CN101231868B

CN101231868B - 盘驱动装置及其校准方法

Info

Publication number: CN101231868B
Application number: CN2007101863874A
Authority: CN
Inventors: 藏本健一; 坂元晋哉; 和佐信彦; 野尻沙绫香; 富永英文
Original assignee: Hitachi Global Storage Technologies Netherlands BV
Current assignee: HGST Netherlands BV
Priority date: 2006-11-15
Filing date: 2007-11-14
Publication date: 2011-08-17
Anticipated expiration: 2027-11-14
Also published as: US20080123216A1; CN101231868A; JP2008123651A; US7800855B2

Abstract

本发明涉及一种盘驱动装置及其校准方法，用于防止VCM速度控制的失稳。根据本实施例的一个方面，HDC/MPU 23在卸载之前校准检测反向EMF电压的校正运算系数。在致动器16正在枢转的状态下完成校准。HDC/MPU 23使用施加到VCM 15上的VCM电流和反向EMF电压检测电路221的检测值，根据致动器16的运动方程校准校正系数。

Description

盘驱动装置及其校准方法

技术领域

本发明涉及一种盘驱动装置和一种用于其的校准方法，具体地说，涉及用于音圈电机的速度控制的校准。

背景技术

使用各种介质如光盘、磁光盘及软磁盘的盘驱动装置在现有技术中是已知的。具体地说，硬盘驱动器(HDD)已经被广泛地用作计算机的存储装置，并且已经是用于当前计算机***的不可缺少的盘驱动装置之一。并且，HDD由于其杰出特性已经被发现具有广泛用途，如在运动图像记录/再现设备、汽车导航***、蜂窝电话、或数字照相机、以及计算机中使用的可移除存储器。

在HDD中使用的磁盘具有多条同心数据磁道。在各条数据磁道上，记录包含地址信息的多个伺服数据和包括用户数据的多个数据扇区。多个数据扇区被记录在相应伺服数据之间。由利用音圈电机(VCM)枢转的致动器支持的磁头滑块的磁头元件部分通过根据伺服数据的地址信息访问希望的数据扇区，可从数据扇区读取数据并且把数据写入数据扇区。

当磁盘不转动时，致动器和磁头滑块被收回到收回位置。作为用来收回磁头滑块的方案，斜面加载/卸载方案和接触启动停止(CSS)方案在现有技术中是已知的。在收回位置与在磁盘上方之间的运动期间，HDD通过VCM的速度控制而控制致动器的枢转。由于VCM速度与反向电动势(EMF)电压成比例，所以测量VCM的反向EMF电压能够实现VCM的速度控制。明确地说，反向EMF电压检测电路检测VCM的反向EMF电压。控制器控制成提供给VCM的VCM电流M，从而使得检测的反向EMF电压成为目标值。典型地，反向EMF电压检测电路通过检测由反向EMF电压的线性函数表达的值而检测反向EMF电压。

当VCM线圈的电阻按照温度变化而变化时，在VCM电流与反向EMF电压之间的关系变化。因此，反向EMF电压检测电路通过改变电路参数来补偿VCM线圈的电阻变化。然而，由于离散值被应用于电路参数，所以VCM线圈的电阻变化有时不被完全补偿。而且，由于反向EMF电压检测电路的电路构造而发生检测错误。所以，反向EMF电压检测电路的检测值包含与供给到VCM的VCM电流成比例的偏移。

下面，明确地解释上文。图9是表示反向EMF电压检测电路221的电路构造的例子的电路图。反向EMF电压检测电路221包括运算放大器OP1和OP2、平衡电阻器R1、R2、R3a、R3b、R4a及R4b。电阻器R3a和R3b具有相同的电阻R3，并且电阻器R4a和R4b具有相同的电阻R4。电阻器R2是可变电阻器，并且其电阻R2是以上描述的电路参数。此外，检测电阻器Rs串联连接到VCM线圈上。

反向EMF电压β满足如下公式：

β＝Vm-Rm×Im。 (1)

其中Vm、Rm、及Im分别代表VCM线圈的电压(VCM电压)、VCM线圈的电阻(VCM电阻)、及通过VCM线圈的电流(VCM电流)。假定VCM电流Im是恒定的并且不变。反向EMF电压检测电路221通过直接或间接地检测Vm和Im可检测β。

运算放大器OP1和电阻器Rm、Rs、R1及R2全体构成桥路，并且电阻R1和R2确定在放大器的第一级处的增益。明确地说，R1/R2是放大器第一级的增益。当这个桥路平衡时，输出等于VCM电压Vm。当桥路平衡时，满足如下公式：

R2/R1＝Rm/Rs。 (2)

运算放大器OP2和电阻器R3a-R4b是用来输出运算放大器OP1的输出作为反向EMF电压(或反向EMF电压乘以预定数)的差动放大器。电阻R3和R4确定放大器的输出级的增益。明确地说，R3/R4与放大器的输出级的增益相对应。运算放大器OP2的输出Vout由如下公式给出：

R4/R3×(Im×Rs×R2/R1-Vm)+Vref。 (3)

这个运算放大器OP2的输出Vout和VCM 15的反向EMF电压具有比例关系。

这里，为了建立公式(3)的关系，必要的是平衡桥路，就是说，满足公式(2)的关系。如果不满足这种关系，则在运算放大器OP2的输出Vout和VCM 15的反向EMF电压β之间出现误差，并且作为结果，反向EMF电压检测电路221的输出值(检测值)不反映实际的反向EMF电压。VCM电阻Rm根据温度而变化。因此，如果电阻器R2和R1的电阻是不变的，则公式(2)由于温度变化变得不满足。因此，反向EMF电压检测电路221校准电阻器R2的电阻R2以补偿VCM电阻Rm的变化。然而，由于电阻R2是数字值，所以有时不满足公式(2)。而且，出现在反向EMF电压检测电路中的硬件的运算误差。

图10是曲线图，示意地表示在反向EMF电压检测电路221的检测值的A/D转换值AD与在VCM已经停止的状态下通过控制器的命令供给到VCM的VCM电流值Im(数字值)之间的关系。由于VCM已经停止，所以检测值AD通常应该是0而与VCM电流Im的值无关。然而，检测值AD由于反向EMF电压检测电路221的上述检测误差而根据VCM电流Im而变化。明确地说，检测值AD由具有代表检测值AD的变化率的梯度α和当VCM电流Im是0时的偏移v0的线性函数来表示。

因而，反向EMF电压检测电路221的检测值包含根据VCM电流可变化的误差。因此，控制器进行检测值的校正运算以补偿误差，从而使用校正运算的结果来控制VCM。为了完成校正运算，要求控制器得到梯度α的正确值。通过使用不正确α的校正过程进行速度控制可能引起致动器振荡。然而，如根据以上解释理解的那样，这个梯度α依据HDD的温度和操作条件而变化。因此，控制器进行校准以得到梯度α的更正确值，如在专利文件1中所公开的那样。

【专利文件1】日本未审查专利申请公报No.2005-174539

发明内容

在磁头滑块从收回位置运动到磁盘上方之前或在磁头滑块从磁盘上方运动到收回位置之前，完成梯度α的校准。通过在致动器已经停止的状态中向VCM施加不同电流并且获得此时的反向EMF电压利用校准来识别梯度α。例如，在正在将致动器推撞(push against)在内周缘侧或外周缘侧处的撞击止动器的状态下，将两个不同的VCM电流值施加到VCM 15上。由在各电流值与对其的检测值之间的关系可识别梯度α。

然而，如果将磁头滑块放置在磁盘上方，则当致动器被推撞撞击止动器时发生很大的噪声。或者，由于将致动器推撞撞击止动器的过程时间，认为性能退化发生。专利文件1公开了一种通过进行在两个停止位置即当前位置与目标位置之间的致动器的搜索来执行的校准。这能够进行校准而不使致动器推撞撞击止动器。

然而，为了进行搜索，需要利用由磁头滑块读取的伺服数据的伺服控制。梯度α的校准是对于利用VCM反向EMF电压的VCM控制的校准，从而没有伺服控制的校准是优选的。除此之外，当伺服控制不稳定时，由用于伺服控制的VCM电流造成的噪声增大。因此，为了精确校准，没有伺服控制的校准是优选的。在另一个方面，优选的是，即使当不能进行伺服控制时也使用反向EMF电压执行校准以精确地控制VCM。

本发明的一个方面是一种盘驱动装置，包括：磁头，用来访问用于存储数据的盘；致动器，用来支持所述磁头，并且由音圈电机驱动；检测电路，用来检测所述音圈电机的反向电动势电压；及控制器，用来使用校正运算系数来校正所述检测电路的检测值，使用校正后的值来控制所述致动器的速度，并且基于在所述致动器由所述音圈电机驱动并且独立于伺服控制进行枢转的状态下所述音圈电机的多个不同音圈电机电流值、和与所述各个音圈电机电流值相对应的所述检测电路的各检测值，来执行所述校正运算系数的校准。其中，在所述校准中，所述控制器基于在所述多个不同音圈电机电流值之间的差以及在与所述多个不同音圈电机电流值的每一个相对应的所述检测电路的各检测值之间的差，来计算满足所述致动器的运动方程的所述校正运算系数。以及其中，所述校正运算系数对应于所述检测电路相对于音圈电机电流值的输出偏移的梯度。

本发明的另一个方面是一种用于在盘驱动装置中的致动器的速度控制的校准方法，该盘驱动装置包括用来支持磁头的致动器和用来驱动所述致动器的音圈电机，该校准方法包括：相对于多个不同的音圈电机电流值驱动所述音圈电机；检测在所述致动器独立于伺服控制正在枢转的状态下在所述多个不同音圈电机电流值处的相应反向电动势电压；基于所述多个音圈电机电流值和所述检测的反向电动势电压，对于在所述速度控制中检测的所述反向电动势电压校准校正运算系数。其中，所述校准基于在不同音圈电机电流值之间的差以及与所述各个音圈电机电流值相对应的所述检测电路的各检测值之间的差来校准所述校正运算系数，并且通过使用音圈电机电流值之间的多个差以及所述检测电路的各检测值的多个差来得到所述校正运算系数的平均值。以及其中所述校正运算系数对应于所述检测电路相对于音圈电机电流值的输出偏移的梯度，所述梯度满足所述致动器的运动方程。

本发明实现抑制VCM速度控制***的不稳定性的效果。

附图说明

图1是示意性示出根据本实施例的HDD的机械完整结构的平面图。

图2是示意性示出根据本实施例的HDD的功能完整结构的方块图。

图3是示意性示出根据本实施例的与VCM速度控制相关的功能结构的方块图。

图4是示意性示出根据本实施例的校准时在VCM电流和反向EMF电压之间的关系的例子的图。

图5是示意性示出根据本实施例的校准时在VCM电流和反向EMF电压之间的关系的例子的图。

图6是示意性示出根据本实施例的在VCM电流和产生的声压水平之间的关系的例子的图。

图7是示意性示出根据本实施例的VCM速度控制***的方块图。

图8是示出根据本实施例的在携载时的校准过程的流程图。

图9是电路图，示意表示根据传统技术的反向EMF电压检测电路的电路构造。

图10是曲线图，示意表示根据传统技术在致动器16不枢转的状态下在反向EMF电压检测电路的检测值与施加到VCM上的电流之间的关系。

具体实施方式

在下文中，描述本发明适用的优选实施例。为了解释清楚，如下描述和附图包含适当的省略和简化。在所有附图中，相同元件由相同的附图标记指示，并且为了解释清楚起见，如果没有必要，则省略对于它们的重复性描述。下面，通过作为盘驱动装置的例子的硬盘驱动器(HDD)的例子，来描述本发明的优选实施例。

本实施例的特征是驱动致动器的VCM的速度反馈控制。HDD包括用来检测VCM的反向EMF电压的检测电路和控制器。控制器对于检测的反向EMF电压进行校正运算处理，并且使用运算的结果执行VCM的速度反馈控制。控制器在启动VCM速度控制之前校准校正运算系数。本实施例的HDD在致动器正在枢转的状态下检测在不同电流值处的VCM的反向EMF电压，并且使用检测值来校准校正运算系数。首先，概述HDD 1的完整构造。图1是表示根据本实施例的HDD 1的示意构造的图。图1表示其中磁头滑块12正在磁盘11上方飞行的HDD1的状态。

在图1中，作为用来存储数据的盘的例子的磁盘11是用来用磁化磁性层记录数据的非易失性盘。基座101容纳HDD 1的每一个元件。磁盘11由夹具141固定到主轴电机(SPM)(未表示)上。SPM以预定角速度转动磁盘11。磁头滑块12访问磁盘11的记录区。作为磁头的例子的磁头滑块12包括磁头元件部分和将磁头元件部分固定到其上的滑块。磁头元件部分包含用来从磁盘11读取数据的读取元件、和/或用来把数据记录到磁盘11上的写元件。一个磁盘11是足够的，并且记录表面可形成在磁盘11的一个或两个表面上。

致动器16支持和移动磁头滑块12。致动器16由枢转轴161枢转地支持，并且通过作为驱动机构的音圈电机(VCM)15的驱动力绕枢转轴161沿磁盘11的径向方向枢转以把磁头滑块12运动到希望位置。VCM 15包括固定到致动器16上的音圈151。VCM 15由音圈151和在枢转轴方向上夹持音圈151的两个磁铁(未表示)构成。

图1的HDD 1是采用斜面加载/卸载方案的HDD，并且具有用来从磁盘11的表面上方收回磁头滑块12的斜面17。斜面17被提供为靠近磁盘11的外周缘端。磁头滑块12在磁盘11上方飞行。当磁盘11已经停止时，或者为了功率节省，致动器16从磁盘11的表面卸载磁头滑块12，并且把磁头滑块12收回到斜面17。

在卸载时，致动器16向斜面17枢转。接片162骑在斜面17的滑动表面上，并且滑动以在斜面17的滑动表面上在远离磁盘11的方向(卸载方向)上运动。当接片162到达在斜面17的停放表面上的停放位置(收回位置)时，致动器16被锁定。在非操作期间，致动器16停放在斜面17上的停放位置上。

在加载时，致动器16以相反方式运动。卸载和加载由VCM 15的速度反馈控制完成。这点在以后详细地描述。本发明可以被应用于采用接触启动停止(CSS)方案的HDD。在CSS型HDD的情况下，收回位置(停放位置)位于磁盘11的内侧区处。在本说明书中，把磁头滑块运动到磁盘11上方称作加载，把它运动到收回位置称作卸载。

HDD 1还具有用来限制致动器16的枢转范围的外撞击止动器163和内撞击止动器164。外撞击止动器163限制致动器16在卸载方向上的枢转范围，并且防止致动器16向外周缘方向脱离斜面17。内撞击止动器164限制致动器16在加载方向上的枢转范围，并且防止致动器16撞击在内周缘侧处的夹具141。

现在参照图2，概述HDD 1的控制的完整构造。如图2中所示，HDD 1包括固定在外壳10外面的电路板20。在电路板20上，提供诸如读取/写入通道(RW通道)21、电机驱动器单元22、硬盘控制器(HDC)和MPU的集成电路(下文称作HDC/MPU)23、RAM 24、及ROM(未表示)之类的IC。可以在一个或多个IC中实现各个电路构造。

根据来自作为控制器的例子的HDC/MPU 23的控制数据，电机驱动器单元22驱动SPM 14。电机驱动器单元22检测用来控制VCM 15的速度的VCM反向EMF电压(VCM速度)。电机驱动器单元22按照来自HDC/MPU 23的控制数据(称作DACOUT)驱动VCM 15。臂电子元件(AE)13放大由磁头滑块12再现的再现信号，并且把它发送到RW通道21。而且，它把来自RW通道21的记录信号发送到选择的磁头滑块12。RW通道21借助于在AE 13与HDC/MPU 23之间的读取和写入处理来进行预定信号处理。

关于HDC/MPU 23，MPU按照在RAM 24中加载的微代码操作。HDD 1的启动，从磁盘11或ROM加载用于控制和数据处理需要的数据以及在MUP上工作的微代码。HDC/MPU 23除涉及数据处理的必要处理之外完成HDD 1的全部控制，如读取/写入处理控制、命令执行的顺序管理、利用伺服信号对磁头12进行的定位控制(伺服控制)、接口控制、及缺陷管理。

在加载/卸载过程中，HDC/MPU 23借助于速度反馈控制而控制VCM 15。如图3中所示，电机驱动器单元22包含用来检测VCM 15的反向EMF电压的反向EMF电压检测电路221。反向EMF电压检测电路221检测来自VCM 15的电压Vm的反向EMF电压，并且输出它。明确地说，反向EMF电压检测电路221检测和输出由反向EMF电压的线性函数表达的值，以检测和输出反向EMF电压。反向EMF电压检测电路221可以具有与在图9中表示的构造相同的电路构造。

来自反向EMF电压检测电路221的输出v由A/D转换器(ADC)222进行A/D转换，并且将表示检测的反向EMF电压的数据AD传送到HDC/MPU 23，并且HDC/MPU 23得到VCM的反向EMF电压。在电机驱动器单元22与HDC/MPU 23之间的数据的发送/接收通过把数据存储在电机驱动器单元22中的寄存器组中而进行。

HDC/MPU 23从电机驱动器单元22得到当前反向EMF电压值AD，使用该值和目标值，确定VCM电流值Im从而使得VCM速度变得更接近目标值。HDC/MPU 23把代表确定的VCM电流值Im的数据DACOUT输出到电机驱动器单元22。电机驱动器单元22的VCM驱动器224根据来自HDC/MPU 23的控制数据DACOUT把VCM电流Im供给到VCM 15。

如参照图9和10在相关技术中解释的那样，从电机驱动器单元22得到的反向EMF电压AD具有与VCM电流成比例的偏移。因此，HDC/MPU 23对于从电机驱动器单元22得到的反向EMF电压值AD进行校正运算，以由运算的结果和目标值来确定VCM电流值Im。在这种校正运算中的系数根据温度条件等而变化。因此，HDC/MPU 23在加载和/或卸载之前校准校正运算系数。下面，解释在卸载之前的校准。校正运算系数的如下校准是确定参照图10描述的梯度α。

根据本实施例的HDD 1在致动器16正在枢转的同时测量VCM的反向EMF电压，并且使用测量值来校准校正运算系数。在这种校准中致动器16的枢转不依赖于伺服控制，而是HDD 1把用于校准的预定VCM电流供给到VCM 15。明确地说，HDD 1把不同的VCM电流供给到VCM 15以使致动器16枢转，得到与各个VCM电流相对应的反向EMF电压，及由这些值确定校正运算系数。因为致动器16正在枢转，所以这种校准遵循致动器16的运动方程。

致动器16的角运动满足如下方程：

J(dω/dt)＝K_t×i+Fb (4)

其中J、ω、K_t、i、及Fb分别代表惯性、角速度、转矩常数、供给到VCM 15的电流、由柔性电缆18的弹性力施加的偏置力、在盘与滑块之间的空气承载处产生的力等。

建立如下公式，如由使用分别用ω_k和i_k代表的在时间k时的角速度和电流的差分式子表达的那样：

J(ω_k-ω_k-1)/Δt＝K_t×i_k+Fb (5)

其中Δt代表从时间(k-1)至时间k的持续时间。

这里，如果满足

Δω_k＝(ω_k-ω_k-1) (6)

则建立

Δω_k＝Δt(K_t×i_k+Fb)/J (7)

另一方面，如参照附图解释的那样，在来自反向EMF电压检测电路221的输出v中产生与VCM电流成比例的偏移。来自反向EMF电压检测电路221的输出v由如下公式表达：

v＝G₂{(R_s×G₁-R_m)×i+β}+v₀ (8)

其中G₂、R_s、G₁、R_m、β、及v₀分别代表放大器的输出级的增益、检测电阻器的电阻、放大器第一级的增益(校正增益)、VCM线圈151的电阻、反向EMF电压、及反向EMF电压检测电路221本身的与在图10中的v0相对应的偏移。

R_m和v₀被认为在校准和卸载中是恒定的。因此，是A/D转换器222在时间k处将反向EMF电压检测电路221的输出转换成的值的值AD_k表达如下：

AD_k＝[G₂{(R_s×G₁-R_m)×i_k+β_k}+v₀]×G_ADC (9)

其中G_ADC代表ADC 222的增益。

考虑在时间k和时间(k-1)处的A/D转换值之间的差ΔAD_k，没有偏移v₀的影响，并且建立如下公式：

ΔAD_k＝[G₂{(R_s×G₁-R_m)×Δi_k+Δβ_k}×G_ADC (10)

这里，反向EMF电压β与转矩常数K_t和角速度ω成比例，并且表达为：

β＝K_t×ω (11)

把公式(11)代到公式(10)，得到如下公式：

ΔAD_k＝G₂×{(R_s×G₁-R_m)×Δi_k+K_t×(Δt/J)×(K_t×i_k+Fb)}×G_ADC (12)

这里，当由G_DAC指示在把由DACOUT指示的电流值I转换成实际供给到VCM 15的电流i时的增益时，建立如下公式，其中，DACOUT是从HDC/MPU 23到电机驱动器单元22的命令：

i_k＝G_DAC×I_k (13)

把公式(13)代入到公式(12)，得到如下公式：

ΔAD_k＝G₂×G_ADC×G_DAC×(R_s×G₁-R_m)×Δi_k+G₂×G_ADC×G_DAC×(Δt/J)×K_t ²×I_k+G₂×G_ADC×G_DAC×(Δt/J)×K_t×Fb (14)

其中，在公式(14)中的系数被表达为：

α＝G₂×G_ADC×G_DAC×(R_s×G₁-R_m)， (15)

G_i＝G₂×G_ADC×G_DAC×(Δt/J)×K_t ²，及 (16)

G_f＝G₂×G_ADC×G_DAC×(Δt/J)×K_t (17)

然后，公式(14)可表达为：

ΔAD_k＝α×ΔI_k+G_i×I_k+G_f×Fb (18)

这个α是参照图10解释的梯度α和要利用该校准确定的值。由公式(18)，α由如下公式(19)表达。

α＝ΔAD_k/ΔI_k-G_i×I_k/ΔI_k-G_f×Fb/ΔI_k (19)

如由公式(19)理解的那样，HDC/MPU 23供给两个或更多个不同的VCM电流以驱动VCM 15。并且在VCM正在被驱动的同时，就是说，在致动器16正在枢转的状态下，HDC/MPU 23得到在各个VCM电流处的A/D转换后的反向EMF电压检测值以确定校正系数α。作为最简单方法之一，例如，在致动器16正在枢转的同时，HDC/MPU 23把VCM电流值I_k-1提供到电机驱动器单元22，并且得到A/D转换后的反向EMF电压检测值AD_k-1。然后，在致动器16正在枢转的同时，HDC/MPU 23把VCM电流值I_k提供到电机驱动器单元22，并且得到A/D转换后的反向EMF电压检测值AD_k。

在得到AD_k-1与得到AD_k之间的持续时间是Δt，并且在I_k与I_k-1之间的差是ΔI_k。而且，K_t和J在设计阶段已经确定。此外，系数G_ADC和G_DAC在设计阶段已经设置。因此，HDC/MPU 23可确定系数G_i和G_f。典型地，已经设置与磁头位置相对应的偏置力Fb作为要用于伺服控制的值，并且HDC/MPU 23使用该值。否则，HDC/MPU 23可以通过驱动VCM 15来测量偏置力Fb。

为了进行更精确的校准，优选进行多次测量以计算它们的平均值。而且，已知的是，寄存的预置偏置力Fb对于在校准中的使用可能是不精确的，并且随HDD 1的操作时间的增加而变化。因此，优选能够进行校准而不使用偏置力Fb。

所以，不变振幅的VCM电流I_k进行振荡，并且给出如下VCM电流：

I_k＝I_cal (k＝2m-1)

I_k＝-I_cal (k＝2m) (20)

奇数编号的电流值是I_cal，并且偶数编号的电流值是-I_cal。偶数和奇数编号的电流值的绝对值相同，并且它们的符号彼此相反。像这样取I_k能够使α由简单公式表达。

首先，

ΔI_k＝I_k-I_k-1 (21)

因此，奇数和偶数编号的ΔI_k分别表达如下：

ΔI_k＝2I_cal (k＝2m-1)

ΔI_k＝-2I_cal (k＝2m)。 (22)

然后，考虑α的平均值，它被用作由校准决定的校正运算系数。α的平均值可由如下公式给出：

ave(α)＝(1/N)×∑(ΔAD_k/ΔI_k)-(1/N)×∑(G_iI_k/ΔI_k)-(1/N)×∑(G_fFb/ΔI_k)

(23)

其中∑是从k＝1至N求和。在如下公式中的∑相同。

这里，当N是偶数时，通过把I_cal设置在较小和适当值处可认为Fb是不变的。因此，建立如下关系：

∑(Fb/ΔI_k)＝Fb{(1/2I_cal)-(1/2I_cal)+(1/2I_cal)-··+(1/2I_cal)}＝0

(24)

就是说包括Fb的项成为0。

而且，在第二项中包括的∑(I_k/ΔI_k)满足如下公式：

∑(I_k/ΔI_k)＝{(I_cal/2I_cal)+(-I_cal/-2I_cal)+(I_cal/2I_cal)+··+(I_cal/2I_cal)}

＝N/2 (25)

就是说，第二顶是与I_k无关的常数。

由以上公式(23)至(25)，α的平均值ave(α)可由如下公式表达：

ave(α)＝(1/N)×(1/2I_cal)×∑(-1)^k-1×ΔAD_k-G_i×(1/N)×(N/2)

(26)

如以上描述的那样，设置使得1/ΔI_k之和是0的相应I_k能够不使用Fb而进行校准。如果使用Fb没有问题，则1/ΔI_k之和不必是0。在这种情况下，由多个测量值得到梯度α的平均值减小噪声的影响以实现更精确的校准。

尽管以上系数G_i被假定是预定的，但HDD 1可通过测量来确定这个系数。例如，在致动器16停放在斜面17上的状态下，HDC/MPU 23得到与VCM的不同电流值相对应的AD以确定α。HDC/MPU 23使用由公式(26)的关系确定的α可确定系数G_i。这点对于其它系数是相同的。通过在致动器16已经停止的状态下进行校准来确定α，能够确定在致动器16正在枢转的状态下在校准中使用的系数。根据以上方法，通过使用得到的测量值可进行校准，而无需由致动器16借助于伺服控制进行搜索或跟踪。

这里，描述上述校准过程的特定例子。图4表明在施加到VCM 15上的VCM电流值Im、对应的检测反向EMF电压值v、及实际反向EMF电压va(VCM速度)之间的关系的例子。VCM电流值Im在15mA与-15mA之间振动。时间间隔Δt是700微秒并且是不变的。测量次数N是八，并且满足公式(24)。因此，HDC/MPU 23按照公式(26)可不使用Fb而计算梯度α。

在图4的例子中，致动器16交替地重复正和负加速运动。尽管其速度(VCM 15速度)变化，但致动器16一直都保持在一个方向上枢转。而且，由于偏置力Fb存在，所以检测反向EMF电压和实际反向EMF电压va的基线(偏移)以特定梯度增大。在每个计时处在检测反向EMF电压值v与实际反向EMF电压va之间的差是HDC/MPU 23应该校正的偏移。

这里，对于ADC 222的取样点，自VCM电流值已经变化起的一定时间段之后的计时相对于紧接着VCM电流值已经变化之后的电流值是优选的。这是因为：响应VCM电流值的变化，在反向EMF电压检测电路221的输出中产生主要由VCM电感引起的瞬时响应，从而使得有时不能得到精确值。因此，优选的是，在VCM电流值的变化计时与下次变化计时之间的中点之后取样。在以上例子中，优选的是，在VCM电流变化并且瞬时响应结束之后取样，例如，在从VCM电流的变化过去350微秒之后取样。如在图4的例子中那样，紧在VCM电流变化之前取样是更优选的。

在梯度α的校准中变化的VCM电流的绝对值可以与图4的例子中相同，或者是可变的。例如，在正与负值之间振动的VCM电流的绝对值可以逐渐增大。在这样一种情况下，优选的是，VCM电流的差的倒数之和是0，从而可以不实用Fb而校准α。VCM电流的振动周期可以不恒定而是变化的。

在图4的例子中，致动器16在校准期间保持在相同方向上枢转。然而，从可靠性的观点来说优选磁头滑块12的运动范围在校准处较小。因此，HDC/MPU 23可以供给VCM电流，以致于致动器16的枢转方向可以变化，从而在磁盘的径向方向上振动。

在图5中表示的VCM电流波形Im和反向EMF电压va(VCM速度)是在致动器16振动的情况下的例子。在图5中，忽略偏置力的影响。稳定(constant)VCM电流的第一时间期间是其它时间期间的一半。是在各个不变值处进行一次取样，并且该取样是像图4那样紧在电流变化之前取得的。取样周期是不变的。如果在图5的例子中其中电流不变的第一和最后时间期间与图4的时间期间相同，则取样周期成为图4的例子的两倍，并且需要更长的校准时间。因此，根据各种HDD的设计可以挑选任何类型的校准。

因为VCM电流变化，上述校准可产生刺耳声音。优选为作为产品的HDD减小这种声音。然后，优选在校准中调节VCM电流的波形。图6(b)表示VCM电流的优选波形的例子。在图6(a)中表示的连续矩形波形中，在上升和下降沿处的波形变化较陡，并且它包括高频，从而使得致动器16的机械***可能谐振而产生刺耳声音。

另一方面，如图6(b)中所示，在VCM电流波形的上升和下降沿处具有较小梯度角的低噪声波形可使致动器16的声压水平较小。在图6(b)中的VCM电流波形中，在从波形的基础(中心)至其顶部/底部的上升/下降的时间期间由T1和T2表示。在彼此相邻的两个基础点之间的时间期间由T3表示(图6(b)的连续波形的1/2周期)。具有不变电流值的时段由T4表示。当具有不变电流值的时间期间T4很短时，有关于由波形变化导致的噪声的影响的担心。因此，利用设计适当地设置上升/下降时间期间T1和T2。明确地说，这些值被降低，从而使得频率分量不包括机械***的谐振点。作为优选的例子，上升/下降时间期间T1和T2被设置为不大于T3的1/10。这里，上升和下降的波形与符号波(sign wave)相同。

图7是方块图，示意性表示根据本实施例的VCM速度控制***。VCM驱动器224利用D/A转换器(DAC)226D/A转换来自HDC/MPU23的控制数据DACOUT，并且VCM放大器227根据该转换值把电流供给到VCM 15。反向EMF电压检测电路221从VCM 15的电压检测反向EMF电压。反向EMF电压检测电路221输出的值v被由A/D转换器(ADC)222A/D转换，并且被传送到HDC/MPU 23。

得到VCM速度数据AD的HDC/MPU 23通过借助于函数231把之前VCM电流值(DACOUT)乘以α计算αI的值。HDC/MPU 23从来自反向EMF电压检测电路221的反向EMF电压数据AD减去αI，并且进一步从其减去v0，作为对于检测到的VCM速度的校正过程。由此，确定更精确的当前反向EMF电压V_comp，作为校正运算的结果。

PID滤波器232以V_comp接近目标值V_target的这样一种方式，由在V_comp与V_target之间的差V_err确定VCM电流值作为控制量，并且输出代表它的DACOUT。因而，在HDC/MPU 23中的校正运算过程在加载/卸载时实现正确的VCM速度反馈控制。

接着，参照图8的流程图描述根据本实施例的包括校正系数α的校准步骤的卸载过程。首先，HDC/MPU 23为了搜索把磁头滑块12运动到预定目标柱面(S11)。为了缩短卸载过程时间，优选的目标柱面是在外周缘侧处的柱面。例如，在α的校准时，目标柱面可以是在数据存储区中的最外柱面、或比最外柱面靠内磁头的运动距离的柱面。

在磁头滑块12为了搜索已经向外周缘侧运动之后，HDC/MPU 23基于在加载时和在当前时刻的温度之间的差调节在VCM速度检测器221处的放大增益(S12)。就是说，HDC/MPU 23调节在图9中表示的放大器的第一级处的电阻R2以减小梯度α。这里，VCM速度检测器221本身可以进行这种处理。

然后，HDC/MPU 23启动上述校准过程，并且校正梯度α的值以遵循当前状态(S13)。如果它在校准过程中检测到对于致动器16的冲击(在S14处为是)，则不能继续校准。也为了安全性起见，HDC/MPU23停止校准过程，并且无需速度控制就把致动器16卸载到斜面17(S15)。

如果梯度α的校准结束而且在校准过程中没有检测到对于致动器16的冲击(在S14处为否)，则HDC/MPU 23把特定α与基准值进行比较(S16)。如果α没有超过基准值(在S16处为否)，则HDC/MPU23通过使用新计算的α进行反向EMF电压(检测的VCM速度)的校正处理，从而驱动VCM 15以把磁头滑块12卸载到斜面17(S17)。

如果α超过基准值(在S16处为是)，则HDC/MPU 23确定α的计数次数(S18)。如果计算是第一次(在S18处为是)，则HDC/MPU 23在它已经重新调节VCM速度检测器221的放大增益(S19)之后重新计算梯度α(S13)。如果计算是第二次或更多次(在S18处为否)，则HDC/MPU 23把磁头滑块12卸载到斜面17而不控制速度(S15)。

如在以上叙述的那样，本发明通过优选实施例描述，但不限于以上实施例。本领域的技术人员在本发明的范围内可容易地修改、添加、及转换在以上实施例中的每个元件。例如，本发明可应用于除HDD之外的其它类型的盘驱动装置。而且，本发明可被用于具有CSS方案的加载。本发明的校准对于上述实施例是特别优选的，但本发明可应用于具有待设置的不同电路参数或校正系数的***。

附图标记说明：

1 硬盘驱动器

10 外壳

11 磁盘

12 磁头滑块

15 音圈电机

16 致动器

17 斜面

20 电路板

21 读取/写入通道

22 电机驱动器单元

23 硬盘控制器/MPU

51 主机

141 顶部夹具

151 VCM线圈

161 枢转轴

162 接片

163 外撞击止动器

164 内撞击止动器

221 反向EMF电压检测电路

222 A/D转换器

224 VCM驱动器

Claims

1.一种盘驱动装置，包括：

磁头，用来访问用于存储数据的盘；

致动器，用来支持所述磁头，并且由音圈电机驱动；

检测电路，用来检测所述音圈电机的反向电动势电压；及

控制器，用来使用校正运算系数来校正所述检测电路的检测值，使用校正后的值来控制所述致动器的速度，并且基于在所述致动器由所述音圈电机驱动并且独立于伺服控制进行枢转的状态下所述音圈电机的多个不同音圈电机电流值、和与所述各个音圈电机电流值相对应的所述检测电路的各检测值，来执行所述校正运算系数的校准，

其中，在所述校准中，所述控制器基于在所述多个不同音圈电机电流值之间的差以及在与所述多个不同音圈电机电流值的每一个相对应的所述检测电路的各检测值之间的差，来计算满足所述致动器的运动方程的所述校正运算系数，以及

其中，所述校正运算系数对应于所述检测电路相对于音圈电机电流值的输出偏移的梯度。

2.根据权利要求1所述的盘驱动装置，其中，在所述校正运算系数的校准中，使所述音圈电机电流的变化波形的上升沿和下降沿倾斜。

3.根据权利要求1所述的盘驱动装置，其中，所述控制器基于在不同音圈电机电流值之间的差和与所述各个音圈电机电流值相对应的所述检测电路的各检测值之间的差来执行所述校正运算系数的校准，并且在所述校准中，使用在所述各音圈电机电流值之间的多个差以及所述检测电路的各检测值之间的多个差来得到所述校正运算系数的平均值。

4.根据权利要求1所述的盘驱动装置，其中，在所述校准中，所述控制器使用各音圈电机电流值之间的多个差以及所述检测电路的各检测值之间的多个差来得到所述校正运算系数的平均值，并且所述音圈电机电流值之间的多个差的相应倒数之和是0。

5.根据权利要求1所述的盘驱动装置，其中，所述致动器枢转，从而在测量所述音圈电机电流值和所述检测电路的各检测值时振动。

6.一种用于在盘驱动装置中的致动器的速度控制的校准方法，该盘驱动装置包括用来支持磁头的致动器和用来驱动所述致动器的音圈电机，该校准方法包括：

相对于多个不同的音圈电机电流值驱动所述音圈电机；

检测在所述致动器独立于伺服控制正在枢转的状态下在所述多个不同音圈电机电流值处的相应反向电动势电压；

基于所述多个音圈电机电流值和所述检测的反向电动势电压，对于在所述速度控制中检测的所述反向电动势电压校准校正运算系数，

其中，所述校准基于在不同音圈电机电流值之间的差以及与所述各个音圈电机电流值相对应的所述检测电路的各检测值之间的差来校准所述校正运算系数，并且通过使用音圈电机电流值之间的多个差以及所述检测电路的各检测值的多个差来得到所述校正运算系数的平均值，以及

其中所述校正运算系数对应于所述检测电路相对于音圈电机电流值的输出偏移的梯度，所述梯度满足所述致动器的运动方程。

7.根据权利要求6所述的方法，其中，在用于驱动所述音圈电机的所述音圈电机电流的波形中使上升沿和下降沿倾斜。

8.根据权利要求6所述的方法，其中

在所述音圈电机电流值之间的多个差的相应倒数之和是0。

9.根据权利要求6所述的方法，其中，所述致动器枢转，从而在测量所述音圈电机电流值和所述检测电路的检测值时振动。