CN100574302C - 一种正交频分复用整数频率同步的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种正交频分复用整数频率同步的方法，该方法首先在发射的OFDM符号中设置等间隔的导频，并将一个以上连续OFDM中的导频序列有规律地间隔开，且相邻OFDM符号中导频子载波上的数据设置为不同；之后对接收到的信号进行时间粗同步，并根据时间粗同步的结果进行分数频偏同步，之后根据频偏同步的结果将接收信号转换到频域；并确定发射的导频信号的相邻OFDM符号中对应的等间隔的导频间的差分相关，以及所述接收信号的频域中相邻OFDM符号中对应的等间隔的子载波间的差分相关，然后根据这两个差分相关结果进行整数频率同步。本发明方案不用设置前导信号，即可实现整数频率同步。并且本发明方案还可适用于移动多径信道。

Description

一种正交频分复用整数频率同步的方法

技术领域

本发明涉及正交频分复用(OFDM)技术，更确切地说是涉及一种正交频分复用整数频率同步的方法。

背景技术

OFDM技术是利用并行传输来提高通信数据率的一种移动通信技术。OFDM技术具有频谱利用率高、抗多径干扰及码间串扰、信道估计及均衡容易实现、***实现复杂度低等许多优点。OFDM技术还很容易与各种多址技术相结合，因而被普遍认为是***移动通信***中不可或缺的核心技术。目前，OFDM技术已被广泛应用在数字音频广播(DAB)、数字视频广播(DVB)、非对称数字用户线(ADSL)、无线局域网(WLAN)、无线城域网(WMAN)、无线个域网(WPAN)及无线高速非授权城域网(WHUMAN)等许多数据通信***中。另外，在802.16协议中已确定使用OFDM技术，电气和电子工程师协会(IEEE)目前正在讨论的802.20移动宽带无线接入***也将采用OFDM技术。

虽然OFDM技术具有上述诸多优点，且已有了广泛的应用，但该技术中也存在一个不容忽视的缺点，就是使用OFDM技术的***需要非常精确的时频同步，以保证子载波之间的正交性。其中，如果整数频偏同步失败，则将导致最终的解码过程彻底错误。因此，OFDM***中的整数频偏同步是该***中非常重要的一项关键技术。

目前，美国专利“5,732,113”已公开了一种OFDM时间和频率同步的方法。该方法是在发射端***一个结构特殊的前导信元，该前导信元由两个OFDM符号(symbol)，即SYN_A和SYN B构成，其中，SYN_A的前后两部分完全相同。接收端在时域利用该前导信元完成OFDM***的时间粗同步和分数频偏估计，然后将估计出的分数频偏补偿掉，并将SYN_A和SYN_B变换到频域，利用频域上SYN_A和SYN_B的相关性来完成整数频偏的估计。

该专利所提供的时频同步方法能够快速地实现时频同步，并具有合理的计算复杂度，但是，该方案需要在所要发射的信息的前端加上一个前导信元，显然这会增加***的开销，导致频谱效率下降。在***中突发块(burst)的长度较短的情况下，这个问题尤为明显。

另外，中国申请号为“200410042904.7”、发明名称为“一种正交频分复用时频同步的方法”提出了利用同一个OFDM符号中等间隔导频子载波的差分相关进行匹配滤波，来完成整数频偏同步的实现方案。该方案具体是首先利用与循环前缀长度相等的时间窗对接收到的信号进行滑动相关，依靠OFDM符号内的循环前缀进行时间粗同步，以获取接收信号的同步峰值相位信息；并根据所述同步峰值相位信息进行分数频偏估计，并根据该分数频偏估计信息对接收到的信号进行修正，使修正后的接收信号中只存在整数频偏，然后将该接收信号转换到频域；之后再对接收到的频域信号进行整数频偏估计。该方案虽然不用前导信元即可实现整数频偏同步，但是该方案只适合静止信道。对于移动多径信道来说，在时变多径信道下，同一帧中的各个子载波常常需要经历不同的信道衰落，随着移动的进行，多径信道也会产生变化，比如增加新的抵达路径或者呈现不同的衰落特征等，且信道快速时变及频域选择性衰落会导致信道性能的急剧恶化，因此该方案不适用于移动多径信道。另外在移动信道的情况下，该专利中用于降低计算量的整数频偏粗同步方法常常会引起对整数频偏的粗估计远远偏离期望值，将导致运算量的急剧增加和最终估计的错误，这同样使得在移动多径信道中无法使用该方案。

发明内容

有鉴于此，本发明所要解决的主要问题在于提供一种OFDM整数频率同步的方法，以使OFDM***不需要前导信元即可实现整数频率同步。

为解决以上问题，本发明的技术方案是这样实现的：一种正交频分复用整数频率同步的方法，在发射的正交频分复用OFDM符号中设置等间隔的导频，并将一个以上连续OFDM符号中的导频序列有规律地间隔开，且相邻OFDM符号中导频子载波上的数据设置为不同；该方法进一步包括以下步骤：

a.对接收到的信号进行时间粗同步，并根据时间粗同步的结果进行分数频偏同步，之后根据分数频偏同步和时间粗同步的结果将接收信号转换到频域；

b.确定发射的导频信号的相邻OFDM符号中等间隔导频间的差分相关，以及确定所述接收信号所对应的频域信号的相邻OFDM符号中，与发射端所设置的导频位置模式相同的子载波的差分相关，然后根据这两个差分相关结果进行整数频率同步。

所述步骤b中，所述根据两个差分相关结果进行整数频率同步为：

对发射的导频信号的相邻OFDM符号中等间隔导频间的差分相关结果进行共轭，并将该共轭序列中的每项与对接收信号所对应的频域信号的相邻OFDM符号中，与发射端所设置的导频位置模式相同的子载波的的差分相关结果的对应项相乘，在发射端和接收端晶振频偏范围内确定最大的乘积值，根据该最大乘积值所对应的接收信号中的等间隔的导频的序列确定整数频偏。

该方法可以进一步包括：将发射的每个OFDM帧中所包含的最开始的一个以上OFDM符号作为帧头标识，并将所述OFDM符号中等间隔的导频序列设置为不同于后续OFDM符号中等间隔的导频序列的值；

步骤b中，所述确定发射的导频信号的相邻OFDM符号中等间隔导频间的差分相关为：获取两个或两个以上作为帧头标识的连续OFDM符号，并根据所获取的OFDM符号确定发射的导频信号的相邻OFDM符号中等间隔导频间的差分相关；

步骤b中，所述确定接收信号所对应的频域信号的相邻OFDM符号中，与发射端所设置的导频位置模式相同的子载波的差分相关为：获取两个或两个以上连续的OFDM符号，并根据所获取的OFDM符号确定接收信号所对应的频域信号的相邻OFDM符号中，与发射端所设置的导频位置模式相同的子载波的差分相关；

步骤b中，所述根据两个差分相关结果进行整数频率同步为：

对发射的导频信号的相邻OFDM符号中等间隔导频间的差分相关结果进行共轭，并将该共轭得到的序列中的每项与接收信号所对应的频域信号的相邻OFDM符号中，与发射端所设置的导频位置模式相同的子载波的差分相关结果的对应项相乘，确定在发射端和接收端晶振频偏范围内的最大乘积值，以及所有乘积值的绝对值的平均值；

并判断该乘积值的绝对值与该平均值的比值是否大于预先设定的阈值，如果是，则确定整数频偏同步成功，同时确定帧同步成功；否则，确定整数频偏同步及帧同步不成功。

所述步骤b在确定整数频偏同步及帧同步不成功后，进一步包括：重新获取接收信号的两个或两个以上连续的OFDM符号，并根据所述OFDM符号确定接收信号所对应的频域信号的相邻OFDM符号中，与发射端所设置的导频位置模式相同的子载波的差分相关，之后重新进行步骤b中根据两个差分相关结果进行整数频率同步的操作。

所述步骤a中，所述对接收到的信号进行时间粗同步为：利用与***所采用的循环前缀长度相等的时间窗对接收到的信号进行滑动相关，所述所采用的循环前缀为所述OFDM符号内的循环前缀；并根据所采用的循环前缀进行时间粗同步，获取接收信号的同步峰值相位信息。

所采用的循环前缀可以为一个；

则在所采用的循环前缀的长度大于或等于***应用时的时延扩展及信噪比所确定的点数时，所述步骤a利用的时间窗为：一个与所述所采用的循环前缀的长度相等的时间窗；

在所采用的循环前缀的长度小于***应用时的时延扩展及信噪比所确定的循环前缀长度时，所述步骤a利用的时间窗为：一个以上与所采用的循环前缀的长度相等的时间窗，且各个时间窗之间以OFDM符号的长度及所采用的循环前缀长度之和为间隔。

所采用的循环前缀还可以为一个以上；

步骤a中，所述利用与***所采用的循环前缀长度相等的的时间窗对接收到的信号进行滑动相关为：对至少一个的OFDM符号进行滑动相关，并对滑动相关结果进行归一化度量；

步骤a中，所述根据所采用的循环前缀进行时间粗同步，获取接收信号的同步峰值相位信息为：确定滑动相关结果的绝对值与归一化度量值的比值的最大值，将该最大值所对应的时间点作为时间同步时刻。

所述根据所获取的OFDM符号确定发射的导频信号的相邻OFDM符号中等间隔导频间的差分相关包括：

b1.获取发射信号中一个以上连续OFDM符号的导频序列，把每个导频序列中的每个导频与后一导频序列中相同位置导频的共轭相乘，得到乘积序列，再从得到的每个乘积序列中依次取出最左端的元素，直至所有乘积序列中的元素均被取出，并将所述元素排成一个合并序列；

所述根据所获取的OFDM符号确定接收信号所对应的频域信号的相邻OFDM符号中，与发射端所设置的导频位置模式相同的子载波的差分相关包括：

从接收信号中获取与步骤b1所获取的导频序列数目相同、且具有与发射端导频位置模式相同的频域信号序列，之后把每个频域信号序列中的每个子载波与后一频域信号序列中相应位置的子载波的共轭相乘，再从得到的每个乘积序列中依次取出最左端的元素，直至所有乘积序列中的元素均被取出，并将所述元素排成一个合并序列。

所述发射端为基站，接收端为移动台；

该方法进一步包括：设置不同小区的基站发出不同的导频序列；

移动台根据不同小区基站所发信号的频域匹配滤波的幅度值确定不同小区基站的信号强弱，并根据该确定结果选择小区基站或进行小区基站导频序列的进行选择合并。

所述步骤b中根据两个差分相关结果进行整数频率同步为：根据两个差分相关结果进行频域匹配滤波或滑动相关。

本发明方案通过对发射的OFDM符号进行设置，并通过确定发射信号的相邻OFDM符号中等间隔的导频，以及接收信号的频域中相邻OFDM符号中，具有与发射端相同间隔模式的子载波间的差分相关，其中，该间隔模式包含同一个OFDM符号中的导频间隔模式和相邻OFDM符号间的导频间隔模式，然后再根据这两个差分相关结果进行频域匹配滤波或滑动相关，从而使得不需要在帧中设置前导信元，即可实现OFDM的整数频率同步，从而大大减少了***开销。

由于本发明方案是根据发射信号及接收信号的多个相邻OFDM信道进行差分相关，然后再根据差分相关结果进行频域匹配滤波的，因此本发明方案同样适用于移动多径信道。根据仿真，在0dB、移动速度为3km/h、60km/h、120km/h的典型城市信道(TU信道)下，时间粗同步向前偏移15个码片，仿真200000帧都没有出现错误的整数频偏同步。

本发明方案通过在发射的每个OFDM帧中最开始的一个以上OFDM符号作为帧头标识，并将这些OFDM符号中等间隔的导频的序列设置为不同于后续OFDM符号中等间隔的导频的序列的值，还在实现整数频率同步的同时，实现了帧同步。另外，本发明方案在之前对OFDM符号的时间粗同步发生错误时，如果之后几个OFDM符号的时间粗同步成功，则仍然可以通过本发明的整数频率同步的方法完成帧同步，大大提高了帧同步的成功概率。当然，前提条件是接收方有足够的存储空间来存放连续的多个OFDM符号序列的信息。

另外，还可以通过将不同小区的基站设置为发出不同的导频序列，使得接收方，即移动台可以通过频偏匹配滤波的幅度值来确定来自不同小区的基站所发出的信号的强弱，从而根据该信号强弱确定小区间的软切换、合并及其他相应的工作。

附图说明

图1为本发明实施例中OFDM符号的导频排列示意图；

图2为本发明方案的处理过程示意图。

具体实施方式

本发明的核心思想在于：对接收到的信号首先进行时间粗同步；然后根据时间粗同步的结果进行分数频偏同步，再根据分数频偏同步的结果将接收信号转换到频域；在频域中用频域的确知信息与所接收的信号的频域信息进行整数频率同步，比如进行匹配滤波或者滑动相关，以找到匹配峰值，并根据该峰值完成整数频偏同步。

下面结合附图及具体实施例对本发明方案作进一步详细的说明。

本发明方案首先要在OFDM符号中引入等间隔的导频，并且将连续几个OFDM符号中的导频序列有规律地间隔开。当然，所有OFDM符号之间的等间隔的导频的间隔规律也应该相同，也就是说，几个连续OFDM符号中的等间隔的导频的序列设置为等距错位。

比如，可以在同一个OFDM符号中每间隔N个子载波设置一个导频，并将相邻OFDM符号中等间隔的导频的间隔设置为M个子载波，为确定正确的整数频偏同步，在相邻的OFDM符号中导频子载波上的数据应该不相同。因此，对于连续6个OFDM符号来说，如果N为12，M为4，则这样的OFDM符号的导频排列如图1所示。

基于上述设置，本发明方案的具体实现过程如图2所示，对应以下步骤：

步骤201、时间粗同步。

本步骤具体是利用与循环前缀长度相等的时间窗对接收信号进行滑动相关，并利用OFDM符号内的循环前缀进行时间粗同步，以获取接收到的信号的同步峰值相位信息。其中，所采用的循环前缀可以是只有一个，也可以是多个。

如果所采用的循环前缀只有一个，则可以采用目前已有的处理方法进行时间粗同步。比如，在IEEE802.16a OFDMA模式等循环前缀较长的OFDM***中，循环前缀的长度大于或等于***应用时的时延扩展及信噪比所确定的点数，比如64点时，采用一个与循环前缀长度相等的时间窗即可获得很好的时间同步性能。

当OFDM***中的循环前缀较短，比如循环前缀的长度小于时延扩展及信噪比所确定的点数时，由于这些时间窗之间以OFDM符号长度及循环前缀长度之和为间隔，因此采用一个以上与循环前缀等长的时间窗对接收到的信号进行滑动相关，同样可以获得很好的时间同步性能。

对于通过多个循环前缀进行时间粗同步来说，以通过三个循环前缀进行时间粗同步为例，其可以利用下述公式(1)得到滑动相关P(d)，并利用下述公式(2)对得到的P(d)进行归一化度量，得到能量的度量R(d)，再求P(d)和R(d)的比值 $M\left(d\right)=\frac{\left|P\left(d\right)\right|}{R\left(d\right)},$ 将该比值的最大值所对应的d作为最大估计值

并将

作为时间粗同步时刻。

$P\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{m=\mathrm{GI}-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(r_{d+m}^{*}{r}_{d+m+N}\right)+\underset{m=0}{\overset{m=\mathrm{GI}-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(r_{d+m+N+\mathrm{GI}}^{*}{r}_{d+m+2N+\mathrm{GI}}\right)+\underset{m=0}{\overset{m=\mathrm{GI}-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(r_{d+m+2(N+\mathrm{GI})}^{*}{r}_{d+m+3N+2\mathrm{GI}}\right)$ 公式(1)

$R\left(d\right)=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{c}\underset{m=0}{\overset{m=\mathrm{GI}-1}{\mathrm{\Σ}}}(r_{d+m}^{*}{r}_{d+m}+r_{d+m+N}^{*}{r}_{d+m+N})+\underset{m=0}{\overset{m=\mathrm{GI}-1}{\mathrm{\Σ}}}(r_{d+m+N+\mathrm{GI}}^{*}{r}_{d+m+2N+\mathrm{GI}}+r_{d+m+2N+\mathrm{GI}}^{*}{r}_{d+m+2N+\mathrm{GI}})\\ +\underset{m=0}{\overset{m=\mathrm{GI}-1}{\mathrm{\Σ}}}(r_{d+m+2(N+\mathrm{GI})}^{*}{r}_{d+m+2(N+\mathrm{GI})}+r_{d+m+3N+2\mathrm{GI}}^{*}{r}_{d+m+3N+2\mathrm{GI}})\end{array}\right]$ 公式(2)

其中，r为接收到的信号，d为时间点，GI为循环前缀的长度，N为OFDM符号的长度，因此r的下标为时间。

步骤202、分数频偏估计。

本步骤是利用时间粗同步得到的同步峰值位置的相位信息进行分数频偏估计。具体可以通过Δf₁＝Angle(P(d))/N计算，其中，N为OFDM符号的长度。

步骤203、分数频偏补偿。

本步骤具体是利用估计出的分数频偏信息对接收到的信号进行修正，使修正后的接收信号中只存在整数频偏及分数残留频偏。

步骤204、时频变换(FFT)。

本步骤具体是根据分数频偏同步和时间粗同步的结果将接收到的信号转换到频域，以进行整数频偏估计。

步骤205、对频域的OFDM符号进行整数频偏估计。

对于步骤205来说，需要确定发射的导频信号的多个已知相邻OFDM符号中等间隔的导频间的差分相关，以及接收到的信号所对应的频域信号的多个OFDM符号中，与发射端所设置的导频位置模式相同的子载波的差分相关，然后对这两个差分相关结果进行频域匹配滤波，从而实现对整数频偏的同步。

具体来说，在确定发射的导频信号的多个已知相邻OFDM符号中等间隔的导频间的差分相关时，首先要获取几个连续OFDM符号的已知导频序列，并进行两个相邻导频序列的相关，即把每个导频序列中的每个导频与后一导频序列中相应位置的导频的共轭相乘，再将乘积得到的所有序列按顺序排列，从而得到一个合并后的序列。该合并操作为：轮流顺序地从得到的乘积序列中的最左端取出相应的元素，直至所有乘积序列中的所有元素都已被取出来了，之后再将这些元素按取出时的顺序形成一个序列。

比如，首先确定了连续四个OFDM符号中的已知导频子载波序列分别为：P₁＝[p₁₁ p₁₂ … p_1n]、P₂＝[p₂₁ p₂₂ … p_2n]、P₃＝[p₃₁ p₃₂ … p_3n]及P₄＝[p₄₁ p₄₂ … p_4n]。通过乘积获取相邻两个OFDM符号的导频序列的相关，即获取 $P_{12}=\left[\begin{array}{cccc}{p}_{11}{p}_{21}^{*}& p_{12}{p}_{22}^{*}& \·\·\·& p_{1,n-1}{p}_{2n-1}^{*}\end{array}\right],$ $P_{23}=\left[\begin{array}{cccc}{p}_{21}{p}_{31}^{*}& p_{22}{p}_{32}^{*}& \·\·\·& p_{2,n-1}{p}_{3n-1}^{*}\end{array}\right]$ 及 $P_{34}=\left[\begin{array}{cccc}{p}_{31}{p}_{41}^{*}& p_{32}{p}_{42}^{*}& \·\·\·& p_{3,n-1}{p}_{4n-1}^{*}\end{array}\right],$ 其中的右上标^*表示取共轭。再将序列P₁₂、P₂₃及P₃₄合并为一个序列P，得到：

$P=\left[\begin{array}{cccccccccc}{p}_{11}{p}_{21}^{*}& p_{21}{p}_{31}^{*}& p_{31}{p}_{41}^{*}& p_{12}{p}_{22}^{*}& p_{22}{p}_{31}^{*}& p_{32}{p}_{42}^{*}& \·\·\·& p_{1,.n-1}{p}_{2n-1}^{*}& p_{2,n-1}{p}_{3n-1}^{*}& p_{3,n-1}{p}_{4n-1}^{*}\end{array}\right]$

由于针对发射端的导频信号所作的差分相关使用了四个OFDM符号，因此本步骤在确定接收信号所对应的频域信号的多个OFDM符号中具有发射端导频间隔模式的子载波间的差分相关时，同样以使用四个OFDM符号的导频序列来完成整数频偏同步为例。具体来说，首先获取步骤204得到的接收信号中的连续四个OFDM符号的频域信号序列，并将其分别标记为R₁＝[r₁₁ r₁₂ … r_1N]、R₂＝[r₂₁ r₂₂ … r_2N]、R₃＝[r₃₁ r₃₂ … r_3N]及R₄＝[r₄₁ r₄₂ … r_4N]。然后再根据发射端在同一OFDM符号及相邻OFDM符号中设置的等间隔的导频的位置关系，也即发射端所设置的导频位置模式，从这几个频域信号序列中的相同位置分别获取相应的序列，比如，得到：(R₁′)_k＝[(r₁₁′)_k(r₁₂′)_k…(r_1n′)_k]、(R₂′)_k＝[(r₂₁′)_k(r₂₂′)_k…(r_2n′)_k]、(R₃′)_k＝[(r₃₁′)_k(r₃₂′)_k…(r_3n′)_k]及(_R4′)_k＝[(r₄₁′)_k(r₄₂′)_k…(r_4n′)_k]，

其中，k表示当前所选取序列的序列号。

显然，所得到的序列(R₁′)_k、(R₂′)_k、(R₃′)_k及(R₄′)_k的排列与发射方的四个OFDM符号中等间隔的导频的序列的位置相对应，只是一种滑动关系。

之后再对(R₁′)_k、(R₂′)_k、(R₃′)_k及(R₄′)_k这几个序列进行两个相邻频域信号序列的相关，即把每个频域信号序列中的每个子载波与后一频域信号序列中相应位置的子载波的共轭相乘，再将乘积得到的所有序列按顺序排列，从而得到一个合并后的序列。该处理过程与确定发射端的多个相邻OFDM符号中等间隔的导频间的差分相关的处理过程相同，因此不再详细描述。通过该处理得到的合并后的序列为：

${\left(R^{\′}\right)}_k=\left[\begin{array}{c}\begin{array}{cccccc}{\left(r_{11}^{\′}\right)}_k{\left(r_{21}^{\′}\right)}_k^{*}& {\left(r_{21}^{\′}\right)}_k{\left(r_{31}^{\′}\right)}_k^{*}& {\left(r_{31}^{\′}\right)}_k{\left(r_{41}^{\′}\right)}_k^{*}& {\left(r_{12}^{\′}\right)}_k{\left(r_{22}^{\′}\right)}_k^{*}& {\left(r_{22}^{\′}\right)}_k{\left(r_{32}^{\′}\right)}_k^{*}& {\left(r_{33}^{\′}\right)}_k{\left(r_{43}^{\′}\right)}_k^{*}\end{array}\\ \begin{array}{cccc}...& {\left(r_{1,n-1}^{\′}\right)}_k{\left(r_{2,n-1}^{\′}\right)}_k^{*}& {\left(r_{2,n-1}^{\′}\right)}_k{\left(r_{3,n-1}^{\′}\right)}_k^{*}& {\left(r_{3,n-1}^{\′}\right)}_k{\left(r_{4,n-1}^{\′}\right)}_k^{*}\end{array}\end{array}\right].$

在得到P及(R′)_k这两个序列后，再对这两个差分相关结果进行频域匹配滤波，即将(R′)_k与P的共轭的对应项相乘，并通过调整k的值，在发射端和接收端晶振频偏可能的范围内，也即整数频偏可能的范围内，找出最大的乘积值，然后根据该乘积值所对应的k确定相应的序列(R₁₂′)_k、(R₂₃′)_k和(R₃₄′)_k，该(R₁₂′)_k、(R₂₃′)_k和(R₃₄′)_k即为对应的等间隔的导频序列，在确定了k值后，即相当于确定了导频序列中的导频位置，据此即可确定数据子载波的位置，从而可以找到整数频偏的位置，因此，可以根据该等间隔的导频序列及k值确定整数频偏。

通过上述过程即可实现本发明的目的。

另外，需要说明的是，如果是连续n个OFDM符号中的等间隔的导频是按规律依次排列的，不管n值为多大，都可以通过上述方案最终实现整数频偏。当然，要想实现本发明的目的，至少应该通过两个序列进行合并，以得到序列P及(R′)_k。显然，用于合并的序列越多，则匹配滤波得到的峰值越大。当然，如果用于合并的序列太多，则会增加运算量和延迟，所以可以根据需要确定用于合并的序列的数目。

上述过程中，步骤205是通过对三个序列进行合并而得到序列P及(R′)_k的，这对于图1所示的OFDM符号导频排列方案来说是最合适的。因为图1所示的OFDM符号中，前三个OFDM符号中的等间隔的导频是按规律排列的，对于第四到第六个OFDM符号来说，则又重复了前三个的排列规律，也就是说，根据三个OFDM符号即可确定相应的等间隔的导频的序列。

本发明方案还可以进一步在发射端将每个OFDM帧的开始S个OFDM符号中等间隔的导频的序列的值设置为与后续OFDM符号不同，之后依次进行时间粗同步、分数频偏估计、分数频偏补偿、FFT及整数频偏估计。其中，在进行整数频偏估计时，同样利用上述步骤205提到的实现方案。

由于OFDM帧的开始S个OFDM符号与后续的OFDM符号的等间隔的导频的序列的值存在不同，因此可以在此基础上实现帧同步，此时，所设置的这S个OFDM符号作为帧头标识。这是因为：在每个OFDM帧的开始S个OFDM符号中设置不同的等间隔导频的序列用于标识帧头，而匹配滤波只有完全相同才能匹配上并产生峰值，因此，如果后面的匹配滤波操作能够产生峰值，则说明已经找到了帧头。

为实现帧同步，在进行匹配滤波或滑动相关找到相关值的最大值后，还可以进一步判断该最大值的绝对值与相关结果序列的绝对值的均值的比值是否大于一个预先设定的阈值，如果是，则表明整数频偏同步和帧同步成功，因此可以定位帧的起始位置。如果小于该阈值，则表明整数频偏同步和帧同步不成功。

在该比值小于阈值的情况下，为实现整数频偏同步和帧同步，还可以通过第2到第S+1个OFDM符号进行整数频偏估计，并执行上述比值与阈值的比较。依次类推，还可以对第3到第S+2个OFDM符号进行整数频偏估计。当然，为实现帧同步，最多只能通过第S到第2S-1个OFDM符号进行整数频偏估计，因为进行整数频偏估计的OFDM符号中至少得有一个可用作帧头标识，否则就无法实现帧同步。

另外，如果通过对小区进行设置，使得不同小区中的基站发出不同的导频序列，而接收方采用本发明所提供的方案进行整数频偏估计，则接收方在确定各个基站所发信号的频域匹配滤波的幅度值后，可以通过比较这些幅度值的大小来确定对应基站的信号强弱，从而使得接收方可以完成小区间的切换。

以上所述仅为本发明方案的较佳实施例，并不用以限定本发明的保护范围。

Claims (10)

1、一种正交频分复用整数频率同步的方法，其特征在于，在发射的正交频分复用OFDM符号中设置等间隔的导频，并将一个以上连续OFDM符号中的导频序列有规律地间隔开，且相邻OFDM符号中导频子载波上的数据设置为不同；该方法进一步包括以下步骤：

a.对接收到的信号进行时间粗同步，并根据时间粗同步的结果进行分数频偏同步，之后根据分数频偏同步和时间粗同步的结果将接收信号转换到频域；

b.确定发射的导频信号的相邻OFDM符号中等间隔导频间的差分相关，以及确定所述接收信号所对应的频域信号的相邻OFDM符号中，与发射端所设置的导频位置模式相同的子载波的差分相关，然后根据这两个差分相关结果进行整数频率同步。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述步骤b中，所述根据两个差分相关结果进行整数频率同步为：

对发射的导频信号的相邻OFDM符号中等间隔导频间的差分相关结果进行共轭，并将该共轭序列中的每项与接收信号所对应的频域信号的相邻OFDM符号中，与发射端所设置的导频位置模式相同的子载波的差分相关结果的对应项相乘，在发射端和接收端晶振频偏范围内确定最大的乘积值，根据该最大乘积值所对应的接收信号中的等间隔的导频的序列确定整数频偏。

3、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法进一步包括：将发射的每个OFDM帧中所包含的最开始的一个以上OFDM符号作为帧头标识，并将所述OFDM符号中等间隔的导频序列设置为不同于后续OFDM符号中等间隔的导频序列的值；

步骤b中，所述确定发射的导频信号的相邻OFDM符号中等间隔导频间的差分相关为：获取两个以上作为帧头标识的连续OFDM符号，并根据所获取的OFDM符号确定发射的导频信号的相邻OFDM符号中等间隔导频间的差分相关；

步骤b中，所述确定接收信号所对应的频域信号的相邻OFDM符号中，与发射端所设置的导频位置模式相同的子载波的差分相关为：获取两个以上连续的OFDM符号，并根据所获取的OFDM符号确定接收信号所对应的频域信号的相邻OFDM符号中，与发射端所设置的导频位置模式相同的子载波的差分相关；

步骤b中，所述根据两个差分相关结果进行整数频率同步为：

对发射的导频信号的相邻OFDM符号中等间隔导频间的差分相关结果进行共轭，并将该共轭得到的序列中的每项与接收信号所对应的频域信号的相邻OFDM符号中，与发射端所设置的导频位置模式相同的子载波的差分相关结果的对应项相乘，确定在发射端和接收端晶振频偏范围内的最大乘积值，以及所有乘积值的绝对值的平均值；

并判断该乘积值的绝对值与该平均值的比值是否大于预先设定的阈值，如果是，则确定整数频偏同步成功，同时确定帧同步成功；否则，确定整数频偏同步及帧同步不成功。

4、根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述步骤b在确定整数频偏同步及帧同步不成功后，进一步包括：重新获取接收信号的两个以上连续的OFDM符号，并根据所述OFDM符号确定接收信号所对应的频域信号的相邻OFDM符号中，与发射端所设置的导频位置模式相同的子载波的差分相关，之后重新进行步骤b中根据两个差分相关结果进行整数频率同步的操作。

5、根据权利要求1至4中任意一项所述的方法，其特征在于所述步骤a中，所述对接收到的信号进行时间粗同步为：利用与***所采用的循环前缀长度相等的时间窗对接收到的信号进行滑动相关，所述所采用的循环前缀为所述OFDM符号内的循环前缀；并根据所采用的循环前缀进行时间粗同步，获取接收信号的同步峰值相位信息。

6、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所采用的循环前缀为一个；

在所采用的循环前缀的长度大于或等于***应用时的时延扩展及信噪比所确定的循环前缀长度时，所述步骤a利用的时间窗为：一个与所述所采用的循环前缀的长度相等的时间窗；

在所采用的循环前缀的长度小于***应用时的时延扩展及信噪比所确定的循环前缀长度时，所述步骤a利用的时间窗为：一个以上与所采用的循环前缀的长度相等的时间窗，且各个时间窗之间以OFDM符号的长度及所采用的循环前缀长度之和为间隔。

7、根据权利要求5所述的方法，其特征在于所采用的循环前缀为一个以上；

步骤a中，所述利用与***所采用的循环前缀长度相等的时间窗对接收到的信号进行滑动相关为：对至少一个的OFDM符号进行滑动相关，并对滑动相关结果进行归一化度量；

步骤a中，所述根据所采用的循环前缀进行时间粗同步，获取接收信号的同步峰值相位信息为：确定滑动相关结果的绝对值与归一化度量值的比值的最大值，将该最大值所对应的时间点作为时间同步时刻。

8、根据权利要求3或4所述的方法，其特征在于所述根据所获取的OFDM符号确定发射的导频信号的相邻OFDM符号中等间隔导频间的差分相关包括：

b1.获取发射信号中一个以上连续OFDM符号的导频序列，把每个导频序列中的每个导频与后一导频序列中相同位置导频的共轭相乘，得到乘积序列，再从得到的每个乘积序列中依次取出最左端的元素，直至所有乘积序列中的元素均被取出，并将所述元素排成一个合并序列；

所述根据所获取的OFDM符号确定接收信号所对应的频域信号的相邻OFDM符号中，与发射端所设置的导频位置模式相同的子载波的差分相关包括：

从接收信号中获取与步骤b1所获取的导频序列数目相同、且具有与发射端导频位置模式相同的频域信号序列，之后把每个频域信号序列中的每个子载波与后一频域信号序列中相应位置的子载波的共轭相乘，再从得到的每个乘积序列中依次取出最左端的元素，直至所有乘积序列中的元素均被取出，并将所述元素排成一个合并序列。

9、根据权利要求1至4中任意一项所述的方法，其特征在于，所述发射端为基站，接收端为移动台；

该方法进一步包括：设置不同小区的基站发出不同的导频序列；

移动台根据不同小区基站所发信号的频域匹配滤波的幅度值确定不同小区基站的信号强弱，并根据该确定结果选择小区基站或进行小区基站导频序列的选择合并。

10、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤b中根据两个差分相关结果进行整数频率同步为：根据两个差分相关结果进行频域匹配滤波或滑动相关。

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