CN101277290A - 一种正交频分复用***的频率同步方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明为一种正交频分复用***的频率同步方法和装置，其中：发射端将一具有循环前缀的训练符号与多个增加了循环前缀并***了导频码的数据符号共同组成正交频分复用信号帧，并发出该正交频分复用信号；接收端将接收的正交频分复用信号的训练符号的循环前缀与该循环前缀对应的部分训练符号进行相关运算得到分数倍频偏；去除接收的正交频分复用信号中的各正交频分复用符号的循环前缀，并将接收的正交频分复用信号的训练符号与原始训练符号进行滑动差分相关运算得到整数倍频偏；将接收的正交频分复用信号的至少两个连续的数据符号的导频码进行相关运算得到残余频偏。

Description

一种正交频分复用***的频率同步方法和装置

技术领域

本发明涉及宽带无线接入领域，特别涉及正交频分复用(OFDM)***的频率同步技术，具体的讲是一种正交频分复用***的频率同步方法和装置。

背景技术

正交频分复用(OFDM)***作为一种调制和多址接入技术已经被广泛应用了20多年，其是一种众所周知的高频谱效率的传输技术，能够对抗移动信道中遇到的严重的信道劣化。OFDM技术通过将一个单独的高速率的比特流分割成多个调制在不同子载波上的较低速率的比特流的方式，以一种相对较低的成本实现了在高度色散的无线信道中消除了大部分由于高速传输带来的符号间干扰。

但是，在实现OFDM***的时候有几个突出的问题需要特别考虑，其中一个非常关键的问题是OFDM***接收端的同步问题。由于OFDM的特性，***必须同时满足时间同步和频率同步。众所周知，OFDM***对于由发射机晶振和接收机晶振之间的不一致引起的载波频率偏移非常敏感，这种频率偏移的大小有几个子载波间隔，通常被分成整数倍频偏(子载波间隔的整数倍)和分数倍频偏(小于半个子载波间隔)。载波频率的偏移破坏了载波之间的正交性，从而***的性能大幅度下降。频率同步的目的是将发射机晶振和接收机晶振之间的频偏减小到OFDM***允许的范围之内。

频率同步的方法一般分成整数倍频偏估计和分数倍频偏估计两部分分别来处理，现有技术的整数倍频偏估计均都要求训练序列具有一定的对称性，同时还要求在分数倍频偏补偿之后才能进行整数倍频偏的估计。现有技术中有关频率同步的技术文献有多篇，现特将美国专利6,959,050、美国专利6,993,094以及以下文献：

Shrenik Patel，Leonard J.Cimini，Jr.and Bruce McNair，“Comparison of Frequency OffsetEstimation Techniques for Burst OFDM”，IEEE 55th VTC Spring，Vol.2，6-9 May 2002，pp.772-776、

Michael Speth，Stefan A.Fechtel，“Optimum Receiver Design for Wireless Broad-bandsystems using OFDM-Part I”，IEEE Trans.On Comm.，Vo.47，No.11，Nov.1999、

Michael Speth，Stefan A.Fechtel，“Optimum Receiver Design for Wireless Broad-bandsystems using OFDM-Part II”，IEEE Trans.On Comm.，Vo.49，No.4，Apr.2001、

Thierry Pollet，Paul Spruyt and Marc Moeneclaey，“The BER performance of OFDMsystems using Non-Synchronized Sampling”，IEEE Globe Telecommunications Conference，Vol.1，28Nov.-2Dec.pp.253-257，1994、

Hanli Zhou，Bruce McNair，“An integrated OFDM receiver for high speed mobile datacommunication”，所公开的内容合并于此，以作为本发明的现有技术文献。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种正交频分复用***的频率同步方法和装置，用以克服频率失步带来的***性能恶化，提供了一个克服由于发射机晶振和接收机晶振之间不一致引起的频率偏移的频率同步方案。本发明的技术方案为：

一种正交频分复用频率同步方法，发射端将一具有循环前缀的训练符号与多个增加了循环前缀并***了导频码的数据符号共同组成正交频分复用信号帧，并发出该正交频分复用信号；接收端将接收的正交频分复用信号的训练符号的循环前缀与该循环前缀对应的那部分训练符号进行相关运算得到分数倍频偏；去除接收的正交频分复用信号中的各正交频分复用符号的循环前缀，并将接收的正交频分复用信号的训练符号与原始训练符号进行滑动差分相关运算得到整数倍频偏；将接收的正交频分复用信号的至少两个连续的数据符号的导频码进行相关运算得到残余频偏。

所述的训练符号是具有很好的互相关性和自相关性的调制序列；并且，将一训练符号与增加了循环前缀的数据符号共同组帧时，所述的训练符号在该帧的起始部分。

所述的载有导频码的正交频分复用信号是指：将所述的导频码***到所述的数据符号的子载波上。

分数倍频偏的相关运算包括：规一化的估计的频偏值

其中：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_f=\arg (\frac{1}{G\×N_{\mathrm{fft}}}\underset{n=0}{\overset{G\×N_{\mathrm{fft}}-1}{\mathrm{\Σ}}}x(n+N_{\mathrm{fft}})\·x{\left(n\right)}^{*})/2\mathrm{\π}$

其中N_fft是指FFT的尺寸；

G是指循环前缀长度与有用符号长度的比值；

x(n)是指训练符号的第n个样点；

arg(x)是指计算复数变量x的角度。

对去除了循环前缀的正交频分复用信号进行快速傅立叶变换。

整数倍频偏的相关运算包括：整数倍频偏的估计值

其中：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f_I}=\mathrm{\Δf}*\underset{m}{\arg \max }|\underset{l=0}{\overset{P-2}{\mathrm{\Σ}}}X\left(l\right)X^{*}(l+1)Y(m,l)Y^{*}(m,(l+1))|$

其中，X(l)是指发射端组帧的原始的训练符号；

Y(m，l)是指接收的有m个样点偏移的训练符号；

m＝0，±1，±2，L，±f_I.  f_I是指规一化的整数倍频偏的估计范围；

l＝0...P-2.  P代表训练符号的长度；

Δf是指子载波间隔。

残余频偏的相关运算包括：规一化的估计的频偏值

其中：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_{\mathrm{fr}}=\arg \left(\frac{1}{N_p}\underset{k=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}_l^{*}\left(k\right)p_m\left(k\right)\right)/2\mathrm{\π}$

其中，N_p是所述每个数据符号中用于频率跟踪的导频码的个数；

p_l(k) and p_m(k)分别是指第m个数据符号和第1个数据符号的第k个子载波上的导频码。

本发明还提供了一种正交频分复用频率同步装置，该装置包括：发射机和接收机；所述的发射机，用于将一具有循环前缀的训练符号与多个增加了循环前缀并***了导频码的数据符号共同组成正交频分复用信号帧，并发出该正交频分复用信号；所述的接收机接收该正交频分复用信号；所述的接收机包括：分数倍频偏估计单元，用于将接收的正交频分复用信号的训练符号的循环前缀与该循环前缀对应的那部分训练符号进行相关运算得到分数倍频偏；循环前缀去除单元，用于去除接收的正交频分复用信号中的各正交频分复用符号的循环前缀；整数倍频偏估计单元，用于将接收的正交频分复用信号的训练符号与原始训练符号进行滑动差分相关运算得到整数倍频偏；残余频偏估计单元，用于将接收的正交频分复用信号的至少两个连续的数据符号的导频码进行相关运算得到残余频偏；本发明中的频率同步方案包括两个过程：粗频率同步和细频率同步。粗频率同步是指频率的捕获，用以消除整数倍频偏和分数倍频偏。细频率同步是指频率的跟踪，用以消除由残余的频率错误和抽样频偏带来的相位错误。具体可以分成三个部分：分数倍频偏的估计，整数倍频偏的估计和残余频偏的跟踪。本发明避免了现有技术中的限制，提供了一个新的频率同步的方案。

附图说明

图1是本发明具体实施方式的OFDM***的的结构框图；

图2是本发明具体实施方式的接收机的结构框图；

图3是本发明的帧结构示意图；

图4是本发明具体实施方式的分数倍频偏估计单元的结构框图；

图5是本发明具体实施方式的整数倍频偏估计单元的结构框图；

图6是本发明具体实施方式的频率跟踪的示意图。

具体实施方式

下面结合附图说明本发明的具体实施方式。本发明提供了一种OFDM通信***由于发射机晶振和接收机晶振之间不一致引起的频率偏移的估计和补偿的方法及装置。该OFDM通信***的信号具有由一个训练符号和多个OFDM数据符号组成的帧结构，且所述的OFDM数据符号在某些子载波上***了导频码。

图1所示的典型的OFDM***示意图是本发明的一个较佳实施例。在OFDM发射机100中，数据源101产生一串星座点符号，数据源单元101的输出在数据映射及导频码***单元102中进行数据映射，并进行子载波的分配和导频码的***。逆快速傅立叶转换器103对输入信号进行逆快速傅立叶变换(IFFT)并生成OFDM符号，为了避免由于多径衰落带来的符号间干扰(ISI)，增加循环前缀模块104对每个OFDM符号的起始部分增加固定长度的循环前缀，通常，利用OFDM符号的最后一部分产生循环前缀，循环前缀的长度一般取决于该OFDM信号被发送的信道的特征。

为了生成如图3所示的帧结构，在组帧模块105中生成了完整的OFDM帧，然后该信号被送入模拟数字转换器106进行数/模转换，并被送入发射机前端107。此后，该OFDM信号经天线发射出去并经历无线信道110。

图3是适用于本发明的典型的OFDM***的帧结构，所述的帧由多个OFDM符号302组成，每个所述的符号302由一有用信息数据304和固定长度的循环前缀303组成，通常，该循环前缀是由其对应的OFDM符号的最后一部分产生。如图3所示，每个所述帧的起始部分加入了一个训练符号，该训练符号是具有良好的互相关性和自相关性的训练序列。

图1中的119是接收机。首先，在接收机的前端111接收OFDM信号，然后将接收到的OFDM信号在模拟数字转换器112中进行模/数转换，在解帧模块113中将该接收信号解帧，在解帧之前，必须首先实现时间同步，这个步骤是在114单元中实现的并将同步信息反馈给解帧模块113，从所述解帧模块113中取出训练符号用于在分数倍频偏估计单元109中进行分数倍频偏的估计。在去除循环前缀单元114中对所述的接收的每个OFDM符号进行去除循环前缀的操作。然后对信号进行快速傅立叶变换115。变换后的符号首先在整数倍频偏估计单元108进行整数倍频偏的估计，同时，将至少两个连续的所述OFDM数据符号的导频码抽取出来进行频率跟踪120，该频率跟踪方法将在图6中进行详细的解释。最后，将进行频率校正后的OFDM符号送入数据解映射单元116恢复为一串星座点符号并送入数据输出单元117输出。

如图2所示，频率同步包括频偏估计和补偿。从射频前端111接收到的数据首先被送入模拟/数字转换单元112进行模/数转换，时间同步单元118是用于实现符号/帧同步的，当实现了时间同步之后，分数倍频偏估计单元201利用训练符号的循环前缀来实现分数倍频偏的估计，分数倍频偏估计的具体细节在图4中介绍。然后对所述接收信号进行快速傅立叶变换后，整数倍频偏估计单元202利用训练符号实现整数倍频偏的估计，整数倍频偏估计的具体细节在图5中介绍。然后，将单元201和单元202的输出在合并单元205中合并在一起并对频偏进行补偿，最后对残余频偏进行跟踪203以消除残余的频偏。

下面具体介绍分数倍频偏的估计。在本发明中利用图3所示帧结构中的训练符号进行分数倍频偏的估计。如图4所示，首先训练符号抽取单元401将训练符号抽取出来，假设该训练符号的第n个样点为x(n).单元402是延迟器，信号通过402单元之后被延迟了N_fft个样点，此处的N_fft是指快速傅立叶变换(FFT)的尺寸，然后将该训练序列的循环前缀与被延迟了N_fft个样点的该训练序列在相关器403中进行相关运算，并在求角度模块404中计算角度，得到估计的角度值如下：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_f=\arg (\frac{1}{G\×N_{\mathrm{fft}}}\underset{n=0}{\overset{G\×N_{\mathrm{fft}}-1}{\mathrm{\Σ}}}x(n+N_{\mathrm{fft}})\·x{\left(n\right)}^{*})/2\mathrm{\π}$

其中，δ_f＝Δf/f_s，Δf是真实的分数倍频偏，f_s是子载波间隔，G是循环前缀与该有用OFDM符号长度的比率。基于以上条件就可以估计出规一化的分数倍频偏。本分数倍频偏估计方法的估计范围是±f_s/2，超过该范围的频率偏移被是视为整数倍频偏，通过整数倍频偏估计得到。

下面介绍整数倍频偏的估计。如图5所示，通常利用每帧起始的训练符号来进行整数倍频偏的估计。首先，训练符号抽取模块501从接收信号中抽取出训练符号，该训练符号含有待估计的频偏，滑动窗控制单元502对上述抽取出来的训练符号以一定的间隔进行滑动抽取并输出一组起始位置不同的序列，滑动间隔通常为一个子载波，滑动窗的范围一般取决于所需的整数倍频偏范围，抽取的起始位置不固定，一般可设置为所需的整数倍频偏范围点。滑动抽取后的各组序列分别在差分相关器503中进行差分相关运算用以消除多径衰落的影响，差分相关器503中的运算可以用下面的公式来表示：

R_Y(m，l)＝Y(m，l)Y^*(m，(l+1))

其中，Y(m，l)是抽取出的具有m个样点偏移的序列；

l＝0...P-2. P是指训练符号的长度；

原始训练符号发生器504产生原始发送的训练序列，其输出被送入另一个差分相关器505中进行差分相关运算，该运算可以用下面的式子来表示：

T_X(l)＝X(l)X^*(l+1)

其中，X(l)为原始训练序列。

之后，差分相关器503和差分相关器503的输出皆被送入相关器506进行相关运算并产生一系列数据C_m，该数据可以表示如下：

$C_m=\underset{l=0}{\overset{P-2}{\mathrm{\Σ}}}{T}_X\left(l\right)R_Y(m,l)$

其中，m＝0，±1，±2，L，±f_I，f_I是指估计的整数倍频偏的范围；

选择器507选择C_m中的最大值作为估计值并利用如下公式进行整数倍频偏

的计算：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f_I}=\mathrm{\Δf}*S,$ 其中 $S=\underset{m}{\arg \max }\left|C_m\right|,$ Δf是指子载波间隔。

频率跟踪的目的是在进行了分数倍和整数倍频偏补偿之后进一步消除残余的频偏，OFDM符号中导频码非常合适用来实现频偏跟踪因为跟踪要求实时连续地执行，而在OFDM数据符号中，只有导频码满足此要求。下面结合图6具体介绍频率跟踪的方法。

如图6所示，首先，导频码抽取单元601将OFDM数据符号中的导频码抽取出来，抽取的依据是根据导频图样表602中预置的位置来实现，抽取出来的导频码经过时延器603后延迟了m*N_fft个样点，其中，m是一个大于或等于1的整数。将当前的导频码和时延了m*N_fft个样点后的导频码在相关器604中进行N_p个样点的相关运算，并通过角度计算模块605换算成具体的角度值。在频偏补偿模块606中，利用估计出来的该角度值进行频率补偿。

假设在第m个OFDM符号和第1个OFDM符号的第k个子载波上的导频码分别为p_l(k)和p_m(k)，那么估计出的残余频偏

可以表示如下：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_{\mathrm{fr}}=\arg \left(\frac{1}{N_p}\underset{k=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}_l^{*}\left(k\right)p_m\left(k\right)\right)/2\mathrm{\π}$

其中，N_p是每个OFDM符号中可用于频偏跟踪的导频子载波的总分的个数。

本发明中的频率同步方案包括两个过程：粗频率同步和细频率同步。粗频率同步是指频率的捕获，用以消除整数倍频偏和分数倍频偏。细频率同步是指频率的跟踪，用以消除由残余的频率错误和抽样频偏带来的相位错误。具体可以分成三个部分：分数倍频偏的估计，整数倍频偏的估计和残余频偏的跟踪。本发明避免了现有技术中的限制，提供了一个新的频率同步的方案。

以上具体实施方式仅用于说明本发明，而非用于限定本发明。

Claims (14)

1. 一种正交频分复用频率同步方法，发射端将一具有循环前缀的训练符号与多个增加了循环前缀并***了导频码的数据符号共同组成正交频分复用信号帧，并发出该正交频分复用信号；其特征是：

接收端将接收的正交频分复用信号的训练符号的循环前缀与该循环前缀对应的那部分训练符号进行相关运算得到分数倍频偏；

去除接收的正交频分复用信号中的各正交频分复用符号的循环前缀，并将接收的正交频分复用信号的训练符号与原始训练符号进行滑动差分相关运算得到整数倍频偏；

将接收的正交频分复用信号的至少两个连续的数据符号的导频码进行相关运算得到残余频偏。

2. 根据权利要求1所述的方法，其特征是，所述的训练符号是具有很好的互相关性和自相关性的调制序列；并且，

将一训练符号与增加了循环前缀的数据符号共同组帧时，所述的训练符号在该帧的起始部分。

3. 根据权利要求1所述的方法，其特征是，所述的载有导频码的正交频分复用信号是指：将所述的导频码***到所述的数据符号的子载波上。

4. 根据权利要求1所述的方法，其特征是，分数倍频偏的相关运算包括：规一化的估计的频偏值

其中：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_f=\arg (\frac{1}{G\×N_{\mathrm{fft}}}\underset{n=0}{\overset{G\×N_{\mathrm{fft}}-1}{\mathrm{\Σ}}}x(n+N_{\mathrm{fft}})\·x{\left(n\right)}^{*})/2\mathrm{\π}$

其中N_fft是指FFT的尺寸；

G是指循环前缀长度与有用符号长度的比值；

x(n)是指训练符号的第n个样点；

arg(x)是指计算复数变量x的角度。

5. 根据权利要求1所述的方法，其特征是，对去除了循环前缀的正交频分复用信号进行快速傅立叶变换。

6. 根据权利要求1所述的方法，其特征是，整数倍频偏的相关运算包括：整数倍频偏的估计值

其中：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f_l}=\mathrm{\Δf}*\underset{m}{\arg \max }\left|\underset{l=0}{\overset{P-2}{\mathrm{\Σ}}}X\left(l\right)X^{*}(l+1)Y(m,l)Y^{*}(m,(l+1))\right|$

其中，X(l)是指发射端组帧的原始的训练符号；

Y(m，l)是指接收的有m个样点偏移的训练符号；

m＝0，±1，±2，L，±f_l.f_l是指规一化的整数倍频偏的估计范围；

l＝0...P-2.P代表训练符号的长度；

Δf是指子载波间隔。

7. 根据权利要求1所述的方法，其特征是，残余频偏的相关运算包括：规一化的估计的频偏值

其中：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_{\mathrm{fr}}=\arg \left(\frac{1}{N_p}\underset{k=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\Σ}}}{p_l}^{*}\left(k\right)p_m\left(k\right)\right)/2\mathrm{\π}$

其中，N_p是所述每个数据符号中用于频率跟踪的导频码的个数；

p_l(k)andp_m(k)分别是指第m个数据符号和第1个数据符号的第k个子载波上的导频码。

8. 一种正交频分复用频率同步装置，该装置包括：发射机和接收机；所述的发射机，用于将一具有循环前缀的训练符号与多个增加了循环前缀并***了导频码的数据符号共同组成正交频分复用信号帧，并发出该正交频分复用信号；所述的接收机接收该正交频分复用信号；其特征是：所述的接收机包括：

分数倍频偏估计单元，用于将接收的正交频分复用信号的训练符号的循环前缀与该循环前缀对应的那部分训练符号进行相关运算得到分数倍频偏；

循环前缀去除单元，用于去除接收的正交频分复用信号中的各正交频分复用符号的循环前缀；

整数倍频偏估计单元，用于将接收的正交频分复用信号的训练符号与原始训练符号进行滑动差分相关运算得到整数倍频偏；

残余频偏估计单元，用于将接收的正交频分复用信号的至少两个连续的数据符号的导频码进行相关运算得到残余频偏；

9. 根据权利要求8所述的装置，其特征是，所述的训练符号是具有很好的互相关性和自相关性的调制序列；并且，

将一训练符号与增加了循环前缀的数据符号共同组帧时，所述的训练符号在该帧的起始部分。

10. 根据权利要求8所述的装置，其特征是，所述的发射机包括：导频码***单元，用于将导频码***到所述的数据符号的子载波上。

11. 根据权利要求8所述的装置，其特征是，所述的分数倍频偏估计单元包括：规一化的估计的频偏值

其中：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_f=\arg (\frac{1}{G\×N_{\mathrm{fft}}}\underset{n=0}{\overset{G\×N_{\mathrm{fft}}-1}{\mathrm{\Σ}}}x(n+N_{\mathrm{fft}})\·x{\left(n\right)}^{*})/2\mathrm{\π}$

其中N_fft是指FFT的尺寸；

G是指循环前缀长度与有用符号长度的比值；

x(n)是指训练符号的第n个样点；

arg(x)是指计算复数变量x的角度。

12. 根据权利要求8所述的装置，其特征是，所述的接收机还包括：快速傅立叶变换单元，用于循环前缀去除单元处理后的正交频分复用信号进行快速傅立叶变换。

13. 根据权利要求8所述的装置，其特征是，所述的整数倍频偏估计单元包括：整数倍频偏的估计值其中：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f_l}=\mathrm{\Δf}*\underset{m}{\arg \max }\left|\underset{l=0}{\overset{P-2}{\mathrm{\Σ}}}X\left(l\right)X^{*}(l+1)Y(m,l)Y^{*}(m,(l+1))\right|$

其中，X(l)是指发射端组帧的原始的训练符号；

Y(m，l)是指接收的有m个样点偏移的训练符号；

m＝0，±1，±2，L，±f_l.f_l是指规一化的整数倍频偏的估计范围；

l＝0...P-2.P代表训练符号的长度；

Δf是指子载波间隔。

14. 根据权利要求8所述的装置，其特征是，所述的残余频偏估计单元包括：规一化的估计的频偏值其中：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_{\mathrm{fr}}=\arg \left(\frac{1}{N_p}\underset{k=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\Σ}}}{p_l}^{*}\left(k\right)p_m\left(k\right)\right)/2\mathrm{\π}$

其中，N_p是所述每个数据符号中用于频率跟踪的导频码的个数；

p_l(k)and p_m(k)分别是指第m个数据符号和第1个数据符号的第k个子载波上的导频码。

Images