CN101010865A - 多相电流供给电路及驱动装置 - Google Patents

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Abstract

本发明能在单相无电容器逆变器中减小滤波电容器两端的电压。滤波电路(15)具有在一对电源线(L1、L2)之间连接的滤波电容器(C)。另外，二极管(Ds)的阳极与电源线的一根(L1)连接、二极管(Ds)的阴极与电阻(Rs)的一端连接、电阻(Rs)的另一端与电容器(Cs)一端连接、而电容器(Cs)的另一端与电源线的另一根(L2)连接。能使滤波电容器(C)两端的整流电压(Vdc)的大小减少得比无二极管(Ds)、电阻(Rs)、及电容器(Cs)串联连接时还要小。

Description

多相电流供给电路及驱动装置
技术领域
本发明涉及逆变器技术。
背景技术
图13为举例表示现有多相电流供给电路构成的电路图。单相的交流电源21将交流电压Vin施加于二极管桥路11上。将寄生于电源***的电感表示为与交流电源21串联连接的电感器22。
将二极管桥路11的输出提供给滤波电路12，滤波电路12仅用小容量例如几十μF的滤波电容器C构成。由于滤波电容器C容量小所以能小型化。
将滤波电容器C两端的整流电压Vdc输入逆变器13。逆变器13根据自控制电路14得到的开关指令CNT，使构成该开关元件的晶体管开/关。通过这样，向电动机24供给三相电流iu、iv、iw。控制电路14根据电流iu、iv、iw及电动机24转子的旋转位置角θm、角速度(机械角)ωm、以及交流电压Vin及输入逆变器13的整流电压Vdc求出开关指令CNT。上述各量iu、iv、iw、θm、ωm、Vin、Vdc可以用现有的技术检测出来。
图14为表示输入电压Vin及整流电压Vdc间的关系横轴采用两者公用的时间轴的图。设滤波电容器C的静电容量为20μF。这样，由于滤波电容器C的静电容量小，所以其整流电压Vdc以交流电压Vin两倍的频率脉动，具有非常大的脉动分量。这里举例表示整流电压Vdc在小于300V至大于400V之间变动的情形。
但是，通过适当设定开关指令CNT，根据该脉动相应控制逆变器13的开关，也能减小从交流电源21给二极管桥路11的电流的高次谐波，并改进电流侧的功率因数。
这里，将使滤波电容器的容量显著减小的逆变器的控制技术称为单相无电容器(コンデンサレス)逆变控制。在单相无电容器逆变控制中由于能如上所述地使滤波电容器小型化，所以不必采用改进功率因数用的电抗器，作为多相电流供给电路整体也能小型化、并能谋得成本降低。
关于上述单相无电容器逆变控制作为公开的先行的技术文献，有专利文献1及非专利文献1。
专利文献1：特開2002-354826号公报
非专利文献1：高穚勲‘具有高输入功率因数的二极管整流电路的PM电动机的逆变控制方法’、平成12年电气学会全国大会4-149(平成12年3月)、
第1591页
如以上所述，在单相无电容器逆变控制中所采用的滤波电容器C的容量小。因而，与其串联连接的电感器22的电感也高达数百μH。
于是，由两者构成的直流谐振电路的频率和交流电压Vin的频率(数十Hz)相比为较高的次数，例如，相当于第30次乃至第40次左右的高次谐波。所以，从交流电源21输入的电流中上述次数的高次谐波分量也变大。
例如，在IEC(国际电工委员会)规定的规则中，对高次谐波的有效值规定上限值，要抑制上述高次谐波分量。
作为抑制上述高次谐波分量的方法之一可以考虑降低串联谐振频率。图15为举例表示在滤波电路12上增加电抗器K的多相电流供给电路用的电路图。电抗器K在滤波电路12中串联地介于电感器22和滤波电容器C之间。因而，电感与静电电容量之乘积增大，谐振频率降低。与高次谐波有效值有关的上限值其频率越低，则可以允许较高的值，所以可以认为降低谐振频率在遵守上述规定上是一种有效的手段。
但是，在降低串联谐振频率的情况下，即使能遵守高次谐波的规则，也招致产生电压Vdc的波高值升高的问题。这一点尤其使交流电源21不稳定，来自交流电压Vin的正弦波的失真相当大，成为一个显著的问题。滤波电容器C的静电电容量如上所述地减小，滤波电容器对来自正弦波的失真进行滤波的功能降低。
图16为在设电抗器K的电感为6mH、滤波电容器C的静电电容量20μF的情况下输入电压Vin和整流电压Vdc之间的关系，横轴采用两者公用的时间轴的图。虽然交流电源21的额定是50Hz、240V，但电压上升10％，而且在模拟叠加460Hz、30V失真电压时(还有，所述的失真在求图14的曲线图用的模拟上也采用)。另外设消耗功率为100W。在这种情况下，整流电压Vdc的波高值也达到470V。
例如，通常作为逆变器13的功率模块大多采用的IPM(Intelligent PowerModule智能功率模块)的整流电压Vdc的最大额定为500V。因而，在大于等于最大额定的情况下，为了保护该IPM，要采用停止逆变器开关动作的过电压保护功能。
使该过电压保护功能动作用的电路，由于其零部件离散的原因，在开始该动作的开始电压上产生误差，基于上述情形，为了不使过电压保护功能动作，最好将整流电压Vdc抑制在450V左右。
根据以上所述进行考虑，则在不设电抗器K的情况下(图13、图14)不让过电压保护功能动作的方法与高次谐波的规定相抵触，而在设电抗器K的情况下(图15、图16)遵守高次谐波的规定的方法存在过电压保护功能会动作的危险。
本发明为解决上述问题而提出，其目的在于，在显著地减小滤波电容器容量进行单相无电容器逆变控制时，减少供给多相电流供给电路的电流的高次谐波分量，同时抑制整流电压的波高值。
发明内容
本发明的多相电流供给电路的第1方面包括：对交流电压(Vin)进行全波整流的二极管组(11)；具有滤波电容器(C)，并接受所述二极管组的输出，从所述滤波电容器(C)的两端输出具有所述交流电压频率的两倍频率的脉动的整流电压(Vdc)的滤波电路(15)；以及接受所述整流电压，并根据所述脉动对应输出所述多相的交流电流(iu、iv、iw)的逆变器(13)。所述滤波电路包括：与所述滤波电容器一起构成串联谐振电路的电抗器(K)；以及抑制所述整流电压的波高值的波高值抑制元件(DS、RS、CS、RC、S1；RL、S2；RB、Q；ZD)。
根据本发明的多相电流供给电路的第1方面，能显著减小滤波电容器(C)的容量，即使在进行所谓的单相无电容器逆变控制时，仍然能减少供给自身的电流的高次谐波分量，并抑制整流电压的波高值。
本发明的多相电流供给电路的第2方面为第1方面所述的多相电流供给电路，所述波高值抑制元件包括：在所述滤波电容器两端之间串联连接的二极管(DS)及电容器(CS)；以及与所述电容器并联连接的功率消耗单元(RC；16)。因而，从所述二极管的阳极向阴极的方向与从所述滤波电容器(C)的高电位一侧向低电位一侧的方向一致。
根据本发明的多相电流供给电路的第2方面，在大量电荷急剧地流入串联谐振电路的情况下，使其一部分消耗于电容器(CS)的充电上。通过这样，能抑制滤波电容器(C)两端电压的上升。因而，即使电容器(C)两端电压一时上升，利用二极管(DS)的作用能避免整流电压(Vdc)的上升。从而利用功率消耗元件使已充电的电容器(CS)放电。
本发明的多相电流供给电路的第3方面为第2方面所述的多相电流供给电路，所述功率消耗单元为电阻(RC)。
根据本发明的多相电流供给电路的第3方面，累积于电容器(CS)的电荷能简易地消耗掉。
本发明的多相电流供给电路的第4方面为第2方面所述的多相电流供给电路，所述功率消耗单元为对于其它电路的电源(16)。
根据本发明的多相电流供给电路的第4方面，根据累积于电容器(CS)的电荷能有效地利用电力。
本发明的多相电流供给电路的第5方面为第2方面至第4方面中任一方面所述的多相电流供给电路，所述波高值抑制元件还具有与所述二极管(DS)及电容器(CS)串联连接的电阻(RS)。
根据本发明的多相电流供给电路的第5方面，能在电容器(CS)尚未充分充电的初始状态下抑制冲击电流。
本发明的多相电流供给电路的第6方面为第5方面所述的多相电流供给电路，所述波高值抑制元件还具有与所述电阻(RS)并联连接的开关(S1)。
根据本发明的多相电流供给电路的第6方面，在得到稳定状态后将开关(S1)短路，使电阻(RS)的阻值在名义上为零，能更加提高抑制波高值的效果。
本发明的多相电流供给电路的第7方面为第1方面所述的多相电流供给电路，所述波高值抑制元件与所述电抗器(K)并联连接，并且所述波高值抑制元件具有电阻(RL)。
根据本发明的多相电流供给电路的第7方面，对于由电抗器(K)和滤波电容器(C)产生的谐振，电阻(RL)作为阻尼元件起作用，所以能抑制谐振。通过这样，避免向滤波电容器(C)急剧充电，抑制整流电压(Vdc)的波高值。
本发明的多相电流供给电路的第8方面为第7方面所述的多相电流供给电路，所述波高值抑制元件还具有与所述电阻(RL)串联连接的开关(S2)。
根据本发明的多相电流供给电路的第8方面，在负载大的状态下基于要求电阻(RL)所起作用的必要性降低，可切断电阻(RL)和电抗器(K)的并联连接。
本发明的多相电流供给电路的第9方面为第1方面所述的多相电流供给电路，所述波高值抑制元件与所述滤波电容器(C)并联连接，当所述整流电压(Vdc)超过第1规定值时导通，当低于所述第1规定值以下的第2规定值时不导通。
根据本发明的多相电流供给电路的第9方面，进行整流电压(Vdc)不超过第1规定值的控制。
本发明的多相电流供给电路的第10方面为第9方面所述的多相电流供给电路，所述波高值抑制元件具有互相串联连接的电阻(RS)及开关(Q)，而且当所述整流电压(Vdc)超过第1规定值时所述开关接通，当所述整流电压(Vdc)低于所述第2规定值时所述开关断开。
根据本发明的多相电流供给电路的第10方面，当所述整流电压(Vdc)超过第1规定值时由于对滤波电容器(C)并联连接电阻(RB)，所以对滤波电容器(C)的充电速度降低，抑制整流电压(Vdc)的波高值。
本发明的多相电流供给电路的第11方面为第9方面所述的多相电流供给电路，所述波高值抑制元件具有齐纳二极管(ZD)。
根据本发明的多相电流供给电路的第11方面，能用简单的构成得到波高值抑制元件。
本发明所述的驱动电路包括：第1方面至第11方面中任一方面所述的多相电流供给电路；以及接受所述多相交流电流(iu、iv、iw)进行驱动的驱动单元。
在本发明所述的驱动电路中，可适用多相电流供给电路的第1方面至第11方面。
本发明的目的、特征、形态、及优点，通过以下的详细说明及附图将会更加理解。
附图说明
图1为表示本发明实施方式1的驱动装置的电路图。
图2为表示本发明实施方式1的驱动装置的效果用的图。
图3为表示本发明实施方式1的驱动装置的效果用的图。
图4为表示本发明实施方式2的多相电流供给电路构成用的电路图。
图5为表示本发明实施方式3的驱动装置的电路图。
图6为表示本发明实施方式3的驱动装置的效果用的图。
图7为表示现有技术的效果用的图。
图8为表示本发明实施方式4的驱动装置的电路图。
图9为表示本发明实施方式4的驱动装置的效果用的图。
图10为表示本发明实施方式4的驱动装置的效果用的图。
图11为表示本发明实施方式5的驱动装置的电路图。
图12为表示本发明实施方式5的驱动装置的效果用的图。
图13为表示现有的多相电流供给电路构成用的电路图。
图14为表示现有的多相电流供给电路动作用的图。
图15为举例表示说明本发明须解决的问题用的多相电流供给电路构成用的图。
图16为表示说明本发明须解决的问题用的多相电流供给电路的动作用的图。
具体实施方式
实施方式1
图1为表示本发明实施方式1的驱动装置的电路图。该驱动装置包括：作为驱动单元的电动机24；以及对其供给多相电流的多相电流供给电路。
多相电流供给电路包括：二极管桥路11、滤波电路15、逆变器13、控制电路14，所述这些均连接于电源线L1、L2之间，具体为，二极管桥路11与单相交流电源连接，二极管桥路11对交流电压Vin进行全波整流后赋于电源线L1、L2之间。但电源线L1、L2分别与电压极性之正负对应，电源线L2上施加低于电源线L1的电位。电源线L2也可以接地。
交流电压Vin由交流电源21供给。但如上所述，由于有寄生于电源***的电感存在，在图1中将其表示为与交流电源21串联连接的电感22。
滤波电路15和滤波电路12相同，具有连接于电源线L1、L2之间的滤波电容器C及电抗器K。电抗器K在电感22和滤波电容器C之间介于电源线L1上。滤波电容器C的两端作为滤波电路15的输出，支持整流电压Vdc。
滤波电容器15还具有在电源线L1、L2之间串联连接的二极管DS、电阻RS、、以及电容器CS。使从二极管DS的阳极向阴极的方向与从电源线L1向电源线L2的方向(也就是从滤波电容器C高电位一侧向低电位一侧的方向)一致而进行连接，在图1中，列举二极管DS的阳极与电阻RS的一端连接、电阻RS的另一端与电容器CS的一端连接、电容器CS的另一端与电源2连接的例子。还有，构成串联电路的二极管DS、电阻RS、电容器CS的次序可以调换。
再有，电阻RC分别与电容器CS的两端并联连接，开关S1分别与电阻RS的两端并联连接。
逆变器13输入整流电压Vdc，向电动机24供给三相电流iu、iv、iw。逆变器13包括：具有无论哪一个都与电源线L1连接的集电极的3个晶体管(上面支路的晶体管)；以及具有无论哪一个都与电源线L2连接的发射极的3个晶体管(下面支路的晶体管)。每一个上面支路的晶体管分别与下面支路的晶体管的每一个在每一相上成一对。形成一对的上面支路的晶体管的发射极和下面支路的晶体管的集电极公共连接，从该连接点输出电流(iu、iv、iw)。根据来自控制电路14的开关指令CNT，分别对上面支路的晶体管及下面支路的晶体管中的每一个进行控制。
又，因流过来自电动机24的再生电流，所以对于上面支路的晶体管及下面支路的晶体管中的每一个设置具有阳极与发射极连接、阴极与集电极连接的旁路二极管。
控制电路14根据电流iu、iv、iw及电动机24转子的旋转位置角θm、角速度(机械角)ωm、以及交流电压VS及输入逆变器13的整流电压Vdc，求出开关指令CNT及开关指令CNS1。上述各量iu、iv、iw、θm、ωm、VS、Vdc可以用现有的技术检测出来。
再有，利用电阻RC上的功率消耗，可消耗积累于电容器CS上的电荷。即可以将电阻RC作为功率消耗单元来进行把握。该功率消耗速度取决于电容器CS和电阻RC的时间常数。
在积累于电容器CS上的电荷量较小的情况下，其两端的电压也小。由此，利用串联谐振，即使通过电抗器K向电源线L1供给较大的电流，也由该电流流入滤波电路15的电荷经二极管DS提供对电容器CS的充电。电容器CS的充电量提高，即使充电电压变得高于整流电压Vdc，仍因二极管DS上无电流流动，所以电容器CS的两端电压即整流电压Vdc难以上升。
当由电源线L1供给的电流量变小时，由电阻RC消耗功率，电容器CS的充电量降低。因此，在电源线L1供给的电流量此后上升时，容易对电容器CS充电，所以能抑制整流电压Vdc上升。
如改变一下思路，预先做好减小电容器CS充电量准备，在大量电荷通过电源线L1流入串联谐振电路的情况下，使其一部分消耗于电容器CS的充电上。通过这样，能抑制滤波电容器C两端电压上升。因而，即使电容器CS两端电压一时上升，靠二极管DS的作用能避免整流电压Vdc上升。而已充电的电容器CS可利用RC放电。
图2为用和图16示出的模拟同样的条件，设电阻RS、RC各自的电阻值为12Ω、20kΩ、电容器CS的静电电容量为47μF时，输入电压Vin和整流电压Vdc间的关系在横轴采用公共的时间轴进行表示的图。整流电压Vdc的波高值可抑制在450V以下。
根据上述动作说明，可以理解为：电阻RS并非必要，为了限制波高值其电阻值也可以为零。另一方面，在交流电压Vin外加于多相电流供给电路的初始状态下，电容器CS几乎不充电，有可能输入冲击电流。于是，在初始时刻一方面释放开关S1使电阻RS的功能实际起作用，另一方面，在进入稳定状态后将开关S1短路，最好在名义上使电阻RS的阻值为零。所述开关S1的开关控制按照上述开关指令CNS1来进行。
图3为表示电阻RS的阻值为零时的模拟结果用的图。与图2的结果比较，整流电压Vdc的波高值减小5V左右。
利用开关S1的开关，根据初始状态/稳定状态之不同，分别能抑制冲击电流/整流电压Vdc的波高值。
实施方式2
作为功率消耗单元如采用电阻Rc，则通过以热的形式散发，根据累积于电容器CS的电荷能简单地消耗功率。但是，作为功率消耗单元也可采用其它电路的电源。这是有效利用功率的一种形态。
图4为表示本发明实施方式2的多相电流供给电路构成用的电路图。图中举例表示采用作为控制电路14的电源的开关电源16的情形，代替实施方式1中示出的电阻RC。
具体为，将电容器CS的两端电压供给控制电路14用的开关电源16。例如，电容器CS的一端与电源线L3连接，电源线L2、L3与开关电源16连接。开关电源16根据由电源线L2、L3供给的功率向控制电路14供给电压E。由于开关电源16的输出较小为10W左右，所以作为电容器CS即使采用20μF左右的值，也能获得开关电源16所要求的滤波功能。
由于通过电源线L2、L3从电容器CS的两端引出电荷，所以其两端电压减小。在开始控制电路14的逆变控制前，电容器CS充电一旦二极管DS变成不导通后，根据控制电路14的功率消耗，以适当的导通宽度二极管DS导通。靠该二极管DS的导通电阻RS上电流流动，但其有效值为几十mA、较小，而且损耗为50mW左右，所以在驱动大于等于几百W(电动机电流大于等于1A)的无电容器逆变控制上，尤其是在电流控制和效率上不会成为问题。
现有的单相无电容器逆变控制上，由于整流电压Vdc的脉动大，基于此难以获得供给控制电路14的直流电力。因而为了构成在现有的单相无电容器逆变控制上所采用的控制电路的开关电源要另行设置整流电路。但利用本实施方式，获得实施方式1的效果之同时，还不必另行设置使控制电路14动作用的直流稳压电源。
实施方式3
图5为表示本发明实施方式3的驱动装置的电路图。与实施方式1的驱动装置相比，滤波电路15的构成不同。即，实施方式3的滤波电路15的构成为对图15中示出的滤波电路12增加开关S2和电阻RL之间的串联连接。该串联连接与电抗器K并联连接。
通过使开关S2接通电阻RL与电抗器K并联连接，通过使开关S2断开从而切断该并联连接。
在电抗器K和电阻RL并联连接的情况下，对于因电抗器K和滤波电容器C产生的谐振，由于电阻RL的阻尼作用，能抑制谐振。通过这样，能避免对滤波电容器C急剧充电，抑制整流电压Vdc的波高值。图6为表示在滤波电路15的构成中，设电阻RL的阻值大于等于20Ω、开关S2接通，使除此以外的条件为和图16示出的模拟同样的条件时的模拟结果用的图。整流电压Vdc的波高值抑制在425V。
图7为表示在开关S2断开的情况下，即采用图15所示的滤波电路12时的模拟结果用的图，消耗功率为1KW。在消耗功率如此大的情况下，从滤波电容器C向逆变器13所消耗的电荷量多，所以整流电压Vdc的变动增大，由直流谐振引起的整流电压Vdc的变动相对变小。因而整流电压Vdc的波高值也小于400V。换言之，在负载大的状态下，基于要求电阻RL发挥作用的必要性降低，切断电阻与电抗器间的并联连接。通过这样，能避免电阻RL上无谓的功率消耗。
在消耗功率小的状态下将开关S2短路，若消耗功率变大则最好断开开关S2。图5中举例表示所述开关S2的开闭由控制电路14输出的开关指令CNS2进行控制的形态。在控制电路14中监视电流(iu、iv、iw)或旋转位置角θm、角速度(机械角)ωm，所以能判断消耗功率的大小，因此，能容易地生成开关指令CNS2。
例如，在将电动机24用于空调压缩机旋转驱动时，这种开关S2的切换是相当重要的运转控制。在低转速起动时事先暂时将开关S2短路，此后，转速升高在须由空调机控制温度迅速接近目标值之际断开开关S2。再在此后，在温度被调整到合适的值附近后，进行降速运转。在这种情况下，再将度开关S2短路。
实施方式4
图8为表示本发明实施方式4的驱动装置的电路图。与实施方式1的驱动装置相比，滤波电路15的构成不同。即，实施方式4的滤波电路15的构成为对图15中示出的滤波电路12增加作为开关元件的晶体管Q和基极电阻RB的串联连接。该串联连接与滤波电容器C并联连接。
控制电路14根据整流电压Vdc，向晶体管Q的基极供给偏置电压CNQ。当整流电压Vdc超过第1规定值时晶体管Q导通，当整流电压Vdc低于第2规定值(该值小于第1规定值)时晶体管Q截止。这样，当整流电压Vdc超过第1规定值时对于滤波电容器C电阻RB并联连接，所以对滤波电容器C的充电速度降低，能抑制整流电压Vdc的波高值。
图9为表示在滤波电路15的构成中，将第1规定值及第2规定值分别设定在420V、400V，电阻RB的阻值为15Ω，使除此以外的条件为与图16示出的模拟同样的条件时的模拟结果用的图。
图10为表示偏置电压CNQ和整流电压Vdc间关系在横轴上采用两者公用的时间轴的图。若整流电压Vdc上升至420V则偏置电压CNQ为10V晶体管Q导通，若整流电压Vdc降至400V则则偏置电压CNQ为0V晶体管Q截止。因此，整流电压Vdc的波高值被抑制在420V。
实施方式5
图11为表示本发明实施方式5的驱动装置的电路图。与实施方式1的驱动装置相比，滤波电路15的构成不同。即，实施方式5的滤波电路15的构成为对图15中示出的滤波电路12增加作为开关元件的齐纳二极管ZD。齐纳二极管ZD与滤波电容器C并联连接。
由于整流电压Vdc外加于齐纳二极管ZD，因此当整流电压Vdc超过齐纳电压时齐纳二极管ZD导通。因而降低对滤波电容器C的充电速度，能抑制整流电压Vdc的波高值。
图11为表示在滤波电路15的构成上将齐纳电压设定在420V，使除此以外的条件与图16示出的模拟同样的条件时的模拟结果用的图。整流电压Vdc的波高值被抑制在400V。
用本实施方式与实施方式4相比能用简单的构成获得抑制波高值的元件。
本发明虽然作了详尽的说明，但上述的说明在所有的形态上均是示例而已，本发明并不限于此，未作为例子示出的无数的变形例可以理解为不脱离本发明的范围的可以想像得到的形态。

Claims (13)

1.一种多相电流供给电路，其特征在于，包括：
对交流电压(Vin)进行全波整流的二极管组(11)；
具有滤波电容器(C)，并接受所述二极管组的输出，从所述滤波电容器(C)的两端输出具有所述交流电压频率的两倍频率的脉动的整流电压(Vdc)的滤波电路(15)；以及
接受所述整流电压，并与所述脉动对应地输出所述多相的交流电流(iu、iv、iw)的逆变器(13)，
所述滤波电路包括：
与所述滤波电容器一起构成串联谐振电路的电抗器(K)；以及
抑制所述整流电压的波高值的波高值抑制元件(DS、RS、CS、RC、S1；RL、S2；RB、Q；ZD)。
2.如权利要求1所述的多相电流供给电路，其特征在于，
所述波高值抑制元件包括：
在所述滤波电容器两端之间串联连接的二极管(DS)及电容器(CS)；以及
与所述电容器并联连接的功率消耗单元(RC；16)，
从所述二极管的阳极向阴极的方向，与从所述滤波电容器(C)的高电位一侧向低电位一侧的方向一致。
3.如权利要求2所述的多相电流供给电路，其特征在于，
所述功率消耗单元为电阻(RC)。
4.如权利要求2所述的多相电流供给电路，其特征在于，
所述功率消耗单元为对于其它电路的电源(16)。
5.如权利要求2至4中任一项所述的多相电流供给电路，其特征在于，
所述波高值抑制元件还具有与所述二极管(DS)及电容器(CS)串联连接的电阻(RS)。
6.如权利要求5所述的多相电流供给电路，其特征在于，
所述波高值抑制元件还具有与所述电阻(RS)并联连接的开关(S1)。
7.如权利要求1所述的多相电流供给电路，其特征在于，
所述波高值抑制元件与所述电抗器(K)并联连接，
所述波高值抑制元件具有电阻(RL)。
8.如权利要求7所述的多相电流供给电路，其特征在于，
所述波高值抑制元件还具有与所述电阻(RL)串联连接的开关(S2)。
9.如权利要求1所述的多相电流供给电路，其特征在于，
所述波高值抑制元件与所述滤波电容器(C)并联连接，
当所述整流电压(Vdc)超过第1规定值时导通，当低于所述第1规定值以下的第2规定值时不导通。
10.如权利要求9所述的多相电流供给电路，其特征在于，
所述波高值抑制元件具有互相串联连接的电阻(RS)及开关(Q)，
当所述整流电压(Vdc)超过第1规定值时所述开关接通，
当所述整流电压(Vdc)低于所述第2规定值时所述开关断开。
11.如权利要求9所述的多相电流供给电路，其特征在于，
所述波高值抑制元件具有齐纳二极管(ZD)。
12.一种驱动装置，其特征在于，包括：
权利要求5所述的多相电流供给电路；以及
接受所述多相交流电流(iu、iv、iw)进行驱动的驱动单元。
13.一种驱动装置，其特征在于，包括：
权利要求1至4、权利要求6至11中任一项所述的多相电流供给电路；以及
接受所述多相交流电流(iu、iv、iw)进行驱动的驱动单元。
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