CN100555913C - 比特率自动控制电路 - Google Patents

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CN100555913C CNB2005800000373A CN200580000037A CN100555913C CN 100555913 C CN100555913 C CN 100555913C CN B2005800000373 A CNB2005800000373 A CN B2005800000373A CN 200580000037 A CN200580000037 A CN 200580000037A CN 100555913 C CN100555913 C CN 100555913C
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Abstract

本发明公开了一种根据信号的比特率对前置放大电路的增益和带宽进行反馈控制的比特率自动控制电路。本电路具有：比特率判定电路，其判定前述信号的比特率；以及报警电路，其判定前述信号的接收电平是小于还是大于等于前述前置放大电路的最小接收电平。本电路在前述报警电路判定为前述信号的接收电平小于前述最小接收电平时，与前述比特率判定电路的判定结果无关，而把低比特率作为判定结果，根据该判定结果对前置放大电路施加反馈控制。因此，当判定为输入信号的接收电平小于最小接收电平时，可把正处于接收高比特率的输入信号的状态的前置放大电路切换到接收低比特率的输入信号的状态。

Description

比特率自动控制电路
技术领域
本发明涉及基于比特率的前置放大器的控制，具体涉及根据接收信号的比特率控制接收电路的前置放大电路的比特率控制电路和包含该比特率控制电路的多速率接收电路。
背景技术
提出了一种可应对多个传送速度(比特率)，针对各个比特率使性能最佳化的接收电路(例如，参照专利文献1)。在该电路中，使用自动判定所输入的信号的比特率的高低的比特率判定电路作为要素电路。
图1示出专利文献1所述的以往的比特率判定电路的构成。在图1中，10表示输入端子，11表示输出端子，12表示延迟电路，13表示双输入“异或”电路，14表示平均值检测电路，15表示电平判定器，16表示参照电位(Vref)输入端子。图2示出图1的比特率判定电路的动作波形。在图2中，A表示输入信号波形，B表示“异或”电路13的输出波形，C表示平均值检测电路14的输出波形，D表示电平判定器15的输出波形，示出了图1中用相同符号表示的部位的波形。
以往的比特率判定电路在输入部具有延迟电路12和“异或”电路13，并在输入信号A的上升沿部和下降沿部输出与延迟电路12的延迟时间相同的时间宽度的脉冲(B)。通过该动作所输出的脉冲信号的密度对于高比特率的信号为高，对于低比特率的信号为低。通过在平均值检测电路14中对该脉冲的疏密进行平滑化，获得对于高比特率的信号为高、对于低比特率的信号为低的输出电位，通过在电平判定器15中根据参照电位(Vref)对该输出电位进行判定并输出，可获得比特率判定的控制信号。在专利文献1中构成一种接收器，该接收器在前馈型比特率自动控制中使用该比特率判定电路，通过使相位同步电路的性能变化，可接收不同比特率的信号。
然而，存在的问题是，上述以往的比特率判定电路在用于反馈控制型的比特率自动控制的情况下，不能正确判定比特率。作为发生该问题的情况的例子，图3示出多速率接收电路的方框构成。在图3中，1表示受光元件，2表示电源或电接地，3表示单端型放大电路，4表示缓冲电路，5表示主放大电路，6表示比特率判定电路，7表示可变反馈电阻，8表示前置放大电路，9表示输出端子。
光信号被光电二极管等受光元件1转换成电流信号，并被输入到前置放大电路8中。前置放大电路8包括缓冲电路4以及由单端型放大电路3和其反馈电阻7构成的阻抗转换放大电路，阻抗转换放大电路具有把所输入的微小电流信号转换放大成电压信号的功能。缓冲电路4是以实现阻抗转换放大电路和主放大电路5的阻抗匹配性的改善、以及在主放大电路5是差动放大型的情况下实现单平衡转换功能为目的而被***的电路。主放大电路5具有振幅限制功能或自动增益控制功能，是把前置放大电路8输出的信号放大到一定的电压振幅的电路。
一般情况下，接收电路的最小受光灵敏度由前置放大电路8的噪声性能所支配，并且根据阻抗转换放大电路的可变反馈电阻7的值而变化。在增大反馈电阻7的值的情况下(以下简称为低速模式)，带宽下降，只能接收比特率低的信号，但阻抗转换增益上升，噪声电流减小，从而改善了最小受光电平(光接收器中的最小接收电平)。反之，在减小可变反馈电阻7的值的情况下(以下简称为高速模式)，带宽上升，可接收高比特率的信号，但阻抗转换增益下降，因噪声电流增大，使得最小受光电平上升。即对于阻抗转换放大电路的可变反馈电阻7的值，存在与所输入的光信号的比特率对应、同时用于获得尽可能高的受光灵敏度(尽可能低的最小受光电平)的最佳值。在图3的多速率接收电路中，通过采用使用比特率判定电路6的判定结果来使可变反馈电阻7的值变化的反馈控制型的比特率自动控制，来实现该最佳化。
专利文献1：特开2000-40960号公报
然而，在该多速率接收电路中，存在的问题是，在把比特率从低速切换到高速的情况下，比特率判定电路6不能正确判定比特率。并且，存在的问题是，即使使用在丢失了信号的高频成分的情况下也能正确地判定比特率的比特率判定电路，也不能应对伴随着前置放大电路8的模式的变化的最小受光电平(Pmin)的变化。
发明内容
本发明的目的之一是提供已改良的比特率自动控制电路。
为了达到上述目的，本发明的一个实施方式的比特率自动控制电路，根据信号的比特率对前置放大电路的增益和带宽进行反馈控制，其特征在于，具有：比特率判定电路，其判定前述信号的比特率；以及报警电路，其判定前述信号的接收电平是小于还是大于等于前述前置放大电路的最小接收电平，当前述报警电路判定为前述信号的接收电平小于前述最小接收电平时，与前述比特率判定电路的判定结果无关，把低比特率作为判定结果，输出第1控制信号，当判定为大于等于前述最小接收电平时，把前述比特率判定电路所判定的比特率作为判定结果，输出第2控制信号。
当前述报警电路判定为前述信号的电平小于前述最小接收电平时，与前述比特率判定电路的判定结果无关，前述比特率自动控制电路把低比特率作为判定结果，并根据该判定结果对前置放大电路施加反馈控制。因此，当判定为信号的接收电平小于最小接收电平时，可把处于接收高比特率的信号的状态的前置放大电路切换到接收低比特率的信号的状态。
根据本发明的另一个实施方式，一种多速率接收电路，具有针对多个比特率的信号，根据各个比特率来控制接收灵敏度的功能，其特征在于，具有：前置放大电路，其放大前述信号；主放大电路，其把前述前置放大电路的输出信号放大到一定振幅；以及前述比特率自动控制电路，其根据前述前置放大电路的输出信号和前述主放大电路的输出信号对前述前置放大电路的增益和带宽进行反馈控制。
通过参照附图阅读以下详细说明，本发明的其他目的、特征和好处将更进一步明确。
附图说明
图1是以往的比特率判定电路的方框图。
图2是图1的比特率判定电路的动作波形图。
图3是使用图1的比特率判定电路的多速率接收电路的方框图。
图4是即使信号的高频成分丢失也能正确判定比特率的比特率判定电路的方框图。
图5是图4的比特率判定电路的动作波形图。
图6是本发明的比特率自动控制电路的判定结果的说明图。
图7是比特率判定电路的理想的判定结果的说明图。
图8是以往的比特率判定电路的判定结果的说明图。
图9是即使信号的高频成分丢失也能正确判定比特率的比特率判定电路的判定结果的说明图。
图10是本发明的第1实施方式的多速率接收电路的方框图。
图11是报警电路的构成例的方框图。
图12是本发明的第1实施方式的第1变形例的多速率接收电路的方框图。
图13是本发明的第1实施方式的第2变形例的多速率接收电路的方框图。
图14是本发明的第1实施方式的第3变形例的多速率接收电路的方框图。
图15是本发明的第1实施方式的第4变形例的多速率接收电路的方框图。
图16是本发明的第1实施方式的第5变形例的多速率接收电路的方框图。
图17是本发明的第1实施方式的第6变形例的多速率接收电路的方框图。
图18是本发明的第1实施方式的第7变形例的多速率接收电路的方框图。
图19是本发明的第1实施方式的第8变形例的多速率接收电路的方框图。
图20是本发明的第2实施方式的多速率接收电路的方框图。
图21是本发明的第2实施方式的一个变形例的多速率接收电路的方框图。
符号说明
1：受光元件；2：电源或电接地；3：单端型放大电路；4：缓冲电路；5：主放大电路；6：比特率判定电路；7：可变反馈电阻；8：前置放大电路；9：输出端子；10：输入端子；11：输出端子；12：延迟电路；13：双输入“异或”电路；14：平均值检测电路；15：电平判定器；16：参照电位输入端子；17：第1级积分电路；18：磁滞比较电路；19：第2级积分电路；20：比较电路；21：参照电位输入端子；22：比特率自动控制电路；23：报警电路；24：反馈电阻值切换控制端子；25：双输入“或”电路；26：乘法电路；27：积分电路；28：比较电路；29：比较电路的反转输出端子；30：比较电路的参照电位输入端子；31：双输入“或非”电路；32：双输入“与非”电路；33：双输入“与”电路；34：开关；35：恒压源电路或电接地；36：“非”电路；37：积分电路；38：比较电路；39：比较电路的参照电位输入端子；40：报警输出端子；41：D/A转换器；42：可变电阻或可变电阻元件；43：反馈电阻；44、45：分支或分配电路；46：反馈电阻；47：电压控制型开关或电压控制型开关元件；48：N输入D/A转换器；A：输入信号波形；B：双输入“异或”电路输出波形；C：积分电路输出波形；D：电平判定器输出波形；A1：低比特率的输入波形；A2：高比特率的输入波形；B1：第1级积分电路的输出波形(低比特率输入时)；B2：第1级积分电路的输出波形(高比特率输入时)；C1：磁滞比较电路的输出波形(低比特率输入时)；C2：磁滞比较电路的输出波形(高比特率输入时)；D1：第2级积分电路的输出波形(低比特率输入时)；D2：第2级积分电路的输出波形(高比特率输入时)；E1：比较电路的输出波形(低比特率输入时)；E2：比较电路的输出波形(高比特率输入时)。
具体实施方式
在对本发明的实施方式进行说明之前，对本发明的背景进行更详细的说明。
在图3所示的多速率接收电路中，在比特率从低速切换到高速的情况下，比特率判定电路6不能正确判定比特率。如前所述，以往的比特率判定电路存在的问题是，由于通过检测信号的上升沿和下降沿的频度来判别比特率的高低，因而在低速模式时，在高比特率的信号被输入到带宽降低的前置放大电路8的情况下，由于该信号具有的高频成分丢失，因而比特率判定电路6不能正确检测信号的沿。
为了解决该问题，本发明者发明了一种即使信号的高频成分丢失也能正确判定比特率的比特率判定电路，已另外作了国际申请。
图4示出即使信号的高频成分丢失也能正确判定比特率的比特率判定电路。在图4中，17表示第1级积分电路，18表示磁滞比较电路，19表示第2级积分电路，20表示比较电路，21表示参照电位(Vref)输入端子。
图5是示出图4所示的比特率判定电路的动作原理的动作波形图。在图5中，A1表示低比特率的输入波形，A2表示高比特率的输入波形，B1表示第1级积分电路17的输出波形(低比特率输入时)，B2表示第1级积分电路17的输出波形(高比特率输入时)，C1表示磁滞比较电路18的输出波形(低比特率输入时)，C2表示磁滞比较电路18的输出波形(高比特率输入时)，D1表示第2级积分电路19的输出波形(低比特率输入时)，D2表示第2级积分电路19的输出波形(高比特率输入时)，E1表示比较电路20的输出波形(低比特率输入时)，E2表示比较电路的输出波形(高比特率输入时)。
从输入端子10输入的信号A1、A2被输入到第1级积分电路17。把第1级积分电路17的带宽设定为高比特率信号不能通过而低比特率信号至少其低频成分的一部分能通过的程度的低频。在此情况下，虽然低比特率输入时的输出B1在上升下降部的倾斜上出现劣化，但是特别是在使用包含连续码等低频成分的波形的情况下，可获得足够的振幅。另一方面，由于高比特率输入时的输出电位被第1级积分电路17在输入振幅的中间电位附近进行平均化，因而不能获得足够的振幅(B2)。磁滞比较电路18是具有图中用Vth、-Vth表示的2个阈值的电路，对于高于Vth的输入电位，输出高电位(高)，对于低于-Vth的输入电位，输出低电位(低)。由于对于2个阈值之间的电位保持状态而不作反应，因而对于低比特率输入时的第1级积分电路17的输出B1的输入，频繁进行切换高电位和低电位的动作(C1)，然而对于高比特率输入时的第1级积分电路17的输出B2，保持初始状态的低电位(C2)。如果把第2级积分电路19的带宽设定成相比第1级积分电路17的带宽为足够低，则可输出对输入信号C1、C2进行了平均化的电位。在低比特率输入时，由于磁滞比较电路18进行切换动作，因而获得某种程度的平均电位(D1)，然而在高比特率输入时，由于磁滞比较电路18的输出(C2)被保持在低电位，因而第2级积分电路19的输出(D2)被保持在低电位。当把参照电位(Vref)设定为D1和D2的输出电位之间的电位并输入到比较电路20时，可获得对于D1的输入为高电平(E1)且对于D2的输入为低电平(E2)的判定结果。
在该判定方式中，由于把要判定的信号的低频成分的有无作为判定材料，因而即使输入到比特率判定电路中的信号丢失了高频成分，也能获得正确的判定结果。
然而，存在的问题是，即使把图4的比特率判定电路直接应用于图3的比特率自动控制，也不能应对伴随着前置放大电路8的模式的变化的最小受光电平(Pmin)的变化。(由于可根据光电二极管等的光电转换元件的转换效率把前置放大电路的接收电平转换成光输入电平，因而在本说明书中，为了方便起见，把接收电平置换为受光电平，把前置放大器的最小接收灵敏度置换为光接收器的最小受光灵敏度来进行说明。)具体地说，当光输入电平(Pin)大于等于低速模式时的最小受光电平(PminL)且小于高速模式时的最小受光电平(PminH)时(PminL≤Pin＜PminH)时，在信号的比特率从高切换到低的情况下，不能发挥图4的比特率判定电路的特长。这是因为，在高速模式时，由于输入信号的电平低于最小受光电平，因而信号被埋在噪声中，比特率判定电路(图4)不能正确判定比特率。
特别是，存在如下问题：在使用图4的比特率判定电路的情况下，对于比低比特率的最小受光电平高而比高比特率的最小受光电平低的光输入电平的信号，由于输入到比特率判定电路的输入信号振幅下降，因而有时被判定为高比特率，即使输入信号的比特率被切换到低比特率，也固定在高速模式的状态下而不能进行切换。
图7示出在输入信号的比特率切换动作时比特率判定电路对各光信号输入电平的理想的判定结果。由于不能接收小于最小受光电平的光信号输入电平，因而用“---”表示。图8示出在输入信号的比特率切换动作时比特率判定电路(专利文献1)对各光信号输入电平的判定结果。即使Pin大于等于PminH，在低速模式时也不能正确判定高比特率的信号(图中用“？”表示)。图9示出在输入信号的比特率切换动作时图4的比特率判定电路对各光信号输入电平的判定结果。由于小于最小受光电平的信号被判定为高比特率，因而在PminL≤Pin＜PminH的情况下，即使从高比特率切换到低比特率，也被判定为高比特率。
本发明的目的之一是提供一种比特率自动控制电路，该比特率自动控制电路除了判定输入的光信号的比特率以外，还判定该光信号的功率电平，可根据两个判定结果来控制多速率接收电路的可变反馈电阻，当光输入电平大于等于低速模式时的最小受光电平且小于高速模式时的最小受光电平时，即使在光输入信号的比特率从高切换到低的情况下，也能获得正确的比特率判定结果。
参照附图对本发明的优选实施方式进行说明。
本发明实现一种比特率自动控制电路，该比特率自动控制电路使用检测所输入的光信号的功率电平并把多速率接收电路的最小受光电平作为阈值来切换其输出电位的报警电路的判定、以及判定比特率的高低的比特率判定电路的判定，在报警电路的判定结果为小于最小受光电平的情况下，把多速率接收电路强制切换到低速模式，在判定结果为大于等于最小受光电平的情况下，使用比特率判定电路的判定结果把多速率接收电路切换到低速模式或高速模式，从而可正确判定比特率。
[第1实施方式]
图10是示出本发明的第1实施方式的多速率接收电路的图。在图10中，与图3相同的参照符号表示相同的构成要素，22表示比特率自动控制电路，23表示报警电路，24表示反馈电阻值切换控制端子，25表示双输入“或”电路。
图11示出报警电路23的构成例。在图11中，与图4相同的参照符号表示相同的构成要素，26表示乘法电路，27表示积分电路，28表示比较电路，29表示比较电路28的反转输出端子，30表示比较电路的参照电位(Vref)输入端子。
报警电路23是通过把输入信号输入到乘法电路26并在积分电路27中进行积分从而把输入信号的振幅的大小转换成输出电位的高低的电路，使比较电路28的参照电位Vref与光输入信号(Pin)以最小受光电平(Pmin)输入时的比较电路28的输入电平相符合，通过使用反转输出，可获得对于小于最小受光电平的光信号输入(Pin＜Pmin)为高电平且对于大于等于最小受光电平的光信号输入(Pin≥Pmin)为低电平的判定输出。另外，如果比较电路28与积分电路27的带宽相等则可省略该积分电路27。
这里，假定当比特率判定电路6的判定为低比特率时，输出电位为高电平，当为高比特率时输出电位为低电平，并假定当前置放大电路8的反馈电阻值切换控制端子24被输入高电平时，前置放大电路8为低速模式，当被输入低电平时为高速模式。
当报警电路23的输出为低电平时，即当光输入信号的电平大于等于最小受光电平(Pin≥Pmin)时，由于双输入“或”电路25的输出把比特率判定电路6的判定结果直接输出，因而在输入低比特率信号时前置放大电路8切换到低速模式，在输入高比特率信号时切换到高速模式。当报警电路23的输出为高电平时，即当光输入信号的电平小于最小受光电平(Pin＜Pmin)时，双输入“或”电路25的输出不依赖于比特率判定电路6的判定结果而成为高电平，前置放大电路8切换到低速模式。因此，当光输入电平大于等于低速模式时的最小受光电平且小于高速模式时的最小受光电平时(PminL≤Pin＜PminH)，即使信号的比特率从高切换到低，在高比特率接收时也已经被切换到低速模式。这样，当输入光信号切换到低比特率时，可获得正确的比特率判定结果，并且由于报警电路23的输出变为低电平并且作为比特率判定电路6的判定结果的低速模式得到维持，因而可正确地进行动作。
对于在这里作为例子所列举的信号的逻辑码的极性，如果使用具有相反极性的逻辑码的信号，则可使用使“非”电路或反转放大电路等极性反转电路并连接，或者如果电路是差动型，则可使用反转侧端子。
图12是示出第1实施方式的第1变形例的多速率接收电路的图。在图12中，与图10相同的参照符号表示相同的构成要素，31表示双输入“或非”电路。显然，本变形例的比特率自动控制电路的输出是第1实施方式的比特率自动控制电路的反转输出，在进行以下动作的情况下是有效的，即：当向前置放大电路8的反馈电阻值切换控制端子24输入高电平时，前置放大电路8成为高速模式，当输入低电平时成为低速模式。
图13是示出使用第1实施方式的第2变形例的多速率接收电路的图。在图13中，与图10相同的参照符号表示相同的构成要素，32表示双输入“与非”电路。在报警电路23和比特率判定电路6的输出极性双方都与图10相反的情况下(比特率判定电路6在低比特率判定时为低，在高比特率判定时为高，报警电路23在Pin＜Pmin时为低，在Pin≥Pmin时为高)，可知，如果应用德·摩根定理，使用“与非”电路32取代双输入“或”电路25，则能取得相同的结果。
图14是示出第1实施方式的第3变形例的多速率接收电路的图。在图14中，与图10相同的参照符号表示相同的构成要素，33表示双输入“与”电路。显然，本变形例的比特率自动控制电路的输出成为图13的比特率自动控制电路的反转输出，在进行以下动作的情况下是有效的，即：当向前置放大电路8的反馈电阻值切换控制端子24输入高电平时，前置放大电路8成为高速模式，当输入低电平时成为低速模式。
图15是示出第1实施方式的第4变形例的多速率接收电路的图。在图15中，与图10相同的参照符号表示相同的构成要素，34表示开关，35表示恒压源电路或电接地。本变形例是使用开关34取代图10的双输入“或”电路25的例子，当报警电路23判定为光信号输入电平小于最小受光电平时，开关34切换到与比特率判定电路在低比特率时的判定输出相同电位的恒压源电路或电接地35侧，当判定为大于等于最小受光电平时，切换到比特率判定电路6的输出端子侧，从而实现与第1实施方式的多速率接收电路相同的功能。
图16是示出使用第1实施方式的第5变形例的多速率接收电路的图。在图16中，与图15相同的参照符号表示相同的构成要素，在图15的变形例中，示出了使用恒压源电路或电接地35的例子，然而如图16所示，显然，使用报警电路23的输出也能取得相同结果。
对于在这里作为例子所列举的信号的逻辑码的极性，如果使用具有相反极性的逻辑码的信号，则可使用使“非”电路或反转放大电路等极性反转电路并连接，或者如果电路是差动型，则可使用反转侧端子。
图17是示出使用第1实施方式的第6变形例的多速率接收电路的图。在图17中，与图15相同的参照符号表示相同的构成要素，36表示“非”电路。显然，本实施例的比特率自动控制电路的输出成为图15的比特率自动控制电路的反转输出，在进行以下动作的情况下是有效的，即：当向前置放大电路8的反馈电阻值切换控制端子24输入高电平时，前置放大电路8成为高速模式，当输入低电平时成为低速模式。
本变形例为了便于说明，示出了在第4变形例(图15)上附加“非”电路36的构成，然而如果针对第5变形例(图16)使前置放大电路8的模式反转也同样有效。并且，对于本发明的第4至第6变形例(图15～图17)，使图中所示的比特率判定电路6的输出、报警电路23的输出、恒压源电路或电接地35的输出、以及前置放大电路8的反馈电阻值切换控制端子24的输入的全部极性反转也是有效的。
图18是示出使用本发明的第1实施方式的第7变形例的多速率接收电路的图。图中符号表示与图10相同的要素，41表示D/A转换器，42表示可变电阻或可变电阻元件，43表示反馈电阻。由于在图中使用的切换前置放大电路的增益和带宽的机构利用输入信号来使构成反馈电阻7的可变电阻42模拟地变化，因而只要设计成利用D/A转换器41把比特率自动控制电路的输出转换成模拟信号，获得期望的增益带宽特性，就能实现相同功能。
图19是示出第1实施方式的第8变形例的多速率接收电路的图。在图19中，与图10相同的参照符号表示相同的构成要素，37表示积分电路，38表示比较电路，39表示比较电路的参照电位输入端子，40表示报警输出端子。在本发明的比特率自动控制电路中，在输入了Pin为PminL≤Pin＜PminH的高比特率的信号的情况下，进行在低速模式和高速模式之间持续切换的动作。在低速模式时，报警电路23的输出判定为输入的信号大于等于最小受光电平的信号，比特率判定电路6判定为高比特率。因此，模式被切换到高速模式，然而通过切换使得报警电路23判定为小于最小受光电平，强制返回到低速模式，所以继续在低速模式和高速模式之间切换。与此同步，报警电路23也交互输出高电平和低电平，然而由于是本来不能受光的电平的光信号，因而应恒定地持续给出表示小于最小受光电平的报警判定。
因此在本变形例中，通过在报警电路23的输出端设置由积分电路37和比较电路38构成的报警输出稳定化电路，在报警电路23交互输出高电平和低电平的情况下，从报警输出端子40持续输出表示受光功率小于最小受光电平的报警信号，从而使切换动作时的报警动作稳定。另外，如果比较电路38与积分电路37的带宽相等，则可省略该积分电路37。在本变形例中，为了方便起见，示出了对第1实施方式附加积分电路37和比较电路39的例子，然而对于第1～第7变形例和后述的第2实施方式及其变形例的多速率接收电路也能进行同样附加。
在本发明的第1实施方式及其变形例的多速率接收电路中，采用从前置放大电路8的输出端子取出报警电路23的输入端子的结构。只要是对最小受光电平附近的输入进行线性地响应的部位，也可以采用从前置放大电路8的内部端子和主放大电路5的内部端子取出报警电路23的输入端子的结构。并且，报警电路23在所有实施例中都作为独立的电路要素被示出，然而也可以是前置放大电路8或主放大电路5的一部分。
图6示出本发明的比特率自动控制电路针对输入信号的比特率的切换和各光信号输入电平的组合的判定结果。图6中的高/低符号表示在低速模式和高速模式之间持续切换的动作。可知，对于大于等于最小受光电平的光信号输入，进行正确的模式判定。
另外，关于在本发明中使用的报警电路23、比特率判定电路6、双输入“或”电路25、双输入“或非”电路31、双输入“与非”电路32、双输入“与”电路33、开关34、恒压源电路或电接地35、“非”电路36、积分电路37、以及比较电路38，只要是进行相同动作的电路，则不用关心电路构成的详情。
如以上说明那样，根据本发明的比特率自动控制电路，由于使用判定光输入信号的电平是小于还是大于等于多速率接收电路的最小受光电平的报警电路的判定、以及判定光输入信号的比特率高低的比特率判定电路的判定，在报警电路判定为光输入信号的电平小于最小受光电平时强制输出判定为低比特率的控制信号，在判定为大于等于最小受光电平时输出与比特率判定电路的判定结果对应的控制信号，因而当光输入电平大于等于低速模式时的最小受光电平且小于高速模式时的最小受光电平时，即使在光输入信号的比特率从高切换到低的情况下，由于在高比特率接收时已经被切换到低速模式，因而在输入光信号切换到低比特率时，也能获得正确的比特率判定结果，并且通过报警电路的输出来维持作为比特率判定电路的判定结果的低速模式，因而可使多速率接收电路正确地动作。
[第2实施方式]
参照图20、图21对本发明的第2实施方式进行说明。
图20示出本发明的第2实施方式的多速率接收电路的方框图。图中符号表示与图10相同的要素，44、45表示分支或分配电路，46表示反馈电阻，47表示电压控制型开关或电压控制型开关元件。由于并联地使用N个比特率判定电路6、反馈电阻切换控制端子24、“或”电路25、反馈电阻46、以及电压控制型开关或电压控制型开关元件47，因而给各编号分配带括弧的子编号来进行识别。这里，由于并联使用N个比特率判定电路6，并且还并联使用N个由变更前置放大电路8的反馈电阻值的反馈电阻46和电压控制型开关或电压控制型开关元件47构成的串联电路，因而可判别N+1种比特率。例如假设N+1种比特率按从低到高的顺序为BR(1)、BR(2)、...、BR(N)、BR(N+1)，假设判定BR(1)和BR(2)的高低的比特率判定电路为6(1)，判定BR(2)和BR(3)的高低的比特率判定电路为6(2)，...，判定BR(N)和BR(N+1)的高低的比特率判定电路为6(N)，当所输入的信号的比特率是BR(K)时，6(K)至6(N)的比特率判定电路判定为低比特率，6(1)至6(K-1)的比特率判定电路判定为高比特率。例如只要比特率判定电路6的输出在低比特率时为高电平且在高比特率时为低电平，并且在47上使用对于高电平的信号成为断开且对于低电平的信号成为接通的开关或开关元件，就能对应N+1种比特率来切换带宽和增益的组合。在报警电路23的输出在Pin＜Pmin时为高电平且在Pin≥Pmin时为低电平的情况下，通过与N个比特率判定电路的各方进行“或”操作来进行控制，可在输入光信号的电平小于最小受光电平的情况下，强制切换到最低比特率的模式。在本变形例中，为了方便起见，示出了比特率判定电路6和报警电路23的输出极性和前置放大电路的反馈电阻切换控制端子24的输入极性、以及进行信号处理的逻辑电路(“或”电路25)均使用与图10相同的情况的示例，然而对于图12至图18所示的其他情况也同样能实现。
图21示出第2实施方式的一个变形例的多速率接收电路的方框图。图中符号表示与图19、图20相同的要素，48表示N输入D/A转换器。本变形例是与图20的多速率接收电路一样，使用多个比特率判定电路来构成的例子，由于与图19的多速率接收电路一样使前置放大器的反馈电阻42模拟地变化，因而只要设计成使用N输入D/A转换器48把比特率自动控制电路的多个(N个)输出转换成模拟信号，获得期望的增益带宽特性，就能实现相同功能。
本发明的实施方式的详细说明如上所述。本发明不限于这些实施方式，可在不脱离本发明范围的情况下进行各种变更。

Claims (15)

1.一种比特率自动控制电路，根据信号的比特率对前置放大电路的增益和带宽进行反馈控制，其特征在于，具有：
比特率判定电路，其判定前述信号的比特率；以及
报警电路，其判定前述信号的接收电平是小于还是大于等于前述前置放大电路的最小接收电平，
当前述报警电路判定为前述信号的接收电平小于前述最小接收电平时，与前述比特率判定电路的判定结果无关，把低比特率作为判定结果，输出第1控制信号，当判定为大于等于前述最小接收电平时，把前述比特率判定电路所判定的比特率作为判定结果，输出第2控制信号。
2.根据权利要求1所述的比特率自动控制电路，其特征在于，前述比特率判定电路可在前述前置放大电路的各模式下判定大于等于该模式的最小接收电平的前述信号的比特率。
3.根据权利要求1所述的比特率自动控制电路，其特征在于，还包括具有至少2个输入的“或”电路，
把前述报警电路的输出和前述比特率判定电路的输出连接到前述“或”电路上，并把前述“或”电路的输出提供给前述前置放大电路。
4.根据权利要求1所述的比特率自动控制电路，其特征在于，还包括具有至少2个输入的“或非”电路，
把前述报警电路的输出和前述比特率判定电路的输出连接到前述“或非”电路上，并把前述“或非”电路的输出提供给前述前置放大电路。
5.根据权利要求1所述的比特率自动控制电路，其特征在于，还包括具有至少2个输入的“与非”电路，
把前述报警电路的输出和前述比特率判定电路的输出连接到前述“与非”电路上，并把前述“与非”电路的输出提供给前述前置放大电路。
6.根据权利要求1所述的比特率自动控制电路，其特征在于，还包括具有至少2个输入的“与”电路，
把前述报警电路的输出和前述比特率判定电路的输出连接到前述“与”电路上，把前述“与”电路的输出提供给前述前置放大电路。
7.根据权利要求1所述的比特率自动控制电路，其特征在于，还具有开关，其通过前述报警电路的判定输出来切换前述第1或第2控制信号，
当前述报警电路判定为前述信号输入的接收电平小于前述最小接收电平时，前述开关把与前述比特率判定电路在低比特率时的判定输出相同电位的恒压源电路或电接地的电位提供给前述前置放大电路，当判定为大于等于前述最小接收电平时，把前述比特率判定电路的输出提供给前述前置放大电路。
8.根据权利要求7所述的比特率自动控制电路，其特征在于，在前述开关的输出侧具有“非”电路或反转放大电路。
9.根据权利要求1所述的比特率自动控制电路，其特征在于，还具有开关，其通过前述报警电路的判定输出来切换前述第1或第2控制信号，
当前述报警电路判定为前述信号输入的接收电平小于前述最小接收电平时，前述开关把前述报警电路的输出提供给前述前置放大电路，当判定为大于等于前述最小接收电平时，把前述比特率判定电路的输出提供给前述前置放大电路。
10.根据权利要求9所述的比特率自动控制电路，其特征在于，在前述开关的输出侧具有“非”电路或反转放大电路。
11.根据权利要求1所述的比特率自动控制电路，其特征在于，设置有报警输出稳定化电路，其从前述报警电路的输出侧分支，使前述报警电路的输出的变动稳定。
12.根据权利要求1所述的比特率自动控制电路，其特征在于，
前述比特率判定电路包含具有不同阈值的多个比特率判定电路，
当前述报警电路判定为前述信号的接收电平小于前述最小接收电平时，与前述多个比特率判定电路的判定结果无关而判定为是最低的比特率，当判定为大于等于前述最小接收电平时，把前述多个比特率判定电路的判定结果作为判定结果。
13.根据权利要求1所述的比特率自动控制电路，其特征在于，还具有D/A转换器，其把要提供给前述前置放大电路的信号转换成模拟信号。
14.一种多速率接收电路，具有针对多个比特率的信号，根据各个比特率来控制接收灵敏度的功能，其特征在于，具有：
前置放大电路，其放大前述信号；
主放大电路，其把前述前置放大电路的输出信号放大到一定振幅；以及
权利要求1所述的比特率自动控制电路，其根据前述前置放大电路和前述主放大电路的输出信号对前述前置放大电路的增益和带宽进行反馈控制。
15.一种在具有针对多个比特率的信号，根据各个比特率来控制接收灵敏度的功能的多速率接收电路中，对放大前述信号的前置放大电路的增益和带宽进行反馈控制的方法，其特征在于，具有：
接收前述信号的步骤；
把前述信号放大的步骤；
判定前述已放大的信号的比特率的步骤；
判定前述已放大的信号的接收电平是小于还是大于等于前述前置放大电路的最小接收电平的步骤；
当判定为前述已放大的信号的接收电平小于前述最小接收电平时，与前述比特率的判定结果无关，而把低比特率作为判定结果，当判定为大于等于前述最小接收电平时，把前述判定出的比特率作为判定结果的步骤；以及
根据前述比特率的判定结果对前述前置放大电路的增益和带宽进行反馈控制的步骤。
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