CN101379687B - 比较器方式直流对直流变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明的一个实施方式的比较器方式直流对直流变换器(1)具备：比较器部(20、40)，其比较电压变换部的输出电压和基准电压，决定控制信号(Ssw)中的导通脉冲的规定导通脉宽或截止脉冲的规定截止脉宽；以及控制部(200)，其具有比较控制信号(Ssw)和基准时钟(Cref)，按照使控制信号(Ssw)的频率为恒定的方式来调整导通脉宽或截止脉宽的频率控制单元(25)。频率控制单元(25)检测电压变换部(100)的输出电流为0A的状态或将成为0A的状态，停止导通脉宽或截止脉宽的调整处理。

Description

比较器方式直流对直流变换器
技术领域
本发明涉及比较器方式直流对直流变换器。
背景技术
从输入电压生成稳定的输出电压的直流对直流变换器是大家所熟知的。在直流对直流变换器中，作为使输出电压稳定的手法，可以考虑各种方式。例如，在专利文献1中，记载着利用PWM(脉冲宽度调制)方式的开关直流对直流变换器。在PWM方式中，使开关频率恒定，通过调整导通脉冲宽度，可稳定输出电压。此外，有利用比较器方式的开关直流对直流变换器。在比较器方式中，利用比较器使导通脉冲宽度恒定，通过调整截止脉冲宽度(即，开关频率)，可稳定输出电压。
这些直流对直流变换器有时被当作PU(processor Unit：处理器单元)等电压源使用。在PU中，从待机状态进入处理状态时，消耗电流急速增加。当因负荷电流急速增加而使输出电压急速降低时，由于在比较器方式直流对直流变换器中会立即输出导通脉冲，所以与在规定的截止脉冲期间不会输出脉冲的PWM方式相比，可很快地稳定输出电压。这样，与PWM方式相比，比较器方式具有对负荷电流急速增加的响应特性较好的特征。
专利文献1：日本特开2000-287439号公报
然而，在比较器方式直流对直流变换器中，假设导通脉冲宽度为Pon、截止脉冲宽度为Poff、输入电压为Vin、输出电压为Vout，则开关的周期Tf为Tf＝Pon+Poff＝Vout/Vin×Tf+((Vin-Vout)/Vin)×Tf...(式(1))。因此，在确定了Vin及Vout时，因为导通脉冲宽度Pon为恒定，所以Poff被唯一确定。换言之，在比较器方式直流对直流变换器中，因为Pon为恒定，所以只要确定Vin及Vout，即可确定使输出电压恒定的导通占空比。
此处，例如，环境温度上升时，电路元件的内部电阻增加，而增加内部损失。此时，在比较器方式直流对直流变换器中，为了弥补内部损失增加所导致的输出电压的降低，截止脉冲宽度变短而增加导通占空比。这样，在比较器方式直流对直流变换器中，开关频率随着环境温度的变动而逐渐变动。此外，截止脉冲宽度也会随着输入电压、输出电压及输出电流的变动而变动，从而使开关频率产生变动。开关频率的变动会导致输出电压的纹波产生变动，而可能导致PU等后级电路的错误动作。此外，可能需要在整个宽频带上的EMI对策。
另一方面，在PWM方式直流对直流变换器中，虽然可以使开关频率恒定，然而，负荷电流变小，在具有输出电流为0A以下的期间的不连续模式下，导通脉冲宽度可能过窄。其结果，可能会扰乱开关波形。此外，电路元件要求具有高速特性。
发明内容
所以，本发明的目的在于提供一种比较器方式直流对直流变换器，在负荷电流连续模式下，在不损害对于负荷电流的急速增加的响应特性的情况下，可降低开关频率的变动，在负荷电流不连续模式下，可抑制导通脉冲宽度过窄。
本发明的比较器方式直流对直流变换器具备：电压变换部，其具有被输入输入电压的输入端子和由第1输出端子及第2输出端子构成的一对输出端子，该电压变换部具备开关元件、电感器和平滑用电容器，该开关元件具有连接于输入端子上的一个电流端子，该电感器具有连接于该开关元件的另一个电流端子上的一端及连接于第1输出端子上的另一端，该平滑用电容器连接于一对输出端子间，该电压变换部根据作为脉冲信号的控制信号来控制该开关元件，由此在一对输出端子间生成将输入电压进行了电压变换的输出电压；以及控制部，其生成用于使电压变换部的输出电压稳定的控制信号。控制部具有：比较器部，其比较电压变换部的输出电压和基准电压，根据该比较结果，决定控制信号中的导通脉冲的规定导通脉宽或截止脉冲的规定截止脉宽；以及频率控制单元，其比较控制信号和基准时钟，根据该比较结果，按照使控制信号的重复频率为恒定的方式，来调整导通脉冲的规定导通脉宽或截止脉冲的规定截止脉宽。频率控制单元具有调整停止部，该调整停止部检测从电压变换部的开关元件向电感器的方向流动的输出电流为0A的状态或将成为0A的状态，生成用于使频率控制单元的规定导通脉宽或规定截止脉宽的调整处理停止的调整停止信号。
根据该比较器方式直流对直流变换器，在负荷电流连续模式下，例如在因输出电流增加而导致截止脉冲的截止脉宽变窄时(导通脉冲的导通脉宽变宽时)，也可利用频率控制单元来调整导通脉冲的规定导通脉宽(截止脉冲的规定截止脉宽)，从而使控制信号的频率保持恒定。所以，在负荷电流连续模式下，可减少开关频率的变动。
此处，因为频率控制单元通过调整导通脉冲的规定导通脉宽(截止脉冲的规定截止脉宽)来使控制信号的频率保持恒定，因此与PWM方式同样，在负荷电流不连续模式下，导通脉冲的导通脉宽有可能过窄。
然而，根据该比较器方式直流对直流变换器，在负荷电流不连续模式下，在输出电流为0A时或将成为0A时，通过频率控制单元来停止上述导通脉冲的规定导通脉宽(截止脉冲的规定截止脉宽)的调整处理，所以可抑制导通脉冲的导通脉宽过窄。因此，在负荷电流不连续模式下，可抑制导通脉冲的导通脉宽大幅变窄。
优选上述比较器部具有：第1比较器，其检测到电压变换部的输出电压小于基准电压时，将该检测时刻定为导通脉冲(截止脉冲)的开始时刻；以及第2比较器，其检测到从导通脉冲(截止脉冲)的开始时刻起经过规定时间后，将该检测时刻定为导通脉冲(截止脉冲)的结束时刻；上述频率控制单元具有调整部，该调整部通过调整规定时间，来调整规定导通脉宽(规定截止脉宽)。
上述频率控制单元具备生成基准时钟的基准时钟生成部，上述频率控制单元在从调整停止部取得调整停止信号的情况下，通过暂停基准时钟生成部的基准时钟的生成，来停止规定导通脉宽或规定截止脉宽的调整处理。
根据该结构，在从调整停止部取得调整停止信号时，因为暂时停止利用基准时钟生成部生成基准时钟，所以可停止频率控制单元的控制信号与基准时钟的比较结果的变动。所以，可以停止频率控制单元的规定导通脉宽或规定截止脉宽的调整处理。
此外，上述频率控制单元在从调整停止部取得调整停止信号的情况下，通过停止控制信号和基准时钟的比较，来停止规定导通脉宽或规定截止脉宽的调整处理。
根据该结构，从调整停止部取得调整停止信号时，因为停止利用频率控制单元进行的控制信号与基准时钟的比较，所以可停止控制信号与基准时钟的比较结果的变动。因此可停止频率控制单元的规定导通脉宽或规定截止脉宽的调整处理。
此外，上述频率控制单元在从调整停止部取得调整停止信号的情况下，通过将控制信号和基准时钟的比较结果置换成预先规定的规定固定值，来停止规定导通脉宽或规定截止脉宽的调整处理。
根据该结构，从调整停止部取得调整停止信号时，因为将频率控制单元进行的控制信号与基准时钟的比较结果置换成预先规定的规定固定值，因此可停止规定导通脉宽或规定截止脉宽的调整处理。
根据本发明，可得到一种比较器方式直流对直流变换器，在负荷电流连续模式下，在不损害对于负荷电流的急速增加的响应特性的情况下，可减少开关频率的变动，在负荷电流不连续模式下，可抑制导通脉冲宽度过窄。
附图说明
图1是表示本发明的第1实施方式的比较器方式直流对直流变换器的电路图。
图2是表示图1中的定时器部的电路图。
图3是表示图1中的调整部的电路图。
图4是表示图1中的调整停止部的电路图。
图5是表示图1中的基准时钟生成部的电路图。
图6是表示图1所示的比较器方式直流对直流变换器的电流连续模式下的各信号波形的时序图。
图7是表示图3所示的调整部的电流连续模式下的各信号波形的时序图。
图8是表示图1所示的比较器方式直流对直流变换器的电流不连续模式下的各信号波形的时序图。
图9是表示图5所示的基准时钟生成部的电流不连续模式下的各信号波形的时序图。
图10是表示图3所示的调整部的电流不连续模式下的各信号波形的时序图。
图11是表示图1所示的比较器方式直流对直流变换器相对于负荷电流的开关频率特性的图。
图12是表示本发明的第2实施方式的比较器方式直流对直流变换器的电路图。
图13是表示图12所示的调整停止部的电路图。
图14是表示本发明的第3实施方式的比较器方式直流对直流变换器的电路图。
图15是表示图14所示的调整部的电路图。
图16是表示图15所示的调整部的电流不连续模式下的各信号波形的时序图。
图17是表示本发明的第4实施方式的比较器方式直流对直流变换器的电路图。
图18是表示图17所示的调整停止部的电路图。
图19是表示图17所示的调整部的电路图。
图20是表示图18所示的调整停止部的电流不连续模式下的各信号波形的时序图。
图21是表示变形例1的调整部的电路图。
图22是表示变形例2的调整部的电路图。
图23是表示变形例的电流检测方法的图。
图24是表示变形例的基准时钟生成部的电路图。
图25是变形例的基准时钟生成部的各部信号波形。
符号说明：
1：比较器方式直流对直流变换器；
2：输入端子；
3：输出端子；
11：开关元件；
12：二极管；
13：驱动电路；
14：电感器；
15：平滑用电容器；
16、17：电阻元件；
18：电容器；
20：第1比较器(比较器部)；
25：频率控制单元；
30：定时器部；
31：恒电流生成电路(恒电流源)；
32：定时器用电容器；
33：晶体管；
34：输入电压分压电路；
35：电压跟随器；
36：电阻元件；
37：电流镜电路；
38：gm放大器；
40：第2比较器(比较器部)；
60：调整部；
61：第1计数器；
62：第2计数器；
68：加减计数器；
70：调整停止部；
71：检测电压分压电路；
72：比较器；
75：延迟复位信号生成部；
80：基准时钟生成部；
100：电压变换部；
200：控制部
具体实施方式
以下，参照附图，对本发明的优选实施方式进行详细说明。此外，在各附图中，相同或相当的部分赋予相同符号。
[第1实施方式]
图1是表示本发明的第1实施方式的比较器方式直流对直流变换器的电路图。图1所示的比较器方式直流对直流变换器1由电压变换部100及控制部200所构成。
电压变换部100根据来自控制部200的开关控制信号Ssw，在输出端子3产生输出电压Vout，该输出电压Vout是将施加于输入端子2的输入电压Vin进行电压变换而得到的。即，电压变换部100在由输出端子3及连接于GND 5上的输出端子(未图示)所构成的一对输出端子间生成输出电压Vout。电压变换部100具备开关元件11、二极管12、驱动电路13、电感器14以及电容器15。
开关元件11是N型MOSFET，两端构成电流端子。开关元件11的漏极连接于输入端子2上，源极连接于二极管12的阴极上。二极管12的阳极连接于GND 5上。开关元件11的栅极连接于驱动电路13上。
驱动电路13根据来自控制部200的开关控制信号Ssw，生成驱动信号，将该驱动信号提供给开关元件11的栅极。
开关元件11的源极及二极管12的阴极连接着电感器14的一端。电感器14的另一端连接于输出端子3上。电感器14的另一端及输出端子3与GND 5之间，连接着用于将输出电压平滑化的电容器(平滑用电容器)15。
控制部200生成用于稳定电压变换部100的输出电压Vout的开关控制信号Ssw。控制部200具备第1比较器20、定时器部30、第2比较器40、SR-FF 50、调整部60、调整停止部70以及基准时钟生成部80。此外，在本实施放式中，定时器部30、调整部60、调整停止部70以及基准时钟生成部80发挥频率控制单元25的功能。
第1比较器20的正输入端子连接于电压变换部100的输出端子3上，负输入端子被输入基准电压Vref。第1比较器20的输出端子连接于定时器部30及SR-FF 50的设定端子上。
定时器部30具有恒电流生成电路31、定时器用电容器32以及晶体管33。恒电流生成电路31连接于输入端子2及定时器用电容器32之间，对定时器用电容器32提供恒定值的充电电流。恒电流生成电路31可以根据来自调整部60的频率控制信号Sf来变更该充电电流的值。
定时器用电容器32连接于恒电流生成电路31及GND 5之间。定时器用电容器32的端子间并联连接着晶体管33。即，晶体管33的漏极连接于恒电流生成电路31与定时器用电容器32的一端之间的节点，源极连接于GND 5上。对晶体管33的栅极输入来自第1比较器20的输出电压Von。
恒电流生成电路31与定时器用电容器32的一端之间的节点被连接于第2比较器40的正输入端子上。对第二比较器40的负输入端子输入输入电压Vout。第2比较器40的输出端子连接于SR-FF 50的复位端子上。
SR-FF 50根据第1比较器20的输出电压Von，开始生成开关控制信号Ssw的导通脉冲，并且结束截止脉冲的生成，根据第2比较器40的输出电压Voff，结束开关控制信号Ssw的导通脉冲的生成，并且开始生成截止脉冲。控制信号Ssw是脉冲信号。
这样，第1比较器20检测到电压变换部100的输出电压Vout小于基准电压Vref时，通过产生高电平的脉冲电压Von来设定SR-FF 50，将该检测时刻定为开关控制信号Ssw的导通脉冲的开始时刻。
此外，在本实施方式中，恒电流生成电路31连接于输入端子2上，接收输入电压Vin，然而，恒电流生成电路31的电力供应源与GND 5之间具有规定的电位差，只要是可提供恒电流生成电路31所必要的输出电流的电源，则不限制为输入端子2的输入电压Vin。
此外，定时器部30利用第1比较器20的高电平的脉冲电压Von来复位定时器用电容器32的端子间电压，然后，通过以恒电流进行定时器用电容器32的充电来发挥定时器的功能。
此外，第2比较器40检测到定时器部30的定时器用电容器32的端子间电压为输出电压Vout以上，即检测到从导通脉冲的开始时刻起经过规定时间，通过产生高电平的脉冲电压Voff来复位SR-FF 50，并将该检测时刻定为开关控制信号Ssw的导通脉冲的结束时刻。
换言之，第1比较器20及第2比较器40发挥比较器部的功能，该比较器部决定开关控制信号Ssw的导通脉冲的规定导通脉宽。
调整部60接收开关控制信号Ssw，并接收基准时钟生成部80所生成的基准时钟Cref。调整部60比较开关控制信号Ssw及基准时钟Cref，根据该比较结果来调整导通脉冲的规定的导通脉宽，以使开关控制信号Ssw的频率恒定。具体而言，调整部60对开关控制信号Ssw的导通脉冲进行计数，并且对基准时钟进行计数，以使开关控制信号Ssw的计数值与基准时钟的计数值相等的方式，生成用于调整导通脉冲的规定导通脉宽的频率控制信号Sf。在本实施方式的比较器方式直流对直流变换器中，频率控制信号Sf是4位的数字信号。
调整停止部70的输入端子连接于电感器14的一端上，输出端子连接于基准时钟生成部80上。对调整停止部70的复位端子输入开关控制信号Ssw。调整停止部70检测从开关元件11或二极管12向电感器14的方向流动的输出电流IL，该输出电流IL的值为OA时，停止导通脉冲的规定导通脉宽的调整处理。具体而言，调整停止部70在输出电流IL的值为0A时，从检测到电感器14的一端所产生的谐振电压Vll的时刻开始到开关控制信号Ssw的导通脉冲的产生时刻为止，生成用于停止基准时钟生成部80的调整停止信号Sstop。
基准时钟生成部80生成基准时钟Cref，并且根据来自调整停止部70的调整停止信号Sstop来停止基准时钟Cref的生成。具体而言，基准时钟生成部80根据调整停止信号Sstop，对基准时钟Cref的电压电平进行锁存，停止基准时钟Cref的生成。
其次，针对定时器部30、调整部60、调整停止部70以及基准时钟生成部80进行详细说明。图2是表示图1中的定时器部30的电路图，图3是表示图1中的调整部60的电路图。此外，图4是表示图1中的调整停止部70的电路图，图5是表示图1中的基准时钟生成部80的电路图。
首先，对定时器部30进行说明。在图2中，详细地示出了定时器部30的恒电流生成电路31。恒电流生成电路31具有输入电压分压电路34、电压跟随器35、电阻元件36、电流镜电路37、gm放大器38以及数字/模拟变换部(以下称为DAC)39。
输入电压分压电路34对从输入端子2所输入的输入电压Vin进行分压。在本实施方式中，输入电压分压电路34由串联连接在输入端子2与GND 5之间的电阻元件34a、34b所构成。这些电阻元件34a、34b之间的分压被输入至电压跟随器35。
电压跟随器35由误差放大器35a及晶体管35b所构成。在本实施方式中，晶体管35b是n型MOSFET。在晶体管35b的源极与GND 5之间连接着电阻元件36。此外，在晶体管35b的漏极与输入端子2之间连接着电流镜电路37。
电流镜电路37由流过由电压跟随器35所决定的基准电流的晶体管37a及生成流过晶体管37a的基准电流的镜电流的晶体管37b所构成。在本实施方式中，晶体管37a、37b是P型MOSFET。晶体管37b对定时器用电容器32提供该镜电流。
DAC 39将来自调整部60的4位的数字频率控制信号Sf变换成模拟信号。DAC 39的输出端子连接于gm放大器38的一个输入端子上。
对gm放大器38的另一个输入端子输入基准电压Vref2。gm放大器38的输出端子连接于电流镜电路37的晶体管37a与电压跟随器35之间的节点上。
gm放大器38发挥推挽型电流源的功能，例如，DAC 39的输出信号是基准电压Vref2以上时，从电流镜电路37的晶体管37a引入电流，DAC39的输出信号小于基准电压Vref2时，对电压跟随器35提供电流。即，gm放大器38在Sf为Vref2以上时增加定时器用电容器32的充电电流，在Sf小于Vref2时，减少定时器用电容器32的充电电流。
其次，对调整部60进行说明。如图3所示，调整部60具有2个计数器61、62及加减计数器68。
对第1计数器61的输入端子输入开关控制信号Ssw，对复位端子输入第2计数器62的输出电压。例如，第1计数器61是4位计数器。第1计数器61在对开关控制信号Ssw的导通脉冲进行计数，且计数值为最大值“1111”的情况下，输出高电平的脉冲电压Vdown，并且在“1111”的下一计数时，复位输出电压。此外，第1计数器61在第2计数器62的输出电压为高电平时，也复位输出电压。第1计数器61的输出端子连接于加减计数器68的一个输入端子上。
对第2计数器62的输入端子输入基准时钟Cref，对复位端子输入第1计数器61的输出电压。例如，第2计数器62是4位计数器。第2计数器62在对基准时钟的周期进行计数，且计数值为最大值“1111”的情况下，输出高电平的脉冲电压Vup，并且在“1111”的下一计数时，复位输出电压。此外，第2计数器62在第1计数器61的输出电压为高电平时，也复位输出电压。第2计数器62的输出端子连接于加减计数器68的另一个输入端子上。
加减计数器68接收来自第1计数器61的脉冲电压及来自第2计数器62的脉冲电压Vdown、Vup而增减计数值。在本实施方式中，加减计数器68在从第1计数器61输入高电平的脉冲电压Vdown时，减少计数值，在从第2计数器62输入高电平的脉冲电压Vup时，增加计数值。加减计数器68对定时器部30输出4位的数字频率控制信号Sf。
其次，对调整停止部70进行说明。如图4所示，调整停止部70具有检测电压分压电路71、比较器72、齐纳二极管(Zener diode)73以及D-FF 74。
检测电压分压电路71对电感器14的一端的电压Vll进行分压。在本实施方式中，检测电压分压电路71由串联连接于电感器14的一端与GND5之间的电阻元件71a、71b所构成。这些电阻元件71a、71b之间的分压被输入至比较器72的正输入端子。
在比较器72的正输入端子与GND 5之间连接着齐纳二极管73。此处，电感器14的一端的电压Vll在开关切换元件11为导通状态时，上升至输入电压Vin。齐纳二极管73是为了进行比较器72的输入端子的过电压保护而设置的。
对比较器72的负输入端子输入基准电压Vref3。比较器72在电感器14的一端产生谐振电压Vll，电阻元件71a、71b之间的分压大于基准电压Vref3时，输出高电平的脉冲电压。这样，比较器72通过检测电感器14的一端产生共振电压Vll，来发挥检测输出电流IL为0A的时刻的电流检测部的功能。比较器72的输出端子连接于D-FF 74的时钟端子上。
对D-FF 74的输入端子输入输入电压Vin，对复位端子输入开关控制信号Ssw。D-FF 74在从比较器72接收高电平的脉冲电压的时刻开始至接收高电平的开关控制信号Ssw的时刻为止的期间，即，输出电流IL为0A的期间，生成高电平的调整停止信号Sstop。
其次，对基准时钟生成部80进行说明。如图5所示，基准时钟生成部80具有振荡器81、EXOR电路82以及3个D-FF 83、84、85。
对EXOR电路82的一个输入端子输入调整停止信号Sstop，另一个输入端子连接在D-FF 83的反转输出端子上。EXOR电路82的输出端子连接于D-FF 83的输入端子上。
对D-FF 83的时钟端子输入来自振荡器81的时钟，正转输出端子连接于D-FF 84的时钟端子上。
D-FF 84的输入端子连接在反转输出端子上，输出端子连接于D-FF85的时钟端子。同样地，D-FF 85的输入端子连接于反转输出端子上，D-FF 85从正转输出端子输出基准时钟Cref。
这样，EXOR 82及D-FF 83、84、85构成分频电路，当调整停止信号Sstop为低电平时，生成对来自振荡器的时钟进行了8分频的基准时钟Cref。此外，该分频电路在调整停止信号SStop为高电平时，对基准时钟Cref的电压电平进行锁存，停止基准时钟Cref。换言之，该分频电路在调整停止信号SStop为高电平时，降低基准时钟Cref的频率。
其次，对比较器方式直流对直流变换器1的动作进行说明。图6是表示图1所示的比较器方式直流对直流变换器1的电流连续模式下的各信号波形的时序图，图7是表示图3所示的调整部60的电流连续模式下的各信号波形的时序图。
首先，对输入端子2输入输入电压Vin时，利用控制部200生成开关控制信号Ssw。根据该开关控制信号Ssw，电压变换部100向输出端子3产生稳定的输出电压Vout。
此处，负荷电流较大时，比较器方式直流对直流变换器1以输出电流总是大于0A的电流连续模式进行动作。此时，以使开关频率与基准时钟Cref的频率一致的方式，设定导通脉冲宽度Pon。
输出电压Vout降低而达到基准电压Vref时(图6(a))，通过第1比较器20生成高电平的脉冲电压Von(图6(c))，利用SR-FF 50，针对开关控制信号Ssw，从开始时点Ta产生导通脉冲Pon，并且在时刻Ta结束截止脉冲Poff的产生(图6(e))。于是，通过驱动电路13生成高电平的驱动信号，使开关元件11成为导通状态。其结果，流过电感器14的输出电流IL增加，输出电压Vout上升(图6(a)、(b))。
通过第1比较器20生成高电平的脉冲电压Von时，晶体管33暂时处于导通状态，定时器用电容器32的端子间电压被复位，其后，利用来自恒电流生成电路31的恒电流逐渐对定时器用电容器32进行充电。定时器用电容器32的端子间电压达到输出电压Vout时，通过第2比较器40生成高电平的脉冲电压Voff(图6(d))，利用SR-FF 50，针对开关控制信号Ssw，从时刻Tb产生截止脉冲Poff，并且在结束时刻Tb结束导通脉冲Pon的产生(图6(e))。于是，通过驱动电路13将驱动信号从高电平变更至低电平，使开关元件11处于截止状态。其结果，通过连接负荷中的电力消耗，降低输出电压Vout，并且减少输出电流IL。通过重复以上的动作，可以使输出电压Vout稳定。
然而，例如在环境温度降低时，例如开关元件11、二极管12、电感器14等的内部电阻值降低，而降低内部损耗。此时，为了弥补输出电压Vout的上升，截止脉冲Poff的截止脉宽变宽，从而使导通占空比减少。另一方面利用调整部60调整导通脉冲Pon的规定导通脉宽。
具体而言，因为开关控制信号Ssw的开关频率低于基准时钟Cref的频率(图7(a)、(c))，所以第2计数器62比第1计数器61更早结束计数而输出高电平的脉冲电压Vup(图7(b))。另一方面，第1计数器61的输出电压Vdown保持低电平(图7(d))。其结果，加减计数器68使频率控制信号Sf的值上升(第7图(e))。
于是，将与频率控制信号Sf和基准电压Vref2之间的差分电压成比例的电流导入gm放大器38，增加定时器用电容器32的充电电流。由此，定时器用电容器32的端子间电压Vt到达输出电压Vout的时间变短，而提早了导通脉冲Pon的结束时刻Tb。其结果，导通脉冲Pon的导通脉宽变窄，因为导通占空比由Vin及Vout所决定，因此截止脉冲Poff的截止脉宽也变窄而使开关频率上升。这样，调整部60因为以使开关频率接近基准时钟Cref的频率的方式进行控制，因而降低开关频率的变动。
另一方面，例如环境温度上升时，例如开关元件11、二极管12、电感器14等的内部电阻值增加，而增加内部损耗。此时，为了弥补输出电压Vout的降低，截止脉冲Poff的截止脉宽变窄，而使导通占空比增加。另一方面，利用调整部60调整导通脉冲Pon的规定导通脉宽。
具体而言，因为开关控制信号Ssw的开关频率高于基准时钟Cref的频率，所以第1计数器61比第2计数器62更早结束计数，而输出高电平的脉冲电压Vdown。另一方面，第2计数器62的输出电压Vup保持低电平。其结果，加减计数器68使频率控制信号Sf的值降低。
于是，将与频率控制信号Sf和基准电压Vref2之间的差分电压成比例的电流输出至gm放大器38，减少定时器用电容器32的充电电流。由此，定时器用电容器32的端子间电压Vt达到输出电压Vout的时间变长，而延迟导通脉冲Pon的结束时刻Tb。其结果，导通脉冲Pon的导通脉宽变宽，因为导通占空比由Vin及Vout所决定，因此截止脉冲Poff的截止脉宽也变宽而使开关频率降低。这样，调整部60因为以使开关频率接近基准时钟Cref的频率的方式进行控制，因而降低开关频率的变动。
其次，对比较器方式直流对直流变换器1的电流不连续模式下的动作进行说明。在负荷电流较小时，比较器方式直流对直流变换器1以产生输出电流为0A的期间的电流不连续模式来进行动作。此时，暂时停止使开关频率与基准时钟Cref的频率为一致的调整处理，抑制导通脉冲导通脉宽变窄。
图8是表示图1所示的比较器方式直流对直流变换器1的电流不连续模式下的各信号波形的时序图，图9是表示图5所示的基准时钟生成部80的电流不连续模式下的各信号波形的时序图。此外，图10是表示图3所示的调整部60的电流不连续模式下的各信号波形的时序图。
在负荷电流较小的轻负荷时，电容器15的放电所需要的时间变长，输出电压Vout的降低时间变长(图8(a))。因此，开关控制信号Ssw的截止脉冲Poff的宽度变宽，开关控制信号Ssw的频率降低(图8(e))。这样，在截止脉冲Poff的产生期间，产生输出电流IL为0A的期间P0(图8(b))，从输出电流IL为0A的时刻开始，在电感器14的一端产生谐振电压Vll(图8(f))。在调整停止部70的比较器72中，检测到该谐振电压Vll大于基准电压Vref3，而输出高电平的脉冲电压。于是，通过D-FF 74输出高电平的调整停止信号Sstop(图8(g))。利用D-FF 74进行的高电平的调整停止信号Sstop的生成，一直持续到复位端子被输入的开关控制信号Ssw的导通脉冲Pon的产生开始时刻Ta为止(图8(e))。这样，通过调整停止部70，在输出电流IL成为0A的期间P0，生成高电平的调整停止信号Sstop。
生成高电平的调整停止信号Sstop时(图9(a))，基准时钟生成部80中的EXOR 82的输出电压会反转，在输出电流IL成为0A的期间P0，D-FF 83的正转输出电压Q的电平被锁存(图9(c))，D-FF 84的正转输出电压Q的电平被锁存(图9(d))。其结果，在输出电流IL为0A的期间P0，D-FF 85所输出的基准时钟Cref的电平被锁存。
这样，当利用调整停止部70，根据电感器14的一端的谐振电压Vll(图10(a))，生成调整停止信号Sstop时(图10(b))，基准时钟Cref的电压电平被锁存(图10(c))。其结果，基准时钟Cref的频率降低为接近开关控制信号Ssw的频率(图10(c)、(e))，第2计数器62的计数延迟。于是，抑制高电平的脉冲电压Vup的产生(图10(d))，从而频率控制信号Sf的上升被抑制(图10(g))。其结果，在电流不连续模式下，即使开关控制信号Ssw的频率降低，也能抑制导通脉冲Pon的导通脉宽的调整，从而抑制导通脉冲Pon的导通脉宽大幅变窄。
图11是表示图1所示的比较器方式直流对直流变换器1相对于负荷电流的开关频率特性的图。图11中除了本实施方式的比较器方式直流对直流变换器1的仿真结果以外，还示出了比较例的比较器方式直流对直流变换器的仿真结果。
曲线A表示本实施方式的比较器方式直流对直流变换器1的仿真结果。曲线B表示在本实施方式的比较器方式直流对直流变换器1中不具有调整部60及调整停止部70的结构即比较例1的比较器方式异步整流直流对直流变换器的仿真结果。曲线C表示在本实施方式的比较器方式直流对直流变换器1中不具有调整停止部70的结构即比较例2的比较器方式同步整流直流对直流变换器的仿真结果。
如曲线C所示，比较例1的比较器方式异步整流直流对直流变换器在电流连续模式下，开关频率随着负荷电流的增加而上升。因此，在作为实际使用状态的电流连续模式下，输出电压的纹波随着开关频率的变动而变动，可能使PU等后级电路产生错误动作。此外，可能需要在整个宽频带上的EMI对策。
此外，如曲线C所示，比较例2的比较器方式同步整流直流对直流变换器在电流不连续模式下，当负荷电流减少时，要使开关频率保持恒定，有时会造成开关波形的导通脉宽过窄。尽管负荷电流较少，但由于以高频实施导通脉宽较窄的开关而使损失增大，因此消耗电力无法充分降低。
相对于此，如曲线A所示，通过像本实施方式的比较器方式直流对直流变换器1那样具备调整部60及调整停止部70，在电流连续模式下，可使开关频率保持恒定，在电流不连续模式下，可停止开关频率的调整处理来抑制导通脉宽过窄。
这样，根据第1实施方式的比较器方式直流对直流变换器1，在电流连续模式下，在不损害对于负荷电流的急速增加的响应特性的情况下，可降低因为由环境温度的变动等所造成的变换损失的变动、输入输出电压的变动、输出电流的变动而产生的开关频率的变动。其结果，在电流连续模式下，可以降低输出电压的纹波的变动，从而能够防止PU等后级电路的错误动作。此外，无须在整个宽频带上的EMI对策，EMI对策能够容易且低成本地实现。
另一方面，在电流不连续模式下，在输出电流为0A的期间，可以停止上述导通脉冲的导通脉宽的调整处理。由此，在电流不连续模式下，可以抑制导通脉冲的导通脉宽大幅变窄，从而能够降低开关波形的紊乱。此外，无需使用具有高速特性的昂贵的电路元件。此外，尽管负荷电流较少，但由于可抑制以高频实施导通脉宽较窄的开关而造成的损失，因此可降低消耗电力。
[第2实施方式]
图12是表示本发明的第2实施方式的比较器方式直流对直流变换器的电路图。图12所示的比较器方式直流对直流变换器1A在比较器方式直流对直流变换器1中具备电压变换部100A、控制部200A来取代电压变换部100及控制部200，在该结构上与第1实施方式不同。
电压变换部100A在电压变换部100中还具备与电感器14串联连接的电阻元件(电流检测用电阻元件)16。电压变换部100A的其它结构与电压变换部100相同。
控制部200A在控制部200中具备调整停止部70A来取代调整停止部70，在该结构上与控制部200不同。控制部200A的其它结构与控制部200相同。此外，在本实施方式中，定时器部30、调整部60、调整停止部70A以及基准时钟生成部80发挥频率控制手段25A的功能。
图13是表示图12所示的调整停止部70A的电路图。图13所示的调整停止部70A在调整停止部70中不具备检测电压分压电路71及齐纳二极管73，在这一点上不同于调整停止部70。
比较器72为了检测输出电流IL，检测电阻元件16的两端电压。具体而言，比较器72的正输入端子连接于电感器14及电阻元件16之间的节点上，负输入端子连接于电阻元件16及输出端子Vout之间的节点上。换言之，比较器72的负输入端子在电流连续模式下被输入高电压的电压Vll1，正输入端子被输入低电压的电压Vll2。比较器72检测到电压Vll1与电压Vll2相等或反转，输出高电平的脉冲电压。这样，比较器72通过检测电压Vll1与电压Vll2之间的电压差，而发挥检测输出电流IL为0A的状态或将成为0A的状态的电流检测部的功能。此外，输出电流IL将成为0A的状态的检测，例如，可以通过对比较器72的正输入端子施加规定的正偏置电压来实现。
在该第2实施方式的比较器方式直流对直流变换器1A中，也可得到与第1实施方式相同的优点。
[第3实施方式]
图14是表示本发明的第3实施方式的比较器方式直流对直流变换器的电路图。图14所示的比较器方式直流对直流变换器1B在比较器方式直流对直流变换器1中具备控制部200B以取代控制部200，在该结构上与第1实施方式不同。比较器方式直流对直流变换器1B的其它结构与比较器方式直流对直流变换器1相同。
控制部200B在控制部200中具备调整部60B以取代调整部60。此外，控制部200B在控制部200中不具有基准时钟生成部80，而使用在外部生成的基准时钟Cref，在该结构上与控制部200不同。控制部200B的其它结构与控制部200相同。此外，在本实施方式中，定时器部30、调整部60B以及调整停止部70B发挥频率控制单元25B的功能。
图15是表示图14的调整部60B的电路图。在图15所示的调整部60B中，对第1计数器61及第2计数器62的控制端子分别输入调整停止部70所输出的调整停止信号Sstop，在这一点上与调整部60不同。调整部60B的其它结构与调整部60相同。
图第16图是表示图15所示的调整部60B的电流不连续模式下的各信号波形的时序图。
第1计数器61及第2计数器62被输入高电平的调整停止信号Sstop时(第16图(b))，停止计数(图16(c)的时刻Ts)。换言之，第1计数器61及第2计数器62对计数值即输出电压进行复位。
由此，在电流不连续模式下，输出电流成为0A时，因为第1计数器61及第2计数器62在结束至规定值为止的计数前，对计数值进行复位，因此不会产生高电平的脉冲电压Vup(图16(d))，频率控制信号Sf不会上升(图16(g))。其结果，在电流不连续模式下，即使开关控制信号Ssw的频率降低，也会停止导通脉冲Pon的导通脉宽的调整。
这样，在第3实施方式的比较器方式直流对直流变换器1B中，也能得到与第1实施方式相同的优点。
[第4实施方式]
图17是本发明的第4实施方式的比较器方式直流对直流变换器的电路图。图17所示的比较器方式直流对直流变换器1C在比较器方式直流对直流变换器1B中具备控制部200C以取代控制部200B，在该结构上与第3实施方式不同。比较器方式直流对直流变换器1C的其它结构与比较器方式直流对直流变换器1B相同。
控制部200C在控制部200B中具备调整部60C、调整停止部70C以取代调整部60B及调整停止部70，在该结构上与控制部200B不同。控制部200C的其它结构与控制部200B相同。此外，在本实施方式中，定时器部30、调整部60C以及调整停止部70C发挥频率控制单元25C的功能。
图18是表示图17所示的调整停止部70C的电路图。图18所示的调整停止部70C在调整停止部70中还具备延迟复位信号生成部75，在该结构上第3实施方式不同。调整停止部70C的其它结构与调整停止部70相同。
调整停止部70C具有：延迟开关控制信号Ssw的相位的延迟电路75a；反转开关控制信号Ssw的NOT电路75b：以及二个输入端子分别连接于延迟电路75a、NOT电路75b上的AND电路75c。调整停止部70C在开关控制信号Ssw的导通脉冲的结束时刻，生成高电平的脉冲电压，并提供给D-FF 74的复位端子。
图19是表示图17的调整部60C的电路图。图19所示的调整部60C在调整部60中还具备多路选择器(multiplexer)69，在该结构上与调整部60不同。调整部60C的其它结构与调整部60相同。
多路选择器69的一个输入端子连接于加减计数器68的输出端子上，另一个输入端子被输入固定值。多路选择器69的控制端子被输入调整停止信号Sstop。多路选择器69在调整停止信号Sstop为低电平时，选择加减计数器68的输出信号作为频率控制信号Sf来输出，调整停止信号Sstop为高电平时，选择固定值作为频率控制信号Sf来输出。
此外，加减计数器68的控制端子也被输入调整停止信号Sstop。
图20是表示图18所示的调整停止部70C的电流不连续模式下的各信号波形的时序图。如图20所示，当利用比较器72检测到电感器14的一端的谐振电压Vll时(图20(a))，开始利用D-FF 74生成高电平的调整停止信号Sstop。其后，利用延迟复位电路，在开关控制信号Ssw的导通脉冲Pon的结束时刻Tb，生成高电平的脉冲电压Sr(图20(b))，利用D-FF 74结束高电平的调整停止信号Sstop的生成(第20图(c))。
当生成高电平的调整停止信号Sstop时，加减计数器68停止计数，并且多路选择器69将加减计数器68的输出信号变更成固定值，并当作频率控制信号Sf输出。
这样，根据第4实施方式的比较器方式直流对直流变换器1C，除了输出电流为0A以下的期间，在导通脉冲产生期间之前，也可停止导通脉冲的导通脉宽的调整处理。其结果，可延迟加减计数器68的计数，而抑制导通脉冲的导通脉宽的调整。因此，在第4实施方式的比较器方式直流对直流变换器1C中，也能得到与第3实施方式相同的优点。
此外，本发明并未受限于上述实施方式，可以实施各种变形。
在本实施方式中，作为调整部60，例示了生成数字频率控制信号Sf的数字电路，然而，也可应用生成模拟频率控制信号Sf的模拟电路。图21是表示变形例1的调整部的电路图。图21所示的变形例1的调整部60X在调整部60中具有NOR电路63、NAND电路64、2个反相器65、66、电荷泵电路67以及调整用电容器68X以取代加减计数器68。调整部60X的其它结构与调整部60相同。
NOR电路63的一个输入端子经由反相器65连接于第1计数器61的输出端子上，另一个输入端子连接于第2计数器62的输出端子上。NOR电路63的输出端子连接于电荷泵电路67上。
NAND电路64的一个输入端子连接于第2计数器62的输出端子上，另一个输入端子经由反相器66连接于第1计数器61的输出端子上。NAND电路64的输出端子连接于电荷泵电路67上。
电荷泵电路67由如下部分构成：由n型MOSFET所构成的晶体管67a、由p型MOSFET所构成的晶体管67b、以及2个恒电流源67c、67d。晶体管67a的源极经由恒电流源67c连接于GND 5上，漏极连接于晶体管67b的漏极上。晶体管67b的源极经由恒电流源67d被输入输入电压Vin。晶体管67a、67b的栅极分别被输入NOR电路63所输出的脉冲电压Vdown、及NAND电路64所输出的脉冲电压Vup。晶体管67a、67b的漏极与GND 5之间连接着调整用电容器68X。
在调整部60X中，在开关控制信号Ssw的频率低于基准时钟Cref的频率时，第1计数器61比第2计数器62更早结束计数，生成高电平输出电压，而使NAND电路64输出低电平的脉冲电压Vup，因此利用电荷泵电路67对电容器68X进行充电，使频率控制信号Sf的电平上升。另一方面，在开关控制信号Ssw的频率高于基准时钟Cref的频率时，第2计数器62比第1计数器61更早结束计数，生成高电平输出电压，而使NOR电路63输出高电平的脉冲电压Vdown，因此利用电荷泵电路67对电容器68X进行放电，使频率控制信号Sf的电平降低。
在变形例1中，晶体管67b的源极经由恒电流源67d被输入输入电压Vin，然而，只要是与GND 5之间具有规定的电位差，可提供恒电流源67c、67d所需要的输出电流的电源，则不限制为输入端子2的输入电压Vin。
此外，调整部60也可应用使用了相位比较器的电路。图22是表示变形例2的调整部的电路图。图22所示的变形例2的调整部60Y在调整部60X中具有相位比较器61Y以取代第1及第2计数器61、62、NOR电路63、NAND电路64以及2个反相器65、66。调整部60Y的其它结构与调整部60X相同。
对相位比较器61Y的一个输入端子输入开关控制信号Ssw，对另一个输入端子输入基准时钟Cref。相位比较器61Y比较开关控制信号Ssw的相位及基准时钟Cref的相位，生成输出电压Vdown、Vup，该输出电压Vdown、Vup具有与该比较结果所表示的Ssw与Cref之间的相位差对应的值。相位比较器61Y对电荷泵电路67的晶体管67a的栅极提供输出电压Vdown，对电荷泵电路67的晶体管67b的栅极提供输出电压Vup。
在调整部60Y中，在开关控制信号Ssw的频率低于基准时钟Cref的频率时，因为相位比较器61Y输出低电平的脉冲电压Vup，所以通过电荷泵电路67对电容器68X进行充电，使频率控制信号Sf的电平上升。另一方面，在开关控制信号Ssw的频率高于基准时钟Cref的频率时，因为相位比较器61Y输出高电平的脉冲电压Vdown，所以通过电荷泵电路67对电容器68X进行放电，使频率控制信号Sf的电平降低。
此外，在本实施方式中，例示了通过电感器14的一端的谐振电压来检测输出电流为0A以下的期间的输出电流检测方法、及通过串联连接于电感器14上的电阻元件16的两端电压来检测输出电流为0A以下的状态或将成为0A的状态的输出电流检测方法，然而，输出电流检测方法并未限为本实施方式。例如，也可应用图23所示的输出电流检测方法。图23是表示变形例的电流检测方法的图。如图23所示，将电阻元件(电流检测用电阻元件)17及电容器(电流检测用电容器)18的串联电路并联连接于电感器14上，通过检测电容器18的端子间电压为0V或将成为0V的时刻，可以检测输出电流IL为0A或将成为0V的时刻。
此外，在本实施方式中，作为停止规定导通脉宽的调整的方法，例示了停止基准时钟生成部80中的分频电路82、83、84、85的方法，然而，也可以停止基准时钟生成电路本身。图24是表示变形例的基准时钟生成部的电路图。图24所示的变形例的基准时钟生成部80X是具备三角波生成电路86、比较器87、D-FF电路88以及单发脉冲信号生成电路89的环振荡器。图25是变形例的基准时钟生成部的各部信号波形。
三角波生成电路86具有依次串联连接于用于输入输入电压Vin的端子及GND 5连接端子之间的恒电流源86a、开关元件86b以及电容器86c。此外，三角波生成电路86具有并联连接于电容器86c上的开关元件86d。开关元件86b在调整停止信号Sstop为低电平时处于导通状态。另一方面，开关元件86d在从单发脉冲信号生成电路89输出高电平的脉冲电压时处于导通状态。这样，三角波生成电路86在调整停止信号Sstop为低电平时，生成锯齿波状的三角波电压(图25(a)、(b)、(d))。比较器87比较来自三角波生成电路86的三角波电压及基准电压Vref4，三角波电压小于基准电压Vref4时，生成低电平的输出电压，三角波电压为基准电压Vref4以上时，生成高电平的脉冲电压(图25(b)、(c))。D-FF电路88的输入端子连接于反转输出端子上，对时钟端子输入来自比较器87的输出电压。D-FF电路88根据来自比较器87的脉冲电压，反转基准时钟Cref的电平。单发脉冲信号生成电路89在基准时钟Cref的电平被反转时，输出脉冲电压。
此处，调整停止信号Sstop为高电平时，开关元件86b处于截止状态，停止电容器的充电，锁存来自三角波生成电路86的三角波电压的电平。其结果，锁存基准时钟Cref的电平。这样，变形例的基准时钟生成部80X根据调整停止信号Sstop来停止基准时钟生成电路本身，由此可停止基准时钟Cref的生成。
此外，在本实施方式中，定时器部30控制导通时间宽度Pon，然而，也可以控制截止时间宽度Poff。此时，在驱动电路13中，在开关控制信号Ssw为高电平时，生成开关元件11处于截止状态的驱动信号。此外，在该情况下，调整部60调整截止时间宽度Poff以取代导通时间宽度Pon。
此外，变更开关控制信号Ssw中的导通脉冲Pon的导通脉宽的方法并未受限于本实施方式，可以考虑各种方式。例如，可以通过变更电压跟随器35中的晶体管35b的参数来变更定时器用电容器32的充电电流，也可以通过变更电流镜电路37中的晶体管37a、37b的参数来变更定时器用电容器32的充电电流，还可以通过变更输入电压分压电路34的分压比来变更定时器用电容器32的充电电流。
此外，在本实施方式中，调整部60的基准时钟Cref的频率与开关控制信号Ssw的频率相同，然而，基准时钟Cref的频率与开关控制信号Ssw的频率之比也可以为N∶M(M及N为自然数)。此时，调整部60以使开关控制信号Ssw的计数值与基准时钟Cref的计数值的比为M∶N的方式，调整开关控制信号的导通脉冲的规定导通脉宽。尤其，优选基准时钟Cref的频率低于开关控制信号Ssw频率。由此，可以降低消耗电流。
此外，在本实施方式中，第1计数器61只对开关控制信号Ssw的导通脉冲进行了计数，然而，也可以对开关控制信号Ssw的导通脉冲及截止脉冲中的至少任何一方进行计数。
此外，在本实施方式中，对第2比较器的负输入端子输入输出电压Vout，然而，也可以对第2比较器的负输入端子输入某基准电压。
此外，在本实施方式中，作为电压变换部，例示了使用了二极管整流方式的开关型电压变换部，然而，也可以是使用了开关元件来取代二极管12的同步整流方式开关型电压变换部。在该情况下，调整停止部根据反转检测信号，使用于取代二极管12的开关元件停止。
此外，在本实施方式中，作为电压变换部100中的开关元件11，使用了n型MOSFET，然而，也可以使用P型MOSFET。此外，本实施方式中的开关元件及晶体管也可以应用FET及双极晶体管等各种晶体管。

Claims (5)

1.一种比较器方式直流对直流变换器，其特征在于，该变换器具备：
电压变换部，其具有被输入输入电压的输入端子和由第1输出端子及第2输出端子构成的一对输出端子，该电压变换部具备开关元件、电感器和平滑用电容器，该开关元件具有连接于前述输入端子上的一个电流端子，该电感器具有连接于该开关元件的另一个电流端子上的一端及连接于前述第1输出端子上的另一端，该平滑用电容器连接于前述一对输出端子间，该电压变换部根据作为脉冲信号的控制信号来控制该开关元件，由此在前述一对输出端子间生成将前述输入电压进行了电压变换的输出电压；以及
控制部，其生成用于使前述电压变换部的前述输出电压稳定的前述控制信号，
前述控制部具有：
比较器部，其比较前述电压变换部的前述输出电压和基准电压，根据该比较结果，决定前述控制信号中的导通脉冲的规定导通脉宽或截止脉冲的规定截止脉宽；以及
频率控制单元，其比较前述控制信号和基准时钟，根据该比较结果，按照使前述控制信号的重复频率为恒定的方式，来调整前述导通脉冲的前述规定导通脉宽或前述截止脉冲的前述规定截止脉宽；
前述频率控制单元具有调整停止部，该调整停止部检测从前述电压变换部的前述开关元件向前述电感器的方向流动的输出电流为0A的状态或将成为0A的状态，生成用于使前述频率控制单元的前述规定导通脉宽或前述规定截止脉宽的调整处理停止的调整停止信号。
2.根据权利要求1所述的比较器方式直流对直流变换器，其中
前述比较器部具有：
第1比较器，其检测到前述电压变换部的前述输出电压小于前述基准电压时，将该检测时刻定为前述导通脉冲或前述截止脉冲的开始时刻；以及
第2比较器，其检测到从前述导通脉冲或前述截止脉冲的开始时刻起经过规定时间后，将该检测时刻定为前述导通脉冲或前述截止脉冲的结束时刻；
前述频率控制单元具有调整部，该调整部通过调整前述规定时间，来调整前述规定导通脉宽或前述规定截止脉宽。
3.根据权利要求1所述的比较器方式直流对直流变换器，其中
前述频率控制单元具备生成前述基准时钟的基准时钟生成部，
前述频率控制单元在从前述调整停止部取得前述调整停止信号的情况下，通过暂停前述基准时钟生成部的前述基准时钟的生成，来停止前述规定导通脉宽或前述规定截止脉宽的调整处理。
4.根据权利要求1所述的比较器方式直流对直流变换器，其中
前述频率控制单元在从前述调整停止部取得前述调整停止信号的情况下，通过停止前述控制信号和前述基准时钟的比较，来停止前述规定导通脉宽或前述规定截止脉宽的调整处理。
5.根据权利要求1所述的比较器方式直流对直流变换器，其中
前述频率控制单元在从前述调整停止部取得前述调整停止信号的情况下，通过将前述控制信号和前述基准时钟的比较结果置换成预先规定的规定固定值，来停止前述规定导通脉宽或前述规定截止脉宽的调整处理。
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