDM载波的通道信号逐个累加得到多载波OFDM***在每个OFDM符号上的多载波合路通道信号，可以用下式表示该多载波合路通道信号：

$y\left(n\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{x}_l\left(n\right)e^{j2\mathrm{\π}{f}_i(n-1+N_0^l)t_0},$ n＝1，...，sym_{_L}+CP_{_L}

上式中的x_l(n)为每个载波的高倍速通道信号，l为载波标记，取值为1至L，L为载波数，f_l是各载波的调频频点，载波间的频点差满足配置需求；N₀ ^l为第l个载波的调频信号在当前OFDM符号第一个采样点的相位，通过它来保证各OFDM符号间调频信号的相位连续；t₀是多载波合路通道信号的采样点间隔；CP_{_L}是通道中CP区的采样点数，Sym_{_L}是通道中符号区采样点数。

2)提取削波噪声。

在每个OFDM符号，对多载波合路通道信号进行峰值检测，预设提取削波噪声的个数N(N≥0)。可以先对通道信号的采样点按照功率进行升序排列，然后提取排序在前的N个削波噪声noise(s_i)(i＝1，2，..，N)，图7以N＝3为例示出了实现提取削波噪声的原理。

上述通过功率进行升序排列，然后提取N个最大峰值超过预设门限的削波噪声，可以通过如下具体方式实现：

将多载波合路通道信号写成复数的形式为y(n)＝y_l(n)+j×y_Q(n)，其中y_l(n)是I路输入信号，y_Q(n)为Q路输入信号，计算信号幅度Amp(n)和削波比例γ(n)，如下式所示：

$\mathrm{\γ}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{\mathrm{Gate}}{\mathrm{Amp}\left(n\right)},& \mathrm{Amp}\left(n\right)>\mathrm{Gate}\\ 1,& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

上式中 $\mathrm{Amp}\left(n\right)=\sqrt{{\left(y_I\left(n\right)\right)}^2+{\left(y_Q\left(n\right)\right)}^2},$ Gate表示预定门限值。上述检测出的N个最大峰值为前N个γ(s_i)＜1(i＝1，2，...，N)的采样点。这里，如果通道中γ(n)＜1的个数不超过N，补充γ(n)＝1的采样点使每次峰值检测都输出N个噪声峰值位置，相应的削波噪声noise(s_i)可以表示为：

noise(s_i)＝η×(1-γ(s_i))×y(s_i)，i＝1，2，...，N。

上式中，η是削波噪声因子，用于控制提取削波噪声的幅度，s_i标记削波噪声在通道中的位置。

3)加长的kernel波形生成。

对于每个载波中的子载波来说，对应有预畸变系数，该预畸变系数的配置需考虑子载波和TR子载波的特点。

从***性能上考虑，预畸变系数受编码速率、星座调制方式、子载波功率、EVM损失和频谱模板等影响，而且峰均比性能和实现复杂度也制约了预畸变系数的配置，因此在为OFDM子载波配置预畸变系数时，应充分考虑上述因素的影响，选择合适的预畸变系数以获得较好的***综合性能。考虑上述子载波的特点，可以有效控制子载波上的信号畸变，使每个子载波上的性能损失都得到有效的控制。

对于每个OFDM符号内载波中的TR子载波来说，这些TR子载波并不承载任何有用信号，理论上允许配置任意的预畸变系数，但是TR子载波上叠加过大的削波噪声不仅影响接收端相邻子载波的调制，而且也会明显降低发射机的效率，因此TR子载波上的预畸变系数需做适当抑制，以减弱由此带来的不利影响。考虑上述TR子载波的特点，使TR子载波上叠加的噪声能量得到适当抑制，不仅有利于终端数据子载波的解调，而且也间接提高了发射机的效率。

结合以上本发明实施例给出的预畸变系数确定的原则，具体如何进行预畸变系数的确定，这里不再赘述。

在每个OFDM符号上，加长的kernel波形由每个载波在频域子载波上的预畸变系数，生成的类脉冲信号波形周期延拓后合路得到，以两周期延拓为例，其实现流程如图8所示，该流程包括：

步骤801：在每个OFDM符号上，每个载波为频域子载波配置预畸变系数，进行高倍速IFFT处理后获得每个载波的过采样类脉冲信号

(l＝1，2，...，L，L是载波个数)。该类脉冲信号为周期信号且最大实峰值在第一个采样点处。

步骤802：将步骤801得到的类脉冲信号重复一个周期，形成两周期的类脉冲信号。

步骤803：在步骤802中得到的两周期类脉冲信号上补左右CP，得到每个OFDM载波两周期延拓的类脉冲信号，可以使用下式表示：

${{\stackrel{\‾}{\mathrm{kernel}}}^{\′}}_l\left(m\right)=\left\{\begin{array}{cc}{\stackrel{\‾}{\mathrm{kernel}}}_l(\mathrm{Sym}{\_}_L-\mathrm{CP}{\_}_L+m)& 1\≤m\≤\mathrm{CP}{\_}_L\\ {\stackrel{\‾}{\mathrm{kernel}}}_l(m-\mathrm{CP}{\_}_L)& \mathrm{CP}{\_}_L+1\≤m\≤\mathrm{CP}{\_}_L+\mathrm{Sym}{\_}_L\\ {\stackrel{\‾}{\mathrm{kernel}}}_l(m-\mathrm{CP}{\_}_L-\mathrm{Sym}{\_}_L)& \mathrm{CP}{\_}_L+\mathrm{Sym}{\_}_L+1\≤m\≤\mathrm{CP}{\_}_L+2\mathrm{Sym}{\_}_L\\ {\stackrel{\‾}{\mathrm{kernel}}}_l(m-2\mathrm{Sym}{\_}_L-\mathrm{CP}{\_}_L)& \mathrm{CP}{\_}_L+2\mathrm{Sym}{\_}_L+1\≤m\≤2\mathrm{CP}{\_}_L+2\mathrm{Sym}{\_}_L\end{array}\right..$

图9示出了步骤801～步骤803所描述的类脉冲信号周期延拓的波形变化。

步骤804：通过NCO把两倍通道信号长度的

调制到各自的频点，具体可通过和每个载波的调频信号复乘实现，最后累加得到加长的kernel波形

$\mathrm{kernel}\left(m\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{{\stackrel{\‾}{\mathrm{kernel}}}^{\′}}_l\left(m\right)e^{j2\mathrm{\π}{f}_i(m-\mathrm{CP}{\_}_L-\mathrm{Sym}{\_}_L-1)t_0},$ 1≤m≤2CP__L+2Sym__L

其中f_l为载波的调频频点，和多载波信号合路的载波频点相同；t₀是合路通道信号的采样点间隔。

kernel波形在第CP_L+Sym_L+1个采样点处始终为0相位且为最大值处。为了便于将来幅度、相位调整，可以把加长的kernel波形归一化。

除了上述加长的kernel波形的生成方式以外，步骤803和步骤804之间还可以增加通过内插值滤波实现过采样的步骤。

4)生成对消噪声。

将每个载波的削波噪声与加长的kernel波形的最大峰值处对齐，以对齐点为参考点从kernel波形中截取通道长度的类脉冲信号，使得截取后的类脉冲信号最大峰值位置和削波噪声在通道信号中所处位置相同。

图10示出了在加长的kernel波形截取通道长度类脉冲信号的示意图。

对上述类脉冲信号作适当的相位、幅度调整，使调整后的类脉冲信号的极大值和噪声峰值的相位相同，幅度相当，具体实现时可以通过把归一化后的通道长度的类脉冲信号和通道削波噪声复乘，得到叠加的对消噪声。

在每个OFDM符号上，将对应的N个对消噪声进行累加，并反向叠加至时延后的多载波合路通道信号，形成消波噪声对消后得到的多载波合路通道信号。

5)指标评价。

对削波噪声对消后得到的多载波合路通道信号进行指标评价，需要预先设置削波算法停止标准，该削波算法标准可以包括目标峰均比值和目标计算次数，当削波对消后得到的多载波合路通道信号的峰均比小于该目标峰均比值，或者虽然削波对消得到的多载波合路通道信号的峰均比值大于目标峰均比值，但计算次数已超过最大计算次数，认为峰均比抑制已经符合削波算法停止标准。

图11示出了指标评价的流程，该流程包括：

步骤1101：判断多载波合路通道信号的峰均比抑制计算次数是否大于目标计算次数，如果是，直接执行步骤1104，否则执行步骤1102。

步骤1002：判断多载波合路通道信号的峰均比是否小于目标峰均比值，如果是直接执行步骤1004，否则执行步骤1003。

步骤1003：返回执行从多载波合路通道信号中提取削波噪声的步骤。

本步骤中，继续对多载波合路通道信号进行时延、执行提取削波噪声、截取kernel波形、得出对消噪声以及将对消噪声反向叠加等步骤都与前述已描述过的实现方式相同。

步骤1104：将多载波合路通道信号送至中频通道进一步处理。

本发明实施例提供的方法并不局限于上述举出的两载波，对于任意多的载波个数和任意多载波频点间隔，都可以使用本发明实施例提供的方法，并且允许给每个载波在每个OFDM符号上的频域子载波配置任意的调制方式。

图12为本发明实施例多载波OFDM***中峰均比抑制的装置结构示意图，该装置包括：

多载波合路通道信号模块11，用于在每个OFDM符号上，将每个载波的基带频域信号，合路成时域多载波合路通道信号。

时延模块12，用于对所述多载波合路通道信号进行时延。

对消噪声获取模块13，用于从所述多载波合路通道信号中提取削波噪声；依据所述削波噪声在所述多载波合路通道信号中的位置，在预先生成的加长的kernel波形上截取通道长度的类脉冲信号；使用所述类脉冲信号与所述提取的削波噪声复乘，得到对消噪声。

峰均比抑制模块14，用于在所述延时后的多载波合路通道信号上，反向叠加所述对消噪声，进行峰均比抑制。

本发明实施例多载波OFDM***中的峰均比抑制的装置，对消噪声获取模块13从多载波合路通道信号模块11生成的多载波合路通道信号中提取削波噪声，并依据削波噪声在通道中的位置，从加长的kernel波形上截取通道长度的类脉冲信号，再使用类脉冲信号与提取的削波噪声复乘得到对消噪声，再由峰均比抑制模块14将对消噪声获取模块13得到的对消噪声反向叠加至时延后的多载波合路通道信号。由于生成了加长的kernel波形，因此对消噪声获取模块13在截取通道长度的类脉冲信号时，同时考虑了多载波合路通道信号中的CP区和符号区，使用截取的类脉冲信号计算出的对消噪声也同时针对CP区和符号区，使峰均比抑制模块14反向叠加对消噪声后，对多载波合路通道信号的整个通道长度进行峰均比抑制，从而实现有效峰均比抑制。

该装置中还包括kernel波形生成模块15，用于生成加长的kernel波形。图13为本发明实施例多载波OFDM***中，kernel波形生成模块的结构示意图，如图13所示，上述kernel波形生成模块15可以包括：

第一IFFT单元151，用于对每个载波的频域子载波配置的预畸变系数进行高倍速IFFT处理，得到每个载波的过采样类脉冲信号。

第一CP单元152，用于将所述每个载波的过采样类脉冲信号进行周期延拓，并为周期延拓的类脉冲信号补充左右CP，得到每个载波的周期延拓类脉冲信号。

第一NCO单元153，用于将所述每个载波的周期延拓类脉冲信号，调制到各自的频点。

第一累加单元154，用于累加所述调制到各自频点的每个载波的周期延拓类脉冲信号，得到加长的kernel波形。

图14为本发明实施例多载波OFDM***中，多载波合路通道信号模块的结构示意图，如图14所示，上述多载波合路通道信号模块11可以包括：

基带频域信号单元111，用于在每个OFDM符号上，获取每个载波发送的基带频域信号。

第二IFFT单元112，用于将所述基带频域信号进行低倍速IFFT处理。

第二CP单元113，用于将所述经低倍速IFFT处理后得到的时域信号加CP。

过采样单元114，用于将所述加CP后的时域信号进行过采样，得到每个载波的高倍速通道信号。

第二NCO单元115，用于将所述每个载波的高倍速通道信号调制到各自频点。

第二累加单元116，用于累加所述调制到各自频点的每个载波的高倍速通道信号，得到多载波合路通道信号。

图15为本发明实施例多载波OFDM***中，对消噪声获取模块的结构示意图，如图15所示，上述对消噪声获取模块13包括：

峰值检测单元131，用于从所述多载波合路通道信号中提取峰值高于预设门限值，并且符合提取削波噪声个数的削波噪声。

kernel波形截取单元132，用于将所述每个削波噪声的位置与加长的kernel波形的最大峰值对齐，分别以对齐点为参考点，截取与每个削波噪声对应的通道长度的类脉冲信号。

对削噪声计算单元133，用于将所述截取的每个类脉冲信号与对应的削波噪声复乘，并累加复乘结果作为对消噪声。

本发明实施例提供的装置中，还可以包括指标评价模块16，用于判断反向叠加对消噪声后的多载波合路通道信号的峰均比抑制计算次数是否大于目标计算次数，如果是，将反向叠加对消噪声后的多载波合路通道信号发送至中频通道，否则继续评价反向叠加对消噪声的多载波合路通道信号的峰均比是否小于目标峰均比值，如果是，将反向叠加对消噪声的多载波合路通道信号发送至中频通道，否则将所述反向叠加对消噪声的多载波合路通道信号发送给所述时延模块12和对消噪声获取模块13继续处理；

或者用于判断反向叠加对消噪声后的多载波合路通道信号的峰均比是否小于目标峰均比值，如果是，将反向叠加对消噪声后的多载波合路通道信号发送至中频通道，否则继续判断反向叠加对消噪声后的多载波合路通道信号的峰均比抑制计算次数是否大于目标计算次数，如果是，将反向叠加对消噪声后的多载波合路通道信号发送至中频通道，否则将所述反向叠加对消噪声的多载波合路通道信号发送给所述时延模块12和对消噪声获取模块13继续处理。

本发明实施例多载波OFDM***中的峰均比抑制的方法和装置，从多载波合路通道信号中提取削波噪声，并依据削波噪声在通道中的位置，从预先生成的加长的kernel波形上截取通道长度的类脉冲信号，再使用类脉冲信号与提取的削波噪声复乘得到对消噪声，并反向叠加至延时后的多载波合路通道信号。由于预先生成了加长的kernel波形，因此在截取通道长度的类脉冲信号时，同时考虑了多载波合路通道信号中的CP区和符号区，使用截取的类脉冲信号计算出的对消噪声也同时针对CP区和符号区，使反向叠加对消噪声后，对多载波合路通道信号在整个通道长度上进行峰均比抑制，从而实现对峰均比的有效抑制。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (16)

1.一种多载波正交频分复用***中峰均比抑制的方法，其特征在于，该方法包括：

在每个正交频分复用OFDM符号上，将每个载波的基带频域信号合路成时域多载波合路通道信号；

从所述多载波合路通道信号中提取削波噪声，并依据所述削波噪声在所述多载波合路通道信号中的位置，从预先生成的加长的核kernel波形上截取通道长度的类脉冲信号，其中，所述从预先生成的加长的核kernel波形上截取通道长度的类脉冲信号包括：将每个载波的削波噪声与加长的kernel波形的最大峰值处对齐，以对齐点为参考点从kernel波形中截取通道长度的类脉冲信号，使得截取后的类脉冲信号最大峰值位置和削波噪声在通道信号中所处位置相同；

使用所述类脉冲信号与所述提取的削波噪声复乘得到对消噪声；

在时延后的多载波合路通道信号上反向叠加所述对消噪声，进行峰均比抑制。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述加长的kernel波形的生成过程为：

在每个OFDM符号上，为每个载波的频域子载波配置预畸变系数；

对所述频域子载波的预畸变系数进行高倍速反向傅立叶变换IFFT处理，得到每个载波的过采样类脉冲信号；

将所述每个载波的过采样类脉冲信号进行周期延拓，并补充左右循环前缀CP，得到每个载波的周期延拓类脉冲信号；

将所述每个载波的周期延拓类脉冲信号调制到各自的频点后累加，生成加长的kernel波形。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述为每个载波的频域子载波配置预畸变系数，是按照子载波特点和空余TR子载波特点配置的；

所述子载波特点包括：编码速率、星座调制方式、频域子载波功率、错误矢量量级EVM损失、频谱模板、期望峰均比性能和实现复杂度；

所述TR子载波特点包括：抑制TR子载波上的预畸变系数。

4.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述将每个载波的周期延拓类脉冲信号调制到各自的频点为：

将所述每个载波的周期延拓类脉冲信号与各自的调频信号复乘。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述合路成时域多载波合路通道信号为：

将所述每个载波的基带频域信号经低倍速IFFT处理后，加CP；

对所述每个载波加CP后的时域信号进行过采样，得到每个载波的高倍速通道信号；

将所述每个载波的高倍速通道信号调制到各自频点后累加，得到多载波合路通道信号。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述对每个载波加CP后的时域信号进行过采样为：

将所述每个载波加CP后的时域信号进行一级以上插值滤波。

7.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述将每个载波的高倍速通道信号调制到各自频点为：

将所述每个载波的高倍速通道信号与各自的调频信号复乘。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，预设提取削波噪声个数N；所述从多载波合路通道信号中提取削波噪声为：

对多载波合路通道信号中的采样点按照其功率从大到小进行排序，提取排序在前的N个削波噪声，作为从多载波合路通道信号中提取的削波噪声。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述从加长的kernel波形上截取通道长度的类脉冲信号为：

将提取的每个削波噪声的位置与加长的kernel波形的最大峰值对齐，分别以对齐点为参考点，截取与每个削波噪声对应的通道长度的类脉冲信号，使截取后的类脉冲信号最大峰值位置和对应削波噪声在通道信号中所处位置相同。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述使用类脉冲信号与提取的削波噪声复乘得到对消噪声为：将所述每个削波噪声和对应的通道长度的类脉冲信号复乘，得到对应的对消噪声；

所述在延时后的多载波合路通道信号上反向叠加对消噪声为：将对应的对消噪声进行累加，并反向叠加至延时后的多载波合路通道信号上。

11.如权利要求1所述的方法，其特征在于，预先设置削波算法停止标准，包括：目标计算次数和目标峰均比值；所述进行峰均比抑制之后进一步包括：

判断反向叠加对消噪声后的多载波合路通道信号的峰均比抑制计算次数是否大于目标计算次数，如果否，继续判断反向叠加对消噪声后的多载波合路通道信号的峰均比是否小于目标峰均比值，如果否，返回执行从多载波合路通道信号中提取削波噪声的步骤；

或者，判断反向叠加对消噪声后的多载波合路通道信号的峰均比是否小于目标峰均比值，如果否，继续判断反向叠加对消噪声后的多载波合路通道信号的峰均比抑制计算次数是否大于目标计算次数，如果否，返回执行从多载波合路通道信号中提取削波噪声的步骤。

12.一种多载波正交频分复用***中峰均比抑制的装置，其特征在于，该装置包括：

多载波合路通道信号模块，用于在每个正交频分复用OFDM符号上，将每个载波的基带频域信号，合路成时域多载波合路通道信号；

时延模块，用于对所述多载波合路通道信号进行时延；

对消噪声获取模块，用于从所述多载波合路通道信号中提取削波噪声；依据所述削波噪声在所述多载波合路通道信号中的位置，在预先生成的加长的核kernel波形上截取通道长度的类脉冲信号；使用所述类脉冲信号与所述提取的削波噪声复乘，得到对消噪声；其中，所述在预先生成的加长的核kernel波形上截取通道长度的类脉冲信号包括：将每个载波的削波噪声与加长的kernel波形的最大峰值处对齐，以对齐点为参考点从kernel波形中截取通道长度的类脉冲信号，使得截取后的类脉冲信号最大峰值位置和削波噪声在通道信号中所处位置相同；

峰均比抑制模块，用于在所述延时后的多载波合路通道信号上，反向叠加所述对消噪声，进行峰均比抑制。

13.如权利要求12所述的装置，其特征在于，该装置中还包括kernel波形生成模块，用于生成加长的kernal波形；所述kernel波形生成模块包括：

第一反向傅立叶变换IFFT单元，用于在每个OFDM符号上，对每个载波的频域子载波配置的预畸变系数进行高倍速IFFT处理，得到每个载波的过采样类脉冲信号；

第一循环前缀CP单元，用于将所述每个载波的过采样类脉冲信号进行周期延拓，并为周期延拓后的类脉冲信号补充左右CP，得到每个载波的周期延拓类脉冲信号；

第一数控振荡器NCO单元，用于将所述每个载波的周期延拓类脉冲信号，调制到各自的频点；

第一累加单元，用于累加所述调制到各自频点的每个载波的周期延拓类脉冲信号，得到加长的kernel波形。

14.如权利要求12所述的装置，其特征在于，所述多载波合路通道信号模块包括：

基带频域信号单元，用于在每个OFDM符号上，获取每个载波发送的基带频域信号；

第二IFFT单元，用于将所述基带频域信号进行低倍速IFFT处理；

第二CP单元，用于将所述经低倍速IFFT处理后得到的时域信号加CP；

过采样单元，用于将所述加CP后的时域信号进行过采样，得到每个载波的高倍速通道信号；

第二NCO单元，用于将所述每个载波的高倍速通道信号调制到各自频点；

第二累加单元，用于累加所述调制到各自频点的每个载波的高倍速通道信号，得到多载波合路通道信号。

15.如权利要求12所述的装置，其特征在于，所述对消噪声获取模块包括：

峰值检测单元，用于对所述多载波合路通道信号中的采样点按照其功率从大到小进行排序，提取排序在前的预设的N个削波噪声，作为从多载波合路通道信号中提取的削波噪声；

kernel波形截取单元，用于将所述提取的每个削波噪声的位置与加长的kernel波形的最大峰值对齐，分别以对齐点为参考点截取与每个削波噪声对应的通道长度的类脉冲信号；

对消噪声计算单元，用于将所述截取的每个类脉冲信号与对应的削波噪声复乘，并累加复乘结果作为对消噪声。

16.如权利要求12所述的装置，其特征在于，该装置中进一步包括指标评价模块，用于判断反向叠加对消噪声后的多载波合路通道信号的峰均比抑制计算次数是否大于目标计算次数，如果否，继续判断反向叠加对消噪声多载波合路通道信号的峰均比是否小于目标峰均比值，如果否，将所述反向叠加对消噪声的多载波合路通道信号发送给所述时延模块和对消噪声获取模块继续处理；

或者用于判断反向叠加对消噪声后的多载波合路通道信号的峰均比是否小于目标峰均比值，如果否，继续判断反向叠加对消噪声后的多载波合路通道信号的峰均比抑制计算次数是否大于目标计算次数，如果否，将所述反向叠加对消噪声的多载波合路通道信号发送给所述时延模块和对消噪声获取模块继续处理。

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