CN100530985C - 高频接收装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种高频接收装置，其中设有：被供给本机振荡器的振荡信号，并将该振荡信号的信号电平与预定的阈值进行比较的电平判定器；和被***在该电平判定器的输出与控制部之间的驱动部；其中，电平判定器在判定为上述信号电平超过了上述阈值的情况下，通过使上述驱动部动作，来驱动上述控制部。

Description

高频接收装置

技术领域

本发明涉及在由电池驱动的便携电视等中使用的直接转换方式的高频接收装置。

背景技术

近年来，作为便携高频接收装置等的接收方式，直接转换方式备受注目。特开2003-134183号公报公开了一种与电源电压的低电压化相对应的直接转换方式的接收装置。

下面，结合附图，对使用了这种直接转换方式的接收方式的以往的便携电视进行说明。图4是在以往的便携电视中使用的高频接收装置201的方框图。在图4中，在以往的高频接收装置201中，具有：天线203、从由该天线203接收的信号中选择所希望的频道的电子调谐器205、对从电子调谐器205输出的I、Q信号进行解调的解调部207、对由该解调部207解调的信号进行解码的解码器209、被供给了该解码器209的输出的显示器211和扬声器213。

这样的便携电视201中的电子调谐器205的输入端子215，输入有被供给到天线203的高频信号。带通滤波器217使被输入到输入端子215的高频信号中的接收频段的频率通过。通过了带通滤波器217的信号通过放大器219被放大到规定的信号电平，然后被供给直接转换方式的混频电路221。

该混频电路221由混频器223a、混频器223b、和移相器225构成。各个混频器223a、混频器223b中的一方的输入被供给放大器219的输出，另一方的输入通过移相器225被供给本机振荡器227的振荡信号。由此，混频电路221将从放大器219输出的信号、和本机振荡器227的振荡信号混频，并将高频信号直接转换为相位相差90度的I、Q信号。另外，本机振荡器227与PLL电路229环路连接。

I、Q信号分别通过低通滤波器231a、231b，从输出端子233a、输出端子233b输出。另外，从电子调谐器205输出的I、Q信号被供给到解调部207。该解调部207构成为具有分别被供给I、Q信号的A/D转换器235a、235b、和解调器237。

使用了这样的直接转换方式的电路，由于适合做成集成电路，所以适合于重视携带性的便携电视201等。但是，直接转换方式存在的缺点是，在混频电路221中产生的DC(直流)偏移电压会使接收信号产生失真，使接收质量劣化。

因此，在使用了这样的直接转换方式的接收电路中，设有抑制DC偏移电压的控制环路。该控制环路通过把A/D转换器235a、235b的各自的输出，输入到检测器239a、239b，由检测器239a、239b检测出DC偏移电压。然后通过把检测器239a、239b的各自的输出供给控制部241a、241b，使控制部241a、241b生成用于消除被检测出的DC偏移电压的消除信号。

而且，混频器223a、混频器223b与低通滤波器231a、231b之间分别***合成器243a或合成器243b，通过向这些合成器243a、243b供给消除信号，来消除DC偏移电压。

在便携电视这样的电池驱动的装置中使用的高频接收装置201，尤其重要的是希望消耗电流小。但是，以往的高频接收装置201中的控制部241a和控制部241b需要一直确认从检测器239a和检测器239b各自输出的信号，并生成向合成器243a或合成器243b供给的消除信号。因此，由于控制环路一直在工作，所以存在着消耗电流增大的问题。

发明内容

本发明的高频接收装置具有：输入端子；直接转换方式的混频电路，其一方的输入被供给被输入到输入端子的高频信号，并且其另一方的输入被供给本机振荡器的振荡信号，并输出相位互不相同的多个输出信号；被供给了混频电路的输出的抑制部；被供给了抑制部的输出的输出端子；检测在混频电路的输出信号中所包含的DC偏移电压的检测器；和被***在检测器的输出与抑制部的输入之间的控制部；在检测器检测到DC偏移电压的情况下，控制部向抑制部输出用于抑制DC偏移电压的信号，并且，在本机振荡器与混频器之间设有：被供给振荡信号，并将振荡信号的信号电平与预定的阈值进行比较的电平判定器；和被***在电平判定器的输出与控制部之间的驱动部，电平判定器在判定为信号电平超过了阈值的情况下，通过使驱动部动作，来驱动控制部。

根据这样的结构，由于控制部在电平判定器判定信号电平超过了阈值的情况下进行驱动，所以具有可减少消耗电力的效果。

另外，电平判定器由于检测信号电平容易随着温度变动而变化的振荡信号的信号电平，所以可抑制尤其是基于温度变动的DC偏移电压。

附图说明

图1是表示本实施方式1的便携电视的外观的立体图。

图2是表示本实施方式1的高频接收装置的电路结构的方框图。

图3是表示本实施方式2的高频接收装置的电路结构的方框图。

图4是表示以往的高频接收装置的电路结构的方框图。

具体实施方式

(实施方式1)

下面，结合附图，对本实施方式的高频接收装置进行说明。图1是表示实施方式1的便携电视44的外观的立体图。如图1所示，在便携电视44的主机部45上，排列有用于指示希望接收的频道、电源的开/关等的输入键47。在显示部49上配置有液晶显示器11，在主机部45与显示部49之间利用铰链51连结，并构成为可自由开闭。另外，本实施方式的高频接收装置内置于主机部45侧，其在便携电视44的电池电源的驱动下，将接收的电视广播显示在显示器11上。

下面，结合附图，对本实施方式的高频接收装置进行说明。图2是表示实施方式1的高频接收装置的电路结构的方框图。

在图2所示的高频接收装置52中，从天线3输入的高频信号被电子调谐器53接收。由该电子调谐器53所选择的信号被供给到解调部7进行解调，通过解码器9，作为视频和声音从显示器11和扬声器13输出。另外，本实施方式1的高频信号是被数字调制的所谓数字电视广播，是从1频道的约90MHz到62频道的约770MHz的频率的高频信号。

下面，对电子调谐器53进行详细说明。被输入到电子调谐器53的输入端子55的广播信号通过带通滤波器17被除去不需要的频率。然后该带通滤波器17的输出被输入到放大器19。这里，在便携电视44与移动电话形成一体化的便携机器中，利用带通滤波器17充分地衰减掉不需要的频率是十分重要的。这是因为，是通过利用带通滤波器17来除去与广播信号的信号电平相比具有非常大的信号电平的移动电话的载波信号，来防止放大器19、和连接于该放大器19的后级的混频器23a、混频器23b等的失真。

放大器19的输出被供给混频电路21。该混频电路21包括混频器23a、混频器23b、和移相器25。这些各个混频器23a、混频器23b的一方的输入被供给放大器19的输出，另一方的输入通过移相器25被供给本机振荡器27的振荡信号。这样，混频电路21将从放大器19输出的信号与本机振荡器27的振荡信号混频，把高频信号直接转换为相位相差90度的I、Q信号。为此，移相器25向混频器23a、混频器23b供给相位相差90度的信号。另外，本机振荡器27与PLL电路29环路连接。

I、Q信号分别通过低通滤波器31a、低通滤波器31b从输出端子33a、输出端子33b输出。而且从电子调谐器53输出的I、Q信号被供给解调部7。该解调部7构成为具有A/D转换器35a、A/D转换器35b、和被设置在分别被供给I、Q信号的A/D转换器35a、A/D转换器35b的输出与解码器9之间的解调器37。

使用了这样的直接转换方式的电路，由于适合做成集成电路，所以适合于重视便携性的便携电视等。但是，直接转换方式存在的缺点是，在混频电路21中产生的DC偏移电压会使接收信号产生失真，使接收质量劣化。

因此，在使用了这样的直接转换方式的接收电路中，设有抑制DC偏移电压的控制环路。该控制环路通过把A/D转换器35a、A/D转换器35b的各自的输出，输入到检测器39a、检测器39b，使用由A/D转换器35a、A/D转换器35b转换为数字信号的信号，检测DC偏移电压。然后通过把检测器39a、检测器39b的各自的输出供给控制部41a、控制部41b，使控制部41a、控制部41b生成用于消除所检测出的DC偏移电压的消除信号。

而且，在本实施方式1中，在混频器23a、混频器23b与低通滤波器31a、低通滤波器31b之间分别***合成器43a和合成器43b。而且通过向这些合成器43a、合成器43b供给消除信号，使消除信号与混频器23a、混频器23b各自的输出合成。由此，在合成器43a、合成器43b中，DC偏移电压与消除信号合成，从而抑制了DC偏移电压。另外，这些合成器43a、合成器43b只要位于A/D转换器35a、A/D转换器35b的上游，即比这些输入端子更接近混频电路21的一侧，就可以消除DC偏移电压。

这里，在本机振荡器27的输出与控制部41a、41b之间***有电平判定器57、和与该电平判定器57的输出连接的驱动部61。而且，电平判定器57与存储器59连接。另外，在存储器59中，存储有下限值、和通过在该下限值上加上规定的电压值而作为上限值的上下限的阈值。由此，电平判定器57把从本机振荡器27输入的振荡信号的信号电平与存储在存储器59中的阈值进行比较。并且，控制部41a、控制部41b的输出与电平判定器57连接。

本发明的发明者们对上述那样的高频接收装置52中DC偏移电压的变化的原因进行了研究。结果表明，本实施方式的直接转换方式的DC偏移电压的产生的主要原因是，混频器23a、混频器23b等中的自混频、或者是基于由于混频器23a、混频器23b等由平衡电路构成所产生的2组晶体管或电阻等的特性差。而且，发明者们还确认到特别是这样的DC偏移电压在温度变动的影响下容易发生变化。

因此，发明者们注意到本机振荡器27的振荡信号的信号电平对应温度而变化，从而想到了通过检测振荡信号的信号电平来检测温度的变动。由此设想了如下的构造，即，利用电平判定器57检测出振荡信号的信号电平，并仅在该电平判定器57判定为振荡信号的信号电平发生了变化的情况下，使抑制DC偏移的控制环路动作。根据这样的结构，在振荡信号的信号电平发生了变化的情况下，认为在温度发生了变化时，DC偏移电压也发生了变化，此时使控制环路动作。因此，在温度的变化在阈值范围内的情况下，由于控制部41a、和控制部41b为关断状态，所以可实现电力消耗低的高频接收装置52。另外，在本实施方式中，只有控制部41a、41b为关断状态，但除此以外，也可以使检测器39a、39b为关断状态。这种情况可进一步减少电流的消耗。

下面，对于在如上述那样构成的高频接收装置52中的抑制DC偏移电压的动作进行以下的详细说明。电平判定器57对由本机振荡器27输入的振荡信号的信号电平进行检波，把该检波的信号电平与存储在存储器59中的阈值进行比较。在本实施方式1中，在存储器59中存储有振荡信号的信号电平的上限值和下限值的阈值。由此，电平判定器57在判定为超过了上限值或下限值的情况下，向驱动部61输出表示超过了阈值的信号。然后，被输入了该信号的驱动部61驱动控制部41a、控制部41b。

这里，在电平判定器57判定为振荡信号的信号电平超过了上限值或下限值的情况下，变更存储在存储器59中的阈值。具体是，电平判定器57在判定为振荡信号的信号电平大于上限值的情况下，电平判定器57把被存储在存储器59中的上限值作为新的下限值存储到存储器59中。并且，电平判定器57把在新的下限值上加上了规定电压值的值作为新的上限值存储到存储器59中。

另一方面，电平判定器57在判定为振荡信号的信号电平小于下限值的情况下，电平判定器57把存储在存储器59中的下限值作为新的上限值存储在存储器59中。并且电平判定器57把从该新的上限值中减去了规定电压值的值作为新的下限值存储到存储器59中。

这样，电平判定器57在判定为超过了阈值的情况下，通过把用于判定的阈值变更为新的值，可通过电平判定器57检测出温度的变化。在本实施方式1中，作为阈值而使用振荡信号的信号电平的绝对值，根据该值的变化来检测出温度的变化。因此，例如即使本机振荡器27的振荡信号的信号电平的变化相对温度呈非线性，也能够容易地检测出温度的变化。因此，存储在存储器59中的阈值被设定为与温度对应的振荡信号的信号电平的值。

而且，电平判定器57在判定为超过了阈值的情况下，向驱动部61输出旨在使其驱动控制部41a、控制部41b的信号。驱动部61通过向控制部41a、控制部41b供给电力，来使控制部41a、控制部41b动作。由此，使控制环路动作，使控制部41a、控制部41b为了消除检测出的DC偏移电压而生成负电压的消除信号。然后，作为抑制部的合成器43a、合成器43b通过把消除信号与混频器23a、混频器23b的输出合成，来抑制DC偏移电压。

接下来，在执行了控制环路的动作之后，在判定为由控制部41a、控制部41b把DC偏移电压控制为0或最小、或者为最佳状态的情况下，控制部41a、控制部41b向电平判定器57输出表示完成了控制的结束信号。而且，电平判定器57在接收到该结束信号后，向驱动部61输出旨在使控制部41a、控制部41b停止动作的信号。由此，驱动部61关断向控制部41a、控制部41b供给的驱动电源。

这里，在判定为通过控制部41a、控制部41b把DC偏移电压控制为0或最小、或者为最佳状态时，根据电平判定器57的指示，控制部41a、控制部41b成为关断状态，但还一直维持着向合成器43a、合成器43b供给的电压，继续向合成器43a、合成器43b供给。由此，在其后也还继续进行DC偏移电压的消除。

另外，在本实施方式1中，使存储在存储器59中的上限值和下限值变化，但也可以把在电平判定器57判定为超过了阈值时的振荡信号的信号电平作为信号电平基准值存储到存储器59中，进而作为阈值把振荡信号的信号电平的变动幅度作为固定的上下限值存储到存储器59中。在这种情况下，电平判定器57检测出之后输出的振荡信号的信号电平与信号电平基准值的电平差，通过将该电平差与固定的阈值进行比较，可检测出温度的变化量。

并且，电平判定器57在判定为所输入的振荡信号的信号电平与信号电平基准值的电平差超过了阈值的情况下，把在上一次使控制环路动作时输入的振荡信号的信号电平作为新的信号电平基准值存储到存储器59中。由此，由于能够切实地检测出从上一次使控制环路动作时为起点的温度变动量，所以可更有效地使控制环路动作。从而可进一步减少电力的消耗。

另外，本实施方式中的混频电路21和本机振荡器27、PLL电路29、合成器43a、合成器43b、低通滤波器31a、低通滤波器31b、控制部41a、控制部41b、电平判定器57、驱动部61全被集成在一个集成电路内。由此，可实现小型的高频接收装置52。

另外，本实施方式1中，在混频器23a、混频器23b与低通滤波器31a、低通滤波器31b之间***了合成器43a、合成器43b，但这些合成器43a、合成器43b也可以设置在低通滤波器31a、低通滤波器31b与输出端子33a、输出端子33b之间。

并且，在本实施方式1中，检测器39a、检测器39b从A/D转换器35a、A/D转换器35b的输出中检测出DC偏移电压。因此，控制部41a、控制部41b由于能够处理数字信号，所以容易处理。而且由于可兼用为了解调而设置的A/D转换器35a、A/D转换器35b，所以不需要额外设置A/D转换器。

另外，在本实施方式1中，是把A/D转换器35a、A/D转换器35b的输出供给了检测器39a、检测器39b，但其只要是至少位于合成器43a、合成器43b下游的、即输出端子33a、输出端子33b一侧的信号即可。例如，如果从合成器43a、合成器43b与输出端子33a、输出端子33b之间，向检测器39a、检测器39b供给输入信号，则可在电子调谐器53内构成控制环路。而且，根据这样的结构，能够构成为在集成电路内还包括检测器39a、检测器39b的构造，从而可实现更小型的电子调谐器53。

(实施方式2)

下面，结合附图，对本实施方式2的高频接收装置64进行说明。图3是表示实施方式2的高频接收装置64的电路结构的方框图。另外，在图3中，对于与图2中相同的部分使用相同的编号，并简化其说明。

如图3所示，便携电视中的高频接收装置64，具有天线3、从由该天线3接收的信号中选择所希望的频道的电子调谐器65、对从电子调谐器65输出的中间频率信号进行解调的解调部86、对由该解调部86解调的信号进行解码的解码器9、被供给了该解码器9的输出的显示器11和扬声器13。

这样构成的电子调谐器65与电子调谐器53同样，把从天线3供给的高频信号通过输入端子66、带通滤波器17、放大器19供给到作为直接转换方式的第1混频电路的混频电路21。然后，该混频电路21通过把该高频信号与从本机振荡器27输出的信号混频，直接提取出I信号和Q信号。然后，从混频电路21输出的I信号和Q信号分别被供给到低通滤波器31a、低通滤波器31b。

本实施方式2中的高频接收装置64具有作为第2混频电路的混频电路71，该混频电路71的一方的输入被供给低通滤波器31a、低通滤波器31b的各自的输出，并且其另一方的输入被供给固定振荡器69的输出。另外，在本实施方式2中，固定振荡器69是产生57MHz的频率的固定振荡信号的振荡器。而且，混频电路71通过将固定振荡器69的输出与I或Q信号混频，转换成57MHz的频率的中间频率信号。

该混频电路71具有混频器73a、和混频器73b，低通滤波器31a、低通滤波器31b的输出被分别供给到混频器73a、混频器73b。另外，固定振荡器69环路连接有PLL电路75。并且，在混频器73a和混频器73b的另一方的输入与固定振荡器69之间***有移相器77。该移相器77为了向混频器73a和混频器73b分别供给相位相差90度的信号，改变从固定振荡器69输出的振荡信号的相位。而且，合成器79的输入被供给这些混频器73a和混频器73b的输出，把这些输出信号合成。通过该合成器79合成的信号，通过带通滤波器81从输出端子82输出到解调部86。

即，本实施方式2的高频接收装置64由混频电路21、混频电路71、和合成器79构成了所谓波段开关(ウェ一バ)方式的高频接收装置。由此，在合成器79的输入被输入相互成为同相位的2个中间频率信号。此时，图像信号由于成为相位相互相差180度的状态，所以在合成器79中，视频信号被消除。另外，在混频器73a、混频器73b中，从混频器23a和混频器23b输出的DC偏移电压与固定振荡器69的信号混频。由此，从混频器73a、混频器73b输出将DC偏移电压转换成了中频的信号(以下称为转换DC偏移信号)。

带通滤波器81被***在合成器79与输出端子82之间。另外，带通滤波器81的输出与检测器83的输入连接。由此，检测器83从混频电路71的输出信号中检测出转换DC偏移信号。该检测器83的输出与控制部85的输入连接。而且，该控制部85的输出被供给到被设置在低通滤波器31a与混频器73a之间的作为抑制部的合成器87a、和被设置在低通滤波器31b与混频器73b之间的作为抑制部的合成器87b。

而且，控制部85为了消除转换DC偏移信号，生成与检测器83检测出的转换DC偏移信号对应的消除信号，并供给到合成器87a、合成器87b。由此，在合成器87a、合成器87b中，通过把DC偏移电压与各个消除信号合成，来消除DC偏移电压。

另外，在本实施方式2中，在低通滤波器31a与混频器73a之间，以及低通滤波器31b与混频器73b之间分别设置了作为抑制部的合成器87a、合成器87b，但其也可以设置在低通滤波器31a与混频器23a之间，以及低通滤波器31b与混频器23b之间，或者混频器73a与合成器79之间、以及混频器73b与合成器79b之间。

另外，作为抑制部的合成器87a、合成器87b也可以替换成合成器79。在这种情况下，作为抑制部，不使用合成器87a、合成器87b，而使用合成器79。即，把控制部85生成的消除信号直接供给到合成器79，由该合成器79把混频器23a生成的DC偏移电压、混频器23b生成的DC偏移电压、与消除信号一并合成。由此，可进一步减小电路规模，可实现进一步的小型化。

而且，本实施方式2中，使用与实施方式1相同的电平判定器57、驱动部61、存储器59等，电平判定器57把从固定振荡器输入的振荡信号的信号电平与存储在存储器中的阈值进行比较。然后，在判定为所输入的信号电平超过了阈值的情况下，向驱动部61输出旨在驱动控制部85的信号。

这样，在本实施方式2中，也能够与本实施方式1同样地使控制环路动作。由此，由于在温度发生了变化的情况下使控制环路动作，所以可实现消耗电力低的高频接收装置。

但是，本实施方式2中的电平判定器57可检测出固定振荡器69的振荡信号，而且当从控制部85输入了表示控制已经结束的信号时，向驱动部61发出关断控制部85的指示。

而且，在该控制环路动作之后，在判定为通过控制部85把转换DC偏移信号控制为0或最小、或者为最佳状态的情况下，控制部85向电平判定器57输出表示完成了控制的结束信号。而且，电平判定器57在接收到该结束信号后，向驱动部61输出旨在关断控制部85的动作的信号。由此，驱动部61将控制部85关断。

这里，在判定为由控制部85把转换DC偏移电压控制为0或最小、或者为最佳状态的情况下，根据电平判定器57的指示使控制部85成为关断状态，但是向合成器87a、合成器87b或合成器79供给的消除信号还被维持为原状，继续向合成器87a、合成器87b或合成器79供给。

如上所述，本实施方式的高频接收装置64由于使用韦伯方式，所以可抑制图像信号。另外，本实施方式2的电平判定器57由于检测出固定振荡器69的振荡信号的信号电平，所以使振荡信号的信号电平不容易发生基于想要接收的所希望的频道的频率的变动。从而可提高电平判定器57的温度变化的判定精度。

另外，由于向检测器83输入的输入信号从带通滤波器81与输出端子82之间供给，所以能够在电子调谐器65内构成控制环路。这样，能够在集成电路内构成混频电路21和本机振荡器27、69、PLL电路29、75、合成器79、合成器87a、合成器87b、低通滤波器31a、低通滤波器31b、控制部85、电平判定器57、驱动部61，并且还包括检测器83，从而可实现更小型的电子调谐器65。

Claims (17)

1.一种高频接收装置，具有：

输入端子；

直接转换方式的混频电路，其一方的输入被供给被输入到上述输入端子的高频信号，并且其另一方的输入被供给本机振荡器的振荡信号，并输出相位互不相同的多个输出信号；

被供给上述混频电路的输出的抑制部；

被供给上述抑制部的输出的输出端子；

检测在上述混频电路的输出信号中所包含的直流偏移电压的检测器；和

被***在上述检测器的输出与上述抑制部的输入之间的控制部；

其中，在上述检测器检测到上述直流偏移电压的情况下，上述控制部向上述抑制部输出用于抑制上述直流偏移电压的信号；

在上述本机振荡器与上述混频器之间设有：被供给上述振荡信号并将上述振荡信号的信号电平与预定的阈值进行比较的电平判定器；和被***在上述电平判定器的输出与上述控制部之间的驱动部；

其中，上述电平判定器在判定为上述信号电平超过了上述阈值的情况下，通过使上述驱动部动作，来驱动上述控制部。

2.根据权利要求1所述的高频接收装置，其特征在于，上述电平判定器与存储上述阈值的上限值的存储器连接，

上述电平判定器在判定为上述振荡信号的信号电平大于上限值的情况下，把在上述上限值上加上了预定的值的值作为新的上限值，存储在上述存储器中。

3.根据权利要求2所述的高频接收装置，其特征在于，在上述存储器中存储有上述阈值的下限值，上述电平判定器在判定为上述振荡信号的信号电平大于上限值的情况下，把上述上限值作为新的下限值存储在上述存储器中。

4.根据权利要求1所述的高频接收装置，其特征在于，上述电平判定器与存储上述阈值的下限值的存储器连接，上述电平判定器在判定为上述振荡信号的信号电平小于下限值的情况下，把从上述下限值中减去了预定的值的值作为新的下限值，存储在上述存储器中。

5.根据权利要求4所述的高频接收装置，其特征在于，在上述存储器中存储有上述阈值的上限值，上述电平判定器在判定为上述振荡信号的信号电平小于下限值的情况下，把上述下限值作为新的上限值存储在上述存储器中。

6.根据权利要求1所述的高频接收装置，其特征在于，在与上述电平判定器连接的上述存储器中，预先存储阈值和信号电平基准值，上述电平判定器在判定为所输入的信号电平与上述信号电平基准值的电平差超过了上述阈值的情况下，通过使上述驱动部动作，来驱动上述控制部。

7.根据权利要求6所述的高频接收装置，其特征在于，上述电平判定器在判定为所输入的上述信号电平与上述信号电平基准值的电平差超过了上述阈值的情况下，把上述所输入的信号电平的值作为新的信号电平基准值存储到存储器中。

8.根据权利要求1所述的高频接收装置，其中：上述控制部生成用于消除上述直流偏移电压的负电压的消除信号，

上述抑制部采用了将上述消除信号和上述混频电路的输出合成的合成器。

9.一种高频接收装置，具有：

输入端子；

直接转换方式的第一混频电路，其一方的输入被供给被输入到上述输入端子的高频信号，并且其另一方的输入被供给本机振荡器的振荡信号；

第二混频电路，其上述一方的输入被供给上述第一混频电路的输出，并且其上述另一方的输入被供给了固定振荡器的输出；

将从上述第二混频电路输出的多个信号合成的合成器；

被供给上述合成器的输出的输出端子；

被***在上述第一混频电路与上述第二混频电路之间、或上述第二混频电路与上述合成器之间的任意一方的抑制部；

检测在上述第一混频电路的输出信号中所包含的直流偏移电压的检测器；和

被***在上述检测器的输出与上述抑制部的输入之间的控制部；

其中，在上述检测器检测到上述直流偏移电压的情况下，上述控制部向上述抑制部输出用于抑制上述直流偏移电压的信号；

上述高频接收装置设有：被供给从上述本机振荡器和上述固定振荡器的任意一方输出的振荡信号，并将上述振荡信号的信号电平与预定的阈值进行比较的电平判定器；和

被***在上述电平判定器的输出与上述控制部之间的驱动部；

其中，上述电平判定器在判定为上述信号电平超过了上述阈值的情况下，通过使上述驱动部动作，来驱动上述控制部。

10.根据权利要求9所述的高频接收装置，其特征在于，上述电平判定器与存储上述阈值的上限值的存储器连接，

上述电平判定器在判定为上述振荡信号的信号电平大于上限值的情况下，把在上述上限值上加上了预定的值的值作为新的上限值，存储在上述存储器中。

11.根据权利要求10所述的高频接收装置，其特征在于，在上述存储器中存储有上述阈值的下限值，上述电平判定器在判定为上述振荡信号的信号电平大于上限值的情况下，把上述上限值作为新的下限值存储在上述存储器中。

12.根据权利要求9所述的高频接收装置，其特征在于，上述电平判定器与存储上述阈值的下限值的存储器连接，上述电平判定器在判定为上述振荡信号的信号电平小于下限值的情况下，把从上述下限值中减去了预定的值的值作为新的下限值，存储在上述存储器中。

13.根据权利要求12所述的高频接收装置，其特征在于，在上述存储器中存储有上述阈值的上限值，上述电平判定器在判定为上述振荡信号的信号电平小于下限值的情况下，把上述下限值作为新的上限值存储在上述存储器中。

14.根据权利要求9所述的高频接收装置，其特征在于，在与上述电平判定器连接的上述存储器中，预先存储阈值和信号电平基准值，上述电平判定器在判定为所输入的信号电平与上述信号电平基准值的电平差超过了上述阈值的情况下，通过使上述驱动部动作，来驱动上述控制部。

15.根据权利要求14所述的高频接收装置，其特征在于，上述电平判定器在判定为所输入的上述信号电平与上述信号电平基准值的电平差超过了上述阈值的情况下，把上述所输入的信号电平的值作为新的信号电平基准值存储到存储器中。

16.根据权利要求9所述的高频接收装置，其中：上述控制部为了消除由上述第二混频器转换成中间频率信号的转换直流偏移信号，生成相位与转换直流偏移信号相差180度的消除信号，

上述合成器还被供给由上述控制部生成的上述消除信号，

上述抑制部采用了将上述消除信号和上述第二混频电路的输出合成的上述合成器。

17.根据权利要求9所述的高频接收装置，其中：上述电平判定器对从上述固定振荡器输出的振荡信号的信号电平与上述预定的阈值进行比较。

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