具体实施方式
图1绘示为依照本发明一实施例的具有软启动功能的电压转换装置的电路方块图。请参照图1,电压转换装置100包括软启动电路110、反馈模块120以及低压差稳压电路130。而软启动电路110则包括有电容C1、电阻R1~R2以及二极管D1~D2。
低压差稳压电路130具有输入端IN、稳压输出端OUT、使能端EN以及反馈端FB。其中,使能端EN用以接收使能信号ENIN,输入端IN用以接收输入电压VIN,而稳压输出端OUT则用以提供输出电压VOUT。此外,反馈模块120耦接于稳压输出端OUT及反馈端FB之间。软启动电路110耦接于反馈端FB与使能端EN之间。
此外,针对软启动电路110的内部元件来看,电容C1的第一端耦接至使能端EN。电阻R1耦接在电容C1的第二端与地端之间。电阻R2的第一端耦接于电容C1的第二端。二极管D1的阳极耦接于电阻R2的第二端,且二极管D1的阴极耦接于反馈端FB。二极管D2的阴极耦接于电容C1的第二端,且其阳极耦接于地端。
在本实施例中,反馈模块120用来提供阻抗比,而低压差稳压电路130则可以通过其所提供的阻抗比,来加以线性调整输出电压VOUT的电压值。而软启动电路110则用以延迟低压差稳压电路130的启动时间。
在整体作动上,当延迟低压差稳压电路130接收到使能信号ENIN而准备启动时,软启动电路110会因为使能信号ENIN的提升,而致使电容C1的两端电压随之提升,同时,二极管D1的阳极的电压也同时被提升。这个电压提升动作会使得二极管D1被顺向偏压,进而产生一个导通电流流向反馈模块120。此导通电流的大小,可以透过电阻R2的阻值来控制,且关于电阻R2的阻值的设计方式,将在以下段落中做更进一步的说明。这个导通电流会使得输出电压VOUT无法提升。同时,电容C1的电量也会经由电阻R1所形成的放电路径,放电至地端。随着经由电阻R1的放电动作,二极管D1的阳极的电压会逐步下降。一旦二极管D1阳极的电压下降至无法导通二极管的电位时,二极管D1逐渐停止导通,而二极管D1的导通电流也逐渐变小。相对的,输出电压VOUT也随之缓慢上升,直至二极管D1完全停止导通。此时,延迟低压差稳压电路130将输出依据反馈模块120的阻抗比所应调整出的输出电压VOUT。
值得一提的是,电压转换装置100还包括电容C2与C4。其中,电容C2耦接于输入端IN与地端之间,用以稳定输入电压VIN。而电容C4则耦接于稳压输出端OUT与地端之间,并用以稳定输出电压VOUT。再者,本实施例所述的电压转换装置100,仅利用简单的被动元件,譬如电阻、电容以及二极管,即可以达成电路软启动的功能。故与现有技术相较之下,本实施例所述的电压转换装置100更为经济有效。
为了致使本领域具有通常知识者能更了解本实施例的精神,以下将针对反馈模块120与低压差稳压电路130的内部电路作更进一步的说明。
图2绘示为依照本发明一实施例的反馈模块的电路图。请参照图2,反馈模块120包括有电阻R3与电阻R4。电阻R3耦接于稳压输出端OUT与反馈端FB之间,而电阻R4耦接于反馈端FB与地端之间。反馈模块220也可以包括有电容C3,其耦接于稳压输出端OUT与反馈端FB之间。
由于反馈端FB通常会被耦接到一个会提供固定电压(例如该固定电压为VFB),并且无电流流出/入的端点,因此电阻R4上会产生一个固定的电流。这个电流会由稳压输出端OUT流经电阻R3与R4,因此输出电压VOUT可以表示成如式(1)所示:
VOUT=VFB/R3*(R3+R4) (1)
图3绘示为依照本发明一实施例的低压差稳压电路的电路方块图。请参照图3,低压差稳压电路130包括有过热保护电路302、过流保护电路301、晶体管305、电压缓冲器304以及能隙电压电路303。其中,过热保护电路302耦接至使能端EN。过流保护电路301耦接于过热保护电路302与输入端IN之间。晶体管305的栅极同时耦接至过热保护电路302与过流保护电路301,且其第一漏/源极耦接至输入端IN,第二漏/源极耦接至稳压输出端OUT。
请继续参照图3,当低压差稳压电路130的操作温度高于一温度临界值时,过热保护电路302会输出一信号至晶体管305的栅极。藉此,晶体管305据以断开其两端,使得低压差稳压电路130无法透过稳压输出端OUT产生输出电压。换而言之,当低压差稳压电路130的操作温度高于温度临界值时,过热保护电路302将禁能低压差稳压电路130。
同样的,过流保护电路301是用以在低压差稳压电路130的操作电流高于一电流临界值时,以同样方式禁能低压差稳压电路130。晶体管305则为提供输出缓冲至稳压输出端OUT。而能隙(band gap)电压电路303则用以提供参考电压至电压缓冲器304。如此,电压缓冲器304即可比对反馈端的信号与参考电压,并透过控制晶体管305的栅极,使得低压差稳压电路130产生所需要的输出电压。
再者,以下将搭配图2与图3来看于图1中有关电阻R2阻值的设计。请同时参照图1~3,低压差稳压电路130在启动的瞬间,使能信号ENIN将由低电位转态至高电位。此时,电容C1的第二端会因使能信号ENIN的转态,也瞬间转态成高电位。电容C1的第二端所形成的高电位会致使二极管D1导通,进而产生一个导通电流流向低压差稳压电路130。当低压差稳压电路130透过反馈端FB接收到此导通电流时,由于能隙电压电路303与电压缓冲器304的关系,反馈端FB的电压会约等于能隙电压电路303所提供的参考电压VREF。
且知,二极管D1流向反馈端FB的导通电流,会使得反馈端FB的电压略为提高而产生一电压差VRA。假若,在此假设上述的参考电压VREF为1.2V、电压差VRA为0.2V,且二极管D1的正向导通电压VDI为0.6V、输出电压VOUT
为0V,则电阻R2的阻值将可表示成如式(2)所示:
其中,R3//R4为电阻R3与R4并联后的电阻值。如此,本领域具有通常知识者便可依据上式来选定电阻R2的阻值。
然而,电阻R1所形成的放电路径,会使电容C1第二端的电压慢慢下降,使得二极管D1流向反馈端FB的导通电流也会慢慢减小。随着导通电流的缩减,输出电压VOUT将随之慢慢上升,使得二极管D1完全被关闭。其中,此时的输出电压VOUT即为延迟低压差稳压电路130所需输出的电压值,且可表示成如式(3)所示:
VOUT=VREF/R4*(R3+R4) (3)
由上面的描述可以知道,电容C1所形成的放电时间,是输出电压VOUT从0V爬升至稳定值所需要的时间。为求可以简单且准确的控制输出电压VOUT的上升时间,熟悉此技术者可以将电阻R2与R1的阻值比设定为10∶1,使得电容C1中的电荷绝大部分都是透过电阻R1来进行放电。当电阻R1与R2的阻值依据上述的阻值比各自选定了以后,便可以决定软启动电路110延迟低压差稳压电路130的启动时间。
在输出电压VOUT进入稳定状态后,二极管D1阻隔反馈模块120与软启动电路110的电流通路。藉此,处在稳定状态的软启动电路110也将完全不影响低压差稳压电路130的功能。
请再继续参照图2,在要关闭低压差稳压电路130时,也就是使能信号ENIN由高电位转态至低电位,此时电容C1第二端上的电压会往下掉到比地端电压还要低的电压值。且在二极管D2的操作下,电容C1第二端的电压将保持在负极性,且其电压值相等于二极管D2的导通电压(例如:-0.6V)。换而言之,所有与电容C1第二端耦接的电路元件,都不会因为元件上的跨压太大,而被烧毁。
图4绘示为本实施例与现有技术的实际量测波形图。请参照图4,曲线401与402分别为输出电压随着时间变动的情形。其中,曲线401为现有电压转换装置所产生的输出电压。从曲线401的变化趋势来看,可以得知,由于现有电压转换装置所产生的输出电压会快速上升,因此其会产生大量的涌入电流以及严重的电磁干扰。反观曲线402,其为本实施例的电压转换装置所产生的输出电压。从曲线402的变化趋势来看,可以得知,由于本实施例的输出电压VOUT的上升时间接近4毫秒,故能有效地降低涌入电流以及电磁干扰。
综上所述,本发明仅利用外加的少数个被动元件,便可以调整输出电压的上升时间,进而减低涌入电流以及电子元件烧毁的机率。
虽然本发明已以较佳实施例揭示如上,然其并非用以限定本发明,任何所属技术领域中具有通常知识者,在不脱离本发明的精神和范围内,当可作些许更动与润饰,因此本发明的保护范围当以权利要求所界定的为准。