CN101621491B - 用于接收数字信号的接收器和方法 - Google Patents

Abstract

一种用于接收包括具有二进制调制循环前缀的帧的数字信号的接收器，包括：用于使第一帧中的第一循环前缀的至少一部分和第二帧中的第二循环前缀的至少一部分相关，并基于所述相关来确定载波频率偏移的装置。

Description

用于接收数字信号的接收器和方法

技术领域

本发明一般涉及用于接收数字信号的接收器和方法，尤其涉及用于恢复数字通信***中的载波频率的接收器和方法。

背景技术

在同步数字通信或广播***中，由于多普勒频率偏移和本地载波误差的影响，接收信号的频率将偏移。频率偏移将造成接收信号的附加相位旋转，这将严重恶化接收器的性能。

尤其是在如正交频分复用(OFDM)传输***中使用的多载波调制技术中，载波频率偏移将引入载波间干扰(ICI)、降低子载波的正交性，其中OFDM传输***将高速率数据流分成许多较低速率流、以便通过许多子载波同时发送。因此，OFDM***对载波频率偏移非常敏感。该问题对于基于OFDM技术的面向消费者的接收器中的消费者感觉质量是重要的。

关于基于数字地面媒介广播标准的传统OFDM***中的频率偏移估计，通常将包括两个部分：整数倍频率偏移(IFO，多个子载波区间)和小数倍频率偏移(FFO，小于子载波区间的一半)。可以利用频域中的导频通过互相关来确定IFO，而可以利用时域中的循环前缀通过自相关来确定FFO。

发明内容

根据本发明一方面，提供一种用于接收包括具有二进制调制循环前缀的帧的数字信号的接收器，包括：用于使第一帧中的第一循环前缀的至少一部分和第二帧中的第二循环前缀的至少一部分相关，并基于所述相关来确定载波频率偏移的装置。

本发明也涉及一种用于接收包括具有二进制调制循环前缀的帧的数字信号的方法，包括：使第一帧中的第一循环前缀的至少一部分和第二帧中的第二循环前缀的至少一部分相关，并基于所述相关来确定载波频率偏移。

附图说明

图1是根据本发明第一实施例的OFDM符号的示范性先有技术帧结构图；

图2是根据本发明第一实施例的通信***中的频率偏移模拟示意图；

图3是根据本发明第一实施例的、如图2所示的OFDM接收器中的载波频率恢复装置的框图；

图4是根据本发明第一实施例的、用于说明相关过程一部分的OFDM符号的示范性帧结构图；

图5是根据本发明第一实施例的载波频率恢复过程的流程图；

图6是根据图5实施例的仿真环境中的估计载波频率偏移图；

图7是根据本发明第二实施例的OFDM符号的示范性帧结构；

图8是根据图7实施例的用于说明相位旋转延迟校正的示范性帧结构；以及

图9是根据本发明第二实施例的OFDM接收器中的载波频率恢复装置的框图。

具体实施方式

现在将根据本发明各说明性实施例，参考附图来说明本发明的优点和特征。

图1是根据本发明第一实施例的OFDM符号的示范性先有技术帧结构图。如图1所示，OFDM帧结构包括作为待发送数据的有效符号的OFDM符号区，以及***到OFDM符号前面的保护间隔(GI)区。***的GI可以帮助抑制由叠加的多路反射产生的符号间干扰(ISI)。更具体地说，选择保护间隔比预期多路延迟长，因此来自一个符号的多路分量将不会干扰下一符号。GI也可用于恢复OFDM接收器中的载波频率。

在某些应用如DVB-T中，GI包括循环前缀(CP)，CP是和对应OFDM符号的最后部分相同的OFDM数据。根据本发明的该实施例，利用具有和随机位序列类似的谱、但是确定性地产生的伪噪声(PN)序列，来代替CP。例如，在信道传输期间，通过将0位值映射为+1值、并将1位值映射为-1值，将PN序列转换成非零二进制符号。除了PN序列以外，也可将其它二进制调制循环前导用于每一帧。

图2是根据本发明实施例的通信***中的频率偏移模拟示意图。在图2中，发送器100通过多路传输105向接收器200发送OFDM信号s(k)，然后在信道中的各种噪声加到信号上之后，接收器200将收到信号r(k)。可以将信号传输表示为下式1：

r(k)＝(s(k)*h+n(k))e^j2πΔfk＝s(k)e^j2πΔfk+n′(k)  (E1)

符号‘*’代表卷积，h是对符号的多路影响，n(k)和n’(k)代表高斯噪声。另外，在传输期间将造成载波频率偏移Δf。为了简化并不失一般性，我们假定h＝1，这意味信道只是加性白高斯噪声(AWGN)信道。

图3是根据本发明实施例的、如图2所示的OFDM接收器200中的载波频率恢复模块300的框图。载波频率恢复装置300包括延迟器305、复数共扼单元310、乘法器315、相关器320、相位估计器325和载波频率补偿单元330。

接收器200中的接收信号r(k)被输入给载波频率恢复装置300。在此，载波频率恢复装置300利用PN保护间隔的至少一部分，即信号r(k)，以及另一PN保护间隔的至少一部分，即信号r(K+L)，来恢复载波频率。在此，从两帧的不同保护间隔选取这两个部分，并且这两部分相对于各自帧可以具有不同的起始点，即r(k)可以起始于保护间隔的第m个数据，而r(k+L)可以起始于另一保护间隔的第n个数据。延迟器305可以使输入延迟预定的延迟间隔L，以得到信号r(k+L)。稍后将详细描述延迟间隔L的确定。

复数共轭单元310适于提供接收信号r(k)的复共轭r^*(k)。然后，乘法器315将延迟的r(k)，即r(k+L)，和信号r(k)的复共轭r^*(k)相乘。相关器320适于提供N个样本和以上预定延迟间隔L的相关值。然后，相位估计器325可以根据相关器320输出的相关值，获得载波频率偏移Δf。为了恢复载波频率，载波频率补偿单元330将偏移量Δf补偿给载波，也就是使-Δf乘以载波信号，以恢复载波频率。将根据如图4所示的帧结构来详细描述该过程。

图4是根据本发明实施例的、用于说明相关过程的OFDM符号的示范性帧结构。在该实施例中，利用相邻两个OFDM帧中的两个PN序列确定相位偏移，因此预定保护间隔L可以是帧长，即加到OFDM符号长度上的PN序列长度。根据该实施例，可以将第一PN序列中载波频率发生偏移的接收信号r(k)表示为：

r(k)＝s(k)exp(j2πΔfk)    (E2)

可以将第二PN序列中载波频率发生偏移的接收信号r(k+L)表示为：

r(k+L)＝s(k+L)exp(j2πΔf(k+L))    (E3)

将信号r(k+L)存储在延迟器305中，延迟器305延迟第二PN序列中的信号。然后在乘法器315中，使信号r(k+L)乘以从复数共轭单元310获得的信号r(k)的复共轭，并将结果输出到相关器320。乘法器315中的计算可以表示为：

r(k+L)r^*(k)＝s(k+L)s^*(k)exp(j2πΔfL)    (E4)

然后，相关器320如下计算第一帧的第一PN序列和第二帧的第二PN序列的相关：

$\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left[r(k+L)r^{*}\left(k\right)\right]}^2=\exp \left(j4\mathrm{\π\ΔfL}\right)\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left[s(k+L)s^{*}\left(k\right)\right]}^2$

$=\exp \left(j4\mathrm{\π\ΔfL}\right)\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}A\left(k\right)=\exp \left(j4\mathrm{\π\ΔfL}\right)A---\left(E5\right)$

N是PN序列中的样本数，且A(k)是具有可表示为A的正实值的数。在此，利用信号平方来消除PN符号对相位的影响。注意，此处的PN保护间隔的两个部分可以是保护间隔中的任何部分。优选地，应该选择两个保护间隔中的相同部分，以消除多路传输的影响。

由上式E5，相位估计器325获得载波频率偏移Δf，需要从载波中消除Δf以恢复载波频率。

虽然以上实施例利用相邻帧中的两个PN序列来获得相位偏移，但是可以使用两个不同帧中的任一对PN序列。即，延迟间隔L可以是两帧或多帧的长度，且这种相关被称为帧间相关。

图5是根据图4所示实施例的载波频率恢复过程的流程图。在步骤S501，接收器200接收某一帧中的第一PN序列中的信号r(k)，然后在步骤S502使接收信号延迟一延迟间隔L。在步骤S503。使延迟信号r(k+L)乘以另一帧中的第二PN序列中的接收信号r(k)的复共轭。在步骤S504，使两个序列中的r(k)和r(k+L)相关，并在步骤S505从相关结果获得相位偏移。最后，在步骤S506可以通过从接收信号中消除频率偏移，来恢复载波频率。

图6是根据图5实施例的仿真环境中的估计载波频率偏移的图。该仿真环境是把OFDM用作核心技术的数字地面媒介广播***(DTMB)。保护间隔包括PN序列的420个样本，即以上公式中的样本数为420。帧间隔为4200个样本，它是包括PN序列和OFDM符号的长度的帧长度。FFT尺寸为3780，且采样频率为7.56MHz。

在该仿真中，延迟间隔对应于8400个样本的持续时间。它意味使用两个分开帧中的两个PN序列。将可以造成170KHz载波频率偏移的噪声输入到发送信号中，以仿真信道环境。由图6可以看到估计的载波频率偏移。图6显示出，根据本发明该实施例，估计精度非常高，使得估计偏差很小，乃至可以忽略。因为估计偏差很小，所以根据仿真分辨率，在图6中只能看到一个载波频率值1.7*10⁵KHz，因此估计偏差范围小于0.0001KHz。

实际上，估计精度随延迟间隔L加长而提高。然而，延迟长度将造成长计算延迟和长的载波恢复延迟。因此，可以由本领域技术人员根据通信***要求来选择延迟间隔L。

在以上实施例中，在每个OFDM帧的每个保护间隔中存在相同的PN序列。实际上，可以使用相位旋转了的PN保护间隔。使PN序列相位旋转包括，在将PN序列调制到其载波上以前，使PN序列逐位移位。从序列移出的位被重新插到序列开始处，以保持序列的伪随机性质。图7示出了这一点。图7是根据本发明第二实施例的OFDM符号的示范性帧结构，其中第一OFDM符号的伪随机序列PN1是“01101110”，而第二OFDM符号的伪噪声序列PN2是“00110111”，即，与前一序列相比，移位了一位。如果以上实施例的载波频率估计使用两个保护间隔的相同位置(即r(k)和r(k+L))的信号间隔，而这些间隔的内容不同，则在多路信道环境下估计精度将下降。

图8是根据第二实施例用于说明多路信道对载波频率估计的影响的示范性帧结构。在图8中，使用双信号路径信道作为例子，它显示了用于仿真的基带等效信道，并由两个具有复数幅度A1和A2的信号路径组成。

在第一OFDM符号中，假定s(k)＝p(m)，s(k-τ)＝p(n)，且第二OFDM符号中，s(k+L)＝p(m+L)，s(k+L-τ)＝p(n+L)。

则接收信号r(k)和r(k+L)将为：

r(k)＝[A₁p(m)+A₂p(n)]e^j2πΔfk   (E6)

r(k+L)＝[A₁p(m+L)+A₂p(n+L)]e^j2πΔf(k+L)    (E7)

假定s(k)＝p(m)，s(k-τ)＝p(n)。

由于PN码被二进制调制了，所以p(x)＝1或(-1)。如果在两个PN保护间隔中存在相位旋转，则

p(m)p(n)＝-p(m+L)p(n+L)

利用式E5中的相关计算，

${\left[r^{*}\left(k\right)r(k+L)\right]}^2=[a+2{\left|A_1\right|}^2{\left|A_2\right|}^2(\frac{A_1}{A_2}+\frac{A_2}{A_1})p\left(m\right)p\left(n\right)$

$+2{\left|A_1\right|}^2{\left|A_2\right|}^2{(\frac{A_1}{A_2}+\frac{A_2}{A_1})}^{*}p(m+l)p(n+l)]e^{j2\left(2\mathrm{\π\ΔfLTs}\right)}$

$=\{a\±2{\left|A_1\right|}^2{\left|A_2\right|}^2[(\frac{A_1}{A_2}+\frac{A_2}{A_1})-{(\frac{A_1}{A_2}+\frac{A_2}{A_1})}^{*}\left]\right\}{e}^{j2\left(2\mathrm{\π\ΔfLTs}\right)}$

$=\{a\±4j{\left|A_1\right|}^2{\left|A_2\right|}^2\mathrm{Im}(\frac{A_1}{A_2}+\frac{A_2}{A_1})]\}{e}^{j2\left(2\mathrm{\π\ΔfLTs}\right)}$

$=\{a\±\mathrm{bj}]\}{e}^{j2\left(2\mathrm{\π\ΔfLTs}\right)}=A^{\′}{e}^{j[2\left(2\mathrm{\π\ΔfLTs}\right)+\mathrm{\φ}]}$

$\left(E8\right)$

由以上，当两个PN保护间隔中存在相位旋转时，因为上式包括复数部分所以估计的频率偏移将具有以下由多路信道造成的附加偏移：

$\frac{\mathrm{\φ}}{2\left(2\mathrm{\πLTs}\right)}$

在第二实施例中，每一帧保护间隔中的PN码都将不同，且从某一帧到下一帧都将稍微移位。可以利用该特性来执行相位旋转延迟相关。尤其是，用于计算载波频率的PN保护间隔的样本应该保证

p(m)p(n)＝p(m+L)p(n+L)    (E9)

如果满足上式E9，则找到了估计的起始点，即两个PN保护间隔中的相同信号，因此可以校正相位旋转，且E8中的复数部分将被消除。在具有相位旋转PN保护间隔的***中，利用上式E9，可以在载波频率偏移估计之前获得相同信号，从而可以提高载波频率估计分辨率。

图9是根据本发明第二实施例的OFDM接收器中的载波频率恢复装置900的框图。在图9中，添加了移位器901，以完成PN保护间隔的移位来得到相同信号。可以将移位应用于两个PN保护间隔之一或全部。注意，在移位之前执行式E9的计算(图9中未示出)。在移位器901的处理之后，载波频率恢复装置900的处理和模块将和图3中一样。

虽然基于包括具有PN码保护间隔的OFDM符号的OFDM***描述了本发明实施例，但是本领域技术人员可以利用任何二进制调制的循环前缀使本发明适于其它环境。这种循环前缀常常和每一帧的有效数据区结合以帮助频率恢复和相位同步，并且按某一顺序如重复相同PN码，周期地位于每一数字信号帧中，

虽然图3和图9代表用于实施上述实施例的可能框图，但是可以执行其它实施。尤其是，可以用硬件或软件或硬件和软件组合，来实施图3和图9的不同项，并且根据特定应用的需要，可以组合或分开图3和图9的不同功能块。

以上仅仅说明了本发明实施例，因而应该理解，本领域技术人员将能够设计虽然未在此明确描述、但体现本发明原理且落入本发明精神和范围内的许多替换配置。

Claims (6)

1.一种用于接收包括帧的数字信号的接收器(200)，其中每一帧包括二进制调制循环前缀并且所述二进制调制循环前缀包括伪噪声序列，其中帧中的伪噪声序列的那些位从前一帧中的伪噪声序列的位偏移，包括：

用于如果第一帧的第一循环前缀中的第一伪噪声序列和第二帧的第二循环前缀中的第二伪噪声序列之间存在相位旋转，则移位所述第一伪噪声序列和所述第二伪噪声序列中的至少一个序列的移位器；

用于延迟所述第一伪噪声序列的延迟器；

用于计算所述第二伪噪声序列的复共轭的复数共轭单元；

用于将所延迟的第一伪噪声序列和所述第二伪噪声序列的复共轭相乘的乘法器；

用于通过使用所述乘法器的相乘结果使所述第一伪噪声序列和所述第二伪噪声序列相关的相关器；以及

用于基于相关结果来确定载波频率偏移的相位估计器，

其中如果满足下式：

p(m)p(n)＝p(m+L)p(n+L)，

则确定存在相位旋转，其中p(m)为所述第一伪噪声序列，p(n)为所述第二伪噪声序列，p(m+L)为所述第一帧的第三循环前缀中的第三伪噪声序列，所述第三伪噪声序列通过保护间隔L与所述第一伪噪声序列分开，并且p(n+L)为所述第二帧的第四循环前缀中的第四伪噪声序列，所述第四伪噪声序列通过保护间隔L与所述第二伪噪声序列以定距离分开。

2.根据权利要求1所述的接收器(200)，其进一步包括用于为所接收的信号补偿所述载波频率偏移的载波频率补偿单元(330)。

3.根据权利要求1所述的接收器(200)，其中所述第一循环前缀和所述第二循环前缀分别来自两个连续帧。

4.一种用于接收包括帧的数字信号的方法，其中每一帧包括二进制调制循环前缀并且所述二进制调制循环前缀包括伪噪声序列，其中帧中的伪噪声序列的那些位从前一帧中的伪噪声序列的位偏移，包括：

如果第一帧的第一循环前缀中的第一伪噪声序列和第二帧的第二循环前缀中的第二伪噪声序列之间存在相位旋转，则移位所述第一伪噪声序列和所述第二伪噪声序列中的至少一个序列；

延迟所述第一伪噪声序列；

计算所述第二伪噪声序列的复共轭；

将所延迟的第一伪噪声序列和所述第二伪噪声序列的复共轭相乘；

通过使用相乘结果使所述第一伪噪声序列和所述第二伪噪声序列相关，以及

基于相关结果来确定载波频率偏移，

其中如果满足下式：

p(m)p(n)＝p(m+L)p(n+L)，

则确定存在相位旋转，其中p(m)为所述第一伪噪声序列，p(n)为所述第二伪噪声序列，p(m+L)为所述第一帧的第三循环前缀中的第三伪噪声序列，所述第三伪噪声序列通过保护间隔L与所述第一伪噪声序列分开，并且p(n+L)为所述第二帧的第四循环前缀中的第四伪噪声序列，所述第四伪噪声序列通过保护间隔L与所述第二伪噪声序列以定距离分开。

5.根据权利要求4所述的方法，其进一步包括：为所接收的信号补偿所述载波频率偏移。

6.根据权利要求4所述的方法，其中所述第一循环前缀和所述第二循环前缀分别来自两个连续帧。