JP4768840B2 - 磁気ディスク装置のロード・アンロード制御方法及び装置 - Google Patents

Description

本発明は磁気ディスク装置に関し、特にヘッドがディスク面上からランプ機構に退避するロード・アンロード制御において、ロード・アンロード時の磁気ヘッドの速度制御に用いる速度情報を正確に得るためボイスコイルモータにおけるトルク定数、及びコイル抵抗を正確に求める技術に関する。

磁気ディスク装置においてヘッドとディスク面の接触を防ぐために、磁気ディスク装置に衝撃が加わった場合や、電源オフ時やアイドル時にヘッドをディスク面上からランプ機構上へと退避させる（アンロードと称する）ことが行われている。ランプ機構上からディスク面へとヘッドを移動させることをロードと称する。

磁気ディスク装置におけるヘッド位置決め制御系においてはサーボセクタに含まれるデータの再生により得られるヘッド位置誤差信号（ＰＥＳ信号）に基づいたヘッドの制御が行われている。しかし、上述のロード・アンロード時でヘッドがディスク面上に位置せずランプ機構上に位置する時は、ヘッド位置誤差信号を得ることが不可能なため、ヘッドを移動するためのボイスコイルモータ（ＶＣＭ）に発生する逆起電圧からヘッド速度を推定して、この推定値に基づいてヘッドを速度制御することが一般的に行われている。

逆起電圧からヘッド速度を推定する際には、検出したコイル端子間電圧からコイル抵抗による電圧降下分を除けばよい。

逆起電圧 ＝ コイル端子間電圧 − コイル抵抗 × コイル電流 （１）
（１）式ではコイル抵抗は既知とする。しかしながら、磁気ディスク装置を長時間使用した場合などには、コイル電流の影響により温度変化が生じコイル抵抗値が変動する。また、コイル抵抗の個体間のバラツキにより抵抗値に差が出る可能性も高い。

したがって、ロード・アンロードを行う直前に正確なコイル抵抗を得ることが必要となる。ロード時にはコイル抵抗を推定する方法としては、特許文献１に記載のように、シーク開始前にランプ機構の行き止まり方向にヘッドジンバルアセンブリ（ＨＧＡ）を押し付けるように通電し、逆起電圧＝０としてコイル抵抗を求める手段がある。また、特許文献２に記載のように、アンロード時には、ディスク内周側のストッパーにＨＧＡを押し付ける方法もあるが、ヘッドとディスク面との接触の可能性が高いため、好ましくない。したがって、アンロード直前に通常のシーク動作に近い手法でコイル抵抗を推定することが求められている。

さらに、特許文献３記載の装置では、逆起電圧Ｖbemfは速度推定値と比例関係にあり（逆起電圧Ｖbemf＝Ｋ（比例ゲイン）×速度推定値）、比例ゲインＫは既知であるので、速度推定値が得られば逆起電圧Ｖbemfも得られるとしている。しかし、比例ゲインＫに個体差や変動が生じた場合には、正確な推定が行えない可能性がある。

特許第４１８０５８２号公報 特開平１１−２５６２６号公報 特開２００１−３４４９１８号公報（[００１３]）

従来では、通常のシーク動作に近い手法でコイル抵抗を推定することが不可能であった。

本発明はこれらの問題点を解決し、通常のシーク動作に近い手法で正確にコイル抵抗を推定することができ、コイル端子間電圧をコイル抵抗値とコイル電流の積により補正することで、正確な逆起電圧を求めヘッド速度情報を得ることができる磁気ディスク装置のロード・アンロード制御方法及び装置を提供することを目的とする。

一実施形態によれば、ボイスコイルモータにより駆動されるアームに取り付けられたヘッドのロード・アンロード制御のためにコイル抵抗とトルク定数を推定する方法であって、コイルの逆起電圧とヘッド速度は比例し、コイル電流と指令電圧は比例する制御系においてアンロードの開始前の、ヘッド速度が指令電圧の変化によるインダクタンスの過渡応答の影響を受けずに、コイルの端子間電圧と指令電圧とコイル抵抗とトルク定数とからなる関係式により規定される期間の少なくとも２つのタイミングで指令電圧に対するボイスコイルモータのヘッド速度とコイル端子間電圧を計測し、指令電圧と計測された少なくとも２つのヘッド速度とコイル端子間電圧と前記関係式とに基づいてトルク定数とコイル抵抗を求めるコイル抵抗・トルク定数推定方法が提供される。

他の実施形態によれば、ボイスコイルモータにより駆動されるアームに取り付けられたヘッドのロード・アンロード制御のためにコイル抵抗とトルク定数を推定する装置であって、コイルの逆起電圧とヘッド速度は比例し、コイル電流と指令電圧は比例する制御系においてアンロードの開始前の、ヘッド速度が指令電圧の変化によるインダクタンスの過渡応答の影響を受けずに、コイルの端子間電圧と指令電圧とコイル抵抗とトルク定数とからなる関係式により規定される期間の少なくとも２つのタイミングで指令電圧に対するボイスコイルモータのヘッド速度とコイル端子間電圧を計測する計測手段と、指令電圧と前記計測手段により計測された少なくとも２つのヘッド速度とコイル端子間電圧と前記関係式とに基づいてトルク定数とコイル抵抗を求める推定手段と、を具備するコイル抵抗・トルク定数推定装置が提供される。

他の実施形態によれば、ヘッドが取り付けられたアームを駆動するボイスコイルモータと、ヘッドによりディスクから再生したヘッド位置誤差信号に基づいてヘッドを速度制御する第１シーク手段と、ボイスコイルモータの逆起電圧からヘッド速度を推定して、該ヘッド速度に基づいてヘッドを速度制御する第２シーク手段とを具備し、前記第２シーク手段は、コイルの逆起電圧とヘッド速度は比例し、コイル電流と指令電圧は比例する制御系においてアンロードの開始前の、ヘッド速度が指令電圧の変化によるインダクタンスの過渡応答の影響を受けずに、コイルの端子間電圧と指令電圧とコイル抵抗とトルク定数とからなる関係式により規定される期間の少なくとも２つのタイミングで指令電圧に対するボイスコイルモータのヘッド速度とコイル端子間電圧を計測する計測手段と、指令電圧と前記計測手段により計測された少なくとも２つのヘッド速度とコイル端子間電圧とに基づいてトルク定数とコイル抵抗を求める第１推定手段と、前記第１推定手段により推定されたトルク定数とコイル抵抗とに基づいて逆起電圧を求めヘッド速度を推定する第２推定手段とを具備する磁気ディスク装置が提供される。

本発明によれば、通常のシーク動作に近い手法で個体差やパラメータの変動によらずコイル抵抗を正確に推定でき、算出された正確な逆起電圧を用いてロード・アンロード制御を行うことが可能となる。

本発明の実施の形態に係るハードディスク装置の概略図である。 図１のハードディスク装置に使われるＶＣＭの回路図である。 ロード・アンロード制御のための速度制御系のモデルを示す図。 ヘッドの加速時に指令電圧を飽和させる手法におけるアンロードキャリブレーションシーク時の指令電圧の波形を示す図。 図４に示すように指令電圧を与えシークを行った際のコイル端子間電圧、ヘッド速度の変化を示す図。 加速時のみ指令電圧を飽和させる手法によるコイル抵抗の推定結果と実際のコイル抵抗の初期値との差を示す図。 トルク定数がトルク定数の固定値から変動した場合のトルク定数の変化を示す図。 トルク定数がトルク定数の固定値から変動した場合のコイル抵抗の変化を示す図。 通常のシーク制御系の動作中にコイル抵抗・トルク定数を推定する処理を示すフローチャート。 アンロードキャリブレーションシーク時にコイル抵抗・トルク定数を推定する処理を示すフローチャート。 比較的に短いサンプリング周期とコイル端子間電圧との関係を示す図。 比較的に長いサンプリング周期とコイル端子間電圧との関係を示す図。 任意の２点からコイル抵抗・トルク定数を推定する際の指令電圧の波形を示す図。 任意の２点からコイル抵抗・トルク定数を推定する処理を示すフローチャート。 図１４の処理のシミュレーション結果を示す図。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。

図１は本実施形態に関わるロード・アンロード制御系システムを含む磁気ディスク装置の概略構成を示す図である。図１（ａ）に示すように、ロード・アンロード制御系システムは磁気ディスク装置に設けられているマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ：Micro Processor unit）１８を主構成要素としている。図示しないが、ＭＰＵ１８はロード・アンロード制御プログラム（ファームウェア）を格納したメモリ（ＲＯＭ、フラッシュメモリ等）を含む。ヘッド１１はアーム１２に支持されている。アーム１２の基端にはボイスコイルモータ（ＶＣＭ）１３が設けられ、ＶＣＭ１３への通電によりアーム１２を回転駆動し、ヘッドを所望のトラックへ位置制御する。ＶＣＭ１３は，磁石１５，コイル１６からなる。ＭＰＵ１８はＡ／Ｄ変換器１９とＤ／Ａ変換器２０とを含み、コイル１６にＶＣＭ制御信号をＤ／Ａ変換器２０を介して供給し、コイル１６で検出された情報がＡ／Ｄ変換器２０を介してＭＰＵ１８に供給される。

磁気ディスク装置に衝撃が加わった場合や、電源オフ時やアイドル時にはアーム１２を回転駆動して、ヘッド１１をランプ機構２１上へと退避させる。この動作をアンロードと称する。図１（ｂ）に示すように、ヘッド１１の先端にはタブ２２が設けられ、アンロード時にはタブ２２がスロープ２３に乗り上げる。また、ヘッド１１をランプ機構２１からディスク１４面へと移動させる動作をロードと称する。

磁気ディスク装置がディスク１４面上においてデータを読み書きするために、ディスク１４のトラックに対して位置決め制御を行う際には、磁気ディスク面上にあらかじめ記録されたディスク中心からの位置誤差信号であるＰＥＳ信号を用いてヘッドの位置情報を算出し、ヘッドの現在位置から現在速度を算出し、速度制御を行う。しかし、ランプ機構２１上においてはＰＥＳ信号が得られない。そこで、アーム１２を駆動するコイル１６に発生するコイルの逆起電圧がヘッド速度に比例した値となることから、逆起電圧信号から速度を推定し速度制御系を構築し、ヘッドのロード、アンロード時の速度制御を行う。

図２にＶＣＭ１３の回路図を示す。磁気ディスク装置において計測可能なコイル端子間電圧Ｖmeasは、コイル端子間電圧Ｖcからセンス抵抗Ｒsによる電圧降下分を除いた値であるため以下のように表せる。

Ｖmeas＝Ｖc−Ｒs・Ｉvcm
＝Ｌ（ｄＩvcm／ｄｔ）＋Ｒvcm・Ｉvcm＋Ｖbemf （２）
ここで、Ｌはインダクタンス、Ｉvcmはコイル電流、Ｒvcmはコイル抵抗、Ｖbemfは逆起電圧である。これ以降ではＶmeasをコイル端子間電圧とする。式（２）よりコイルに発生する逆起電圧は以下の形に書き換えられる。

Ｖbemf＝Ｖmeas−Ｌ（ｄＩvcm／ｄｔ）−Ｒvcm・Ｉvcm （３）
逆起電圧Ｖbemfはヘッド速度Ｖｅｌに比例するため（比例ゲインをトルク定数Ｋtとする）、Ｖbemf＝Ｋt・Ｖｅｌと表せる。これを式（３）へ適用すると、ヘッド速度Ｖｅｌは以下のように表せる。

Ｖｅｌ＝（Ｖmeas−Ｌ（ｄＩvcm／ｄｔ）−Ｒvcm・Ｉvcm）／Ｋt （４）
コイル電流Ｉvcmは指令電圧Ｖvcmに基づいて生成され、電流フィードバックが十分に効いていると仮定すると、コイル電流Ｉvcmと指令電圧Ｖvcmは比例し、比例係数αを用いてＩvcm＝α・Ｖvcmと表せる。また、アンロード制御系は離散時間系で構築されているため、指令電圧が変化した時、インダクタンスによる電圧変化の過渡応答の影響が十分に減衰した後、計測を行った場合、インダクタンスの項の影響を排除可能である。

図３はＭＰＵ１８のファームウェアにより実現され、以上２点を満足したロード・アンロード制御のための速度制御系のモデルを示す図である。逆起電圧から推定される速度（逆起速度と称する）と目標速度（目標逆起速度）が減算器３０に入力され、両者の差が制御器３２に入力される。制御器では,入力された目標逆起速度と目標速度の差から指令電圧Ｖvcmを決定する.電流フィードバックにより指令電圧Ｖvcmに比例したコイル電流Ｉvcmが制御対象に供給される。上述したように、インダクタンスの項を無視できるので、減算器３８は測定したコイル端子間電圧Ｖmeasからコイル抵抗Ｒvcmによる電圧降下を減算して逆起電圧Ｖbemfを求めることができる。

このような制御系の下では、式（４）は以下の式のように簡略化することが可能である。

Ｖｅｌ＝（Ｖmeas−Ｒvcm・α・Ｖvcm）／Ｋt （５）
式（５）において、コイル端子間電圧Ｖmeas、指令電圧Ｖvcmは計測可能な値である。コイル抵抗Ｒvcm、及びトルク定数Ｋtは動作時の発熱による温度変化や個体差の影響で値が変動するため、コイル抵抗Ｒvcm、トルク定数Ｋtとして固定値を用いると、推定される速度Ｖｅｌに誤差を生じる原因となる。そこで、アンロード制御を行う前に通常シーク動作と同様な動作（アンロードキャリブレーションシーク動作）でコイル抵抗Ｒvcm、トルク定数Ｋtの正確な値を推定する必要がある。

本実施の形態において、式（４）においてインダクタンスの項による過渡応答の影響を排除してコイル抵抗Ｒvcm、トルク定数Ｋtを推定する手法は以下の２つを含む。

（１）速度を検出可能なディスク面上での通常のシーク制御系において加速時の指令電圧の飽和を利用して推定する手法。

（２）コイル電流の変化によるインダクタンスの過渡応答の影響が十分減衰した後に計測を行う制御系において推定する手法。

まず前者の手法（１）について詳細を述べる。

通常のシーク制御系では、サンプリング周期が早いため、指令電圧の変化によりインダクタンスによる電圧の変化が減衰せず、式（５）に示したようにインダクタンスの項を排除することができない。式（４）にＩvcm＝α・Ｖvcmの関係を適用すると、以下のように表すことが可能である。

Ｖｅｌ＝（Ｖmeas−Ｌ・α・（ｄＶvcm／ｄｔ）−Ｒvcm・α・Ｖvcm）／Ｋt （６）
すなわち、式（６）ではインダクタンスの項が残り、ヘッド速度Ｖｅｌを求めるためには指令電圧Ｖvcmの時間変化が必要であるが、現実的にはこの時間変化を正確に求めることは不可能である。しかし、一定の指令電圧を与えた場合には指令電圧の時間変化は０になるため、式（５）が成り立つことがわかる。したがって、一定の指令電圧を与えている場合には、計測可能なヘッド速度Ｖｅｌ、コイル端子間電圧Ｖmeas、指令電圧Ｖvcmは既知として扱うことができるので、コイル抵抗Ｒvcm、トルク定数Ｋtのみが未知数となる。

上記条件を満たす推定手法として、ヘッドの加速時に指令電圧を飽和させる方法が考えられる。図４にアンロードキャリブレーションシーク時の指令電圧Ｖvcmの波形を示す。本手法の特徴は、図４から明らかなように、加速時にのみ指令電圧を飽和させることである。図５に図４に示すように指令電圧Ｖvcmを与えシークを行った際のコイル端子間電圧Ｖmeas、ヘッド速度Ｖｅｌの変化を示す。図４、図５に記載した指令電圧の飽和時（飽和時の指令電圧をＶ_０とする）、たとえばｔ_１、ｔ_２という２点において計測されたデータをそれぞれヘッド速度Ｖｅｌ_１、Ｖｅｌ_２、コイル端子間電圧Ｖmeas_１、Ｖmeas_２とすると、式（７）、式（８）が得られる。

Ｋt・Ｖｅｌ_１＝Ｖmeas_１−Ｒvcm・α・Ｖ_０ （７）
Ｋt・Ｖｅｌ_２＝Ｖmeas_２−Ｒvcm・α・Ｖ_０ （８）
式（７）、式（８）をトルク定数Ｋｔについて解くと、式（９）が得られる。

Ｋt＝（Ｖmeas_１−Ｖmeas_２）／（Ｖｅｌ_１−Ｖｅｌ_２） （９）
式（７）、式（８）よりコイル抵抗値は式（１０）が得られ、推定が可能であることが分かる。

Ｒvcm
＝（Ｖｅｌ_１・Ｖmeas_２−Ｖｅｌ_２・Ｖmeas_１）
／（α・Ｖ_０・（Ｖｅｌ_１−Ｖｅｌ_２）） （１０）
本発明で提案する加速時のみ指令電圧を飽和させる手法によるコイル抵抗の推定結果と実際のコイル抵抗の初期値との差を磁気ディスク装置に推定器を実装して測定した。測定結果を図６に示す。コイル抵抗を基準値よりも０．１Ω程度大きくなるように設定をし、コイル抵抗を５０回連続して推定した。図６に示すように、基準値と推定したコイル抵抗値の差がほぼ同一に０．１Ω程度であり、コイル抵抗が正しく推定されていることが分かる。

上記の例ではｔ＝ｔ_１、ｔ＝ｔ_２の２点をサンプリングすることにより、コイル抵抗を推定する例を挙げたが、指令電圧の飽和期間内であれば任意の２点での取得データについて式（１０）が成り立つため、Ｎ（Ｎは３以上の任意の正整数）点についてデータを取得し、１組から_ＮＣ_２組の内の任意の回数だけ式（１０）の計算を行い、それらの平均値、または中央値を最終的なコイル抵抗と推定してもよい。また、計測点が時間的に近いものよりも可能な限り離れた計測点間の方がノイズの影響を受けにくいと考えられるので、最初の１点目と最後のＮ点目のデータから算出したデータをコイル抵抗の推定値としてもよい。上記手法にのみとどまらず、推定されたコイル抵抗についてあらゆる統計的処理を施し、最終的な推定値としてよい。

式（１０）を式（５）に適用することにより、次式が得られ、逆起電圧を推定することができることが分かる。

Ｖbemf
＝Ｖmeas−
（（Ｖｅｌ_１・Ｖmeas_２−Ｖｅｌ_２・Ｖmeas_１）／（α・Ｖ_０・（Ｖｅｌ_１−Ｖｅｌ_２）））・Ｖvcm
（１１）
この手法では、逆起電圧を推定するにあたり、定数を使用せずにすべて計測したデータから推定するので、正確に推定できる。また、推定の条件はインダクタンスによる指令電圧の時間変化の影響を排除するため指令電圧が一定であることであるので、アンロードキャリブレーションシーク時に限らず、通常シーク時でも指令電圧が飽和した場合には、この推定手法が適用可能である。また、指令電圧を飽和させるのは、加速時のみであり、減速時には飽和させない。もし、加速時のみならず減速時にも指令電圧を飽和させようとすると、特に低温状況下において減速時の飽和をさせることが困難である問題がある。さらに、減速時に指令電圧を飽和させた後、波形が乱れ、アーム１２が振動し、騒音を生じる可能性が高い問題もある。

例えば特許文献３に記載の装置では、トルク定数を既知（一定値）として扱っているためトルク定数が熱や個体差によって変化した場合は推定した抵抗値に対しても変動が生じてしまう。トルク定数が変化した場合についてシミュレーションを行い、推定されるトルク定数Ｋt、コイル抵抗Ｒvcmが変化しないことを図７、図８に示す。図７の横軸はトルク定数／トルク定数固定値、縦軸はトルク定数推定値／トルク定数固定値であり、図８の横軸はトルク定数／トルク定数固定値、縦軸はコイル抵抗推定値／コイル抵抗である。これらの図から本手法は個体差などのパラメータ変動の影響を受けずに、コイル抵抗を推定可能であることが分かる。

本手法における、コイル抵抗・トルク定数推定のフローを図９、図１０に示す。推定を行うタイミングは、例えば２通り考えられる。１つは通常のシーク制御系の動作中にアンロード動作指令が発行され、アンロード動作の直前にコイル抵抗・トルク定数を推定するための専用のシーク（アンロードキャリブレーションシーク）を行う時である。他は、通常のシーク制御系の動作中に指令電圧が飽和した時である。前者の方が正確な値が取得可能であるが、一回の限られたアンロードキャリブレーションシークでは位置信号の読み取りに失敗する可能性もある。その場合に備え、通常のシーク制御系の動作中にコイル電流（指令電圧に比例）が飽和した場合には、同様な計測を行い、その度にデータの更新を行うことで、直前のアンロードキャリブレーションシークで失敗した場合でもそれに近い値を用いることを可能とする。

図９は通常のシーク制御系の動作中にコイル抵抗・トルク定数を推定する場合の処理を示す。シーク開始されると、ステップ＃１０２で指令電圧が飽和しているか（一定期間以上変化がないか）否か判定する。飽和している場合は、コイル抵抗Ｒvcmの推定に進む。先ず、ステップ＃１０４で少なくとも任意の２点において、指令電圧Ｖvcm、ヘッド速度Ｖｅｌ、コイル端子間電圧Ｖmeasを計測する。なお、ヘッド速度Ｖｅｌ、コイル端子間電圧Ｖmeasは計測されるが、指令電圧ＶvcmはＭＰＵ１８においてファームウェア上の演算により得られる。ヘッド速度Ｖｅｌはサーボセクタからの再生信号で表されるトラック番号の変化に基づいて計測され、コイル端子間電圧ＶmeasはＶＣＭ１３に接続された電圧センサにより計測される。

ステップ＃１０６で式（９）、式（１０）からトルク定数Ｋt、コイル抵抗Ｒvcmを推定する。ステップ＃１０８で推定値を更新し、ステップ＃１０２に戻る。

指令電圧が飽和していない場合、ステップ＃１１０で、ヘッドが目標位置に達しているか否か判定する。達している場合は、シークは終了する。達していない場合は、ステップ＃１０２に戻る。

このように通常のシーク制御系の動作中でも指令電圧が飽和していれば、インダクタンスによる指令電圧の時間変化の影響を排除できるため、式（９）、式（１０）に基づいて指令電圧Ｖvcm、ヘッド速度Ｖｅｌ、コイル端子間電圧Ｖmeasからトルク定数Ｋt、コイル抵抗Ｒvcmを推定することが出来る。

図１０はアンロードキャリブレーションシーク時にコイル抵抗・トルク定数を推定する場合の処理を示す。通常のシーク制御系の動作中にアンロード動作指令が発行されると、ステップ＃１１４でアンロードキャリブレーションシークが開始される。ステップ＃１１６で指令電圧が飽和しているか否か判定する。飽和している場合は、コイル抵抗Ｒvcmの推定に進む。先ず、ステップ＃１１８で少なくとも任意の２点において、指令電圧Ｖvcm、ヘッド速度Ｖｅｌ、コイル端子間電圧Ｖmeasを計測する。ステップ＃１２０で式（９）、式（１０）からトルク定数Ｋt、コイル抵抗Ｒvcmを推定する。その後、ステップ＃１１６に戻る。

指令電圧が飽和していない場合、ステップ＃１２２で、ヘッドが目標位置に達しているか否か判定する。達していない場合は、ステップ＃１１６に戻る。達している場合は、ステップ＃１２４でアンロードキャリブレーションシークは終了する。

ステップ＃１２６でアンロードキャリブレーションシーク中にエラーを生じたか否か判定する。エラーが発生した場合は、ステップ＃１２８で図９に示した通常のシーク制御系の動作中に推定したコイル抵抗・トルク定数を採用し、ステップ＃１３２でアンロード制御開始する。エラーが発生していない場合は、ステップ＃１２０で推定したコイル抵抗値・トルク定数をステップ＃１３０で更新し、ステップ＃１３２でアンロード制御開始する。アンロード制御は推定されたコイル抵抗・トルク定数に基づいて逆起電圧を求め、これからヘッド速度を推定し、この推定値に基づいてヘッドを速度制御する。

図１０のアンロードキャリブレーションシークにおいて、飽和させる指令電圧の値は自由に設定可能である。通常のシーク時には、位置決め時間とシーク距離の制約が存在するため最大加速度でシークを行う必要性があるので、飽和電圧はある程度の高い電圧に設定する必要がある。しかし、アンロードキャリブレーションシーク時にはシーク距離と時間の制約が緩いので、通常のシーク時より飽和しやすい低い指令電圧で一定値とすることが有効である。

次に後者の手法（２）について説明する。図９、図１０は通常のシーク制御系において加速時の指令電圧の飽和を利用して推定する手法であるが、コイル電流の変化によるインダクタンスによる電圧過渡応答が十分減衰した後に計測を行えば、指令電圧の飽和を利用することなくキャリブレーション可能である。この場合、サンプリング周期はインダクタンスによって設定しなければならないが、どのような指令電圧の波形を与えてもよい。

図１１、図１２はサンプリング周期とコイル端子間電圧との関係を示す図である。指令電圧は一気に変化するのではなく、階段状にステップ変化している。図２に示すようにＶＣＭ１３はインダクタンスを含むので、コイル電流の変化の過渡応答によってコイル端子間電圧にはインダクタンスの影響が残る。図１１、図１２にサンプリング周期とコイル端子間電圧の関係を示す。データを計測した後、コイル電流は演算時間遅れTdを経て変化する。その影響でインダクタンスの過渡応答が生じる。図１１のようにサンプリング周期が過渡応答の減衰が不十分なタイミングで次の計測を行った場合、コイル端子間電圧はインダクタンスの過渡応答の影響を含む。

しかし、図１２に示すように、サンプリング周期を長くし、コイル電流の変化によるインダクタンスの過渡応答が十分収束してからコイル端子間電圧を計測すると、コイル端子間電圧から逆起電圧とコイル抵抗による電圧降下を正確に得ることができる。

サンプリング周期をＴsとすると、たとえば計測する２点の時刻は、図１３に示すように、それぞれｍＴs、ｎＴsと表せる。それぞれの時刻におけるデータをヘッド速度Ｖｅｌ_ｍ、Ｖｅｌ_ｎ、コイル端子間電圧Ｖmeas_ｍ、Ｖmeas_ｎ、それぞれの計測データの１サンプリング前の指令電圧をＶ_ｍ−１、Ｖ_ｎ−１とすると、式（１２）、式（１３）が得られる。

Ｋt・Ｖｅｌ_ｍ＝Ｖmeas_ｍ−Ｒvcm・α・Ｖ_ｍ−１ （１２）
Ｋt・Ｖｅｌ_ｎ＝Ｖmeas_ｎ−Ｒvcm・α・Ｖ_ｎ−１ （１３）
式（１２）、式（１３）式をトルク定数Ｋtについて解くと、次のようになる。

Ｋt
＝（Ｖ_ｍ−１・Ｖmeas_ｎ−Ｖ_ｎ−１・Ｖmeas_ｍ）
／（Ｖｅｌ_ｎ・Ｖ_ｍ−１−Ｖｅｌ_ｍ・Ｖ_ｎ−１） （１４）
式（１２）、式（１４）よりコイル抵抗値は次のようになる。

Ｒvcm
＝（Ｖｅｌ_ｍ・Ｖmeas_ｎ−Ｖｅｌ_ｎ・Ｖmeas_ｍ）
／（α・（Ｖｅｌ_ｍ・Ｖ_ｎ−１−Ｖｅｌ_ｎ・Ｖ_ｍ−１）） （１５）
式（１４）、式（１５）においてＶ_ｍ−１＝Ｖ_ｎ−１＝Ｖ_０の場合には、それぞれ式（９）、式（１０）と一致することがわかる。インダクタンスの過渡応答が十分減衰するようサンプリング周期Ｔsを設定すれば、指令電圧の値（飽和しているか否か）に係わらず、少なくとも任意の２点からコイル抵抗・トルク定数を推定することができる。

サンプリング周期の具体的な数値の一例を説明する。ＶＣＭ１３の電流フィードバック制御系は、指令電圧Ｖvcmからコイル電流Ｉvcmまでの伝達関数をカットオフ周波数ｆ、ゲインｇとすると、以下のローパスフィルタに近似することが可能である。

Ｄ（ｓ）＝ｇ／（（ｓ／ｆ）＋１） （１６）
指令電圧Ｖvcmが大きさｋのステップ入力であるとしたとき、コイル電流Ｉvcmの応答波形は次式で表せる。

Ｉvcm＝ｋ・ｇ（１−ｅ^−ｆ・ｔ） （１７）
したがってインダクタンスにおける過渡応答は次のようになる．
Ｌ（ｄＩvcm／ｄｔ）＝Ｌ・ｋ・ｇ・ｆ・ｅ^−ｆ・ｔ （１８）
しかし、コイル端子間電圧Ｖmeasはローパスフィルタを介して検出されるため過渡応答の減衰は式（１８）の減衰よりも遅くなる。ステップ入力の大きさｋにも依存するが、実装上の範囲において上記インダクタンスの過渡応答が０に近似可能になるまでの時間は３００μｓｅｃ程度あれば十分であり、観測から制御出力までの時間遅れＴｄを５０μｓｅｃとすると、およそ３５０μｓｅｃ程度の制御周期とすれば、インダクタンスの影響を考慮せずに制御を行うことが可能である。

図１４は指令電圧の変化によるインダクタンスの過渡応答の影響が十分減衰した後に計測を行う制御系においてコイル抵抗・トルク定数を推定する場合の処理を示す。通常のシーク制御系の動作中にアンロード動作指令が発行されると、ステップ＃１５２でインダクタンスの過渡応答が十分減衰するようサンプリング周期Ｔsを設定した制御系に切り替えられる。この切替えは、ＭＰＵ１８内のファームウェアにより行われる。ステップ＃１５４でアンロードキャリブレーショファームウェアされる。ステップ＃１５６で少なくとも任意の２点において、指令電圧Ｖvcm、ヘッド速度Ｖｅｌ、コイル端子間電圧Ｖmeasを求める。指令電圧ＶvcmはＭＰＵ１８から出力される値から求められ、ヘッド速度Ｖｅｌはサーボセクタからの再生信号で表されるトラック番号の変化に基づいて計測され、コイル端子間電圧Ｖmeasは図示しない電圧センサにより計測される。ステップ＃１５８で式（１４）、式（１５）からトルク定数Ｋt、コイル抵抗Ｒvcmを推定する。

ステップ＃１６０で、ヘッドが目標位置に達しているか否か判定する。達していない場合は、ステップ＃１５６に戻る。達している場合は、ステップ＃１６２でアンロードキャリブレーションシークは終了する。

ステップ＃１５４でアンロードキャリブレーションシーク中にエラーを生じたか否か判定する。エラーが発生した場合は、ステップ＃１６６で図９に示した通常のシーク制御系の動作中に推定したコイル抵抗・トルク定数を採用し、ステップ＃１７０でアンロード制御開始する。エラーが発生していない場合は、ステップ＃１５８で推定したコイル抵抗値・トルク定数をステップ＃１６８で更新し、ステップ＃１７０でアンロード制御開始する。アンロード制御は推定されたコイル抵抗・トルク定数に基づいて逆起電圧を求め、これからヘッド速度を推定し、この推定値に基づいてヘッドを速度制御する。

シミュレーションにより、この手法の有効性を確認した。コイル抵抗値を基準値から±０．５Ω（０．１Ω刻み）変化させた場合に、それぞれの条件下での推定値と基準値との差分を算出した。図１５に指令電圧をランプ関数とした場合の結果を示す。横軸にコイル抵抗と基準値の差分、縦軸に推定値と基準値の差分を示す。この結果よりコイル抵抗を正しく推定可能なことがわかる。

今回は入力する指令電圧をランプ関数とした場合の結果を示したが、ｓｉｎ入力など様々な指令電圧においても、この手法を用いてコイル抵抗の推定が可能であることを確認した。ただし、計測された２点において式（１９）を満たすことを条件とする。

Ｖ_ｍ−１・Ｖｅｌ_ｎ−Ｖ_ｎ−１・Ｖｅｌ_ｍ≠０ （１９）
この手法を用いれば、指令電圧を飽和させる必要がないため、アンロードキャリブレーションシーク時間の短縮、つまりアンロード時間の短縮が可能となる。この手法を用いても、すべて計測可能な値のみを用いてキャリブレーションを行っているため、パラメータの変動や個体差の影響を受けない。

この手法においても２点のみでなく数多くの点において計測をし、前期手法のように様々な推定手法を用いてより正確な推定値を得られるようにしてもよい。

上記はアンロード時の速度制御についての説明であるが、ロード時は上記アンロードのために推定した値を利用すればよい。

以上説明したように、第１の実施の形態によれば、インダクタンスの項を無視できる制御系が実現されるので、測定したコイル端子間電圧Ｖmeasからコイル抵抗Ｒvcmによる電圧降下を減算すると逆起電圧Ｖbemfを求めることができる。このような制御系の下では、ヘッド速度Ｖｅｌはコイル端子間電圧Ｖmeas、指令電圧Ｖvcm、コイル抵抗Ｒvcm、及びトルク定数Ｋtから求めることができる。コイル抵抗Ｒvcm、トルク定数Ｋtの正確な値を推定することができるので、ヘッド速度も正確に推定することができる。

なお、この発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態に亘る構成要素を適宜組み合せてもよい。

また、本発明は、コンピュータに所定の手段を実行させるため、コンピュータを所定の手段として機能させるため、コンピュータに所定の機能を実現させるため、あるいはプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体としても実施することもできる。

また、上述の説明は個々の実施例それぞれについて行ったが、複数の実施例を適宜組み合わせてもよい。

１１…ヘッド、１２…アーム、１３…ボイスコイルモータ（ＶＣＭ）、１４…ディスク、１５…磁石、１６…コイル、１７…ＶＣＭ駆動回路、１８…マイクロプロセッサユニット、１９…Ａ／Ｄ変換器、２０…Ｄ／Ａ変換器、２１…ランプ機構、２２…タブ、２３…スロープ。

Claims (15)

1. ボイスコイルモータにより駆動されるアームに取り付けられたヘッドのロード・アンロード制御のためにコイル抵抗とトルク定数を推定する方法であって、
   コイルの逆起電圧とヘッド速度は比例し、コイル電流と指令電圧は比例する制御系においてアンロードの開始前の、ヘッド速度が指令電圧の変化によるインダクタンスの過渡応答の影響を受けずに、コイルの端子間電圧と指令電圧とコイル抵抗とトルク定数とからなる関係式により規定される期間の少なくとも２つのタイミングで指令電圧に対するボイスコイルモータのヘッド速度とコイル端子間電圧を計測し、
   指令電圧と計測された少なくとも２つのヘッド速度とコイル端子間電圧と前記関係式とに基づいてトルク定数とコイル抵抗を求めるコイル抵抗・トルク定数推定方法。
2. 前記計測することは前記ボイスコイルモータの加速時の指令電圧が飽和する制御系において指令電圧の飽和中の期間の少なくとも２つのタイミングで前記ボイスコイルモータのヘッド速度とコイル端子間電圧を計測することを特徴とする請求項１記載のコイル抵抗・トルク定数推定方法。
3. 前記計測することは通常のシーク動作中にアンロード指令が発行されると通常のシーク制御系よりも低い飽和電圧が設定されるキャリブレーションシーク制御系において前記アンロード指令の発行後の少なくとも２つのタイミングでヘッド速度とコイル端子間電圧を計測する請求項２記載のコイル抵抗・トルク定数推定方法。
4. 前記計測することは前記ボイスコイルモータのコイル電流の変化によるインダクタンスの過渡応答が十分減衰した後の少なくとも２つのタイミングで前記ボイスコイルモータのヘッド速度とコイル端子間電圧を計測する請求項１記載のコイル抵抗・トルク定数推定方法。
5. ３以上の複数のタイミングで前記ボイスコイルモータのヘッド速度とコイル端子間電圧を計測し、
   指令電圧と３以上のヘッド速度とコイル端子間電圧とに基づいて３以上のトルク定数とコイル抵抗の推定値を求め、該３以上のトルク定数とコイル抵抗の平均値、または中央値を求める、あるいは最初の計測値と最終の計測値とに基づいてトルク定数とコイル抵抗とを求めることをさらに具備する請求項１記載のコイル抵抗・トルク定数推定方法。
6. ボイスコイルモータにより駆動されるアームに取り付けられたヘッドのロード・アンロード制御のためにコイル抵抗とトルク定数を推定する装置であって、
   コイルの逆起電圧とヘッド速度は比例し、コイル電流と指令電圧は比例する制御系においてアンロードの開始前の、ヘッド速度が指令電圧の変化によるインダクタンスの過渡応答の影響を受けずに、コイルの端子間電圧と指令電圧とコイル抵抗とトルク定数とからなる関係式により規定される期間の少なくとも２つのタイミングで指令電圧に対するボイスコイルモータのヘッド速度とコイル端子間電圧を計測する計測手段と、
   指令電圧と前記計測手段により計測された少なくとも２つのヘッド速度とコイル端子間電圧と前記関係式とに基づいてトルク定数とコイル抵抗を求める推定手段と、
   を具備するコイル抵抗・トルク定数推定装置。
7. 前記計測手段は前記ボイスコイルモータの加速時の指令電圧が飽和する制御系において指令電圧の飽和中の期間の少なくとも２つのタイミングで前記ボイスコイルモータのヘッド速度とコイル端子間電圧を計測する請求項６記載のコイル抵抗・トルク定数推定装置。
8. 前記計測手段は通常のシーク動作中にアンロード指令が発行されると通常のシーク制御系よりも低い飽和電圧が設定されるキャリブレーションシーク制御系において前記アンロード指令の発行後の少なくとも２つのタイミングでヘッド速度とコイル端子間電圧を計測する請求項７記載のコイル抵抗・トルク定数推定装置。
9. 前記計測手段は前記ボイスコイルモータのインダクタンスによるコイル電流の変化によるインダクタンスの過渡応答が十分減衰した後の少なくとも２つのタイミングで前記ボイスコイルモータのヘッド速度とコイル端子間電圧を計測する請求項６記載のコイル抵抗・トルク定数推定装置。
10. 前記計測手段は３以上の複数のタイミングで前記ボイスコイルモータのヘッド速度とコイル端子間電圧を計測し、
    前記推定手段は指令電圧と３以上のヘッド速度とコイル端子間電圧とに基づいて３以上のトルク定数とコイル抵抗の推定値を求め、該３以上のトルク定数とコイル抵抗の平均値、または中央値を求める、あるいは最初の計測値と最終の計測値とに基づいてトルク定数とコイル抵抗とを求める請求項６記載のコイル抵抗・トルク定数推定装置。
11. ヘッドが取り付けられたアームを駆動するボイスコイルモータと、
    ヘッドによりディスクから再生したヘッド位置誤差信号に基づいてヘッドを速度制御する第１シーク手段と、
    ボイスコイルモータの逆起電圧からヘッド速度を推定して、該ヘッド速度に基づいてヘッドを速度制御する第２シーク手段とを具備し、
    前記第２シーク手段は、
    コイルの逆起電圧とヘッド速度は比例し、コイル電流と指令電圧は比例する制御系においてアンロードの開始前の、ヘッド速度が指令電圧の変化によるインダクタンスの過渡応答の影響を受けずに、コイルの端子間電圧と指令電圧とコイル抵抗とトルク定数とからなる関係式により規定される期間の少なくとも２つのタイミングで指令電圧に対するボイスコイルモータのヘッド速度とコイル端子間電圧を計測する計測手段と、
    指令電圧と前記計測手段により計測された少なくとも２つのヘッド速度とコイル端子間電圧とに基づいてトルク定数とコイル抵抗を求める第１推定手段と、
    前記第１推定手段により推定されたトルク定数とコイル抵抗とに基づいて逆起電圧を求めヘッド速度を推定する第２推定手段とを具備する磁気ディスク装置。
12. 前記計測手段は前記ボイスコイルモータの加速時の指令電圧が飽和する制御系において指令電圧の飽和中の期間の少なくとも２つのタイミングで前記ボイスコイルモータのヘッド速度とコイル端子間電圧を計測する請求項１１記載の磁気ディスク装置。
13. 前記第２シーク手段は、前記第１シーク手段の動作中にアンロード指令が発行されると前記第１シーク手段の制御系よりも低い飽和電圧が設定されるキャリブレーションシーク制御系において前記アンロード指令の発行後の少なくとも２つのタイミングでヘッド速度とコイル端子間電圧を計測する請求項１２記載の磁気ディスク装置。
14. 前記第２シーク手段は、前記第１シーク手段の動作中にアンロード指令が発行されると前記ボイスコイルモータのコイル電流の変化によるインダクタンスの過渡応答が十分減衰した後の少なくとも２つのタイミングで前記ボイスコイルモータのヘッド速度とコイル端子間電圧を計測する請求項１１記載の磁気ディスク装置。
15. 前記計測手段は３以上の複数のタイミングで前記ボイスコイルモータのヘッド速度とコイル端子間電圧を計測し、
    前記第１推定手段は指令電圧と３以上のヘッド速度とコイル端子間電圧とに基づいて３以上のトルク定数とコイル抵抗の推定値を求め、該３以上のトルク定数とコイル抵抗の平均値、または中央値を求める、あるいは最初の計測値と最終の計測値とに基づいてトルク定数とコイル抵抗とを求める請求項１１記載の磁気ディスク装置。

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