CN103873397B

CN103873397B - 一种新的联合时域和频域正交频分复用接收信道估计方法

Info

Publication number: CN103873397B
Application number: CN201410121796.6A
Authority: CN
Inventors: 戴佳; 高晓兵; 丁晓进; 陈晓曙; 朱正东
Original assignee: Jiangsu Zhenghetong Information Technology Co Ltd
Current assignee: Jiangsu Zhenghetong Information Technology Co., Ltd.
Priority date: 2014-03-28
Filing date: 2014-03-28
Publication date: 2018-01-09
Anticipated expiration: 2034-03-28
Also published as: CN103873397A

Abstract

本发明涉及一种新的联合时域和频域正交频分复用接收信道估计方法，所述方法包括以下步骤，1）发送端帧结构设计，所述帧结构设计步骤在发送端设置用于信道估计的前导序列和导频***，2）接收端进行时域信道估计均衡，所述时域信道估计均衡步骤利用前导序列进行信道估计均衡，3）进行频域信道估计均衡并纠正残留频偏，所述频域信道估计均衡步骤利用导频信息进行信道估计均衡。该方法提高了发送信息量，能较好的抑制噪声的影响，提高***的性能；利用导频进行频域估计均衡时，用乘法信道均衡实现了除法信道均衡，在硬件实现时节约资源，减少计算时间；在较低信噪比SNR和多种信道下下均能正确的完成信道估计均衡，具有更强应用适应性。

Description

一种新的联合时域和频域正交频分复用接收信道估计方法

技术领域

本发明涉及一种信道估计方法，尤其是一种新的联合时域和频域正交频分复用接收信道估计方法，属于无线通信技术领域。

背景技术

正交频分复用，英文原称Orthogonal Frequency Division Multiplexing，缩写为OFDM，实际上是MCM Multi-CarrierModulation多载波调制的一种，主要原理是将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到在每个子信道上进行传输。正交信号可以通过在接收端采用相关技术来分开，这样可以减少子信道之间的相互干扰 ICI。每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽，因此每个子信道上的可以看成平坦性衰落，从而可以消除符号间干扰，而且由于每个子信道的带宽仅仅是原信道带宽的一小部分，信道均衡变得相对容易。由于正交频分复用OFDM技术具有较高的频带利用率和良好的抗频率选择性衰落特性，已广泛应用于宽带无线通信***、广播式的音频和视频领域以及民用通信***中，主要的应用包括：非对称的数字用户环路（ADSL）、ETSI标准的数字音频广播（DAB）、数字视频广播（DVB）、高清晰度电视（HDTV）、无线局域网（WLAN）等，但是宽带移动通信的无线信道呈现时间频率双选择性衰落特性，OFDM的长符号时间使得其对信道的时间选择性衰落更为敏感。随着无线通信***载频的提高及终端移动性的增强，信道的时变加剧，ICI 的影响将远大于噪声功率，所以在接收端获得准确的信道时变特性是保证 OFDM***可靠通信的关键。

对于 OFDM ***，根据发送的训练信息不同，可以分为利用训练序列进行信道估计和利用导频辅助调制进行信道估计两种，利用训练序列的方式将已知的训练序列放置于每帧发送数据序列的首部或中部，周期性的发送，在接收端数据序列的信道响应通过对训练序列估计得到的信道特性进行均衡。但该方法对频率选择性衰落不敏感，主要用于慢衰落信道环境中，而利用导频估计的方式在发送的数据序列中周期***导频符号，接收端非导频子载波的信道响应只有根据对导频子载波上的信道特性进行二维插值获得。此方式对频率选择性衰落较敏感，为了精确地估计快速衰落信道，过多的导频点会减少了发送的信息量。因此，迫切的需要一种新的技术方案来解决上述技术问题。

发明内容

本发明正是针对现有技术中存在的技术问题，提供了一种适用于宽带无线信道的OFDM接收机信道估计均衡方法，该方法可以利用前导PN训练序列和较少的导频点作LS信道估计，分别在时域和频域上完成信道估计和均衡，弥补了导频数量过少，无法有效的获得完整的信道信息的特点，能较好的抑制噪声的影响，提高***的性能。能在较低信噪比SNR和高斯信道、‘itur3GVAx’、‘hiperlan2D’下均能正确的完成信道估计均衡，具有更强应用适应性。

为了实现上述目的，本发明的技术方案如下，一种新的联合时域和频域正交频分复用接收信道估计方法，所述方法包括以下步骤，1）发送端帧结构设计，所述帧结构设计步骤在发送端设置用于信道估计的前导序列和导频***，2）接收端进行时域信道估计均衡，所述时域信道估计均衡步骤利用前导序列进行信道估计均衡，3）进行频域信道估计均衡并纠正残留频偏，所述频域信道估计均衡步骤利用导频信息进行信道估计均衡。

作为本发明的一种改进，所述步骤1中的具体方法如下，11）发送端每帧都把前导序列放在首部，前导序列是用（L-1）点PN序列，后补一位0组成的L点序列，可表示为m=[ P₁P₂ … P_L-1 P_L]^T，代替循环前缀OFDM（CP-OFDM）数据帧中前面的L点循环前缀，前导序列后是调制好的N点数据符号，其中导频信息均匀的***数据符号中。

作为本发明的一种改进，所述步骤2中的具体方法如下，21）在接收端，利用每帧的前导序列，基于LS估计原理，得到的信道估计值表示为，为时域信道估计状态，其中M为二维发送块矩阵，r为观察窗口接收信号二维序列矩阵；22）将时域信道估计值转换到频域进行补偿，将后面补点0，得，准备进行DFT运算即离散傅里叶变换运算，DFT后得到频域信道估计值为，经前导训练序列频域信道均衡后输出频域数据为，为频域接收数据符号。

作为本发明的一种改进，所述步骤3中的具体方法如下，31）利用步骤22）得到的接收频域输出数据，提取出预先***的的导频数据，用LS信道估计方法估计出导频处的信道脉冲响应倒数，为发送端已知的导频信息，为接收端提取出来的导频信息；32）采用频域内插滤波方法，即在频域方向用内插算法估计出数据符号中数据子载波处位置的频域信道脉冲响应的倒数；33）对步骤22）得到的频域数据做频域均衡，用乘法信道均衡实现除法信道均衡原始发送序列则可表示为：。

作为本发明的一种改进，所述步骤21）中发送块矩阵M表示为，接收信号表示r为。

作为本发明的一种改进，所述步骤32）在频域方向上内插，采用拉格朗日内插算法，拉格朗日内插公式为：

其中，是内插器的输入信号，是对应于采样时刻的采样值，是内插器的输出，对应于采样时刻的信号值，根据连续输入的M个已知信号采样值，分别对应于时刻，计算出任意时刻的信号值；M是参与一次内插计算的采样点个数，通常称为拉格朗日内插阶数，对于OFDM的信道估计，假设导频符号为等间隔分布并间隔距离为，则上述拉格朗日内插公式可以表示成：

其中，，是由第个OFDM符号上的所有导频子载波组成的集合；是导频位置上的信道响应值的倒数；表示取不大于的整数。

作为本发明的一种改进，所述拉格朗日内插算法中，针对不同的“M”对应不同的拉格朗日内插算法，所述拉格朗日内插算法有一阶线性内插或者二阶抛物线内插（Parabolic）或者三阶Cubic内插。理论上,通过增加插值算法多项式的阶数,可以提高插值估计的准确性，但缺点是算法复杂度要加大。

本发明与现有技术相比，具有以下优点：

利用前导训练序列得到时域信道估计值；利用数据符号中的梳状导频估计出导频位置的频域信道估计值，根据导频位置的信道估计值，采用内插算法得到整个数据子载波处的信道估计值，分别在时域和频域完成信道估计，采用前导序列做时域LS信道估计时，预先将计算出来并存储，在实现时就减少了资源利用和计算时间，降低时域LS估计算法的计算复杂度；同时弥补了导频数量过少，无法有效的获得完整的信道信息的特点，提高了发送信息量，能较好的抑制噪声的影响，提高***的性能；利用导频进行频域估计均衡时，用乘法信道均衡实现了除法信道均衡，在硬件实现时节约资源，减少计算时间；在较低信噪比SNR和多种信道下下均能正确的完成信道估计均衡，具有更强应用适应性。

附图说明

图1 为帧结构图；

图2 导频***图案；

图3 为信道估计流程图。

具体实施方式

为了加深对本发明的理解和认识，下面结合附图以及具体实施方式对本发明做出进一步的说明和介绍。

实施例1：

一种新的联合时域和频域正交频分复用接收信道估计方法，包括发送端帧结构设计、接收端利用前导训练序列进行时域信道估计均衡和利用梳状导频进行频域信道估计均衡并纠正残留频偏三个功能步骤。

1）帧结构的设计：

每个发送帧结构如图1，点数据符号是发端数据再进行信道编码、子载波映射、调制和信道交织后得到，根据802.11p标准在每个发送数据符号前周期性的***点前导序列m=[1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 0]，用于时域信道估计，在64点发送数据符号的第-21、7、7、21共4点子载波上***导频信息，用于频域信道估计和纠正残余频偏；-31、-5~5点子载波为直流和保护子载波。

2）利用前导训练序列进行时域信道估计均衡：

利用PN序列的自相关特性，基于 LS估计器原理，采用时域信道估计方法获得时域信道估计值；

在接收端，接收到的每帧OFDM符号包括前导序列和数据序列，接收序列表示为。基于LS算法原理，M是由前导序列m=[ P₁ P₂ … P_L-1 P_L]^T循环移位组成的发送矩阵块，表示为，h为信道脉冲响应，w为高斯白噪声，为了减少资源利用和计算时间，可以预先将计算出来并存储，可以降低时域LS估计算法的计算复杂度。观察窗口的接收信号表示为。时域信道估计值可表示为。

将信道时域值转换到频域进行频域均衡，将后面补0，得以方便进行DFT运算，DFT后得到频域后信道估计为，经前导训练序列频域均衡后频域输出数据为。

3）利用梳状导频进行频域信道估计均衡及纠正残留频偏，从上面得到的频域输出数据中提取出预先***的的导频数据，用LS信道估计方法估计出导频处的信道脉冲响应倒数，这样在下面的频域均衡中我们可以将均衡采用的除法用乘法替代。

在频域方向上内插，采用拉格朗日内插算法，拉格朗日内插（Lagrange）是最为常用的内插算法，拉格朗日内插公式为：

其中，是内插器的输入信号，是对应于采样时刻的采样值，是内插器的输出，对应于采样时刻的信号值，这样根据连续输入的M个已知信号采样值（分别对应于时刻），就可以计算出任意时刻的信号值；M是参与一次内插计算的采样点个数，通常称为拉格朗日内插阶数。

假设导频符号为等间隔分布并间隔距离为，则上述对于OFDM的信道估计拉格朗日内插公式可以表示成：

其中，，是由第个OFDM符号上的所有导频子载波组成的集合。是导频位置上的信道响应值的倒数。表示取不大于的整数。对于不同的M，是不同的拉格朗日内插算法。常用的拉格朗日内插算法有一阶线性内插、二阶抛物线内插（Parabolic）和三阶Cubic内插。理论上,通过增加插值算法多项式的阶数,可以提高插值估计的准确性，但缺点是算法复杂度要加大。

本***采用一阶线性内插估计公式，：上式可转化为：

其中若导频间距为13，可得一阶插值系数为：

其中为所求信道估计值的倒数，前一导频信道响应值的倒数，后一导频信道响应值的倒数。利用内插方法获得所有数据子载波处位置的频域信道响应倒数，

对输出的频域数据做频域均衡估计器输出的原始发送序列可表示为：

上面式子用乘法信道均衡实现了除法信道均衡，在硬件芯片如DSP上编写代码实现时，可以节约***资源和运行时间。

实施例2：作为本发明的一种优选方案，所述信道估计均衡，可以选用硬件芯片，如现场可编程门阵列（FPGA）、数字信号处理芯片（DSP）实现。

实施例3：作为本发明的再一种优选方案，所述信道估计均衡，可以基于计算机的软件实现。

本发明还可以将实施例2、3所述技术方案与实施例组合形成新的技术方案。

需要说明的是上述实施例仅仅是本发明的较佳实施例，并没有用来限定本发明的保护范围，在上述基础上所作出的等同替换或者替代均属于本发明的保护范围，本发明的保护范围以权利要求书为准。

Claims

1.一种新的联合时域和频域正交频分复用接收信道估计方法，所述方法包括以下步骤，1)发送端帧结构设计，所述帧结构设计步骤在发送端设置用于信道估计的前导序列和导频***，2)接收端进行时域信道估计均衡，所述时域信道估计均衡步骤利用前导序列进行信道估计均衡，3)进行频域信道估计均衡并纠正残留频偏，所述频域信道估计均衡步骤利用导频信息进行信道估计均衡；

所述步骤1中的具体方法如下，11)发送端每帧都把前导序列放在首部，前导序列是用(L-1)点PN序列，后补一位0组成的L点序列，可表示为m＝[P₁ P₂ … P_L-1 P_L]^T，代替循环前缀OFDM数据帧中前面的L点循环前缀，前导序列后是调制好的N点数据符号，其中导频信息均匀的***数据符号中；所述步骤2中的具体方法如下，21)在接收端，利用每帧的前导序列，基于LS估计原理，得到的信道估计值表示为为时域信道估计状态，其中M为(2L-1)*L二维发送块矩阵，r为观察窗口接收信号(2L-1)*1二维序列矩阵；22)将时域信道估计值转换到频域进行补偿，将后面补N-L点0，得准备进行DFT运算即离散傅里叶变换运算，DFT后得到频域信道估计值为经前导训练序列频域信道均衡后输出频域数据为S′＝R_M/H，R_M为频域接收数据符号；

所述步骤3中的具体方法如下，31)利用步骤22)得到的接收频域输出数据S′，提取出预先***的导频数据Y_p(n)，用LS信道估计方法估计出导频处的信道脉冲响应倒数X_p为发送端已知的导频信息，Y_p为接收端提取出来的导频信息；32)采用频域内插滤波方法，即在频域方向用内插算法估计出数据符号中数据子载波位置的频域信道脉冲响应的倒数33)对步骤22)得到的频域数据S′做频域均衡，用乘法信道均衡实现除法信道均衡原始发送序列则可表示为：

2.根据权利要求1所述的一种新的联合时域和频域正交频分复用接收信道估计方法，其特征在于，所述步骤21)中发送块矩阵M表示为接收信号表示r为

3.根据权利要求2所述的一种新的联合时域和频域正交频分复用接收信道估计方法，其特征在于，所述步骤32)在频域方向上内插，采用拉格朗日内插算法，拉格朗日内插公式为：

<mrow> <mi>y</mi> <mo>=</mo> <munderover> <mo>&Sigma;</mo> <mrow> <mi>k</mi> <mo>=</mo> <mn>0</mn> </mrow> <mrow> <mi>M</mi> <mo>-</mo> <mn>1</mn> </mrow> </munderover> <mi>y</mi> <mrow> <mo>(</mo> <msub> <mi>x</mi> <mi>k</mi> </msub> <mo>)</mo> </mrow> <munderover> <munder> <mi>&Pi;</mi> <mrow> <mi>i</mi> <mo>=</mo> <mn>0</mn> </mrow> </munder> <mrow> <mi>i</mi> <mo>=</mo> <mi>k</mi> </mrow> <mrow> <mi>M</mi> <mo>-</mo> <mn>1</mn> </mrow> </munderover> <mrow> <mo>(</mo> <mfrac> <mrow> <mi>x</mi> <mo>-</mo> <msub> <mi>x</mi> <mi>i</mi> </msub> </mrow> <mrow> <msub> <mi>x</mi> <mi>k</mi> </msub> <mo>-</mo> <msub> <mi>x</mi> <mi>i</mi> </msub> </mrow> </mfrac> <mo>)</mo> </mrow> </mrow>

其中，y(x_k)是内插器的输入信号，是对应于采样时刻x_k的采样值，y是内插器的输出，对应于采样时刻x的信号值，根据连续输入的M个已知信号采样值，分别对应于x_k，k＝0，1，…，M-1时刻，计算出任意时刻x的信号值；M是参与一次内插计算的采样点个数，通常称为拉格朗日内插阶数，对于OFDM的信道估计，假设导频符号为等间隔分布并间隔距离为d，则上述拉格朗日内插公式可以表示成：

其中，l_j-1＜x＜l_j，l_j-l_j-1＝d，l_j∈C，C是由第n个OFDM符号上的所有导频子载波组成的集合；是导频位置上的信道响应值的倒数；表示取不大于X的整数。

4.根据权利要求3所述的一种新的联合时域和频域正交频分复用接收信道估计方法，其特征在于，所述拉格朗日内插算法中，针对不同的“M”对应不同的拉格朗日内插算法，所述拉格朗日内插算法有一阶线性内插或者二阶抛物线内插Parabolic或者三阶Cubic内插。