CN101355538A - 基于滤波器组的分块传输***频域调制***及方法 - Google Patents

Abstract

一种基于滤波器组的分块传输***频域调制***及方法，先将输入的串行调制符号序列分割为D个每段长度为K的数据块序列后，再进行K点正交变换，然后通过子带映射，将每个正交变换输出的K个元素分别映射到***分配的K个子带上传输，接着对各子带上传输的长度为D的数据块进行D点DFT变换后，分别再周期拓展为长度为D×N的数据块，然后将K个长度为D×N的数据块分别乘上各子带对应的频谱窗函数进行频谱成型后进行数据块累加，形成一个长度为D×N的数据块，然后将该数据块进行D×N点的逆傅立叶变换及添加循环前缀后予以传输，如此可在保持性能的条件下降低实现复杂度，尤其是当分配的子带数目较少的情况，如上行链路。

Description

基于滤波器组的分块传输***频域调制***及方法

技术领域

本发明涉及一种基于滤波器组的分块传输***频域调制***及方法。

背景技术

近年来，随之无线通信***向着宽带方向迅速发展，无线通信***占有的带宽越来越高，传输速率越来越高，频谱效率也要求越来越高。在宽带无线移动通信***和宽带无线接入网中多个用户同时接入时，需要采用多址技术。通常采用的多址技术主要有三种：频分多址、时分多址和码分多址。频分多址技术是将用户的信息分配到不同频率的载波信道进行传输；时分多址技术是将不同的信息分配到不同的时隙进行传输，一个载波可以按时隙传输多个用户的信息，传输的用户数取决于时隙的数目；码分多址技术采用扩频通信方式，它可以在同一时间和同一载波上传输不同的伪随机码调制的多个用户的信号。根据近几年的研究发现，为了有效提升***的吞吐量，由频分多址技术(FDMA)和时分多址技术(TDMA)组合的多址技术将成为未来移动通信技术的主要多址技术。

现有频分多址***主要有两种实现方式，一种是基于OFDM技术的频分多址***，如正交频分多址(OFDMA)和基于离散傅立叶变换扩频的正交频分多址(DFT-S-OFDMA)***；另一种是基于滤波器组技术的频分多址***，如滤波多音(FMT)，广义多载波(GMC)和基于离散傅立叶变换的广义多载波(DFT-S-GMC)频分多址方案。相对于基于OFDM技术的频分多址***具有对同步误差导致的多址干扰敏感的缺陷而言，基于滤波器组技术的频分多址***由于其每个子带的带宽相对于载波频偏和多普勒频移较大，而且每个子带之间具有一定的频域保护间隔，再有其每个子带的频谱具有陡峭的带外衰减，因此该***对载波频偏和定时误差引起的多用户间干扰具有较强的鲁棒性。

请参见图1，其为现有的基于滤波器组的分块传输***(DFT-S-GMC)的时域实现框图。已调制信号经过数据块分割装置10、串/并转换装置11处理后，接着进入K点正交变换装置12进行K点的正交变换，然后再进行子带映射，假设子带映射装置13输出的信号可以表示为{e_k，k＝0，1，...，D-1}，这里，e_k也表示一个元素数量为M的列向量，其中M为多子带滤波器组总的子带数目，经过IFBT变换装置14，移位累加装置15和循环数据成块装置16后，输出信号可表示为：

$s\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_k{\left((n-\mathrm{kN})\right)}_{D\×N},$ n＝0，1，...，D×N-1，其中， $g_k\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}_k\left(m\right)f_p\left(n\right)\exp (j2\mathrm{\πmn}/M),$ n＝0，1，...，L-1，((·))_Q表示取模Q运算，f_p(n)为原型滤波器系数，g_k(n)为波形符号。

通常，在现有的基于滤波器组的分块传输***(DFT-S-GMC)中，对于K子带调制，该调制结构需要先进行K点的正交变换，然后进行M点的IDFT变换，接着将IDFT变换输出的数据块进行周期拓展，并将周期拓展后数据块与M子带滤波器组原型滤波器系数(亦即原型滤波器的离散冲击响应)点乘，在时域完成各子带的频谱成型，形成长度为L的逆滤波器组变换符号，亦即波形符号，随后，将逆滤波器组变换符号尾部补零形成长度为DxN(DxN大于L)的波形符号，最后，将D个长度为DxN的波形符号按移位间隔N逐一循环移位后累加，形成长度为DxN的多子带滤波器组调制信号。由此可知，对于时域滤波器组调制结构，多子带频谱成型和D个波形符号的复用(移位累加)是在时域完成的，由于为实现各子带频谱边缘陡峭衰减的频谱特性，滤波器组原型滤波器系数个数较多，因此，时域频谱成型和符号复用将导致较大的实现/计算复杂度。

综上所述，如何解决现有基于滤波器组的分块传输***存在的缺点，实已成为本领域技术人员亟待解决的技术课题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于滤波器组的分块传输***频域调制***及方法，以实现通信***复杂度的降低。

为了达到上述目的，本发明提供的基于滤波器组的分块传输***频域调制***，包括数据块分割装置、第一串/并转换装置、K点正交变换装置、子带映射装置、及循环前缀添加装置，还包括预设有时域复用波形符号数目、总的子带数目、占用的子带数目、原型滤波器移位正交间隔、及原型滤波器系数的滤波器组，滤波器组又包括：分别与所述子带映射装置相连接，用于根据预设的时域复用波形符号数目将已映射到相应子带上的第一并行符号数据块序列中相同序号元素进行串并转换以得到各子带对应的第二并行符号数据块序列，其中，第二串/并转换装置的数目小于或等于预设的滤波器组总的子带数目的多个第二串/并转换装置；分别与所述多个第二串/并转换装置相连接，用于预设的时域复用波形符号数目将相应子带对应的多个第二并行符号数据块分别进行相应第二点数的离散傅立叶变换的多个离散傅立叶变换装置；分别用于根据所述滤波器组原型滤波器移位正交间隔将各子带对应的经过离散傅立叶变换的多个第二并行符号数据块分别进行周期拓展的多个周期拓展装置；分别用于根据滤波器组原型滤波器系数和各子带中心频率位置将各子带对应的经过周期拓展的多个第二并行符号数据块分别进行频域频谱成型的多个频谱成型装置；用于将各子带对应的经过频谱成型的多个第二并行符号数据块进行叠加以形成相应的单个并行符号数据块的多子带叠加装置；用于将叠加形成的并行符号数据块进行相应第三点数的逆离散傅立叶变换后输出至所述循环前缀添加装置的逆离散傅立叶变换装置。

此外，本发明的基于滤波器组的分块传输***频域调制方法，包括步骤：1)根据预设的占用子带数目和时域复用波形符号数目将已调制的串行符号数据序列分割为串行符号数据块序列；2)根据预设的占用子带数目将所述串行符号数据块序列进行串并转换以得到第一并行符号数据块序列；3)根据预设的占用子带数目将所述第一并行符号数据块序列中各数据块进行相应第一点数的正交变换；4)将经过正交变换的第一并行符号数据块序列中各数据块的每个元素分别映射至相应的子带上；5)根据预设的时域复用波形符号数目将已映射到相应子带上的第一并行符号数据块序列中各数据块中相同序号元素进行串并转换以得到各子带对应的多个第二并行符号数据块；6)根据预设的时域复用波形符号数目将各子带对应的多个第二并行符号数据块分别进行相应第二点数的离散傅立叶变换；7)根据滤波器组原型滤波器移位正交间隔将经过离散傅立叶变换的各子带对应的多个第二并行符号数据块分别进行周期拓展；8)根据滤波器组原型滤波器系数和各子带中心频率位置将各子带对应的多个经过周期拓展的第二并行符号数据块分别进行频域频谱成型；9)将各子带对应的多个经过频谱成型的第二并行符号数据块进行叠加以形成相应的单个并行符号数据块；10)将叠加形成的并行符号数据块进行相应第三点数的逆离散傅立叶变换以得到循环波形序列；11)在循环波形序列的头或尾部添加一个特定长度的保护间隔以减少信道间干扰。

其中，所述步骤3)采用离散傅立叶变换、沃尔什-哈达码变换及恒等变换中的一种进行正交变换，所述步骤4)采用连续映射方式或离散映射方式进行映射处理，在所述步骤8)中，若经过周期拓展的并行符号数据块序列为{i_m，m＝0，1，...，M-1}，经过频谱成型后其变换为{l_m，m＝0，1，...，M-1}，满足l_m(k)＝i_m(k)F_m(k)，k＝0，…，D×N-1，m＝0，1，...，M-1，其中F_m(k)为第m个子带对应的频率响应，并且 $F_m\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_p\left(n\right)\exp (j2\mathrm{\πmn}/M)\exp (-j2\mathrm{\πkn}/(D\×N)),$ {f_p(n)，n＝0，1，2...，L-1}为滤波器组原型滤波器系数，L为滤波器长度，且有 $\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_p\left(n\right)f_p^{*}(n-\mathrm{kN})=\mathrm{\δ}\left(k\right),$ N为原型滤波器移位正交间隔，所述步骤8)还包括当第m个子带对应的频率响应F_m(k)能量小于预设的阈值时将所述F_m(k)设定为0的步骤

综上所述，本发明的基于滤波器组的分块传输***频域调制***及方法通过在频域进行调制可有效降低通信***的复杂度。

附图说明

图1为现有的基于滤波器组的分块传输***的发射机的时域实现框图。

图2为本发明的基于滤波器组的分块传输***频域调制***基本结构示意图。

图3为本发明的基于滤波器组的分块传输***频域调制***采用1个子带时的比特误码率性能比较示意图。

图4为本发明的基于滤波器组的分块传输***频域调制***采用6个子带时的比特误码率性能比较示意图。

具体实施方式

请参阅图2，本发明的基于滤波器组的分块传输***频域调制***包括：数据块分割装置10、第一串/并转换装置11、K点的正交变换装置12、子带映射装置13、预设有时域复用波形符号数目、总的子带数目、占用的子带数目、原型滤波器移位正交间隔、及原型滤波器系数的M子带滤波器组、和循环前缀添加装置20，其中，所述M子带滤波器组又包括第二串/并转换装置140、141及142、D点离散傅立叶变换(DFT)装置150、151和152、周期拓展装置160、161和162、频谱成型装置170，171和172、多子带叠加装置18、及DxN点逆离散傅立叶变换(IDFT)装置19。为简化说明，第二串/并转换装置、D点离散傅立叶变换及周期拓展装置分别仅图示出3个，但并非以此为限，其数目分别与所述子带映射装置的包含的子带数目相同。此外，所述基于滤波器组的分块传输***频域调制***是为避免现有技术存在的缺点而采用在频域进行信号调制，故其采用的参数(例如，滤波器组的总的子带数目、原型滤波器移位正交间隔、及原型滤波器系数)都参照现有技术而预先予以确定。

此外，需要说明的是，作为数字通信***发射机必要组成部分的信道编码装置、数字调制装置、RF变频装置和一个发射天线并非本发明的改进之处，且该些必要组成部分的结构及原理已为本领域技术人员所熟悉，故在此不再进行描述。而且为使描述更为清楚，先假定{a_n，n＝0，1，2....}为输入到所述数据块分割装置10的串行已调制符号序列。

所述数据块分割装置10用于将已调制串行符号数据序列{a_n，n＝0，1，2....}，分割为串行符号数据块序列{b_m，m＝0，1，2....}，其中，b_m表示一个元素数量等于D×K的行向量，D为所述D点DFT装置150，151和152中DFT变换的点数，亦即预设的滤波器组调制输出的信号中时域复用波形符号数目，K为所述正交变换装置12中正交变换的点数，亦即预设的滤波器组调制输出的信号占用的子带数目。由于数字通信***发射机对输入的每个串行数据块的操作是相同而且是独立的，因此在其后的方案描述中仅描述发射装置及接收装置对一个串行数据块的操作。

所述第一串并转换装置11用于将串行符号数据块序列{b_m，m＝0，1，2....}中每个数据块进行串并转换操作，以形成D个第一并行符号数据块{c_k，k＝0，1，...，D-1}，其中，c_k是一个元素数量和正交变换装置12中变换点数K相同的列向量；

所述正交变换装置12用于对输入的D个第一并行符号数据块{c_k，k＝0，1，...，D-1}进行K点正交变换。其中，可采用离散傅立叶变换(DFT)、沃尔什-哈达码(WH)变换、或恒等变换(即变换输出信号矢量与输入信号矢量恒等)进行正交变换。优选方式为采用K点DFT变换。在正交变换装置12中，输入的第一并行数据块序列{c_k，k＝0，1，...，D-1}经过K点DFT变换后，变换成相应的数据块序列{d_k，k＝0，1，...，D-1}，相互之间的关系服从d_k＝FFT(c_k)，其中，d_k也表示一个元素数量和正交变换大小一样的列向量。正交变换大小K等于传输信号占用的子带数目，并且可根据通信***所需传输速率进行自适应调整。

所述子带映射装置13用于将经过DFT变换输出的数据块d_k中的每个元素分别映射到相应的子带上进行传输，对于没有数据映射的子带传输0。映射的方式可以是连续映射方式，即将数据块中的各元素映射到频谱上频率连续排列的多个子带上；也可以是离散映射方式，即将数据块中的各元素映射到频谱上频率间隔排列的多个子带上。经过子带映射装置，输入并行的数据块序列{d_k，k＝0，1，...，D-1}变换成相应的数据块序列{e_k，k＝0，1，...，D-1}，e_k也表示一个元素数量为M的列向量，其中M为多子带滤波器组总的子带数目，所述子带数目预先已确定。

所述第二串/并转换装置140，141和142分别用于根据预设的时域复用波形符号数目对映射到各子带上传输的第二并行符号数据块序列{e_k，k＝0，1，...，D-1}中各数据块相同序号元素进行串并转换操作，以形成M个大小为D的并行数据块{g_m，m＝0，1，...，M-1}，其中，g_m表示一个元素数量和DFT变换装置150，151和152中变换点数D一样的列向量，第二串/并转换装置的数目小于或等于预设的滤波器组总的子带数目。

所述离散傅立叶变换(DFT)装置150，151和152，分别用于根据所述预设的时域复用波形符号数目对输入的各子带对应的第二并行符号数据块序列{g_m，m＝0，1，...，M-1}进行相应第二点数即D点的DFT变换。经过DFT变换装置，输入并行的数据块序列变换成相应的数据块序列{h_m，m＝0，1，...，M-1}，相互之间的关系服从 $h_m\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_m\left(n\right)\exp (-j2\mathrm{\πkn}/D),$ k＝0，…，D-1，m＝0，1，...，M-1，其中，h_m表示一个元素数量为D的列向量。

所述周期拓展装置160，161和162，分别用于根据所述滤波器组原型滤波器移位正交间隔对输入的各子带对应的第二并行符号数据块序{h_m，m＝0，1，...，M-1}进行周期拓展。经过周期拓展装置，输入的第二并行数据块序列变换成相应的并行数据块序列{i_m，m＝0，1，...，M-1}，相互之间的关系服从i_m(k)＝h_m((k))_D，k＝0，…，D×N-1，m＝0，1，...，M-1，((·))_D表示取模D运算，N为滤波器组原型滤波器移位正交间隔，亦即上采样率，其值预先已确定，其中，i_m表示一个元素数量为D×N的列向量。

所述频谱成型装置170，171和172，分别用于根据滤波器组原型滤波器系数和各子带中心频率位置对输入的各子带对应的频域传输信号，即第二并行符号数据块序{i_m，m＝0，1，...，M-1}，进行频域频谱成型。经过频谱成型装置，输入并行的数据块序列变换成相应的并行数据块序列{l_m，m＝0，1，...，M-1}，相互之间的关系服从l_m(k)＝i_m(k)F_m(k)，k＝0，…，D×N-1，m＝0，1，...，M-1，其中F_m(k)为第m个子带对应的频率响应，并且 $F_m\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_p\left(n\right)\exp (j2\mathrm{\πmn}/M)\exp (-j2\mathrm{\πkn}/(D\×N)),$ 其中{f_p(n)，n＝0，1，2...，L-1}为滤波器组原型滤波器系数(亦即冲激响应)，L为滤波器长度，其频率响应为单子带低通滤波器频率响应，该滤波器满足移位正交条件： $\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_p\left(n\right)f_p^{*}(n-\mathrm{kN})=\mathrm{\δ}\left(k\right),$ N为滤波器移位正交间隔，亦即上采样率，这里，l_m表示一个元素数量为D×N的列向量；需要说明的是，由于各子带频率响应的能量|F_m(k)|²主要集中在有限的少数频率点上，因此可以只保留各子带频率响应能量最大的N_m个频点上的值，而直接将其余值设为零。即，对于第m个子带，其近似频率响应可等效为 ${\tilde{F}}_m\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}{F}_m\left(k\right),& {\left|F_m\left(k\right)\right|}^2>\mathrm{\ξ}\\ 0,& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.,$ ξ为给定的阈值。在最优情况下，通过频率响应置零，可使得相邻各子带占用的频点数可以正好相互不重叠，即所有子带占用的频点数之和正好等于D×N。这样，在性能损失很小的条件下，各子带的频谱成型运算的实现复杂度可显著降低。

所述多子带叠加装置18，用于将频谱成型后的各子带传输信号，即并行符号数据块序{l_m，m＝0，1，...，M-1}，进行叠加以形成相应的单个并行符号数据块。经过多子带叠加装置，输入的多个并行数据块序列变换成相应的并行数据块{o(k)，k＝0，1，...，D×N-1}，相互之间的关系服从 $o\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{l}_m\left(k\right),$ k＝0，…，D×N-1，这里，{o(k)}表示一个元素数量为D×N的列向量。

所述IDFT(逆离散傅立叶变换)装置14，用于对输入的并行符号数据块序列{o(k)，k＝0，1，...，D×N-1}进行第三点数即D×N点的逆傅立叶变换。经过IDFT变换装置，输入并行的数据块序列变换成相应的并行数据块{s(n)，n＝0，1，...，D×N-1}，相互之间的关系服从 $s\left(n\right)=\frac{1}{D\×N}\underset{k=0}{\overset{D\×N-1}{\mathrm{\Σ}}}o\left(k\right)\exp (j2\mathrm{\πkn}/(D\×N)),$ n＝0，1，...，D×N-1。这里{s(n)}表示为块长为D×N的并行数据块。事实上，

$s\left(n\right)=\frac{1}{D\×N}\underset{k=0}{\overset{D\×N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{l}_m\left(k\right)\exp (j2\mathrm{\πkn}/(D\×N))$

$=\frac{1}{D\×N}\underset{k=0}{\overset{D\×N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{i}_m\left(k\right)F_m\left(k\right)\exp (j2\mathrm{\πkn}/(D\×N))$

$=\frac{1}{D\×N}\underset{k=0}{\overset{D\×N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{d=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_m\left(d\right)\exp (-j2\mathrm{\πkd}/D)F_m\left(k\right)\exp (j2\mathrm{\πkn}/(D\×N))$

$=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{d=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_m\left(d\right)f_m{\left((n-\mathrm{dN})\right)}_{D\×N}$

$f_m\left(n\right)=\frac{1}{D\×N}\underset{k=0}{\overset{D\×N-1}{\mathrm{\Σ}}}{F}_m\left(k\right)\exp (j2\mathrm{\πkn}/(D\×N))$

$=f_p\left(n\right)\exp (j2\mathrm{\πmn}/M)$

上式中，

令 ${\tilde{g}}_d\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_m\left(d\right)f_p\left(n\right)\exp (j2\mathrm{\πmn}/M),$ 则IDFT输出信号可表示为

$s\left(n\right)=\underset{d=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{g}}_d{\left((n-\mathrm{dN})\right)}_{D\×N}$

由于g_m(d)＝e_k(m)，d＝k，因此该信号表达式与现有技术中采用时域调制方法时经过循环数据成块装置后的信号表达式完全相同。

所述循环前缀添加装置20，用于在循环波形序列的头或尾部添加一个特定长度的保护间隔，用于减少信道间干扰(优选地，该保护间隔的长度应大于信道最大时延扩展长度)。优选地，保护间隔添加装置可采用循环前缀(CP)添加装置，也即将所述数据块尾部的一部分复制到其的前端，形成最终的带CP的数据块符号。经过循环前缀添加装置，输入数据序列{s(n)，n＝0，1，...，D×N-1}变换成完整的数据块符号序列{t(n)，n＝0，1，...，P-1}，其中，P＝D×N+C，C为循环前缀长度。

本发明的基于滤波器组的分块传输***频域调制方法主要包括以下步骤：

第一步：根据预设的占用子带数目和时域复用波形符号数目将已调制的串行符号数据序列分割为串行符号数据块序列，即将{a_n，n＝0，1，2....}分割为串行符号数据块序列{b_m，m＝0，1，2....}，其中，b_m表示一个元素数量等于D×K的行向量，D为所述D点DFT装置150，151和152中DFT变换的点数，K为所述正交变换装置12中正交变换的点数。

第二步：根据预设的占用子带数目将所述串行符号数据块序列进行串并转换以得到第一并行符号数据块序列，即将{b_m，m＝0，1，2....}变换为D个第一并行符号数据块{c_k，k＝0，1，...，D-1}，显然，c_k是一个元素数量和正交变换装置12中变换点数K相同的列向量。

第三步：根据预设的占用子带数目将所述第一并行符号数据块序列进行相应第一点数的正交变换，可采用离散傅立叶变换、沃尔什-哈达码变换或恒等变换中的进行正交变换，在本实施方式中，采用K点DFT变换将{c_k，k＝0，1，...，D-1}变换为{d_k，k＝0，1，...，D-1}。

第四步：将经过正交变换的第一并行符号数据块序列中的每个元素分别映射至相应的子带上，可采用连续映射方式或离散映射方式进行映射处理，在本实施方式中，经过映射处理将{d_k，k＝0，1，...，D-1}变换成相应的数据块序列{e_k，k＝0，1，...，D-1}，e_k也表示一个元素数量为M的列向量，其中M为多子带滤波器组总的子带数目。

第五步：根据预设的时域复用波形符号数目将已映射到相应子带上的第一并行符号数据块序列中各数据块中相同序号元素进行串并转换以得到各子带对应的第二并行符号数据块序列，即将{e_k，k＝0，1，...，D-1}中各数据块相同序号元素进行串并转换操作，以形成M个大小为D的并行数据块{g_m，m＝0，1，...，M-1}。

第六步：根据预设的时域复用波形符号数目将相应子带对应的第二并行符号数据块序列进行相应第二点数的离散傅立叶变换，即将第二并行符号数据块序列{g_m，m＝0，1，...，M-1}进行D点的DFT变换成相应的数据块序列{h_m，m＝0，1，...，M-1}，其中， $h_m\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_m\left(n\right)\exp (-j2\mathrm{\πkn}/D),$ k＝0，…，D-1，m＝0，1，...，M-1，h_m表示一个元素数量为D的列向量。

第七步：根据滤波器组原型滤波器移位正交间隔将经过离散傅立叶变换的第二并行符号数据块分别进行周期拓展，周期拓展的次数由滤波器组原型滤波器移位正交间隔所确定，即将{h_m，m＝0，1，...，M-1}进行N-1个周期拓展变换成相应的并行数据块序列{i_m，m＝0，1，...，M-1}，其中，i_m(k)＝h_m((k))_D，k＝0，…，D×N-1，m＝0，1，...，M-1，((·))_D表示取模D运算，N为滤波器组原型滤波器移位正交间隔，亦即上采样率，其中，i_m表示一个元素数量为D×N的列向量。

第八步：根据滤波器组原型滤波器系数和各子带中心频率位置将经过周期拓展的第二并行符号数据块序列进行频域频谱成型，若经过周期拓展的并行符号数据块序列为{i_m，m＝0，1，...，M-1}，经过频谱成型后其变换为{l_m，m＝0，1，...，M-1}，满足l_m(k)＝i_m(k)F_m(k)，k＝0，…，D×N-1，m＝0，1，...，M-1，其中F_m(k)为第m个子带对应的频率响应，并且 $F_m\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_p\left(n\right)\exp (j2\mathrm{\πmn}/M)\exp (-j2\mathrm{\πkn}/(D\×N)),$ {f_p(n)，n＝0，1，2...，L-1}为滤波器组原型滤波器系数，L为滤波器长度，且有 $\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_p\left(n\right)f_p^{*}(n-\mathrm{kN})=\mathrm{\δ}\left(k\right),$ N为滤波器移位正交间隔，由于各子带频率响应的能量|F_m(k)|²主要集中在有限的少数频率点上，因此在本步骤中，当|F_m(k)|²小于预设的阈值ξ时，可将其设定为0，只保留各子带频率响应能量最大的N_m个频点上的值。即，对于第m个子带，其近似频率响应可等效为 ${\tilde{F}}_m\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}{F}_m\left(k\right),& {\left|F_m\left(k\right)\right|}^2>\mathrm{\ξ}\\ 0,& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.,$ ξ为预先设定的阈值。在最优情况下，通过频率响应置零，可使得相邻各子带占用的频点数可以正好相互不重叠，即所有子带占用的频点数之和正好等于D×N。这样，在性能损失很小的条件下，各子带的频谱成型运算的实现复杂度可显著降低。

第九步：将经过频谱成型的第二并行符号数据块序列进行叠加以形成相应的并行符号数据块，即将{l_m，m＝0，1，...，M-1}进行叠加成相应的并行数据块{o(k)，k＝0，1，...，D×N-1}，其中， $o\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{l}_m\left(k\right),$ k＝0，…，D×N-1

第十步：将叠加形成的并行符号数据块进行相应第三点数的逆离散傅立叶变换以得到循环波形序列，即将{o(k)，k＝0，1，...，D×N-1}进行D×N点的逆傅立叶变换成相应的并行数据块{s(n)，n＝0，1，...，D×N-1}，相互之间的关系服从 $s\left(n\right)=\frac{1}{D\×N}\underset{k=0}{\overset{D\×N-1}{\mathrm{\Σ}}}o\left(k\right)\exp (j2\mathrm{\πkn}/(D\×N)),$ n＝0，1，...，D×N-1。

第十一步：在循环波形序列的头或尾部添加一个特定长度的保护间隔以减少信道间干扰，即将{s(n)，n＝0，1，...，D×N-1}变换成完整的数据块符号序列{t(n)，n＝0，1，...，P-1}，其中，P＝D×N+C，C为循环前缀长度。

以下将通过对本发明的基于滤波器组的分块传输***频域调制***的仿真进一步说明其优点，所采用的仿真参数如下：

***采样频率：7.68MHz

子带总数目(M)：28

占用子带数目(K)：1子带/6个子带

原型滤波器：根升余弦

原型滤波器长度(L)：392

滤波器上采样率(N)：32

子带映射方式：集中映射

编码方式/码率：Turbo(1/2)

调制方式：QPSK

天线配置：1发1收

信道模型：PB(3km/h)

均衡算法：MMSE频域均衡

频域均衡点数Q：512

每个数据块复用的波形符号数D：16

每子带频点数：Round(512/28)，其中Round(.)表示四舍五入运算

对比仿真***：频域调制方法和时域调制方法

请参见图3及图4，其分别为本发明的基于滤波器组的分块传输***频域调制***采用1个子带和6个子带时的比特误码率性能比较示意图，显然采用1个和6个子带时，基于频域调制的DFT-S-GMC***与现有基于时域调制的DFT-S-GMC***相比较，比特误码率几乎相同，即采用频域调制几乎没有造成***性能的损失。

再请参见下表1，其为基于时域调制和基于频域调制的复杂度的比较表：

表1  时域调制和频域调制复杂度比较

其中，28点的FFT等效于4次7点的FFT和7次4点的FFT，512点和4点FFT采用基2算法，7点的FFT采用WFTA算法(共9次复乘)。由于一般情况下，如10比特量化，加法的计算复杂度比乘法低一个数量级，所以，复杂度的比较没有考虑加法的计算量。

由表1可见，采用频域调制的发射机复杂度小于采用时域调制的发射机复杂度，尤其是在接收端(基站)用户占用子带数目较少的情况。如占用28子带(满子带)时，频域调制的实乘数约为时域调制的五分之四。而当占用1个子带时，频域调制的实乘数只有时域调制的二分之一。并且，若频域调制的512点IFFT和16点FFT采用基4算法，则频域调制的复杂度将进一步降低。

综上所述，本发明的基于滤波器组的分块传输***频域调制***及方法与现有基于时域滤波器组调制的发送方案相比，在保持相同性能的条件下，其具有较低的实现复杂度，尤其是当分配的子带数目较少的情况，如上行链路。

Claims (6)

1.一种基于滤波器组的分块传输***频域调制***，其包括数据块分割装置、第一串/并转换装置、K点正交变换装置、子带映射装置、及循环前缀添加装置，其特征在于还包括：预设有时域复用波形符号数目、总的子带数目、占用的子带数目、原型滤波器移位正交间隔、及原型滤波器系数的滤波器组，所述滤波器组包括：

多个第二串/并转换装置，分别与所述子带映射装置相连接，用于根据预设的时域复用波形符号数目将已映射到相应子带上的第一并行符号数据块序列中相同序号元素进行串并转换以得到各子带对应的多个第二并行符号数据块，其中，第二串/并转换装置的数目小于或等于预设的滤波器组总的子带数目；

多个离散傅立叶变换装置，分别与所述多个第二串/并转换装置相连接，用于根据所述预设的时域复用波形符号数目将相应子带对应的多个第二并行符号数据块分别进行相应第二点数的离散傅立叶变换；

多个周期拓展装置，分别用于根据所述滤波器组原型滤波器移位正交间隔将各子带对应的经过离散傅立叶变换的多个第二并行符号数据块分别进行周期拓展；

多个频谱成型装置，分别用于根据滤波器组原型滤波器系数和各子带中心频率位置将各子带对应的经过周期拓展的多个第二并行符号数据块分别进行频域频谱成型；

多子带叠加装置，用于将各子带对应的经过频谱成型的多个第二并行符号数据块进行叠加以形成相应的单个并行符号数据块；

逆离散傅立叶变换装置，用于将叠加形成的并行符号数据块进行相应第三点数的逆离散傅立叶变换后输出至所述循环前缀添加装置。

2.一种基于滤波器组的分块传输***频域调制方法，其特征在于包括步骤：

1)根据预设的占用子带数目和时域复用波形符号数目将已调制的串行符号数据序列分割为串行符号数据块序列；

2)根据预设的占用子带数目将所述串行符号数据块序列进行串并转换以得到第一并行符号数据块序列；

3)根据预设的占用子带数目将所述第一并行符号数据块序列中各数据块进行相应第一点数的正交变换；

4)将经过正交变换的第一并行符号数据块序列中各数据块的每个元素分别映射至相应的子带上；

5)根据预设的时域复用波形符号数目将已映射到相应子带上的第一并行符号数据块序列中各数据块中相同序号元素进行串并转换以得到各子带对应的多个第二并行符号数据块；

6)根据预设的时域复用波形符号数目将各子带对应的多个第二并行符号数据块分别进行相应第二点数的离散傅立叶变换；

7)根据滤波器组原型滤波器移位正交间隔将经过离散傅立叶变换的各子带对应的多个第二并行符号数据块分别进行周期拓展；

8)根据滤波器组原型滤波器系数和各子带中心频率位置将各子带对应的多个经过周期拓展的第二并行符号数据块分别进行频域频谱成型；

9)将各子带对应的多个经过频谱成型的第二并行符号数据块进行叠加以形成相应的单个并行符号数据块；

10)将叠加形成的并行符号数据块进行相应第三点数的逆离散傅立叶变换以得到循环波形序列；

11)在循环波形序列的头或尾部添加一个特定长度的保护间隔以减少信道间干扰。

3.如权利要求1所述的基于滤波器组的分块传输***频域调制方法，其特征在于：所述步骤3)采用离散傅立叶变换、沃尔什-哈达码变换及恒等变换中的一种进行正交变换。

4.如权利要求1所述的基于滤波器组的分块传输***频域调制方法，其特征在于：所述步骤4)采用连续映射方式或离散映射方式进行映射处理。

5.如权利要求1所述的基于滤波器组的分块传输***频域调制方法，其特征在于：在所述步骤8)中，若经过周期拓展的并行符号数据块序列为{i_m，m＝0，1，...，M-1}，经过频谱成型后其变换为{l_m，m＝0，1，...，M-1}，满足l_m(k)＝i_m(k)F_m(k)，k＝0，...，D×N-1，m＝0，1，...，M-1，其中F_m(k)为第m个子带对应的频率响应，并且 $F_m\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_p\left(n\right)\exp (j2\mathrm{\πmn}/M)\exp (-j2\mathrm{\πkn}/(D\×N)),$ {f_p(n)，n＝0，1，2...，L-1}为滤波器组原型滤波器系数，L为滤波器长度，且有 $\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_p\left(n\right)f_p^{*}(n-\mathrm{kN})=\mathrm{\δ}\left(k\right),$ N为滤波器移位正交间隔。

6.如权利要求5所述的基于滤波器组的分块传输***频域调制方法，其特征在于还包括当第m个子带对应的频率响应F_m(k)能量小于预设的阈值时将所述F_m(k)设定为0的步骤。

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