CN101083508A - 基于低峰谷比序列传输的ofdm调制***性能测试方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于数字信息传输技术领域，其特征在于，它针对OFDM多载波调制***提出了一种新的性能测试模型。该模型将调制***发端基带数据流与测试***收端基带数据流之间的传输过程模型化为一个带有高斯白噪声的线性信道，即调制***发端数据x(n)和测试***收端数据r(n)之间的关系可由r(n)＝h(n)*x(n)+v(n)描述，其中，符号*表示线性卷积运算，h(n)该测试模型信道的冲激响应，v(n)是线性卷积***的噪声和数据干扰。并针对该模型提出一种精确测量模型参数的方法，其特征在于采用LPVR待测***的传输数据进行上述模型参数估计。此方法具有对现有OFDM多载波调制***改动小，估计精度高等特点。

Description

基于低峰谷比序列传输的OFDM调制***性能测试方法

技术领域

本发明属于数字信息传输技术领域，特别涉及正交频分复用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，OFDM)多载波(Multi Carrier，MC)调制***中基于低峰谷比序列传输的***性能测试方法。

背景技术

调制***性能测试主要解决的问题是如何构建***性能测试模型以反映该调制***特性，以及基于该测试模型如何精确测量模型参数。

OFDM多载波调制***已被广泛应用于数字电视地面广播传输技术领域。参见欧洲标准(可参见ETSI EN 300 744：“Digital Video Broadcasting(DVB)：Framing structure，channelcoding and modulation for digital terrestrial television”)和国家标准(可参见GB20600-2006，数字电视地面广播传输***帧结构、信道编码和调制，2006-08-18)。准确测试OFDM多载波调制***的***性能是必需的。

目前测试OFDM多载波调制***性能的参数主要包括调制误差比(Modulation ErrorRatio，MER)、***目标误差(System Target Error，STE)及正交误差(Quadrature Error，QE)等。参见(ETSI TR 101 290：“Digital Video Broadcasting(DVB)；Measurement guidelinesfor DVB systems”)。

OFDM多载波调制***调制输出信号由于受滤波器带内纹波以及数模转换等过程的影响会产生微小畸变，用现有多载波调制***性能参数难以精确测量该微小畸变。本发明针对OFDM多载波调制***提出一种新的***性能测试模型，并且基于该测试模型提出一种新的基于低峰谷比(Low Peak-to-Volley，LPVR)序列传输的精确测量上述微小畸变的测量方法。

发明内容

本发明的目的是针对OFDM多载波调制***提出一种***性能测试模型，并针对该模型提出一种精确测量模型参数的方法。该性能测试模型可用于所有OFDM多载波调制***。

本发明定义了一种针对OFDM多载波调制***的性能测试模型。该模型将待测OFDM多载波调制***发端基带数据流与测试***收端基带数据流之间的传输过程模型化为一个带有高斯白噪声的线性信道，即待测OFDM多载波调制***发端基带数据t(n)和测试***收端基带数据r(n)可由r(n)＝h(n)*t(n)+v(n)描述，其中，符号*表示线性卷积运算，h(n)为该性能测试模型中线性信道的冲激响应，v(n)为该性能测试模型中的高斯白噪声。被模型化的传输过程包括待测OFDM多载波调制***的模数转换和上变至射频发送等过程及测试***的下变频至基带、数模转换、载波恢复、定时恢复及同步等过程。如图1所示。

本发明定义了一种新的传输序列，即低峰谷比序列(Low Peak-to-Volley Ratio，LPVR)。定义LPVR序列的离散傅立叶变换(Discrete Fourier Transform，DFT)序列的幅度峰值与谷值之比不大于3，如伪随机或伪噪声序列(Pseudo Noise，PN)，参见(Muquet B，Wang Z，Giannakis G.B，Courville M.de，and Duhamel P，Cyclic Prefixing or Zero Padding forWireless Multicarrier Transmissions，IEEE Trans.on Communications，2002，50(12)：2136-2148)和(GB 20600-2006，数字电视地面广播传输***帧结构、信道编码和调制，2006-08-18)。经QPSK和16QAM映射的序列经反离散傅立叶变换(Inverse Discrete FourierTransform，IDFT)后得到的均为LPVR序列。

本发明针对上述OFDM多载波调制***性能测试模型提出了基于LPVR序列的性能测试模型参数h(n)的估计方法，其特征在于采用LPVR序列作为待测***的传输数据。该方法在数字集成电路或计算机中依次按如下步骤实现：

在待测端

步骤(1)，根据待测的OFDM多载波调制***的传输数据块长度N，任意选择一组长度为N的LPVR序列x(n)；

步骤(2)，对待测***，用该LPVR序列x(n)填充其传输数据块；

步骤(3)，保护间隔和LPVR序列填充的传输数据块依次经组帧和后端处理后得到发端基带数据流；以x(n)作为数据块所填充的数据帧记为t(n)，其长度为M；

步骤(4)，将发端基带数据流经过数模转换以及模拟调制得到射频发射信号后送至测试端；

在测试端

步骤(1’)，将待测***所发射的射频信号经过模拟解调和模数转换及前期数据恢复得到收端基带数据流，前期数据恢复保证该收端基带数据流与待测***发端基带数据流之间保持帧同步、定时同步及载波同步；记以t(n)为发端基带数据的收端基带数据为r(n)；

步骤(2’)，根据上述收端基带数据流得到LPVR序列x(n)和性能测试模型中信道冲激响应h(n)的循环卷积y(n)：

y(n)＝h(n)x(n)+w(n)，

其中，符号表示循环卷积运算，h(n)该测试模型信道的冲激响应，w(n)是循环卷积结果叠加的高斯白噪声和数据干扰；

步骤(3’)，计算LPVR序列x(n)和循环卷积结果y(n)的离散傅立叶变换：X(k)＝DFT(x(n))，

Y(k)＝DFT(y(n))，

根据LPVR序列性质，X(k)是峰值幅度与谷值幅度之比不大于3的序列；

步骤(4’)，通过除法得到测试模型信道冲激响应h(n)的离散傅立叶变换H(k)的估计值

$\hat{H}\left(k\right)=Y\left(k\right)/X\left(k\right),$

x(n)为LPVR序列，其DFT序列X(k)的峰值幅度与谷值幅度之比不大于3，从而该除法运算精度得到保证；

步骤(5’)：计算

的反离散傅立叶变换，得到测试模型信道冲激响应h(n)的估计值： $\hat{h}\left(n\right)=\mathrm{IDFT}\left(\hat{H}\left(k\right)\right);$

步骤(6’)：根据 $\hat{v}\left(n\right)=r\left(n\right)-\hat{h}\left(n\right)*t\left(n\right),$ 计算出噪声估计

附图说明

图1说明针对OFDM多载波调制***的性能测试模型所模型化的传输过程；

图2说明DTMB多载波调制***的帧格式和发端基带数据流格式：

图2.a说明DTMB多载波调制***的帧格式；

图2.b说明DTMB多载波调制***的发端基带数据流格式；

图3说明针对实际的QPSK映射的DTMB多载波调制***的测试结果：

图3.a说明针对实际DTMB多载波调制***测得的h(n)参数的幅度谱；

图3.b说明实际DTMB多载波调制***的输出信号的星座图映射情况；

图3.c说明图3.b中信号经过图3.a中h(n)参数均衡后的星座图映射情况；

具体实施方式

本发明的目的是提出一种新的正交频分复用多载波调制***的性能测试模型。本发明将待测***发端基带数据流和测试***收端基带数据流之间的传输过程模型化为一个带高斯白噪声的线性信道。本发明针对上述模型提出了一种基于低峰谷比序列(Low Peak-to-VolleyRatio，LPVR)传输的模型参数测量方法。

以当前国家标准(可参见GB 20600-2006，数字电视地面广播传输***帧结构、信道编码和调制，2006-08-18)采用QPSK映射模式的DTMB多载波调制***为例。该调制***采用时域同步的正交频分复用(Timing Domain Synchronous Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，TDS-OFDM)多载波调制方式，其组帧过程中保护间隔长度为420，数据块长度为3780，如图2.a所示。参见国家标准(GB 20600-2006，数字电视地面广播传输***帧结构、信道编码和调制，2006-08-18)。此例中本发明在数字集成电路或计算机中具体实施方式如下：

在待测端

在该调制***中，数据流经QPSK映射及经3780点的IDFT运算后填充入数据块再与保护间隔组帧。记第i帧中保护间隔填充序列为p_i(n)，1≤n≤420，记第i帧数据块中填充的序列为x_i(n)，1≤n≤3780，则x_i(n)的DFT序列幅度峰值与谷值之比为1，该序列为LPVR序列。

将上述数据块作为测试所需的LPVR序列填充数据块与保护间隔依次经组帧和后端处理，得到发端基带数据流，再经过数模转换以及模拟调制得到射频发射信号发射。记发端基带数据流为t(n)，如图2.b所示。

上述操作与该调制***调制过程完全相同，无需对该***作任何修改。

在测试端

步骤1，将上述采用QPSK映射模式的DTMB多载波调制***所发射的射频信号经过模拟解调和模数转换及前期数据恢复得到收端基带数据流，前期数据恢复包括定时恢复，载波恢复以及帧同步，以保证收端基带数据流相对于发端基带数据流保持帧同步、定时同步及载波同步；记收端基带数据流为r(n)；根据性能测试模型假设，r(n)＝h(n)*t(n)+v(n)；其中，符号*表示线性卷积运算，h(n)为该性能测试模型中线性信道的冲激响应，v(n)为该性能测试模型中的高斯白噪声；

步骤2，由收端基带数据流r(n)得到发端基带数据流中第i帧数据块x_i(n)和测试模型信道冲激响应的循环卷积结果y_i(n)：

y_i(n)＝h(n)x_i(n)+w(n)，1≤n≤3780，

其中，符号表示循环卷积运算，h(n)该测试模型信道的冲激响应，w(n)是循环卷积结果叠加的噪声和数据干扰；

步骤3，计算序列x_i(n)和循环卷积结果y_i(n)的离散傅立叶变换：

X_i(k)＝DFT(x_i(n))，1≤n≤3780，1≤k≤3780，

Y₁(k)＝DFT(y_i(n))，1≤n≤3780，1≤k≤3780，

根据该QPSK映射的DTMB调制***结构，X_i(k)是峰值幅度与谷值幅度之比为1的序列；

步骤4，通过除法得到测试模型信道冲激响应h(n)的离散傅立叶变换H(k)的估计值

$\hat{H}\left(k\right)=Y_i\left(k\right)/X_i\left(k\right),$ 1＜k＜3780，

x_i(n)为LPVR序列，则序列X(k)的峰值幅度与谷值幅度之比等于1，该除法运算精度得到保证；

步骤5：计算

的反离散傅立叶变换，得到测试模型信道冲激响应h(n)的估计值： $\hat{h}\left(n\right)=\mathrm{IDFT}\left(\hat{H}\left(k\right)\right),$ 1≤n≤3780，1≤k≤3780；

步骤6：根据 $\hat{v}\left(n\right)=r\left(n\right)-\hat{h}\left(n\right)*t\left(n\right)$ 可以估计测试模型中高斯白噪声估计

的能量，由于上述运算始终针对第i帧数据块，从而该高斯白噪声能量估计的估计范围也限于第i帧帧内；

步骤7：重复上述步骤，变换i值，可以得到逐帧的测试模型信道估计和噪声能量估计。

图3.a为根据实际的QPSK映射的DTMB调制***所测得的该性能测试模型的h(n)参数，这里仅绘制了h(n)主径附近100点的信道情况，而根据更进一步的计算可以得到，主径能量占总能量的99.92％。图3.b为该调制***输出信号的星座图映射情况，其MER值为31.086dB。图3.c为该调制***输出信号经过上述测试模型参数h(n)均衡之后的星座图映射情况，其MER值为43.874dB。对比图3.b与图3.c可以看出，由于传输过程中的等效的微小多径h(n)的影响，使得输出信号的MER恶化了接近13dB。OFDM多载波调制***本身具有很强的抗多径能力，上述微小等效多径所带来的MER恶化并不足以影响调制***性能，采用h(n)对其进行描述则更为精确。

本发明在本例对采用QPSK映射的DMBT调制***进行性能测试过程中，没有对该***作任何改动，具有实施效率高，运算精度高的特点。

上面对本发明的具体实施实例进行了详细说明，但本发明并不限制于上述实施实例，在不脱离本申请的权利要求的精神和范围情况下，本领域的技术人员可做出各种修改或改型。

Claims (1)

1、一种基于LPVR序列传输的OFDM调制***性能测试方法，其特征在于：将待测OFDM多载波调制***发端数据流与测试***手段数据流之间的传输过程模型化为一个带高斯白噪声的线性信道，即调制***发端数据x(n)和测试***收端数据r(n)之间的关系可由r(n)＝h(n)*x(n)+v(n)描述，其中，符号*表示线性卷积运算，h(n)该测试模型信道的冲激响应，v(n)是线性卷积***的噪声和数据干扰；该方法在数字集成电路或计算机仿真的待测端和测试端中依次按如下步骤实现：

在待测端

步骤(1)，根据待测的OFDM多载波调制***的传输数据块长度N，任意选择一组长度为N的LPVR序列x(n)，其离散傅立叶变换序列的幅度峰值与谷值之比不大于3；

步骤(2)，对待测***，用该LPVR序列x(n)填充其传输数据块；

步骤(3)，保护间隔和LPVR序列填充的传输数据块依次经组帧和后端处理后得到发端基带数据流；以x(n)作为数据块所填充的数据帧记为t(n)，其长度为M；

步骤(4)，将发端基带数据流经过数模转换以及模拟调制得到射频发射信号后送至测试端；在测试端

步骤(1’)，将待测***所发射的射频信号经过模拟解调和模数转换及前期数据恢复得到收端基带数据流，前期数据恢复保证该收端基带数据流与待测***发端基带数据流之间保持帧同步、定时同步及载波同步；记以t(n)为发端基带数据的收端基带数据为r(n)；

步骤(2’)，根据上述收端基带数据流得到LPVR序列x(n)和性能测试模型中信道冲激响应h(n)的循环卷积y(n)：

                          y(n)＝h(n)x(n)+w(n)，

其中，符号表示循环卷积运算，h(n)该测试模型信道的冲激响应，w(n)是循环卷积结果叠加的噪声和数据干扰；

步骤(3’)，计算LPVR序列x(n)和循环卷积结果y(n)的离散傅立叶变换：

X(k)＝DFT(x(n))，

Y(k)＝DFT(y(n))；

步骤(4’)，通过除法得到测试模型信道冲激响应h(n)的离散傅立叶变换H(k)的估计值

$\hat{H}\left(k\right)=Y\left(k\right)/X\left(k\right);$

步骤(5’)：计算

的反离散傅立叶变换，得到测试模型信道冲激响应h(n)的估计值：

$\hat{h}\left(n\right)=\mathrm{IDFT}\left(\hat{H}\left(k\right)\right);$

步骤(6’)：根据 $\hat{v}\left(n\right)=r\left(n\right)-\hat{h}\left(n\right)*t\left(n\right),$ 计算出噪声估计

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