CN101027868B - Ofdma***中发射和接收基准前同步码信号的方法 - Google Patents

Abstract

基于具有恒定振幅(CA)和零自相关(ZAC)属性的CAZAC序列(120)，提供了一种生成用于OFDM和OFDMA通信***的前同步码序列的技术。所述前同步码序列用以同步和识别单个发射器。例如，可使用频域中的CAZAC序列(160)构建OFDMA码元，所得到的时域波形为近似的CAZAC序列(170)。

Description

OFDMA***中发射和接收基准前同步码信号的方法

相关申请交叉引用

本发明要求于2004年7月27日在美国提交的、名称为“用于在OFDMA***中发射和接收基准前同步码信号的方法”的第60/591,894号美国临时申请的优先权。该申请公开的全部内容通过引用并入本申请。

背景技术

本发明涉及正交频分多径复用(OFDM)和正交频分多址接入(OFDMA)的通信***，更具体地，本发明涉及在OFDM和OFDMA通信***中的用于快速搜索小区(cell)的前同步码信号的生成和传送、时间同步、以及改正初始频率偏量。

可在各种远程通信***(包括有线和无线通信***)中使用OFDM和OFDMA***，以提供例如语音和数据的各种不同类型服务。无线通信***通过将某个地理区域分割成多个能够被进一步分割成多个区段的小区，而将该区域覆盖。理论上位于它们覆盖区域的各个小区中心的基站经由下行的(DL)无线电信号向移动用户站(MSS)传送信息。移动站也被称为移动站(MS)、用户站(SS)、或者无线站。所述移动站通过上传的(UL)无线信号把信息传送到它们的服务基站。

从基站到移动站下行的无线电信号可包括语音或数据业务信号、或包括语音和数据业务信号。此外，基站通常还需要在它们下行的无线电信号中传送前同步码信号，以使移动基站识别该无线电信号要下行到的相应小区以及该小区中的相应分段。从基站传送的前同步码信号允许移动站在时域和频域将其接收器与所观察到的下行链路信号同步，并获得传送该下行链路信号的基站的识别，例如，IDcell和分段(Segment)。

IEEE802.16 OFDMA是为了提供基于正交频分多址接入(OFDMA)调制技术的无线通信而开发的。在IEEE802.16 OFDMA中现行定义的DL前同步中，MSS储存用以识别相邻小区的IDcell号和分段号的、预定义的类似于手工伪噪声(PN)的序列。在操作中，MSS在所接收到的下行链路信号中捕获前同步码元，并将各个接收的下行链路信号中的前同步码元和所储存的类似于手工伪噪声的序列相关联，以确定用于接收下行链路信号的特定区段的IDcell和分段。那些前同步码序列是提前手工制作的，并通过MSS每次一个地处理。在现有的IEEE802.16 OFDMA的一些实施例中，这种序列可超过100个。对如此多的前同步码序列执行互相关操作不但耗时还增加硬件的成本。另外，MSS储存所有的前同步码序列，因此，这种储存又进一步增加了硬件成本。

峰值与平均功率比(PAPR)是前同步性能的一个重要参数。为了降低***成本，前同步码的PAPR应该越小越好。公知的是，OFDM与其它的调制相比，具有更高的PAPR。这对于前同步码来说尤其重要，因为前同步码是在每一帧中传送的。

发明概述

本发明基于具有恒定振幅(CA)和零自相关(ZAC)属性的CAZAC序列，提供了一种生成用于OFDM和OFDMA通信***的前同步码序列的技术。

在一个实施方式中，描述了一种基于OFDM或OFDMA的通信方法，该方法包括：选择初始CAZAC序列；修改所述初始CAZAC序列，从而生成具有频率防护频带的修改的序列；以及使用所述修改的序列作为从基站到移动站的下行链路信号的前同步码的一部分。

在另一个实施方式中，描述了这样一种基于OFDM或OFDMA的通信方法，该方法包括：在频域选择长度为L的CAZAC序列，所述该CAZAC序列具有连续的第一、第二和第三频率部分；修改所述CAZAC序列，以形成第一修改的序列。所述修改包括将所述CAZAC序列的所述第一部分的频谱部分的振幅设为零、对所述CAZAC序列的所述第二部分的频谱部分增加第一相移、同时不变化所述第三部分。接着，通过把所述CAZAC序列的所述第三部分的频谱部分的振幅设为零、对所述CAZAC序列的所述第二部分的频谱部分增加第二相移、同时不变化所述第一部分，而修改所述CAZAC序列，以形成第二修改的序列。接着结合所述第一和第二修改的序列，以形成长度为2L的频率形式的结合序列，其中所述第一修改的序列的所述第一部分相邻于所述第二修改的序列的所述第三部分。对所述结合后的序列进行反快速傅立叶变换，从而生成用于OFDM或OFDMA通信的时间形式的第一前同步码序列。

在另一个实施方式中，公开了一种基于OFDM或OFDMA的通信方法，该方法包括：对在移动接收器接收的下行链路信号中的前同步码信号进行子采样，以产生频率重叠，以及最小化振幅的变动，其中所述前同步码信号由所述初始CAZAC序列生成，以保持所述初始CAZAC序列的属性，并具有频率防护频带；以及提取所述前同步码信号中的一种顺序的信号部分，以至少识别生成所述下行链路信号的基站。所述前同步码信号由所述初始CAZAC序列生成，以保持所述初始CAZAC序列的属性，并具有频率防护频带。

在一些应用中，在本发明中公开的技术可用来提供下行的(DL)前同步码设计，以允许生成能够便利快速的小区搜索、简单的时间同步、以及改正初始频率偏量的前同步码结构。下行的新前同步码结构基于CAZAC序列。IDcell和分段参数被编码为频域的CAZAC序列的码相、或者时域的近似的CAZAC序列的码相。

上述和其他的实施方式以及它们的变化、改进将在附图、说明书和权利要求中详细描述。

附图说明

图1A.显示了构建前同步码序列的一种示例性方法的处理过程；

图1B显示了在图1A所示的示例性方法的每一处理步骤中获得的结果序列；

图2A.显示了一个在频域对初始的CAZAC序列进行循环移位，以在频域生成两个新的CAZAC序列的示例；

图2B.显示了一个在时域对初始的前同步序列进行循环移位，以在时域生成两个新的前同步码序列的示例；

图3.显示了为不同的OFDM或OFDMA***而设计的3-层蜂窝的示例；

图4显示了在分段0中前同步码序列在频域中的副载波分配的示例；

图5显示了相应于图4中的、时域波形的相应振幅；

图6显示了没有频道失真的CAZAC序列(由码元分开)经过匹配滤波后产生的时间波形；以及

图7显示了在多径衰减环境下CAZAC序列被匹配滤波后的结果。

具体实施方式

设计一套低的PAPR并具有良好关联属性的前同步码是比较困难的，因为上述两个要求往往是冲突的。在数学方面充分研究过的、被称为CAZAC序列的序列族具有理想的性质，即，恒定的振幅(CA)(表示最低的PAPR)和零自相关(ZAC)。众所周知的CAZAC序列的示例包括Chu和Frank-Zadoff序列。

Chu序列定义为：

c(n)＝exp(jθ_chu(n))，n＝0，1，...L-1      (1)

其中在Chu序列中的相位是：

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{chu}}\left(n\right)=\frac{\mathrm{\π}{n}^2}{L}---\left(2\right)$

并且L是序列的长度，其可以是任何正整数。FRANK-ZADOFF序列也可以用公式(1)定义，但它的相位定义为：

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{frank}}(n=p+q\sqrt{L})=\frac{2\mathrm{\πpq}}{\sqrt{L}}---\left(3\right)$

其中

并且L是序列的长度，其可以是任何正整数的平方。

设定c＝[c_L-1，c_L-2，...，c₀]^T为CAZAC序列，并定义循环移位算子矩阵M为：

M＝[e₁ e₂…e_L-1 e₀]               (4)

其中，e_k是长度为L的标准基础向量。例如，e_k可以是除了第K位是单元元素外其它的位全为零的向量。CAZAC序列的循环行列式矩阵C定义为：

$C=\mathrm{Circ}\left\{c\right\}=\left[\begin{array}{cccc}c& \mathrm{Mc}& ...& M^{L-1}c\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccccc}{c}_{L-1}& c_0& c_1& \·\·\·& c_{L-2}\\ c_{L-2}& c_{L-1}& c_0& \·\·\·& c_{L-3}\\ c_{L-3}& c_{L-2}& c_{L-1}& \·\·\·& c_{L-4}\\ \·& \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·& \·\\ c_0& c_1& c_2& \·\·\·& c_{L-1}\end{array}\right]---\left(5\right)$

定义LxL的傅里叶矩阵为：

$F_L=\frac{1}{\sqrt{L}}{\left[\begin{array}{cccc}1& 1& \·\·\·& 1\\ 1& \mathrm{\ω}& \·\·\·& {\mathrm{\ω}}^{L-1}\\ \·& \·& \·\·\·& \·\\ 1& {\mathrm{\ω}}^{L-1}& \·\·\·& {\mathrm{\ω}}^{(L-1)(L-1)}\end{array}\right]}_{L\×L}---\left(6\right)$

其中

可以证明循环行列式矩阵可以唯一的表示为：

$C=F_L^H{\mathrm{\Λ}}_c{F}_L---\left(7\right)$

其中Λ_c＝diag{g₀，g₁，…g_L-1}是循环行列式矩阵的特征矩阵，(·)^H表示厄米转置矩阵。

零自相关序列的特征在于其恒等的(identity)自相关矩阵，或者：

${\mathrm{\Φ}}_c=C{C}^H=I_{\mathrm{LxL}}=F_L^H{\mathrm{\Λ}}_c{\mathrm{\Λ}}_c^H{F}_L---\left(8\right)$

公式(8)可以用以导出以下等式：

${\mathrm{\Λ}}_c{\mathrm{\Δ}}_c^H=\mathrm{diag}\{{\left|g_0\right|}^2,{\left|g_1\right|}^2,\·\·\·,{\left|g_{L-1}\right|}^2\}=F_L{F}_L^H=I_{L\×L}---\left(9\right)$

换句话说，循环行列式矩阵的特征值具有相等振幅，或者|g_k|＝const，k＝0，...L-1。进一步，这些特征值构成了ZAC序列的频谱部分，这能够从下列公式明显得出：

$c=C{e}_0=F_L^H{\mathrm{\Λ}}_c{F}_L{e}_0=\frac{1}{\sqrt{L}}{F}_L^{H}g---\left(10\right)$

其中，e₀是在公式(4)中定义的M的最后的列向量，

是由特征值C形成的列向量。

特性1：如果c是CAZAC序列，那么它频域频谱部分还形成了CAZAC序列(必要条件)。

证明：

令Λ_M为在公式(4)中定义的循环移动算子矩阵M的特征矩阵。那么可以被证明

由于M是实数矩阵，因此可以获得下面的表达式：

$M=F_L^H{\mathrm{\Λ}}_M{F}_L=F_L{\mathrm{\Λ}}_M^H{F}_L^H---\left(11\right)$

当k＝0，...L-1时，可以写成下面的公式：

$g^H\left(M^{k}g\right)=L{c}^H{F}_L^H{F}_{L}c=L{c}^H{\left({\mathrm{\Λ}}_M^K\right)}^{H}c=L\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ω}}^{-\mathrm{kn}}{\left|c\left(n\right)\right|}^2=\mathrm{L\δ}\left(k\right)---\left(12\right)$

因此，列向量g是ZAC序列。CAZAC序列的循环行列式矩阵C的特征值具有相等的振幅。通过公式(12)可以证明

序列就是CAZAC序列。

特性2：如果g＝[g₀，g₁，…g_L-1]^T是频域中的CAZAC序列，因此其相对应的时域序列也是CAZAC序列(充分的条件)。

证明：

可以使用公式(10)和(11)推导以下公式：

$e^H{M}^{k}c=\frac{1}{L}{g}^H{F}_L{M}^k{F}_L^{H}g=\frac{1}{L}{g}^H{\mathrm{\Λ}}_M^{K}g=\frac{1}{L}\underset{k=0}{\overset{L1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ω}}^k=\mathrm{\δ}\left(k\right)---\left(13\right)$

这显示了时域序列具有ZAC的特性。

从公式(10)，g可以写成：

$g=\sqrt{L}{F}_{L}c---\left(14\right)$

由于g是CAZAC序列，因此可以得到下面的公式：

$\mathrm{\δ}\left(k\right)=g^H{M}^{k}g=L{e}^H{F}_L^H{F}_L{\left({\mathrm{\Λ}}_M^H\right)}^k{F}_L^H{F}_{L}c=L\underset{n=0}{\overset{L1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|c_n\right|}^2{\mathrm{\ω}}^{\mathrm{kn}},k=\mathrm{0,1},...,L-1---\left(15\right)$

以矩阵的形式重写公式(15)得到以下：

$\left[\begin{array}{c}1\\ 0\\ \·\\ \·\\ \·\\ 0\end{array}\right]=L\begin{array}{c}\left[\begin{array}{cccc}1& 1& \·\·\·& 1\\ 1& {\mathrm{\ω}}^{-1}& \·\·\·& {\mathrm{\ω}}^{-(L-1)}\\ \·& \·& & \·\\ \·& \·& \·\·\·& \·\\ \·& \·& & \·\\ 1& {\mathrm{\ω}}^{-(L-1)}& \·\·\·& {\mathrm{\ω}}^{-(L-1)(L-1)}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\left|c_0\right|}^2\\ {\left|c_1\right|}^2\\ \·\\ \·\\ \·\\ {\left|c_{L-1}\right|}^2\end{array}\right]---\left(16\right)\end{array}$

分解公式(16)得到：

${\left|c_k\right|}^2=\frac{1}{L},k=\mathrm{0,1},...,L-1---\left(17\right)$

所以，相应的时域序列也是CAZAC序列。

根据特性1和特性2，在时域和频域都保存了CAZAC序列的期望属性，即，恒定的振幅和零自相关。因此，CAZAC序列可以被移动站的接收器用以实现时间和频率的同步，以及实现频道的估计。但是归功于于IEEE802.16OFDMA***中的防护频带和选择性频道滤波，CAZAC序列不可以直接用来构建前同步码，这是因为这种CAZAC序列并没有适当的频率间断和空隙，来满足用于防护频带和频道选择性滤波的传送频率频谱特性(spectrum mask)。

在下面详细描述的几个示例性的实施中，例如Chu或Frank-Zadoff序列的CAZAC序列可以在频域中被修改，以生成在频域中经过修改的、满足用于防护频带和频道选择性滤波的IEEE 802.16传送频率频谱特性要求的CAZAC序列。经过修改的CAZAC序列在数学上已经不是完美的CAZAC序列，而是振幅接近于恒定、自相关接近于德耳塔函数(delta function)的近似的CAZAC序列。使用反向FFT将该修改的CAZAC序列变换到时域，从而产生用于基于OFDM或OFDMA的通信***的期望的前同步码序列。同样，时域的CAZAC序列也可用以产生在频域经过修改的、满足用于防护频带和频道选择性滤波的IEEE 802.16传送频率频谱特性要求的CAZAC序列。

图1A和1B示出了从长度为L的频域的CAZAC序列构建长度为2L的时域的前同步码序列170的一个示例性方法。图1A显示了根据示例性操作流程的处理步骤，图1B显示了从图1A中每个处理步骤得到的序列。

最初在图1A的步骤102，长度为L的CAZAC序列被选择作为构建前同步码序列的基础。在图1B显示了上述CAZAC序列120在频域中的示例，其中序列120被划分成左或第一部分C1、中或第二部分C2、和右或第三部分C3。C1、C2和C3的大小可根据对左、右防护频带的大小以及长度L的特别需要而变化。接下来，分别通过处理步骤104到106，将该频域的CAZAC序列120变换成仍然为频域的、第一修改的CAZAC序列130和第二修改的CAZAC序列140，如图1B所示。所述第一和第二修改的CAZAC序列130和140可以根据任何顺序或者同时执行。

如图所示，第一修改的CAZAC序列130是右缓冲区，并通过将C3中的每个部分的振幅设定为零，以及对C2中的每个部分增加移相因数e^jθ而形成。左部分C1中的频率部分未作变动。第二修改的CAZAC序列140是左缓冲区，并通过将C1中的各个部分的振幅设定为零，以及对C2中的每个部分增加移相因数e^-jθ而形成。该移相因数与第一修改的CAZAC序列130中的移相因数相反。右部分C3未作变动。上述处理步骤将OFDMA频谱部分的防护频带的振幅设定为零。在图1A中，左缓冲位于尼奎斯特采样率的频谱中直流(DC)部分的左边，右缓冲位于直流(DC)部分的右边。所述DC部分是第一修改的CAZAC序列中的第一频率部分，并在图1B中用系数1表示。因此，名称并不反映其相对应部分在图1B中的位置是左还是右。在步骤108中，如果不使用DC副载波，DC部分的振幅被设定为零，例如在IEEE802.16 OFDMA***中的那样。

接下来在步骤110中，在频域将第一和第二修改的CAZAC序列150和140相结合，以形成2L长度的新序列160，其中，第一修改的CAZAC序列150的C3在频域被连接到第二修改的CAZAC序列140的C1。在步骤112中，在频域对所形成的新序列160执行反向FFT操作，从而形成作为时间域的前同步码序列的近似的CAZAC序列170。

上述处理形成用以在相邻小区中的基站无线电范围内，可以从相邻小区的众多分段识别特定小区中的特定小区分段或片段的一个前同步码序列。用于不同的IDcells和不同分段的不同前同步码序列可以通过不同的方法生成。作为一个示例性的实现，首先在频域通过循环移动初始CAZAC序列120的部分以形成一个新前同步序列，以生成新的初始CAZAC序列。图2A显示了通过对频率部分进行循环移位，以从频域中的L部分的初始CAZAC序列120生成两个新的CAZAC序列210和220。接着，根据图1A中的步骤104到步骤112对两个新的初始CAZAC序列210和220进行处理，以分别在时域产生两个相应的近似的CAZAC序列。使用这种方法可以从L部分的循环移位中生成L个不同的前同步序列总和。

图2B显示了在时域里，基于对CAZAC序列的循环移位生成不同的前同步码序列的另一种方法。由初始CAZAC序列120生成的近似的CAZAC前同步码序列170的部分，并可在时域进行时间移位，以在时域产生不同的近似的CAZAC前同步码序列。如图所示，前同步码序列170的循环移动用来生成两个新的前同步码序列230和240。从对2L部分进行的循环移位中可生成总的2L的不同前同步序列，这些序列足够用以代表全部的IDcell和小区的区段/分段。

作为示例，图3显示了用于不同OFDM或OFDMA***的3层小区设计，其中基站可以覆盖3层小区，每个小区具有多大六个的分段和六个相邻小区。因此，根据该特殊的3层小区设计，一个基站在全部可覆盖的19个小区里最多的小区分段个数是19x6＝114。因此，根据上面的描述的实施方式，长度至少为114的CAZAC序列，能够具有充足的序列号以携带IDcell和分段号。

为了说明的目的，在此将描述一个OFDMA***的示例，该***具有1024-FFT(快速傅立叶变换)的大小、87FFT点(bins)的左防护频带(通常被称为副载波频率)、86个副载波的右防护频带、以及4个前同步码载波集的结构。本领域技术人员可以理解，可以使用不同大小的FFT和左、右防护频带、或不同数量的前同步码载波集。

在每一小区包括4个区段的4区段结构的情况下，一种生成前同步码的方法是把全部1024副载波频率分成4份同样大小的、相互交织的子集。有效地，存在4个前同步码载波集。例如使用被循环移位了由IDcell和分段定义的码相位的CAZAC序列，通过上升沿的移相键控(PSK)调制，对副载波进行调制，其中IDcell和分段是基站的身份标识。更具体地说，4个前同步码载波集是通过以下公式定义的：

PreambleCarrierSet_m＝m+4*k                          (18)

其中，PreambleCarrierSet_m(前同步码载波集)规定了分配到具体前同步码的全部副载波，m是前同步码载波集的指数，例如0、1、2、或3，而k是运转指数(running index)。在该示例中，小区的每个分段都被赋值4个可能的前同步码载波集之一。

进一步说明，使1024-FFT OFDMA的采样率为20MHz，即，尼奎斯特采样率。基本的前同步码时域码率是10MHz。频域的部分包括在公式(1)和(2)所描述的、长度为128的Chu序列，该序列通过在每4个频率点(frequency bin)中***一个CAZAC码元而被零***为512的长度。在下面，可以确定，该码元率(10MHz))的时域CAZAC序列在频谱重叠(spectrum folding)后引入频域中的CAZAC序列。其频域的CAZAC序列可以用512-FFT进行计算而不是1024-FFT操作。

设定h＝[h₀，h₁…h_L-1]^T为具有尼奎斯特采样率的长度为2L的时域波形。它频谱部分可以通过公式(14)计算如下：

$g_h=\sqrt{2L}{F}_{2L}h=\left[\begin{array}{c}{g}_{\mathrm{HL}}\\ g_{\mathrm{HU}}\end{array}\right]---\left(19\right)$

其中，F_2L是2Lx2L的傅立叶变换矩阵，g_HL和g_HU是频谱的下半部和上半部。当以二分之一的尼奎斯特采样率对移动站接收器的波形进行子采样(例如，欠采样)时，在移动站的采样的信号的频域中会产生频谱重叠。设定h_E＝[h₀，h₂，…，h_2L-2]^T为子采样的偶数样本，h_O＝[h₀，h₁，…h_2L-1]^T为子采样的奇数样本。定义S为把矩阵的列重新排列为偶数列和奇数列的运算矩阵：

$S=\left[\begin{array}{ccccccccc}& & & & \·& & & & \\ e_0& e_2& \·\·\·& e_{2L-2}& \·& e_1& e_3& \·\·\·& e_{2L-1}\\ & & & & \·& & & & \end{array}\right]---\left(20\right)$

因此，

$\left[\begin{array}{c}{h}_E\\ h_O\end{array}\right]=S^{-1}h=\frac{1}{\sqrt{2L}}{S}^{-1}{F}_{2L}^H\left[\begin{array}{c}{g}_{\mathrm{HL}}\\ g_{\mathrm{HU}}\end{array}\right]---\left(21\right)$

在简化后，可以得出以下公式：

$h_E=\frac{1}{\sqrt{L}}{F}_L^H\left(\frac{g_{\mathrm{HL}}+g_{\mathrm{HL}}}{2}\right)=\frac{1}{\sqrt{L}}{F}_L^H{g}_{\mathrm{HE}}---\left(22\right)$

$h_O=\frac{1}{\sqrt{L}}{F}_L^H{\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{\ϵ}}\left(\frac{g_{\mathrm{HL}}-g_{\mathrm{HL}}}{2}\right)=\frac{1}{\sqrt{L}}{F}_L^H{g}_{\mathrm{HO}}---\left(23\right)$

其中g_HE和g_HO是偶数和奇数样本的频谱成分，并且，

${\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{\ϵ}}=\mathrm{diag}\{1,\mathrm{\ϵ},{\mathrm{\ϵ}}^2,\·\·\·{\mathrm{\ϵ}}^{L-1}\},\mathrm{\ϵ}=\exp \left(\frac{\mathrm{j\π}}{L}\right).$

通过公式(22)和(23)可以导出以下频谱重叠关系：

$g_{\mathrm{HE}}\left(k\right)=\frac{g_{\mathrm{HL}}\left(k\right)+g_{\mathrm{HU}}\left(k\right)}{2}---\left(24\right)$

$g_{\mathrm{HO}}\left(k\right)={\mathrm{\ϵ}}^k\left(\frac{g_{\mathrm{HL}}\left(k\right)-g_{\mathrm{HU}}\left(k\right)}{2}\right)---\left(25\right)$

公式(24)和(25)总结了在对移动站的下行前同步码信号的波形进行子采样时的频谱重叠现象。因此，所述子采样很可能引起频率重叠，或频谱混叠。如果在对接收的时间形式的前同步码序列进行采样时，子采样的频率十分低，则采样的信号的频谱部分将会重叠，从而产生频率重叠。在有些OFDM/OFDMA应用程序中，这种现象将会有意识的避免，从而保证完美地将信号复原。

然而，移动站接收器处的经过子采样产生的频谱重叠，可被有利地用来恢复由于上述的频谱滤波而不幸被截的CAZAC序列的CAZAC属性。这部份地是基于对以下观点的认同，即，如果相干频道带宽显著小于子采样的信号带宽，那么对于前同步码信号的不利影响就会很小(对于语音或数据信号并非如此)。作为示例，1/2的子采样可被用来有意地引起正好是CAZAC序列的“重叠”或“混叠”的频谱。归功于CAZAC序列的时间-频率二重属性，时域的相应序列也是CAZAC序列。尽管子采样的序列维持所希望的CAZAC属性，但是非子采样(发射)的序列并不维持CAZAC属性。例如，当图1B中的相为旋转是

时，PAPR大约为4.6dB。为了获得更低的PAPR，相位θ可以调节到虽然在频域的“重叠的频谱”不再是准确的CAZAC序列，但是所得到的时域波形的PAPR只有3.0dB。

下面将进一步描述用以在时域和频域中保存频谱重叠的CAZAC序列特点的技术。

继续上述示例，上面描述的在图1A和1B里的CAZAC序列的构建被用来重建所述1024副载波，即，使用128-元素的Chu序列的、4∶1零入的512-元素的频域CAZAC序列，从而使得由于在移动站接收器里的欠采样而导致频谱重叠后，所述重叠的频谱部分512形成Chu序列的频域CAZAC序列。

使c_Chu表示时间域的512-元素的CAZAC序列，它的频域CAZAC序列由g_Chu(512元素)表达为：

$g_{\mathrm{CHU}}(4n+k)=\left\{\begin{array}{c}{e}^{j\frac{\mathrm{\π}{n}^3}{128}},n=\mathrm{0,1},...,127,\\ 0,\mathrm{otherwise}\end{array}\right.---\left(26\right)$

其中k表示固定的前同步码载波集。C_chu和g_chu形成时间-频率对，它们的关系可以表现为：

c_CHU＝IFFT₅₁₂(g_CHU)                               (27)

在IEEE P802.16e/D3中，所述1024-FFT OFDMA在左手侧具有86个防护副载波和在右手侧具有87个防护副载波。DC(直流)副载波位于坐标512，组合1024-FFT OFDMA前同步码左手侧和右手侧的g_L和g_R的构建方式如下：

g_R(1∶86)＝g_CHU(1∶86)                          (28)

$g_R(87:425)=e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{3}}{g}_{\mathrm{CHU}}(87:425)---\left(29\right)$

g_R(426∶512)＝0                                 (30)

g_L(1∶86)＝0                                    (31)

$g_L(87:425)=e^{j\frac{\mathrm{\π}}{3}}{g}_{\mathrm{CHU}}(87:425)---\left(32\right)$

g_L(426∶512)＝g_CHU(426∶512)                    (33)

另外，如果并没有使用DC部分，例如IEEE 802.6 OFDMA***，那么：

g_R(1)＝0                                       (34)

前同步码码元的1024-FFT频率部分的最后重建是：

$q(1:1024)=\left[g_R(1:512)\stackrel{\·}{:}{g}_L(1:512)\right]---\left(35\right)$

以尼奎斯特采样率实现的时域前同步码序列1024的最后重建是：

c＝IFFT₁₀₂₄(q)                                   (36)

在由于以时域的码率进行子采样而造成频谱重叠后，根据公式(24)，偶数样本的重叠频率谱部分为：

g(1∶512)～g_L(1∶512)+g_R(1∶512)              (37)

重叠部分具有下面的关系：

$g(8:425)\∝(e^{j\frac{\mathrm{\π}}{3}}+e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{3}})g_{\mathrm{CHU}}(87:425)=g_{\mathrm{CHU}}(87:425)---\left(38\right)$

公式(28)-(33)暗示CAZAC的属性被保持。还应当注意到，根据公式(25)，技术样本的重叠部分为：

$g^{\′}(87:425)~(e^{j\frac{\mathrm{\π}}{3}}-e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{3}})g_{\mathrm{CHU}}(87:425)=j\sqrt{3}{g}_{\mathrm{CHU}}(87:425)---\left(39\right)$

因此，重建的时间序列，对于偶数的采样序列具有最低的PAPR，而对于奇数采样的序列具有非常低的PAPR(但由于防护频带的需要，略微地偏离了准确的CAZAC序列)。在所有的码相时域子采样的序列的额定PAPR都低于3dB。在前同步码序列重建的1024-FFT的频率部分具有恒定的振幅，因此可以用来实现频道估计。

在一个实施方式中，快速搜索小区可以根据以下执行：通过如公式(28)-(36)所描述的方式为g_Chu序列的循环移位的不同CAZAC码相赋值，以及形成时间域序列，从而把IDCell和分段分配到不同区段。

图4显示了在分段0的前同步码序列副载波分配的实施例。

图5显示了时域的相应波形振幅。由于频域的频谱部分形成CAZAC序列，所以，通过将频谱成分的序列循环移位形成的新序列在时域(子采样)也形成CAZAC序列。归功于明确定义的零相关属性，识别码相从而识别IDcell和分段可以用最优的决策来实现。PN序列的不同部分的循环移位次序，使得MSS不需其它的移位序列就可以保留一份PN序列副本。一个简单的查寻表格可以提供基于循环移位和相应的基站以及相关的小区区段的全部序列之间的关系。因此，本发明的技术能够进行快速搜索小区。

因为CAZAC序列的零相关属性，所以CAZAC序列被用于频道探测，以此唯一地确定CIR(频道脉冲响应)。在OFDMA或OFDM***里，我们不但可以用其来识别CIR，而且还可以达到精细的时间同步，从而能够专有地去除GI(防护间隔)，以最小化ISI。

图6显示了没有频道失真的对近似的CAZAC序列(由码元分开)进行匹配滤波后产生的时间波形，图7显示了在多径衰减环境下，对CAZAC序列进行匹配滤波后的结果。波形是RF多径环境测验后的CIR。

对于敏感和廉价的TCXO，在某些***中的基站和移动站的时钟精确度一般约为5ppm。在10GHz时，频率偏移为50kHz。对于11kHz的FFT间隔，它在两个方向上跨过5个副载波。

在频域的近似CAZAC序列可以用来简化对互相关的峰值位置的识别。例如，对于敏感和廉价的TCXO，时钟的精确度一般约为5ppm(BS+SS)。在10GHz时，频率偏移为50kHz。对于11Hz的FFT间隔，它在两个方向上跨过5个副载波。我们可以通过至少10个码相分离(其容纳由于大的频率偏移而造成的±5副载波)而为具有不同IDCells和分段的不同区段赋与码相值，并接着容易地减少频率偏移到11kHz内。进一步的精细修正可利用导频信道跟踪。

现有的前同步码设计的PAPR是4.6dB。通过在公式(29)和(32)中选择不同的相位因数，可以进一步减少PAPR。例如，如果我们把公式(29)和(32)里的相位因数从

改变为

如公式(40)和(41)所示，那么通过折衷CAZAC的性能，PAPR可以减少到3.0dB。

$g_R(87:425)=e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{4}}{g}_{\mathrm{CHU}}(87:425)---\left(40\right)$

$g_L(87:425)=e^{j\frac{\mathrm{\π}}{4}}{g}_{\mathrm{CHU}}(87:425)---\left(41\right)$

仅描述了少数的几个实施方式。可以根据本文公开的内容进行修改，变异和增强。

Claims (20)

1.一种基于OFDM或OFDMA的通信方法，包括：

选择初始CAZAC序列；

修改所述初始CAZAC序列，从而生成具有频率防护频带的修改的序列；其中对于所述初始CAZAC序列的所述的修改包括：

为建立所述频率防护频带，选择所述初始CAZAC序列的频率部分；将所述初始CAZAC序列中选择的频率部分的振幅设为零，从而建立频率防护频带；

使用所述修改的序列作为从基站到移动站的下行链路信号的前同步码的一部分。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述的初始CAZAC序列是Chu序列。

3.如权利要求1所述的方法，其中所述的初始CAZAC序列是Frank-Zadoff序列。

4.如权利要求1所述的方法，进一步包括：

使用前同步码序列的不同顺序的频率部分来标识基站发射器；以及

使用基于对所述频率部分的顺序进行循环移位的、所述前同步码序列的不同顺序的频率部分，识别不同的基站发射器。

5.如权利要求4所述的方法，进一步包括使用基于对所述频率部分的顺序进行循环移位的、所述前同步码序列的不同顺序的频率部分，进一步识别基站的每个小区的不同小区区段。

6.如权利要求1所述的方法，其中对于初始CAZAC序列的所述修改进一步包括：

调节在所述初始CAZAC序列中选择的一组振幅未改变的相邻频率部分。

7.如权利要求1所述的方法，进一步包括：

在移动站接收器对所述前同步码子采样，从而建立频率重叠并最小化振幅的变动。

8.一种基于OFDM或OFDMA的通信方法，包括：

在频域选择长度为L的CAZAC序列，所述CAZAC序列具有连续的第一频率部分、第二频率部分和第三频率部分；

通过将所述CAZAC序列的所述第一频率部分的振幅设为零、对所述CAZAC序列的所述第二频率部分的频谱部分增加第一相移、同时不变化所述第三频率部分，而修改所述CAZAC序列，以形成第一修改的序列；

通过把所述CAZAC序列的所述第三频率部分的频谱部分的振幅设为零、对所述CAZAC序列的所述第二频率部分增加第二相移、同时不变化所述第一频率部分，而修改所述CAZAC序列，以形成第二修改的序列，其中，所述第一相移和所述第二相移是反相的；

结合所述第一和第二修改的序列，以形成长度为2L的频率形式的结合序列，其中所述第一修改的序列的所述第一频率部分相邻于所述第二修改的序列的所述第三频率部分；以及

对所述结合序列进行反快速傅立叶变换，从而生成用于OFDM或OFDMA通信的时间形式的第一前同步码序列。

9.如权利要求8所述的方法，进一步包括：

设定所述CAZAC序列的所述第一和第三频率部分的宽度，从而得到期望的OFDMA防护频带。

10.如权利要求8所述的方法，进一步包括：

在不使用DC副载波时，设定所述DC副载波的振幅为零。

11.如权利要求8所述的方法，进一步包括：

在生成所述第一和所述第二修改的序列前，对所述初始CAZAC序列的频率部分进行循环移位，以产生随后用于生成所述结合的序列的CAZAC序列；以及

使用经过频率部分循环移位后的具有不同频率部分顺序的所述CAZAC序列标识基站的身份，所述基站作为下行链路信号一部分而传送的第一前同步码序列。

12.如权利要求11所述的方法，进一步包括：使用对所述初始CAZAC序列的频率部分进行循环移位，以在频域生成不同顺序的频率部分，从而至少识别不同基站和所述不同基站的不同小区区段。

13.如权利要求8所述的方法，进一步包括：

通过对所述第一前同步码序列的时间部分进行循环移位，生成第二前同步码序列。

14.如权利要求13所述的方法，进一步包括：

通过对所述第一前同步码序列的时间部分的进行循环移位，生成不同顺序的时间部分，以至少识别不同的基站。

15.如权利要求14所述的方法，进一步包括：通过对所述第一前同步码序列的时间部分进行循环移位生成不同顺序的时间部分，以除了所述不同的基站之外，还表示所述不同的基站的不同小区区段。

16.如权利要求8所述的方法，其中所述CAZAC序列是Chu序列。

17.如权利要求8所述的方法，其中所述CAZAC序列是Frank-Zadoff序列。

18.一种基于OFDM或OFDMA的通信方法，包括：

对在移动接收器接收的下行链路信号中的前同步码信号进行子采样，以产生频率重叠，以及最小化振幅的变动，其中所述前同步码信号由初始CAZAC序列生成，以保持所述初始CAZAC序列的属性，并具有频率防护频带，其中对所述初始CAZAC序列进行循环移位生成前同步码信号；以及

提取所述前同步码信号中的表示时间部分的顺序或频率部分的顺序的信号部分，以至少识别生成所述下行链路信号的基站。

19.如权利要求18所述的方法，其中所述初始CAZAC序列是Chu序列。

20.如权利要求18所述的方法，其中所述初始CAZAC序列是Frank-Zadoff序列。

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