CN102932289A - Ofdm***中基于循环移位估计移位个数及信道响应的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种在OFDM***中采用***导频的方法来估计基于循环移位PTS中的移位个数以及信道响应的方法。技术方案是：在OFDM***模型中，为降低OFDM符号的峰值平均功率比（PAPR）采用基于时域循环移位的PTS处理方法，在此基础上提出了一种***导频的方法来估计序列的循环移位个数和传输信道的响应。该方法在降低***PAPR同时又避免了边信息的发送，接收端也不用进行复杂的盲估计仅用少量的导频信息就可以估计出每一个子序列在时域中的循环移位个数，从而计算出频域序列中每一个符号所乘以的相位旋转因子，提高了***的可靠性和有效性。

Description

OFDM***中基于循环移位估计移位个数及信道响应的方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，涉及正交频分复用(OFDM)***中峰均功率比(PAPR)的降低和导频设计。 

背景技术

正交频分复用技术的概念最早出现于20世纪50年代中期。60年代，人们对多载波调制技术进行了许多理论上的研究，形成了并行数据传输和频分复用(FDM)的思想，这使得OFDM技术首先在美国军用高频通信***得到应用。使用离散傅立叶变换(DFT)和离散傅立叶逆变换(IDFT)来实现基带的调制和解调之后大大降低了多载波***的复杂度。1985年，Cimim首次把OFDM的概念引入蜂窝移动通信***，为无线OFDM***的发展奠定了基础。上世纪90年代，数字信号处理技术和大规模集成电路的飞速发展为OFDM技术的发展扫清了障碍，从此OFDM登上了现代通信的大舞台。 

正交频分复用(OFDM)是一种特殊的多载波调制方式，它的基本思想是将高速传输的数据流通过串/并变换，变成在若干个正交的窄带子信道上并行传输的低速数据流。OFDM技术将传送的数据信息分散到各个子载波上，从而大大增加了每个符号的持续时间，使得符号周期大于多径时延，因而具有非常好的对抗ISI的能力。OFDM技术利用信号的时频正交性，允许子信道频谱有部分重叠，使得频谱利用率提高近一倍，因而具有非常高的频谱利用率。 

OFDM***的基本框图如图1所示，在发送端信源经过QAM调制将二进制 信息调制成为QAM符号，其中包括导频信息和数据信息，然后进行IFFT变换、***循环前缀、并串转换、D/A转换，最后将生成的OFDM时域信号发送出去。在接收端对接收到的信息进行一次发送端的逆过程，估计出原始信息，算出误码率。 

假设OFDM***中有N个子载波，则数据流Xk进行N点IFFT后可得到时域OFDM信号，可以表示为： 

$x\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_k{e}^{j2\mathrm{\πkn}/N},0\≤n\≤N-1---\left(1\right)$

其中，X_k是经过星座调制后的复数信号，N为IFFT变换的点数。由于OFDM符号是由多个相互独立的调制子载波叠加而成的，所以就有可能产生较大的峰均功率比PAPR。高PAPR对发射机和接收机内的功率放大器的线性范围提出了很高的要求，还增加了A/D、D/A转换器等设备的复杂度。如果高PAPR使信号超出了放大器的线性范围，则信号会产生非线性畸变，破坏***的性能。降低PAPR是OFDM***中不可缺少的一部分。 

峰均功率比的通常计算公式为： 

$\mathrm{PAPR}\left(\mathrm{dB}\right)=10{\log }_{10}\frac{\max \left\{{\left|y_n\right|}^2\right\}}{E\left[{\left|y_n\right|}^2\right]}---\left(2\right)$

其中y_n是OFDM时域抽样信号，E[·]表示求信号的均值。 

目前降低PAPR的技术主要有三类：信号预畸变技术、编码类技术、概率类技术。信号畸变技术的思想就是直接对信号的峰值进行非线性操作。虽然很简单，但由于是非线性操作，会产生带内噪声和带外干扰，使***的误码率升高。编码类技术的思想是只发送具有较低PAPR特性的码字，从而避免了发送会出现较高PAPR的码字。此类技术为线性过程，不会使信号产生畸变， 但计算复杂度非常高，只适用于了载波数较少的情况。概率类技术的思想是降低出现大PAPR的概率，此类方法是线性过程，也较为复杂。 

文献[G.R.Hill，M.Faulkner and J.Singh，“Reducing the peak-to-average power ratio in OFDM by cyclically shifting partial transmit sequences”，ELECTRONICS LETTERS 16th March 2000 Vol.36 No.6，pp.560-561. 

]中提出了在传统的PTS方法中加入时域循环移位的方法，各子序乘以相应的相位旋转因子后再在时域进行相应的循环移位，这样产生候选序列的个数增加，使***的PAPR性能得到改善，但在接收端并没有提到有效的解调方法，且计算复杂度与运算量都较大；文献[L.Yang，K.K.Soo，S.Q.Li，and Y.M.Siu，“PAPR Reduction Using Low Complexity PTS to Construct of OFDM Signals Without Side Information”，IEEE TRANSACTIONS ON BROADCASTING，VOL.57，NO.2，pp.284-290.JUNE 2011.]中同样采用了时域循环移位的方法，各子序列只在时域进行循环移位，这样产生的候选序列要比相应的传统PTS多，***PAPR也得到改善，但采用的是理想信道估计，计算复杂度高。本发明提出的基于时域循环移位PTS的导频设计解决了等间隔分割PTS的信道估计和旋转因子估计的问题，不仅使***PAPR性能比传统PTS有所改善，降低误码率的同时也降低计算复杂度。 

如图2所示为传统的基于时域循环移位的PTS方法。传统的PTS方法是将每个子序列乘以一个相应的相位旋转因子，各子序列再相加求最小PAPR，为保证数据信息的完整性而产生WV-1种候选发送序列。PAPR性能影响减大，OFDM符号需再加入边信息，接收端还需进行复杂的盲估计运算。 

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有降低PAPR技术中计算复杂度高、***误码率高的缺陷，基于时域循环移位PTS，提出一种导频设计方法改善传统PTS抑制PAPR的不足。该方法避免了PTS方法中边信息的传输，同时降低了接收端盲估计算法复杂度。在提高***有效性的同时，也保证了***的可靠性，同时也因为在PTS处理之前***信道估计的导频而避免了PTS处理之后导频***对***PAPR性能的影响。 

本发明解决上述技术问题的技术方案是： 

对于多径信道下的OFDM***模型，在基于时域循环移位的部分传输序列降低峰值平均功率比的基础上，提出一种导频***方法，在基于时域循环移位PTS方法降低OFDM符号峰值平均功率比中，在发送端***估计相位旋转因子导频和信道估计导频。具体包括步骤： 

首先在降低PAPR性能和运算复杂度之间选择合适的将要分割的子序列个数V。在OFDM符号中确定用于估计相位旋转的导频(第二类导频)位置，在该位置(即频域OFDM符号X_2V后的位置)之后等间隔***用于信道估计的导频(第一类导频)。将OFDM符号在频域分割成V个互不重叠的子序列，其中V为第二类导频个数，在每个子序列中***一个用于估计相位旋转因子的导频(第二类导频)。通过IFFT变换，各子块在时域进行循环移位后叠加求最小峰均功率比PAPR，在具有最小PAPR的OFDM符号中用于估计相位旋转因子的导频前后分别***一个导频(第三类导频)，最后将上述***导频的信号序列发送。 

其中，在每个子序列中***一个用于估计相位旋转因子的导频具体内容 包括：在包含N个子载波的OFDM***中，传输数据信息经过调制映射成数据流X，确定子序列个数V后，将数据流X向量的第V+1至2V位置处***用于估计相位旋转因子的导频，再采用等间隔分割的方法将数据流X分为V个互不重叠的子向量X^v，v＝1，2，...，V，这样每个子向量中的第二个非零数据就是估计相位旋转的导频。 

接收端对接收到的信号序列 

进行FFT运算，转换成频域信号序列 

利用基于时域循环移位PTS处理之后***的两个第三类导频估计出V个相位旋转的导频信息；用与发送端同样的等间隔分割法将频域信号序列 

等间隔分为V个子序列 

根据V个估计相位旋转的导频可计算出每个子序列所对应的旋转因子即时域循环移位的个数，对每个子序列进行相应的相位还原；各子序列叠加并利用V个估计相位旋转导频位置之后的导频(第一类导频)信息进行信道估计与插值，估计出原始信息。 

本发明在基于时域循环移位部分传输序列方法之上提出了一种以导频信息来进行相位旋转估计和信道估计的方法，在保证***可靠性的同时，也降低了接收端运算复杂度，提高了***的有效性。 

传统的PTS方法为保证数据信息的完整性而产生W^V-1种候选发送序列。本发明产生W^V种候选发送序列，在降低PAPR性能上要优于传统PTS方法。本发明中用于信道估计的导频在PTS处理之前***，使OFDM***中导频的***对PTS处理之后的OFDM符号的PAPR性能影响减小。经PTS处理之后的OFDM符号不需再加入边信息，接收端也不用进行复杂的盲估计运算，而是利用导频估计出相位旋转因子，提高了***的有效性同时也保证了***的可靠性。 

附图说明

图1是OFDM通信***原理框图； 

图2是传统PTS方法的原理框图； 

图3是基于时域循环移位PTS的原理图； 

图4是本发明实施过程的原理框图； 

图5是本发明方法的PAPR性能比较仿真图； 

图6是本发明方法在多径信道环境下的误码率性能。 

具体实施方式

在多径信道下的OFDM***模型，如图1所示，在发送端信源经过QAM调制将二进制信息调制成为QAM符号，然后进行IFFT变换、***循环前缀、并串转换、D/A转换，最后将生成的OFDM时域信号发送出去。在接收端对接收到的信息进行一次发送端的逆过程，估计原始信息。本发明在基于时域循环移位的部分传输序列基础上，***响应导频。图4所示为本发明实施过程框图，具体包括如下步骤： 

1、在输入的OFDM符号中确定用于估计相位旋转的导频(第二类导频)的位置，在其位置之后等间隔***用于信道估计的导频(第一类导频)。 

如图1所示以OFDM***为例，对经正交幅度调制(QAM)后的数据流X进行等间隔分割为V个子序列，其中V的取值为用于估计相位旋转的第二类导频的个数。经正交幅度调制后数据流X可表示为： 

X＝[X₁，X₂，…，X_V，X_V+1，X_V+2，…X_2V，X_2V+1，…X_N] 

其中从X_V+1到X_2V这V个数据确定为估计相位旋转的导频(第二类导频)，在X_2V 之后的位置上等间隔***用于信道估计的导频(第一类导频)。 

2、将OFDM符号(经正交幅度调制后的数据流X)在频域分割成V个互不重叠的子序列，在每个子序列中***一个用于估计相位旋转因子的第二类导频。 

传输数据信息经过调制映射在频域分割成一系列数据流，将数据流X向量的第V+1至2V位置处***用于估计相位旋转因子的导频，即X_V+1到X_2V这V个数据为***的估计相位旋转因子的导频，再用等间隔分割的方法将***导频的数据流分为V个互不重叠的子序列X^v，v＝1，2，...，V，其中，每个子序列的长度为N/V，每个子序列中第二个非零数据就是用于估计相位旋转的导频。 

如公式(3)所示，将X分割成V个互不重叠的子序列，各子序列叠加后依然等于X。 

$X=\underset{v=1}{\overset{V}{\mathrm{\Σ}}}{X}^v---\left(3\right)$

其中， 

X¹＝[X₁，0，0，…，X_V+1，0，0，…，X_2V+1，0，0，…，X_N-V+1，0，…，0] 

X²＝[0，X₂，0，…，0，X_V+2，0，…，0，X_2V+2，0，…，0，X_N-V+2，…，0] 

X^V＝[0，0，…，0，X_V，0，0，…，0，X_2V，0，…，0，0，…，0，X_N-V，0，…，0，X_N] 

数据流X经过等间隔分割成V个子序列后，其第V+1至2V位置处的数据依次成为各子向量的第二个非零数据。 

如上所述，数据流X的第V+1至2V的位置处为***的用于估计相位旋转的导频，经过等间隔分割成V个子序列后，在子序列X¹中的第二个非零数据X_V+1和子序列X²中的第二个非零数据X_V+2就是对应的估计相位旋转因子的第 二类导频，同理，子序列X^V中的第二个非零数据X_2V也是对应的导频。按此规律可以得知每个子序列中第二个非零数据就是用于估计相位旋转的导频。 

3、各子序列进行循环移位后叠加，进行IFFT变换，转换到时域求出具有最小PAPR的OFDM符号。 

如图3所示为本发明基于时域循环移位PTS的原理图。各子序列通过IFFT转换到时域然后进行循环移位，相当于在频域中每个子载波位置上的符号都进行了相位旋转。假设时域循环移了m位，则频域中各子块上每个子载波相应的旋转因子为e^i2πkm/N。当OFDM符号中子载波的个数为512，即N＝512时，为使不同m值对应的旋转因子e^j2πkm/N的相位便于接收端进行判断，不同m值之间的差值不宜较小，本文中不同m值之间的差值可设为32的整数倍(也可设为其它值)。为减少运算复杂度可以缩小m的选定范围，本文中时域循环移位个数m的选定范围设为{0，32}， 

1)确定每个子序列所对应的旋转因子向量。 

每个子序列所对应的旋转因子向量根据如下公式获得： 

$b^v=[e^{j2\mathrm{\π}0m_v/N},e^{j2\mathrm{\π}{1m}_v/N},e^{j2\mathrm{\π}{2m}_v/N},e^{j2\mathrm{\π}{3m}_v/N},...,e^{j2\mathrm{\π}{\mathrm{km}}_v/N},...,e^{j2\mathrm{\π}(N-1)m_v/N}]$

其中，1≤v≤V，m_v＝0，32 

2)各子序列点乘对应的旋转因子向量然后相加得向量Y： 

$Y=\underset{v=1}{\overset{V}{\mathrm{\Σ}}}{b}^v.*X^{v}1\≤v\≤V,---\left(4\right)$

3)再对向量Y进行IFFT变换就得到了经过相位优化后的OFDM时域抽样信号y_n，将y_n代入公式(2)计算出对应的PAPR值。将计算出的PAPR与经过不同相位优化后的OFDM符号的PAPR值进行比较，以获得具有最小PAPR值的OFDM符号。 

重复以上所述的三个步骤，将每个子序列对应的m_v值在{0，32}范围中进行遍历，则会产生2^V种m_v值的组合，从而也会产生2^V个经过相位优化的OFDM符号。计算每一个OFDM符号的PAPR值，选出其中具有最小PAPR的OFDM符号。 

4、在具有最小PAPR的OFDM符号中乘以相位旋转因子后的第二类导频两端再分别***一个导频(第三类导频)以使接收端可以对第二类导频处的信道响应进行估计。 

将具有最小PAPR的OFDM符号转换到频域： 

X_optimal＝[X′₁，X′₂，…，X′_V，X′_V+1，X′_V+2，…X′_2V，X′_2V+1，…X′_N] 

其中，X_optimal中X′_V+1，X′_V+2，…X′_2V，为乘以相位旋转因子后的第二类导频，在乘以相位旋转因子后的第二类导频的前后再***两个第三类导频用来估计X′_V+1，X′_V+2，…X′_2V，处的信道响应，在X′_V和X′_V+1位置处***两个导频。最后再将***上述导频经过上述处理的OFDM符号通过IFFT变换由频域转换到时域进行发送。 

接收端对接收到的信号序列进行FFT运算，转换成频域信号序列 

利用发送端***的两个第三类导频估计出V个相位旋转的导频信息；采用与发送端同样的等间隔分割法将接收端频域信号序列 

等间隔分割为V个子序列 

根据V个估计相位旋转的导频可计算出每个子序列所对应的旋转因子即时域循环移位的个数，对每个子序列进行相应的相位还原；各子序列叠加并利用V个估计相位旋转导频位置之后的导频信息进行信道估计与插值，对第二类导频处的信道响应进行估计。 

5、接收端对接收到的信号进行旋转相位估计。 

1)具有最优PAPR的OFDM符号经过多径信道到达接收端，接收端对接收到的OFDM符号进行FFT运算，转换到频域 

$\tilde{X}=[{\tilde{X}}_1,{\tilde{X}}_2,...,{\tilde{X}}_V,{\tilde{X}}_{V+1},{\tilde{V}}_{V+2},...{\tilde{X}}_{2V},{\tilde{X}}_{2V+1},...{\tilde{X}}_N]$

则 ${\tilde{X}}_k=X_k\·H\left(k\right)\·e^{j2\mathrm{\π}(k-1)m/N}---\left(5\right)$

其中X_k为原始QAM调制符号，H(k)为信道的响应，e^j2π(k-1m/N为每个子载波所对应的旋转相位因子。 

2)根据***的两个第三类导频，估计出接收端估计相位旋转导频 

处的信道响应 

V+1≤k≤2V 

由上述过程可知两个第三类导频并没有乘以相位旋转因子，所以两个第三类导频处的信道响应分别为： 

再由线性插值公式可估计出第二类导频处的信道响应： 

$\hat{H}\left(k\right)=\frac{[\hat{H}(2V+1)-\hat{H}\left(V\right))]}{V+1}(k-V)+\hat{H}\left(V\right)V+1\≤k\≤2V---\left(6\right)$

根据估计出的第二类导频处的信道响应就可以估计出乘以相位旋转因子后的第二类导频信息： 

${\stackrel{\‾}{X}}_k=\frac{{\tilde{X}}_k}{\hat{H}\left(k\right)}=\frac{X_k\·H\left(k\right)\·e^{j2\mathrm{\π}(k-1)m/N}}{\hat{H}\left(k\right)}V+1\≤k\≤2V---\left(7\right)$

3)对子序列时域循环移位个数的判别。 

根据接收端V个估计相位旋转的导频计算每个子序列所对应的旋转因子确定时域循环移位的个数。将估计出的乘以相位旋转因子的第二类导频进行相位逆旋转，即乘以相位逆旋转因子e^{-j2π(k-1)m/N}，然后再与未乘以相位逆旋转因子的第二类导频做差，差值最小则对应的m值就是是发送端的子序列所进行的时域循环移位个数： 

$D=|{\stackrel{\‾}{X}}_k\·e^{-j2\mathrm{\π}(k-1)m/N}-X_k|,V+1\≤k\≤2V---\left(8\right)$

X_k为发送端用于估计相位旋转的第二类导频信息， 

为接收端估计出的乘以相位旋转因子后的第二类导频信息。在{0，32}范围内选取使(8)式中D值最小的m的值，并将此m值判定为发送端第k-V个子序列所进行的时域循环移位个数。 

6、接收端对接收到的信号进行相位还原估计出原始信号。 

对接收到的信号 

进行与发送端同样的等间隔分割，根据步骤5中估计出的各子序的时域循环移位个数m，对各子序列进行相位还原。最后通过发送端***的用于信道估计的第一类导频估计出信道响应，从而估计出原始信号 

1)对接收到的信号 进行与发送端同样的等间隔分割： 

${\tilde{X}}^1=[{\tilde{X}}_1,\mathrm{0,0},...,{\tilde{X}}_{V+1},\mathrm{0,0},...,{\tilde{X}}_{2V+1},\mathrm{0,0},...,{\tilde{X}}_{N-V+1},0,...,0]$

${\tilde{X}}^2=[{0,\tilde{X}}_2,0,...,0,{\tilde{X}}_{V+2},0,...,0,{\tilde{X}}_{2V+2},0,...,0,{\tilde{X}}_{N-V+2},...,0]$

${\tilde{X}}^V=[{\mathrm{0,0},...,0,\tilde{X}}_V,0,0,...,0,{\tilde{X}}_{2V},0,...,0,0,...,0,{\tilde{X}}_{N-V},0,...,0,{\tilde{X}}_N]$

2)由步骤5中估计出的第v个子序列的时域循环移位个数来确定接收端第v个子序列进行相位还原时所乘以的相位逆旋转因子向量： 

${\hat{b}}^v=[e^{-j2\mathrm{\π}0{\hat{m}}_v/N},e^{-j2\mathrm{\π}1{\hat{m}}_v/N},e^{-j2\mathrm{\π}2{\hat{m}}_v/N},e^{-j2\mathrm{\π}3{\hat{m}}_v/N},...,e^{-j2\mathrm{\πk}{\hat{m}}_v/N},...,e^{-j2\mathrm{\π}(N-1){\hat{m}}_v/N}]$ 各子序列点乘对应的估计出的逆旋转因子向量然后相加得： 

$\stackrel{\‾}{Y}=\underset{v=1}{\overset{V}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{b}}^v.*{\tilde{X}}^{v}1\≤v\≤V---\left(9\right)$

3)相位还原后的信号 

再利用发送端***的用于信道估计的第一类导频来估计OFDM符号中第2V+2位置后的信道响应，然后利用第一类和第三类导 频所估计出来的信道响应进行线性插值，从而估计出整个信道的响应H(k)，1≤k≤N，最后估计出原始信号 

${\hat{X}}_k=\frac{{\stackrel{\‾}{Y}}_k}{H\left(k\right)}1\≤k\≤N---\left(10\right)$

如图5所示是本发明方法的PAPR性能比较仿真图，从图中可看出，本发明所采用的时域循环移位PTS方法要比传统的PTS方法在降低PAPR性能上优越。 

图6所示是本发明方法在多径信道环境下的误码率性能，本发明在多径信道环境下的误码率性能，其误码率性能与传统PTS中接收端接收到完整边信息的误码率性能相接近。 

Claims (6)

1.一种基于时域循环移位估计移位个数及信道响应的方法，其特征在于，包括如下步骤：

发送端：在输入的OFDM符号中确定用于估计相位旋转的第二类导频位置，在该位置之后等间隔***用于信道估计的第一类导频；将OFDM符号在频域等间隔分割成V个互不重叠的子序列，在每个子序列中***一个用于估计相位旋转因子的第二类导频；各子序列在时域进行循环移位后相加求最小峰均比PAPR，在具有最小PAPR的OFDM符号中在第二类导频两端分别***一个第三类导频，将上述***导频的OFDM符号由频域转换到时域进行发送；

接收端：对接收到的信号序列转换成频域信号序列

 ，利用发送端***的第三类导频估计出V个相位旋转的导频信息；对频域信号序列

 进行与发送端相同的等间隔分割，根据V个估计相位旋转的导频计算每个子序列所对应的相位旋转因子向量即时域循环移位的个数，根据分割后得到的子序列及旋转因子向量对信号进行还原，通过发送端***的用于信道估计的导频估计信道响应，获得原始信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述用于估计相位旋转的第二类导频为：用等间隔分割的方法将***导频的数据流分为V个互不重叠的子序列X^v,v=1,2,...,V，在分割后的V个子序列中，每个子序列中第二个非零数据就是估计相位旋转的第二类导频。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：根据公式：

 确定每个子序列所对应的旋转因子向量，其中1≤v≤V，m_v=0,32，N为OFDM***中子载波 个数。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：根据公式：

 ，V+1≤k≤2V，将估计出的乘以相位旋转因子的第二类导频进行相位逆旋转，再与未乘以相位逆旋转因子的第二类导频进行差运算，选择使D值最小的m值作为循环移位个数，其中，X_k为发送端用于估计相位旋转的第二类导频，

 为接收端估计出的第二类导频。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于： 根据***的两个第三类导频，估计出接收端估计相位旋转导频 处的信道响应

 ，根据公式  估计出接收端乘以相位旋转因子后的第二类导频信息，其中，V+1≤k≤2V。

6.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：求最小峰均值功率比PAPR具体为：各子序列点乘对应的旋转因子向量然后相加得： 

   ；再对向量Y进行IFFT变换得到OFDM时域抽样信号y_n，根据公式：

 求PAPR，计算出每一组m_v所对应的PAPR，直到遍历完所有的m_v组合，选出具有最小PAPR的OFDM符号。 

Images