CN100462722C - 滚动轴承单元的转速检测装置和载荷测量装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种用于检测转速的传感器，该传感器输出检测信号d，该检测信号是实际转速d_d和基于振摆的变动量d_n的叠加。通过自适应滤波器28由所述传感器的信号自己来产生的信号构成基准信号x来计算用于抵消变动量d_n的抵消信号y，并且将所述抵消信号从所述检测信号d中减去。结果是，提供了用于基本上表示转速d_d的信号e，因此，基于信号e，所述转动构件的转速得以计算。

Description

滚动轴承单元的转速检测装置和载荷测量装置

技术领域

本发明涉及一种滚动轴承单元的转速检测装置和载荷测量装置。例如，本发明涉及用于支撑汽车、铁路车辆、各种运输车辆等移动体的车轮的滚动轴承的改进，以通过测量构成滚动轴承单元的转动构件的转速和测量加载在滚动轴承单元上的载荷(径向载荷和轴向载荷中的一个或两者)来确保移动体移动的稳定性。

背景技术

例如，汽车车轮通过两排径向止推类型(double row angular)的滚动轴承单元由悬挂滚动地支撑。此外，为了确保汽车的运行稳定性，使用了防抱死制动***(ABS)，牵引控制***(TCS)、车辆稳定控制***(VSC)等的车辆运行稳定装置。为了控制各种车辆运行稳定装置，指示车辆转速、在施加在车体等上的各方向上的加速度的信号变得必要。此外，为了实现更高级的控制，最好能知道经过车轮施加在滚动轴承单元上的载荷(径向载荷和轴向载荷中的一个或两者)的大小。

鉴于这样的情形，JP-A-2001-21577(以下称作“专利参考文献1”)描述了一种滚动轴承单元，该滚动轴承单元具有能够测量径向载荷的载荷测量装置。根据背景技术的第一实例的具有载荷测量装置的滚动轴承单元用于测量径向载荷并且如图15所示那样构成。轮毂2构成由通过悬架支撑、用于连接车轮的转动环，外环1构成固定环，轮毂2固定到外环1的内径侧。轮毂2具有轮毂主体4和内环6，所述轮毂主体4具有用于将车轮固定在其外端部(在整合到车辆上的状态下在宽度方向上形成外侧的端部)的转动侧凸缘3。内环6向外安装在轮毂主体的内端部(在整合到车辆上的状态下在宽度方向上形成外侧的端部)并且被螺母5压紧。外环1的内周面形成有分别构成固定侧轨道的两排外环轨道7、7。轮毂2的外周面形成有分别构成转动侧轨道的两排内环轨道8、8。此外，各个多个滚动件9a、9b设置在外环1的两排外环轨道7、7和轮毂2的两排内环轨道8、8之间，以使轮毂2能够在外环1的内径侧转动。

在径向上穿过外环1的安装孔10形成在外环1的轴向上的中间部上和基本在竖直方向上的外环1的上端部处的两排外环轨道7、7之间的外环的部分上。此外，安装孔10的内部安装有具有圆杆形(杆形)的位移传感器，该传感器构成用于测量载荷的传感器。位移传感器11为非接触类型并且设置在其前端面(下端面)的检测面设置成与传感器环12的外周面接近地相对，该传感器环2向外地安装成由在轮毂2的轴向上的中间部固定。当所述的检测面和传感器环12的外周面之间的距离对应一变化量变化时，位移传感器11输出信号。

在具有如上构造的背景技术的载荷测量装置的滚动轴承的情况中，基于位移传感器11的检测信号，可以计算施加在滚动轴承单元上的载荷。也就是说，尽管车辆的重量将由车辆悬架支撑的外环1压向下侧，但是固定地支撑车轮的轮毂2会保持在其应该在的位置。因此，基于外环1和轮毂2以及滚动件9a、9b的弹性变形，重量增加的越多，外环1的中心和轮毂的中心之间的变动增加地越多。此外，重量增加地越多，位移传感器11的检测面和设置在外环1的上端部处的传感器环12的外周面之间的距离越小。因此，当位移传感器11的检测信号传输给控制器时，施加在集成有位移传感器11的滚动轴承单元上的径向载荷可以通过由试验等预先计算出的关系或映射来计算。基于以该方法所计算出的施加在各滚动轴承单元上的载荷，ABS得以恰当地控制，此外，在负载状态的故障通知给驾驶员。

此外，根据如图15所示的背景技术的结构，除了可以检测施加在滚动轴承单元上的载荷之外，还能使轮毂2的转速得以检测。因此，传感器转子13向外安装成由内环6的外端部固定并且检测转速的传感器15由连接到外环1的内端开口部上的盖14支撑。此外，转速检测传感器15的检测部分设置成经由一检测间隙与传感器转子13的检测部相对。

在使用集成有上述转速检测装置的滚动轴承单元时，当传感器转子13与固定在车轮上的轮毂2一起转动并且使传感器转子13的检测部在转速检测传感器15的检测部附近运转时，转速检测传感器15的输出发生变化。以这种方式改变转速检测传感器15的输出的频率与车轮的转数成比例。因此，当转速检测传感器15的输出信号传输给控制器时，ABS和TCS能够得以适当地控制，其中所述控制器未示出。

虽然具有上述背景技术结构的第一实例的载荷测量装置的滚动轴承单元用于测量施加在滚动轴承单元上的径向载荷，但是测量施加在滚动轴承单元上的轴向载荷的结构也记载在JP-A-3-209016(以下称作“专利参考文献2”)等中并且在背景技术中已经公知。图16示出了具有记载在专利参考文献2中的用于测量轴向载荷的载荷测量装置的滚动轴承单元。在背景技术结构的第二实例的情况中，用于支撑车轮的转动侧凸缘3a固定地设置在形成转动环的轮毂2a的外端部的外周面上。此外，形成固定环的外环1a的外周面固定地设置有固定侧凸缘17，用于由形成悬架的转向节16固定地支撑外环1a.此外，外环1a的内周面形成有两排外环轨道7、7。轮毂2a的外周面形成有两排内环轨道8、8。此外，通过在外环1a的两排外环轨道7、7和轮毂2a的两排内环轨道8、8之间滚动地设置各个多个滚动件9a、9b，轮毂2a可由外环1a的内径侧滚动地支撑。

此外，各载荷传感器20连接到固定侧凸缘17的内侧面的多个部分上和围绕螺孔19的多个部分上，该螺孔19用于拧入螺钉18以连接转向节16的固定侧凸缘17。在通过转向节16来固定地支撑外环1a的状态中，各载荷传感器20支撑在转向节16的外侧和固定侧凸缘14的内侧面之间。

在背景技术结构第二实例的滚动轴承单元的载荷测量装置的情况中，当轴向载荷施加在车轮和转向节16之间，转向节16的外侧面和固定侧凸缘17的内侧面从各载荷传感器20的两个面在轴向方向上强烈地压各载荷传感器20，所述车轮未示出。因此，通过将各载荷传感器20的测量值加起来，可以计算车轮和转向节之间的轴向载荷。此外，虽然JP-B-62-3365(以下称作“专利参考文献3”)未示出，但其记载了一种由外环相应构件的振动频率来计算滚动件的公转速度和测量施加在滚动轴承上的轴向载荷的方法，所述外环相应构件的刚度被部分地减小。

在图15中所示的背景技术结构的第一实例的上述情况中，施加在滚动轴承单元上的载荷通过由位移传感器11检测外环1和轮毂2之间在直径方向上的位移来测量。然而，在直径方向上的位移量较小，因此为了精确地计算载荷，需要使用具有高精确度的位移传感器11。具有高精确度的非接触类型的传感器较为昂贵，因此，具有载荷测量装置的滚动轴承的成本不可避免地增加。

此外，在图16中所示的背景技术结构的第二实施例的上述情况中，需要设置与螺钉18的数量相同数量的载荷传感器20，螺钉18用来将外环1a固定地支撑到转向节16上。因此，除了载荷传感器20本身较为昂贵之外，滚动轴承单元的载荷测量装置的成本不可避免地显著地增加。此外，根据在专利参考文献3中记载的方法，必须部分地减小外环相应构件的刚度并且存在难以确保外环相应构件耐用性的可能性。

此外，根据用在滚动轴承单元的载荷测量装置中的用于检测各种转动构件之转速的转速检测装置，当其转速将要被检测的构件的转动中心与编码器的几何中心相互不一致时，转速检测的精确度下降。为了防止由于该原因使转速检测的精确度下降，可想到用如下方法来消除上述两个中心的变动影响，即，将在编码器上沿径向相互相对的侧面上的位置设置的一对转速检测传感器的检测信号加在一起。然而，在上述情况中，需要两个转速检测传感器，该数量造成了成本和安装空间的增加，因此，还是可以想到，存在难以采用上述的装置的情况。

作为用于消除具有相对较低频率的噪声成分的技术，已知一种通过LMS算法运行的自适应滤波器，其记述在“自适应滤波器的基本原理(部分2)”，日本声学协会会议录，第45卷，第9号日本声学协会，1989，p.731-738(HaruoHamada，“Fundamental of an adaptive filter(part 2)”，proceeding of the JapanAcoustic Society，vol.45，No.9，(corp.)，Japan Acoustic Society)(以下称作“非专利参考文献1”)中。此外，关于自适应滤波器的概要，所公知的是:chuo university，electric，electronic，information，communication engineeringdepartment，chao research lab，“what is afaptive filter”，[online]，[searched onAugust 29，Heisei 15]，internet<URL:http://www.elect.chuo-u.ac.jp/chao/forB 3/dsp/volterra/filter.html>(以下称作“非专利参考文献2”)，The Math Works，Inc.，“Outline and application of adaptivefilter”，[online]，[searched on August 29，Heisei 15]，internet<URL:http://www.mathworks.ch/access/helpdesk/jhelp/toolbox/filterdesign/adaptiv2.shtml>(以下称作“非专利参考文献3”)，The Mathworks，Inc.，“Example ofadapative filter using LMS algorism”，[online]，[search on August 29，Heisei15]，Internet，<URL:http://www.mathworks.ch/access/helpdesk/jhelp/toolbox/filterdesign/adaptiv9.shtmal>(以下称作“非专利参考文献4”)等。此外，还关于同步类型的的滤波器，这也是一种自适应滤波器，已知的是，例如，Haruo Hamda，other 3“Synchronizing type adaptive filter and active application to activenoise/vibration control”，proceeding of the Japan Acoustic Society，3-5-13，(Corp，)Japan Acoustic Society，March，Heisei4，p.515-516(以下称作非专利参考文献5”)。此外，关于通过同步型LMS算法来抑制发动机振动的技术，已知记述在Shigeki，Sato，other 4“Development of active mount”，automobile technology，(Corp.)The Society of Automobile Engineers of Japan，Vol.53，No.2，February1999，p.62-66(以下称“非专利参考文献6”。然而，在背景技术中，上述自适应滤波器集中用于，通过发射具有与低频噪声相位相反的相位的声波实现所谓的主动噪声控制(so-to-speak active noise control)，以减小低频率噪声。也就是说，在背景技术中，自适应滤波器仅用于减小低频噪声，以使得从空调导管散发到室内的低频噪声得以减小，或进入到客车车厢内部的低频的排放或行驶噪声得以减小，此外，由耳机外部进入的外部低频噪声得以减小等。非专利文献6所描述的技术的目的是抑止发动机的振动。换句话说，关于记述在非专利参考文献1等中的在背景技术中已知的自适应滤波器技术，根本未能想到，通过使用编码器而不考虑编码器的回转运动来提高转速检测的精确度。此外，特别是未能考虑到通过使用其他类型的滤波器来提高转速检测的精确度。

发明内容

鉴于上述情形，本发明的目的是提供一种能够以低成本构成的滚动轴承单元的转速检测装置和载荷测量装置，其不会带来耐用性或安装空间的问题，并且在确保控制所需的精度的同时能够检测转动构件的转速。

优选地，本发明的目的是提供一种能够检测转动构件的转速而不产生延迟的转速检测装置，这通过将自适应滤波器技术应用到转速检测领域中来实现，这与在背景技术中应用到声学领域等十分不同。

通过以下的构造来实现本发明的目的。

根据本发明的第一方面，提供一种转速检测装置，包括:编码器，其由转动构件固定地支撑、随同所述转动构件一起转动，并且该编码器在圆周方向上交替地改变自己的特性；转速检测传感器，其上设有处于与所述编码器的检测表面相对的状态的检测部；以及计算单元，其基于从所述转速检测传感器传输来的并且周期性改变的检测信号来计算所述转动构件的转速；其中，所述计算单元包括滤波器电路，所述滤波器电路计算用于消除所述转速检测传感器的所述检测信号的变动影响的抵消信号，所述变动构成所述转动构件的所述转速计算中的误差；和其中，在计算所述转动构件的转速时，所述计算单元基于所述抵消信号修正从转速检测传感器传输来的检测信号。

根据本发明的第二方面，其中，检测信号的误差分量由编码器的一次转动分量构成，所述误差分量构成了作为所述变动的影响而被滤波器电路消除的对象。

根据本发明的第三方面，其中，所述的滤波器是自适应滤波器。

根据本发明的第四方面，其中，所述滤波器的接线头数等于所述编码器每一转的脉冲数，其中，所述自适应滤波器通过同步类型LMS来工作。

根据本发明的第五方面，其中，所述自适应滤波器并联于传输所述转速检测传感器的所述检测信号的主信号通道设置，并且所述转速检测传感器的所述检测信号的变动影响通过如下方式来消除，即，在所述主信号通道的下游部处将构成由所述自适应滤波器所计算的所述转速检测传感器的变动量的误差分量减去。

根据本发明的第六方面，其中，所述自适应滤波器是通过最速下降方法来工作的数字滤波器或模拟滤波器，其中，所述自适应滤波器是通过LMS算法来工作的数字滤波器或模拟滤波器。

根据本发明的第七方面，其中，所述自适应滤波器是通过最速下降方法来工作的数字滤波器或模拟滤波器，其中，所述自适应滤波器是通过LMS算法来工作的数字滤波器或模拟滤波器。

根据本发明的第八方面，其中，所述转动构件为保持架，该保持架设置在构成滚动轴承单元的一对轴承环之间并且与保持在多个槽窝中的滚动件的公转一致地转动。

根据本发明的第九方面，其中，所述转动构件为保持架，该保持架设置在构成滚动轴承单元的一对轴承环之间并且与保持在多个槽窝中的滚动件的公转一致地转动。

根据本发明的第十方面，其中，所述转动构件为保持架，该保持架设置在构成滚动轴承单元的一对轴承环之间并且与保持在多个槽窝中的滚动件的公转一致地转动。

根据本发明的第十一方面，其中，所述转动构件为保持架，该保持架设置在构成滚动轴承单元的一对轴承环之间并且与保持在多个槽窝中的滚动件的公转一致地转动。

本发明还提供一种滚动轴承的载荷测量装置，其包括:包括两排固定侧轨道的固定环；转动环，其与所述固定环同心地设置并且包括与所述两排固定侧轨道相对的两排转动侧轨道；多个滚动件，所述多个滚动件可滚动地设置在所述固定侧轨道和所述转动侧轨道之间，各多个滚动件设置在各两排轨道之间，所述多个滚动件的接触角的方向在所述两排之间彼此相反；一对转速检测装置，所述各转速检测装置是如本发明第八方面所述的转速检测装置，所述对转速检测装置检测用于保持所述两排滚动件的一对所述保持架的转速；以及计算单元，其基于由所述各转速检测装置检测到的所述对保持架的转速来计算施加在所述固定环和所述转动环之间的载荷。

本发明还提供一种滚动轴承的载荷测量装置，其包括:包括两排固定侧轨道的固定环；转动环，其与所述固定环同心地设置并且包括与所述两排固定侧轨道相对的两排转动侧轨道；多个滚动件，所述多个滚动件可滚动地设置在所述固定侧轨道和所述转动侧轨道之间，各多个滚动件设置在各两排轨道之间，所述多个滚动件的接触角的方向在所述两排之间彼此相反；一对转速检测装置，所述各转速检测装置是如本发明第九方面所述的转速检测装置，所述对转速检测装置检测用于保持所述两排滚动件的一对所述保持架的转速；以及计算单元，其基于由所述各转速检测装置检测到的所述对保持架的转速来计算施加在所述固定环和所述转动环之间的载荷。

本发明还提供一种滚动轴承的载荷测量装置，其包括:包括两排固定侧轨道的固定环；转动环，其与所述固定环同心地设置并且包括与所述两排固定侧轨道相对的两排转动侧轨道；多个滚动件，所述多个滚动件可滚动地设置在所述固定侧轨道和所述转动侧轨道之间，各多个滚动件设置在各两排轨道之间，所述多个滚动件的接触角的方向在所述两排之间彼此相反；一对转速检测装置，所述各转速检测装置是如本发明第十方面所述的转速检测装置，所述对转速检测装置检测用于保持所述两排滚动件的一对所述保持架的转速；以及计算单元，其基于由所述各转速检测装置检测到的所述对保持架的转速来计算施加在所述固定环和所述转动环之间的载荷。

本发明还提供一种滚动轴承的载荷测量装置，其包括:包括两排固定侧轨道的固定环；转动环，其与所述固定环同心地设置并且包括与所述两排固定侧轨道相对的两排转动侧轨道；多个滚动件，所述多个滚动件可滚动地设置在所述固定侧轨道和所述转动侧轨道之间，各多个滚动件设置在各两排轨道之间，所述多个滚动件的接触角的方向在所述两排之间彼此相反；一对转速检测装置，所述各转速检测装置是如本发明第十一方面所述的转速检测装置，所述对转速检测装置检测用于保持所述两排滚动件的一对所述保持架的转速；以及计算单元，其基于由所述各转速检测装置检测到的所述对保持架的转速来计算施加在所述固定环和所述转动环之间的载荷。

另外，本发明的转速检测装置包括编码器，编码器由转动构件固定地支撑、随同所述转动构件一起转动，并且该编码器在圆周方向上交替地改变其上的特性；转速检测传感器，其上设有处于与所述编码的检测表面相对的状态的检测部；以及计算单元，其基于从所述检测传感器传输来的并且周期性改变的检测信号来计算所述转动构件的转速。

特别是，根据本发明的转速检测装置，所述计算单元包括用于消除所述转速检测传感器的所述检测信号的变动影响的滤波器电路，所述变动构成所述转动构件的所述转速计算中的误差{例如，归因于编码器的转动中心和几何中心之间的不一致}。

优选地，自适应滤波器用作滤波电路。

根据如上述所构成的本发明的转速检测装置，例如，即使当所述转动构件的转动中心和所述编码器的几何中心相互不一致，也可以精确地计算所述转动构件的转速。也就是说，即使当所述中心彼此不一致并且基于该不一致性的变动产生于所述转速检测传感器的检测信号中，该变动可以抵消。因此，通过精确地把握基于转动构件的转速的各种状态，可以进行迅速和正确的测量。

特别地，当自适应滤波器用作滤波电路时，与抵消变动相应的信号处理延迟可以为零并且利用转速的各种控制可以迅速地执行。

当本发明被实施时，优选地，检测信号的误差分量由编码器的一次转动分量构成，所述误差分量构成了作为所述变动的影响而被滤波器电路消除的对象。

编码器的一次转动分量的变动宽度与其他分量相比容易增加，因此，通过由滤波器电路来抵消所述分量的变动，可以有效地增加转动构件的转速检测的精确度。

此外，除了自适应滤波器之外，一个或多个种类的数字滤波器或模拟滤波器，或低通滤波器，或陷波滤波器可以分别地用作滤波电路。

在使用滤波电路的情况中，当使用切断频率随着转动构件的转速变化的次数固定类型滤波器时，即使在转动构件的转速发生变化的使用中，检测信号也可以由滤波电路来有效地处理。

此外，当在实施采用自适应滤波器和滤波电路的本发明时，优选地，所述自滤波器的接线头数设置成等于所述编码器每一转时的脉冲数。

此外，优选地将由同步类型的LMS运行的滤波器用作自适应滤波器。

当以该种方式构成时，在编码器的每次脉冲时处理转速检测传感器的检测信号所必需的计算次数显著地降低到足以能够由低成本的计算单元(CPU)来处理，该低成本的计算单元(CPU)的计算速度不是特别地快。

此外，优选地，计算所述自适应滤波器的滤波系数的平均值并且基于该平均值修正所述转速检测传感器的检测信号的DC水平。

在该种情况中，优选地将如下数值用作滤波系数的平均值，即，在所述编码器的转动方向上于等间距处(彼此相对180度的侧面的位置)出现的任意两个点取样的滤波系数的平均值，或是构成多个组合数据的四点或多于四点上的滤波系数的平均值，所述组合数据是在所述编码器的转动方向上于等间距处出现的任意两个点取样的滤波系数对的组合。

当以该方式构成时，即使在使用由同步类型LMS算法运行的自适应滤波器的情况中，所述自适应滤波器也能防止所述转速检测传感器的检测信号的DC水平被抵消，并且可以精确地把握基于所述转动构件的转速的各种状态。

此外，优选地，所述自适应滤波器并联于主信号通道(主通道)设置，所述主信号通道用于传输所述转速检测传感器的所述检测信号。此外，沿着此通道，在所述主信号通道的下游部处将从所述自适应滤波器所计算的构成所述转速检测传感器的变动量的误差分量减去。此外，通过这样的构成，可以消除所述转速检测传感器的检测信号的变动影响。

当自适应滤波器以该方式并联于主信号通道设置时，通过采用不同于滤波器与主信号通道串联地(***)布置、并且滤波器的特性通过背景技术中常用的一些方法而成为可变之构型的构型，可以容易地和充分地消除转速检测传感器的检测信号的变动影响。此外，虽然在陷波滤波器等滤波器串连地***到主信号通道的情况中具有在主信号通道中产生时间延迟的可能性，通过将滤波器与主信号通道并联地设置，不用担心在主信号通道产生时间延迟。

此外，优选地，由最速下降方法运行的数字滤波器或模拟滤波器用作自适应滤波器。此外，更优选地，将由LMS(最小均方)算法(基于最速下降方法将均方误差最小化的运算规则)运行的数字滤波器或模拟滤波器用作自适应滤波器。

在使用由最速下降方法(更优选地，LMS算法)运行的自适应滤波器时，自适应滤波器可以在将基于转动构件的转动中心和编码器的几何中心的不一致所产生的变动最小化的状态下完成。因此，可以容易地和充分地消除基于变动的误差。

此外，优选地，构成自适应滤波器的输入的基准信号(与基于振摆的转速检测传感器的输出信号的变动相关的信号)通过与所述编码器(其中，在一转中特征的变化次数已知)相对的转速检测传感器的检测信号的处理电路、或者基于检测信号计算转动构件的转速的处理电路由所述基准信号自己来产生。

当以该方式构成时，可以低成本地和节省空间地产生基准信号。即，在背景技术中已公知的使用自适应滤波器的主动噪声控制的情况中，不必知道需要被减低的外部噪声的频率和波形。因此，需要基于由分开设置的麦克风所收集的外部噪声(通过从外部输入的信号来产生基准信号)来产生用于抵消所述外部噪声的声音(具有与外部噪声相同幅值的、并且其波形相位从所述外部噪声的波形相位偏离180度的声音)的基准信号。与此相反的是，在将自适应滤波器用作滤波电路的本发明的情况中，通过使用自适应滤波器，基于振摆的转速检测传感器的检测信号的变动信号得以减小。此外，编码器的一转中的特征变化次数预先已知，因此，通过观察编码器每一转的脉冲次数，在不需要特别地提供用于测量振摆的传感器的情况下，可以产生与变动相关的基准信号。所述基准信号可以由编码器每一转构成一个周期的下列任何波形构成，即正弦波、三角波、锯齿波、矩形波和脉冲波。

此外，优选地，关于所述转速检测传感器的所述检测信号的变动，低通滤波器设置在所述自适应滤波器的前面或后面，以平均第二变动，该第二变动基于的原因与基于编码器的振摆的变动(所谓的累积磁极距误差)的原因不同，并且该第二变动的周期短于基于振摆的变动(第一变动)的周期。

在由于编码器的转动所产生的转速检测传感器的检测信号的变动中，除了存在基于振摆的具有较长的周期的变动(第一变动)(低频波)之外，还存在由在圆周方向上的特征的变化构成的磁极距误差(磁极距误差)引起的具有较短的周期的变动(第二变动)(高频波)。通过自适应滤波器难以减小高频波的变动。然而，可以通过使用平均值滤波器等的低通滤波器来修正高频波变动，平均值滤波器执行移动平均等的平均处理。因此，当平均值滤波器等的低通滤波器设置在如上所述的自适应滤波器的前面或后面时，不仅可以减小基于编码器振摆的转动检测传感器的检测信号的变动(第一变动)(称为所谓累积磁极距误差)，还可以减小基于编码器特征变化的磁极距误差的转速检测传感器的检测信号的变动(第二变动)。

此外，当实施将自适应滤波器用作滤波器电路的本发明时，优选地，固定地支撑编码器的转动构件由保持架构成，该保持架设置在构成滚动轴承单元的一对轴承环之间并且与保持在多个槽窝中的滚动件的公转一致地转动。

归因于编码器的转动中心和几何中心的不一致性产生了基于编码器振摆的转速检测传感器的检测信号的变动。此外，该不一致性还由集成误差等产生。然而，通过增加集成精度，基于集成误差的两个中心的不一致性可以被抑制到实际不造成问题的程度。

然而，在编码器由保持架支撑的情况中，即使当保持架和编码器的各自几何中心被制成相互完全的一致，仍会产生编码器的转动中心和几何中心的不一致性。原因是，如上所述，在各滚动件的滚动面和保持架的槽窝的内面之间存在间隙。

因此，当使用由保持架固定支撑的编码器来检测该保持架的转速时，重要的是处理基于编码器的转动中心和几何中心之间的不一致的转速检测传感器的检测信号的变动。

此外，特别地，当检测面为在编码器的轴向方向上的一个侧面时，重要的是实施将自适应滤波器用作滤波电路的本发明。

在编码器由保持架的一个部分固定支撑的情况中和在编码器的几何中心和转动中心不彼此一致的情况中，即使编码器的检测面由不论是周边面、还是在轴向方向上的一个侧面的任何面构成，转速检测传感器的检测信号基于所述的不一致性会发生变动。然而，当编码器和转速检测装置的检测部设置在滚动轴承中的有限空间的内部，通过将在编码器的轴向方向上的一个侧面来构成检测面可以增加设计的自由度。

此外，可以想到的是，将自适应滤波器用作过滤电路的本发明的实施例优选是滚动轴承单元的载荷测量装置。

滚动轴承的载荷测量装置具有固定环，转动环，多个滚动件，一对转速检测装置和计算单元。

其中固定环即使在被使用时也不转动。

此外，转动环与固定环同中心地设置并且转动环在使用时转动。

此外，所述的各滚动件在固定环和转动环的彼此相对的部分处可滚动地设置在各为两排的固定侧轨道和转动侧轨道之间，每排各有多个滚动件，所述多个滚动件的接触角的方向在所述两排之间彼此相反。

此外，转速检测装置用于检测保持两排滚动件的保持架对的转速。

此外，计算单元基于由各转速检测装置所检测到的保持架对的转速来计算在所述固定环和所述转动环之间的载荷。

将自适应滤波器用作滤波电路的本发明应用到滚动轴承单元的载荷测量装置中时，上述各转速检测装置由上述结构构成。

更优选地，转动环由处于固定在汽车车轮上的状态下与车轮一起转动的轮毂形成。

附图说明

图1是用于测量载荷的集成有转速检测装置的滚动轴承单元的剖视图，其示出了本发明的第一实施例；

图2是放大图1的部分A的示图；

图3是取出了保持架和滚动件、编码器、转速检测传感器以在从图2的上侧观察到的状态示出的示意图；

图4是滚动轴承的示意图，其用于说明能够基于转速测量载荷的原因；

图5是示出了电路的框图，该电路用于通过自适应滤波器来减小基于保持架回转的转速检测传感器的输出信号的变动；

图6是从图1至3的侧向示出了保持架和编码器的示意图，其用于说明

基于保持架回转而使转速检测传感器的输出信号变化的原因；

图7是示出了指示转速的信号基于保持架回转和磁极距误差而发生变化的状态的曲线图，该信号从转速传感器的输出信号计算得到；

图8是示出了通过自适应滤波器来减小指示转速的信号的变动的曲线图，所述信号从转速传感器的输出信号计算得到；

图9是示出了这样情形的曲线图，即，在采用同步类的LMS算法来使自适应滤波器工作并且没有关于DC水平的修正时，用于指示转速的信号发生变化的情形，从而来说明本发明的第二实施例的必要性；

图10是类似于图5的示图，其示出了本发明的第二实施例；

图11是示出了对滤波器系数进行取样以进行关于DC水平的修正的示图；

图12是示出了这样情形的曲线图，即，在采用同步类型的LMS算法来使自适应滤波器工作并且进行关于DC水平的修正时，用于指示转速的信号发生变化的情形，以显示第二实施例的效果；

图13是示出了用在本发明的第三实施例中的低通滤波器的工作的流程图；

图14是示出了用在本发明的第四实施例中的陷波滤波器的工作的流程图；

图15是在背景技术中已知的集成有用于测量径向载荷的传感器的滚动轴承单元的剖视图；

图16是在背景技术中已知的集成有用于测量轴向载荷的传感器的滚动轴承单元的剖视图。

此外，在附图中的附图标记中，标记1、1a指示外环，标记2、2a指示轮毂，标记3、3a指示转动侧凸缘，标记4指示轮毂主体，标记5指示螺母，标记6指示内环，标记7指示外环轨道，标记8指示内环轨道，标记9a、9b指示滚动件，标记10、10a指示安装孔，标记11指示位移传感器，标记12指示传感器环，标记13指示传感器转子，标记14指示盖子，标记15指示转速检测传感器，标记16指示转向节，标记17指示固定侧凸缘，标记18指示螺栓，标记19指示螺孔，标记20指示载荷传感器，标记21a、21b指示保持架，标记22指示传感器单元，标记23指示前端部，标记24a、24b指示公转速度(revolution speed)检测传感器，标记25指示边缘部，标记26a、26b指示公转速度检测编码器，标记27指示转速检测编码器，标记28指示自适应滤波器。

具体实施方式

参考如下附图，将对根据本发明的各实施例的滚动轴承单元的转速检测装置和载荷测量装置进行详细地说明。

(第一实施例)

图1至8示出了本发明的第一实施例。所示出的实施例是本发明应用到滚动轴承单元的载荷测量装置上时的实施例，所述载荷测量装置用于测量施加在支撑汽车驱动轮(FR车辆、RR车辆的前轮，MD车辆的前轮，FF车辆的后轮)的滚动轴承单元上的载荷。在此的滚动轴承单元部的滚动轴承的构成和运转类似于在图15中所示出的上述背景技术结构的构成和运转，因此等同的部分附有相同的附图标记以省略或简化重复的说明，并且如下将集中地对本实施例的特征操作进行说明。

构成转动环的轮毂2的外周面形成有两排径向止推类型的内环轨道8、8，其分别构成转动侧轨道。此外，构成固定环的外环1的内周面形成有两排径向止推类型的外环轨道7、7，其分别构成固定侧轨道。此外，通过在如下状态下将滚动件(滚珠)9a、9b滚动地支撑在轮毂2的两排径向止推类型内轨道8、8和外环1的两排径向止推类型外轨道7、7之间而使轮毂2被外环1的内径侧可转动地支撑，所述状态即，将各滚动件(滚珠)9a、9b分成两排(2排)并且由保持架21a、21b保持，其中各排中分别保持有滚动件中的多个。在该状态下，各排的滚动件9a、9b具有方向彼此相反的接触角α_a，β_b(图2)并且具有相同的大小以构成具有背面一体化类型(back faceintegrating type)的两排径向止推类型滚珠轴承。各排的滚动件9a、9b被施加足够大小的预载荷，其程度是使得滚动件在使用时不会因施加的轴向载荷而损坏(lost)。在采用滚动轴承单元时，外环1由悬架和制动盘固定地支撑，而车轮的轮部由轮毂2的转动侧凸缘3固定地支撑。

安装孔10a以如下状态形成，即，其在外环1的轴向方向的中间部和在构成上述滚动轴承单元的两排外环轨道7、7之间的部分穿过外环1。此外，传感器单元22沿外环1的直径方向从外侧向内侧***到安装孔10a中，并且传感器单元22的前端部23从外环1的内周面突出来。前端部23具有一对分别构成转动检测传感器的公转速度检测传感器24a、24b和单个的转速检测传感器15a。

在其中的各公转速度检测传感器24a、24b用于测量设置成两排的滚动件9a、9b的公转速度。各公转速度检测传感器24a、24b在前端部23中沿轮毂2的轴向(图1至2的左右方向)的两侧面处设置有其各自的检测面。在本实施例的情况中，各公转速度检测传感器24a、24b检测设置成两排的各滚动件9a、9b的转速作为相应的保持架21a、21b的转速。为此目的，在本实施例的情况中，构成各保持架21a、21b的边缘部25、25相对于彼此设置在两侧。此外，分别形成圆环形的公转速度检测编码器26a、26b连接在各边缘部25、25的面上并由其支撑，所述边缘部25、25在其整个周界上彼此相对。各编码器26a、26b的检测面的特性沿圆周方向等间隔地和交替地变化，从而使各保持架21a、21b的转速可通过公转速度检测传感器24a、24b来测量。

为此目的，将各公转速度检测传感器24a、24b的检测面设置成与形成各转速检测编码器26a、26b的检测面的彼此相对面接近地相对。此外，优选地将各转速检测编码器26a、26b的检测面和公转速度检测传感器24a、24b的检测面之间的距离(检测间隙)设置成大于槽窝间隙(picket clearance)并且等于或小于2mm，所述槽窝间隙为各保持架9a、9b的各槽窝的内面和各滚动件9a、9b的滚动面之间的间隙。当检测间隙等于或小于槽窝间隙时，在各保持架21a、21b被移动该槽窝间隙的大小的情况中，这带来了测量面和测量面磨损的可能性，因此该情况不是优选的。相反地，当检测间隙超过2mm时，难以通过各公转速度检测传感器24a、24b来精确地测量各公转速度检测编码器26a、26b的转动。

另一方面，转速检测传感器15a用于检测形成转动环的轮毂2的转速，并且其检测面设置在前端部23的前端面上，即外环1在直径方向上的内端面上。此外，具有柱形的转速编码器27向外安装成固定在轮毂2的中间部以及两排的内轨道8、8之间。转速检测传感器15a的检测面设置成与形成检测面的转速检测编码器27的外周面相对。转速检测编码器27的检测面的特性在圆周方向等间隔地并且交替地变化，从而使轮毂2的转速可通过转速检测传感器15a检测。还有，转速检测编码器27的外周面和转速检测传感器15a的检测面之间的测量间隙限制为等于或小于2mm。

此外，具有用于检测车轮转速的各种结构的各编码器26a、26b、27可用来提供在背景技术中控制ABS或TCS的信号。例如，可以优选地使用由多个磁体制成的各编码器26a、26b，所述的多个磁体在检测面(侧面或外周面)上N磁极和S磁极交替地和等间隔地排列。附带地，可以使用简单地由磁性材料制成的编码器或其光学特性在圆周方向上等间隔地并且交替地变化的编码器(通过与光学类转速检测传感器结合)。

在本实施例的情况中，将圆环形的永久磁体用作各转速检测编码器26a、26b，其中，其形成检测面的侧面交替地和等间隔地布置有S磁极和N磁极。各转速检测编码器25a、25b连接成固定在各保持架21a、21b的边缘部25、25的侧面上，这通过粘合来单独制造，或通过***模制来模制，所述***模制即在通过注模方法模制各保持架21a、21b时将转速检测编码器26a、26b放置在空腔的内部的方法。根据成本和所需要的连接强度等因素来选择所要采用的方法。

此外，磁性类的转速检测传感器可以优选地用作各公转速度检测传感器24a、24b和转速检测传感器14a，所有的这些传感器是用于检测转速的传感器。此外，集成有霍尔元件(hole element)、霍尔IC(hole IC)、抗磁性元件(MR元件，GMR元件)、MI元件等的磁性检测元件的有源类型(active type)转动检测传感器优选用作磁性类的转速检测传感器。为了构成集成有磁性检测元件的有源类型的转速检测传感器，例如，磁性检测元件的一个侧面直接地或经由磁性材料制成的定子(当使用由磁性材料制成的编码器时)抵靠在永久磁体的磁化方向上的一个端面上，而磁性检测元件的另一侧面设置成直接地或经由磁性材料制成的定子与各编码器26a、26b、27的检测面相对。此外，在本实施例的情况中，不需要在传感器的一侧上的、由永久磁体制成的编码器。

在根据本发明的滚动轴承单元的载荷测量装置的情况中，各传感器24a、24b、15a的检测信号输入到计算单元中，该计算单元未示出。此外，该计算单元基于从各传感器24a、24b、15a传输来的检测信号计算在外环1和轮毂2之间施加的径向载荷和轴向载荷的一个或两者。例如，当计算径向载荷时，计算单元计算由公转速度检测传感器24a、24b检测到的各排的滚动件9a、9b的公转速度的和。此外，计算单元基于该总和与转速检测传感器15a所检测到的轮毂2的转速的比值来计算径向载荷。此外，当计算轴向载荷时，计算单元计算公转速度检测传感器24a、24b所检测到的各排滚动件9a、9b的公转速度的差值。此外，计算单元基于该差值与由转速检测传感器15a所检测到的轮毂2的转速的比值来计算轴向载荷。参考图4将给出对这方面的说明。此外，接下来将给出的说明基于如下假设，即，在不施加轴向载荷F_a的状态中各排的滚动件9a、9b的接触角α_a、α_b彼此相同。

图4通过简要显示滚动轴承来示出负载工作状态，该滚动轴承用于支撑如图1所示的车轮。预载荷F₀、F₀施加在布置于两排内环轨道8、8和两排外环轨道7、7之间的两排轨道中的滚动件9a、9b上。此外，滚动轴承单元在使用时被车身重量等施加径向载荷F_r。此外，在转弯行驶等时所施加的离心作用力施加为径向载荷F_a。预载荷F₀、F₀、径向载荷F_r、轴向载荷F_a中的任何一个都影响各滚动件9a、9b的接触角α(α_a、α_b)。此外，当接触角α_a、α_b改变时，各滚动件9a、9b的公转速度n_c改变。当各滚动件9a、9b的节圆直径由标记D标示、各滚动件9a、9d的直径由标记d标示、具有相应内环轨道8、8的轮毂2的转速由标记n_i标示，以及具有相应外环轨道7、7的外环1由标记n_o标示时，公转速度n_c由下述方程(1)表示。

n_c＝{1-(d·cosα/D)·(n_i/2)}+{1+(d·cosα/D)·(n_o/2)}...(1)

从方程(1)显然可知，各滚动件9a、9b的公转速度n_c随各滚动件9a、9b的接触角α(α_a、α_b)的变化而变化，并且如上所述，接触角α_a、α_b随径向载荷F_r和轴向载荷F_a的变化而变化。因此，公转速度n_c随径向载荷F_r和轴向载荷F_a的变化而变化。具体地说，关于径向载荷F_r，径向载荷F_r越大，公转速度n_c越小，原因是轮毂2转动而外环1不转动。此外，关于轴向载荷，支撑轴向载荷的排的公转速度变大而不支撑轴向载荷的排的公转速度变小。因此，基于公转速度n_c来计算径向载荷F_r和轴向载荷F_a。

然而，与公转速度n_c的变化相关的接触角α不仅随径向载荷F_r和轴向载荷F_a在彼此关联的同时变化，而且还随预载荷F₀、F₀变化。而且，公转速度n_c还与轮毂2的转速n_i成正比地变化。因此，只有轴向载荷F_a、预载荷F₀、F₀、转速n_i的每一个都相关地得以考虑，才能准确地计算公转速度n_c。在其中的预载荷F₀、F₀不随工作状态变化，因此可容易地通过初始设置等排除影响。与此相反的，径向载荷F_r、轴向载荷F_a和轮毂2的转速n_i总是随工作状态变化，因此，不能通过初始设置等来排除影响。

鉴于上述情形，在上述实施例的情况中，如上所述，在计算径向载荷时，通过计算由各公转速度检测传感器24a、24b所检测到的各排滚动件9a、9b的公转速度的总和，可以减小轴向载荷F_a的影响。此外，在计算轴向载荷时，通过计算各排滚动件9a、9b的公转速度之间的差值，可减小径向载荷F_r的影响。此外，在任何的情况中，通过基于上述总和或上述差值与由转速检测传感器15a所检测到的轮毂2的转速n_i的比值，轮毂2的转速n_i的影响得以排除。然而，在基于各排地滚动件9a、9b的转速的比值来计算轴向载荷F_a时，轮毂2的转速则不必需要。

此外，虽然存在基于各公转速度检测传感器24a、24b的信号来计算径向载荷和轴向载荷的其中一个和两者的各种现有方法，但是这些方法与本发明的本质不相关，因此对其的详细地说明将被省略。

然而，在通过任何方法计算任一载荷时，重要的是基于各公转速度检测传感器24a、24b的检测信号来精确地计算各排滚动件9a、9b的公转速度，从而增加载荷测量的精确度。

与此相反的是，各公转速度检测传感器24a、24b的检测信号(基于这些的指示公转速度的信号)包括基于检测面的磁极距(在圆周方向上彼此邻近的S极和N极之间的间距)误差的、具有上述较高频率的变动和与保持架21a、21b的振摆运动相应的具有上述较低频率的变动。当不处理(减小)上述变动时，各排滚动件9a、9b的公转速度不能得以精确地计算，因此，径向载荷和轴向载荷的测量精确度下降。因此，在本实施例的情况中，通过采用如图5所述的自适应滤波器，减小了基于振摆运动的具有较小频率的变动，此外，通过采用如平均值滤波器等的低通滤波器，其未示出，基于磁极距的误差的具有较高频率的变动得以减小。

首先，参考图6至图7，将对两种变动所产生的原因进行说明。鉴于将各滚动件9a(9b)转动地保持的必要性，保持公转速度检测编码器26a、26b(或其本身具有编码器的功能)的保持架21a(21b)的槽窝的内面和各转动构件9a(9b)的滚动面之间存在间隙。因此，即使各组件整合在一起的精度被尽可能地提高，在滚动轴承单元的工作时，仍存在各滚动件9a(9b)的节圆中心(轮毂2的转动中心)O₂和保持架21a(21b)的转动中心O₂₁相对于彼此偏离δ的量的可能性，该δ量夸大地示出在图6中。此外，基于该偏心量，转速检测编码器26a(26b)在转动中心O₂₁的周围进行振摆运动。该振摆运动的结果是，公转速度检测编码器26a(26b)的检测面具有在不同于转动方向的方向上的移动速度。在不同于转动方向的方向上的移动速度，例如，在图6的左右方向上的移动速度叠加到转动方向上的移动速度上和从在转动方向上的移动速度中减去。在另一方面，公转速度检测传感器24a(24b)基于公转速度检测编码器26a(26b)的检测面的移动速度来检测各滚动件9a(9b)的公转速度，因此，大小为δ的偏心量对其检测面设置成与公转速度检测编码器26a(26b)的侧面相对的公转速度检测传感器24a(24b)的检测信号具有影响。

当公转速度检测传感器24a(24b)的检测面设置成与公转速度检测编码器26a(26b)的侧面相对时，公转速度检测传感器24a(24b)的检测信号(基于其上指示公转速度的信号)如图7的点划线α所示正弦地变化。也就是说，即使当各滚动件9a(9b)的公转速度不变时，由公转速度检测传感器24a(24b)的输出信号所指示的公转速度如点划线α所示正弦地变化。具体地说，当在图6的左右方向上的移动速度加给在转动方向上的移动速度时，输出信号变成与快于实际公转速度的速度相对应的信号。相反地，当在左右方向的移动速度从在转动方向上的移动速度中减去，输出信号变成与慢于实际公转速度的速度相对应的信号。虽然在图6中所绘制出的δ量的大小比实际情况中的更夸大，但是，当需要更加精确地计算施加在滚动轴承单元上的径向载荷F_r和轴向载荷F_a以便更加严格地执行例如使车辆稳定的控制时，需要解决由于偏心所带来的误差。

此外，虽然在公转速度检测编码器26a、25b的侧面上排列的S极和N极之间的磁极距(pitch)应该保持固有地相同，但是，由于在制造中所产生的磁化误差等原因，存在磁极距彼此之间不同的情况，尽管其间的差别较小。此外，基于该误差，公转速度检测传感器24a(24b)的检测信号被改变。基于磁极距(magnetizing pitch)的误差的变动周期比基于振摆运动的变动周期要短得多。例如，当公转速度检测编码器26a(26b)的侧面(检测面)的特性(S极和N极的重复)在检测面的整个外周上改变60次，基于磁极距误差的变动周期变为基于振摆运动的变动周期的1/60。

通过加入(叠加)两种变动所构成的从公转速度检测编码器26a(26b)输出的检测信号(基于其上指示公转速度的信号)如图7中的粗线β所示。为了精确地计算径向载荷Fr和轴向载荷Fa，需要减小这两种变动。因此，在本实施例的情况中，根据振摆运动的具有较低频率的变动通过如图5所示的自适应滤波器28来减小，而根据磁极距误差的具有较高频率的变动通过平均值滤波器等的低通滤波器来减小，该低通滤波器未示出。此外，作为自适应算法(adaptive algorism)，将FIR滤波器用作自适应滤波器的LMS(最小均方(least squares mean))算法(基于最速下降方法将均方误差最小化的运算规则)是优选的，所述FIR滤波器在随后提到。

首先，如图5所示，将对通过自适应滤波器来减小具有低频率的变动进行说明。在公转速度检测编码器26a(26b)与公转速度检测传感器24a(24b)相对的部分处的移动速度通过下述方式来构成，即将实际转速d_d与基于偏心量δ而由振摆引起的一次转动分量的表观速度(apparent speed)的变动量d_n叠加。因此，公转速度检测传感器24a(24b)的输出信号d成为指示将实际转速d_d与变动量d_n相加的速度之和(d＝d_d+d_n)的信号。当自适应滤波器将变动量d_n从输出信号d中减去时，实际转速d_d得以计算。

另一方面，为了使自适应滤波器28工作，需要采用与基于振摆的变动量相关的基准信号x。当基准信号d_n可以获得时，自适应滤波器28形成FIR(有限脉冲响应(finite impulse response))滤波器(具有有限脉冲响应时间的滤波器＝在有限时间内使脉冲响应清零的滤波器)，该FIR滤波器通过自学习具有与实际信号流“d_n→d”的传输特性相同的特性。此外，当由自适应滤波器28的计算结果所提供的抵消信号y{＝y(k)，其在随后提到}从公转速度检测传感器24a(24b)的输出信号d中减去时，该相减变得与由振摆引起的变动量d_n从公转速度检测传感器24a(24b)的输出信号d中移除(d-d_n)的效果等同。当变动量d_n以该种方式移除时，自适应滤波器28不过滤在信号主通道(图5的上半部分)上传输的输出信号d，而是基于在子通道(图5的下半部分)上传输的基准信号x计算用于移除变动量d_n的抵消信号y。此外，抵消信号y仅仅从构成主通道的输出信号d中减去，因此，输出信号d的响应不会被延迟。

在本发明的情况中，基准信号x由下述电路自己产生，所述电路即，基于在公转速度检测编码器26a(26b)的一次转动期间的特性的许多次变化而对与公转速度检测编码器26a(26b)相对的公转速度检测传感器24a(24b)的输出信号进行处理的电路，或基于检测信号对各滚动件9a(9b)的公转速度进行计算的处理电路。因此，可以减小产生基准信号x所需的成本。也就是说，当在背景技术中已知作为自适应滤波器使用的主动噪声控制结构按原样应用到用于精确计算各滚动件9a(9b)的公转速度的结构中时，公转速度检测编码器26a(26b)的振摆由分开设置的位移传感器、转速传感器等的传感器检测，并且所述传感器的检测信号用作自适应滤波器28的基准信号x。自然地，本发明也可以由该结构实施，由于一定量分开设置的传感器导致需要成本和安装空间。

与其相反的是，在本实施例的情况中，在不采用以该方式分开设置的传感器的检测信号的情况下获得基准信号，通过自适应滤波器28，基于公转速度检测编码器26a(26b)的振摆的公转速度检测传感器24a(24b)的输出信号的变动量d_n得以减小。也就是说，可以预先知道在公转速度检测编码器26a(26b)的一次转动期间的特性改变的次数(S极和N极的次数)。因此通过观察在公转速度检测编码器26a(26b)转动一次时的脉冲的次数，在不需要特别地分开设置如位移传感器、转动传感器等的传感器的情况下，可以产生与变动d_n相关的基准信号x。具体地说，公转速度检测编码器26a(26b)的振摆的影响由一次转动的主分量的波形构成，例如，当公转速度检测编码器26a(26b)每一转为60个脉冲时，可以自己产生由60个数据构成一个周期的如正弦波、三角波、锯齿波、矩形波、脉冲波等的波形。

基准信号x的波形还可以由用于计算各滚动件9a、9b的公转速度的处理电路(CPU)来产生，并且还可以通过固着在公转速度检测传感器24a(24b)上的电子电路部(IC)来产生。无论如何，基于所得到的基准信号x的抵消信号y从公转速度检测传感器24a(24b)的输出信号d中被减去以计算指示实际转速d_d的修正信号e(＝e(k)，在随后提到)。以该方式所计算的修正信号e输送给用于计算各滚动件9a(9b)的公转速度的处理电路，被用于计算公转速度，此外，还用作由自适应滤波器28自己学习的信息。

此外，基于如下所示方程(2)至(4)，通过在自适应滤波器28的部分计算抵消信号y并且将该抵消信号y从公转速度检测传感器24a(24b)的输出信号中减去从而提供修正信号e的运算得以执行。

$y\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{w}_k\left(i\right)\&CenterDot;x(k-i)...\left(2\right)$

e(k)＝d(k)-y(k)                   ...(3)

w_k+1(i)＝w_k(i)+2μ·e(k)·x(k-i)   ...(4)

在方程(2)(3)(4)中，符号k指示时间序列中的数据编号，符号N指示作为自适应滤波器28的FIR滤波器的接线头数(tap number)。此外，符号w指示FIR滤波器的滤波系数，符号w_k指示当运算第k个数据时所使用的滤波系数，符号w_k+1分别指示当运算连续的数据序列(第k+1个)所使用的滤波系数。也就是说，在本实施例中，FIR滤波器成为自适应滤波器，其通过方程(4)连续地适当更新滤波系数。由于在开始运转时滤波系数可以自己调整，所以可以用零代替在开始运转时第一次所使用的滤波系数W_k，然而，可以预先地计算所期望的滤波特性并且其数值可以代替在开始运转时第一次所使用的滤波系数W_k。此外，在前面的运算中最后所使用的滤波系数可以存储在EEPROM等的存储装置中并且可在再起动时使用。

此外，方程(4)中的符号μ是在滤波系数参考步长参数自己适当化时用来确定更新量的数值，并且正常地为大约0.01到0.001的数值，然而，实际上，该数值可以通过预先研究自适应操作的可接受性来设定，或可以通过使用如下所示的方程(5)来连续地更新。

$\mathrm{\&mu;}=\frac{\mathrm{\&alpha;}}{\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}^2(k-i)}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(5\right)$

此外，同样地，方程(5)中的α是用于确定更新量从而使滤波系数自己适当化的参数，α可以在0<α<1的范围并且α比如上所述的μ更容易地设置。此外，在本实施例的情况中，基准信号x自己产生，因此，方程(5)中的分母值为已知并且也可以预先计算μ的最佳数值。从减小计算值的观点来讲，优选地通过方程(5)预先计算μ的数值并且通过μ构建常数以使滤波系数由方程(4)进行自行适当化。

如上所述，通过将由自适应滤波器28所计算的抵消信号y从公转速度检测传感器24a(24b)的输出信号d中减去来计算指示实际速度d_d的修正信号e。此外，基于以这种方式所计算的修正信号e，各滚动件9a(9b)的公转速度得以精确地计算。此外，在实际的情况中，在公转速度检测传感器24a(24b)的输出信号d中存在第二变动，该第二变动基于磁极距误差，该第二变动的周期短于基于公转速度检测传感器24a(24b)的振摆的所述变动的周期。因此，通过在自适应滤波器28之前或之后设置用于将第二变动平均的平均值滤波器等的低通滤波器，尽管第二变动存在，各滚动件9a(9b)的公转速度得以精确地计算。用于抑制高频变动的平均值滤波器等的低通滤波器的结构和运转在背景技术中为广为公知，因此将省略对其的详细说明。

图8示出了关于通过使用自适应滤波器28来抑制基于编码器振摆的变动的工作的模拟实例。图8示出了通过60脉冲/一转的编码器来测量以恒定速度100min^-1转动的转动构件的转速的情况。粗线a指示这样的结果，即，转速检测传感器的检测结果(与输出信号d一致)仅仅经过接线头数等于15的移动平均处理(仅提供平均值滤波器)。在该情况中，由于编码器振摆的影响，转速的计算值在大约70到130min^-1之间变化。此外，编码器的振摆量设定成显著地大于实际所产生的数值。

与其相反的是，虚线示出了在由粗线a指示的移动平均后通过使用自适应滤波器修正数据的结果(与修正信号e一致)。从虚线b明显可看出，虽然计算值在滤波器刚起动之后发生变动，但是滤波系数在经过一短期时间后可自己调节并且计算结果转变成基本上为100min^-1的恒定值。从这里可知，通过平均值滤波器和自适应滤波器两者都被采用的方法，即使使用了具有磁极距误差和在转动中心与几何中心(转动)之间存在较大的差别的编码器，转动构件的转速也可以得以精确地计算。

此外，在计算如图8所示的两条线a，b时，作为基准信号x的60脉冲构成一周期的正弦波在于速度计算装置中进行脉冲计数的同时而自己形成。此外，自适应滤波器的步长参数设定为μ＝0.002，接线头数N＝30。

(第二实施例)

图9至12示出了本发明的第二实施例。本实施例情况的特征在于，通过显著地减少在编码器的每次脉冲时的转速检测传感器的检测信号所必须的计算处理的次数，处理可以在低成本的计算单元(CPU)中执行，在该计算单元中计算速度不是特别地块。为此目的，在本实施例的情况中，同步类型的LMS算法被采用以能够相当大地减小计算量。然而，在简单地使用同步类型的LMS算法时，在修正(抵消)构成编码器振摆的一次转动分量的同时，DC水平也被修正(抵消)了，该DC水平指示作为检测目的的转速。因此，转速检测装置的原有功能丧失，所以，监控滤波系数的零点并且执行零点修正以防止DC水平被抵消。以下将说明从该角度想到的实施例的特征。此外，在图8所示的实例中，还存在DC水平细微偏移的情况，尽管该偏移水平在实际中不会造成问题。因此，为了实现高精度地控制，在该情况中，也优选地执行零点修正。

虽然在前述第一实施例中所有的上述各方程(2)(3)(4)都是用于使自适应滤波器适当化，但是在实际应用中，可以想到存在计算量成为问题的情况。例如，当自适应滤波器的接线头数设置为N＝60时，在编码器的每个脉冲期间需要执行的总运算次数为241次，包括方程(2)中的60次乘法，方程(3)中的1次减法，方程(4)中的180次，即120次乘法和60次加法。因此，用于计算设置在单个滚动轴承单元上的两排滚动件的公转速度所需的计算量成为482次/1个脉冲。虽然不能物理地处理计算量(运算次数)，当时必需使用具有较快运算速度的相对昂贵的CPU。例如，检测汽车车轮(4轮)的转速以控制车辆运行稳定装置ABS、TCS、VSC等时，必需使用4个昂贵的CPU(或能够执行241次×2×4＝1928次的四则运算的高速CPU).其增加了车辆运行稳定装置的成本，因此，该构造不是优选的。

鉴于这样的情形，在本实施例的情况中，意图在于通过采用同步LMS算法来相当大地减小计算量，从而可以使用低成本的CPU。然而，当自适应滤波器在通过同步类型的LMS算法进行工作时，以该种方式构成的自适应滤波器不仅抵消编码器的转振摆分量，还抵消了指示转速的DC分量。以该种方式抵消DC分量的现象在使用同步的LMS算法时很显著。因此，在本实施例的情况中，通过提供使自适应滤波器的输出值清零的功能，从而使指示转速的DC水平得以精确地检测。

首先，将说明同步类型的LMS算法的工作原理。在如图5所述的框图中，输入到自适应滤波器28中的基准信号x可以是由编码器的转动等代表的信号并且与编码器的n次(n为正整数)转动分量相关，因此，该信号可以为一个脉冲信号/编码器每一转。因此，假定情况为基准信号x是1脉冲信号，同时，自适应滤波器28的接线头数N等于编码器的每一转的脉冲数。在该情况中，用在时间序列k情况的计算中的基准信号x表示在如下所示的方程(6)中。

在方程(6)中，基准信号x成为值为1的脉冲的位置j随着时间序列k的前进一个接一个地移向右侧，并且当位置j移到最右侧的第“N-1”的位置时，在下一个时间序列，新的脉冲值表示在最左侧的第0个位置。也就是说，基准信号x成为用于仅仅将值为1的脉冲的位置从第0位置循环到第N-1位置的数据序列。当方程(6)应用在方程(2)(4)中时，方程(7)(8)提供如下。

$y\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{w}_k\left(i\right)\&CenterDot;x(k-i)=w_k\left(j\right)\&CenterDot;x(k-j)=w_k\left(j\right)...\left(7\right)$

w_k+1(j)＝w_k(j)+2μ·e(k)·x(k-j)＝w_k(j)+2μ·e(k)   ...(8)

当自适应滤波器28通过一般的LMS算法而不是同步类型的算法来工作时，必须重复地执行在各方程(2)(3)(4)中所示的计算，而当自适应滤波器通过同步类型的LMS算法来工作时，可以仅执行在方程(7)(8)和方程(3)所示的计算。例如，在自适应滤波器28的接线头数N设定为60的情况中，当自适应滤波器28通过一般的LMS算法来工作时，编码器的各脉冲的运算总次数变为如上所述的214次。与其相反的是，当自适应滤波器28通过同步类型的LMS算法来工作时，运算通过替换方程(7)的数据来执行，并且可以在编码器的每个脉冲期间在方程(3)中执行总数为3次的四则运算，在方程(3)中的1次减法，在方程(8)中的2次运算，即1次乘法和1次加法。也就是说，与不采用同步类型LMS算法的情况相比，通过采用同步类型的LMS算法，可以将运算次数减小大约1/80。

然而，当采用同步类型LMS来使自适应滤波器28工作时，为了防止构成表示转速的信号的DC分量也被抵消，必须修正自适应滤波器28的零点。零点修正将说明如下。图9示出了由编码器的转动造成速度检测误差的实例，其作为需要进行零点修正的现象的具体例子。在图9中所示的图线表示出了与图8的情况类似的情况，以恒定速度100min^-1转动的转动构件的转速由60个脉冲/1转的编码器测量。粗线示出了在接线头数等于15的移动平均处理(仅提供平均值滤波器)的情况下的转速检测传感器的检测结果(与图10的输出信号一致)。在该情况下，由于编码器的振摆，转速的计算值在大约70到130min^-1之间变化。此外，编码器的振摆量设定为显著地大于实际所产生的值。

当通过使用如图5所示的自适应滤波器28来处理如图9中的粗线所示的关于转速的测量数据以抵消基于编码器的振摆的误差时，取决于自适应滤波器28的设定值，存在下述可能性，即在抵消基于振摆的误差分量之外，还抵消了构成检测目的的DC水平(由图9中虚线所指示的表示转速100min^-1的信号)。以该种方式抵消必要的DC水平的现象在采用同步类型LMS算法来使自适应滤波器工作时较显著。在图9中所示的点划线为其特定实例。

当采用同步类型LMS算法来使自适应滤波器工作并且没有采取特别的措施时，如点划线c所示，不仅基于编码器转动的误差分量被抵消而且用于指示转速的DC分量也被抵消，从而使输出值为零。这是自适应滤波器28的滤波系数W通过自适应操纵将DC水平带走的现象，结果是，自适应滤波器28的输出信号y带走了DC水平。为了解决该问题，在本实施例的情况中，如图10所示，从滤波系数W的平均值来计算DC水平，并且计算通过将该DC水平乘以基准信号x的脉冲值所构成的DC信号(当脉冲值为1时，不需要相乘)。此外，通过将上述所计算的DC信号与信号e相加，可以得到用于指示精确转速的DC水平，所述信号e中误差已通过自适应滤波器28抵消。

接下来，将对由滤波系数W的平均值来计算DC水平的方法进行说明。当通过同步类型LMS算法来使自适应滤波器28工作时，自适应滤波器28的滤波系数W如图11所示变化，由公转速度检测传感器24a(24b)的输出信号所提供的指示转速的信号中所包括的误差分量被抵消，并且如图9的点划线所示，输出值为零。在图9中所示的实例中，自适应滤波器28的接线头数N设定为60，因此，图11中所示的滤波系数W由60个数值构成。滤波系数W的平均值，即指示所要计算的转速的DC水平通过将60个数值相加然而除以60来计算得到。然而当执行这样的计算时，运算的次数增加并且不能充分地实现构成本实施例目的的低成本形式的CPU。

同时，作为误差的被抵消的对象，即，基于编码器振摆的波形由n次转动分量构成，该n次转动分量主要由一次转动分量构成。此外，在本实施例的情况中，自适应滤波器的接线头数N设置成等于每一次编码器转动的脉冲数，因此，滤波系数W成为周期函数，该函数具有周期L(＝60)。在其间设有N/2的间距的任意两个点的平均值变成与所有的N(N＝60)个点的平均值等同。因此，当计算两个点的平均值来构成用于指示转速的DC水平时，运算次数也可以显著地减少，这对于采用低成本形式的CPU是有益的。在对仅采用两个点的平均值带来的稳定性存在担心时，除了这两个点之外，还选择在其间设有N/2(＝30)的间隔的任意两个点并且计算总共4个点的平均值。此外，虽然未示出，即使当滤波系数W为n次转动的周期函数时，通过适当地增加用于计算平均点的点数和适当地设定其间隔，可以类似地计算上述平均值。

图12示出了通过本实施例的结构来抑制基于编码器振摆的变动的工作模拟实例。图12示出了通过60脉冲/1转的编码器来测量以100min^-1的恒定速度转动的转动构件的转速的情况。粗线为在接线头数等于15的移动平均处理(仅提供平均值滤波器)的情况下的转速检测传感器的检测结果(与输出信号d一致)。在该情况下，由于编码器的振摆，转速的计算值在大约70到130min^-1之间变化。虚线b是采用如图10所示通过同步类型LMS操纵自适应滤波器的结果，并且通过滤波系数W来执行DC分量的修正，从而抵消包括在用于表示转速的信号中的误差分量，所述信号由公转速度检测传感器24a(24b)的输出信号提供。从虚线b显然可知，虽然数据在自适应滤波器28刚起动时发生变化，但是滤波系数W在一短期时间后可自己适应，并且计算结果转变成大约为100min^-1的恒定值。

(第三实施例)

图13示出了本发明的第三实施例。根据本实施例，低通滤波器用于抑制基于编码器振摆的变动，该变动称作累积磁极距误差(accumulated pitcherror)。也就是说，一次转动分量的误差分量通过采用低通滤波器来减少，低通滤波器在低于构成变动的主成份的一次转动成份频率的频率下设置切断频率，一次转动分量的误差分量称作累积磁极距误差。在该情况中，低通滤波器对基于转速检测传感器的检测信号所计算的并且表示转速的信号(在图7中所示的上述信号)进行计算。此外，当编码器的转速变化时，一次转动分量的频率与转速成比例地变化。因此，为了通过低通滤波器来抑制基于编码器振摆的变动，低通滤波器的切断频率需要随着编码器的转速相应地变化。

例如，当使用数字低通滤波器时，滤波器计算的取样频率(samplingfrequency)不是设定成固定频率，而是设定成与编码器转动一致的取样频率。当以该方式设定取样频率时，取样频率可以随着编码器的转速(成比例)变化。具体地说，可以在与编码器相对的传感器每次输出脉冲信号时对用于滤波器计算的数据进行取样。图13是流程图(框图)，其表示通过Z变换的IIR类低通滤波器的图解，其作为频率跟踪类型(frequency following type)(级数固定类型degree number fixed type)低通滤波器的实例。以下所示的方程(9)(10)是用作低通滤波器的处理的计算方程。

Y′(k)＝a₀·X(k)+a₁·Y′(k-1)+a₂·Y′(k-2)   ...(9)

Y(k)＝b₀·Y′(k)+b₁·Y′(k-1)+b₂·Y′(k-2)   ...(10)

在图3和方程(9)(10)中，符号X指示输入到低通滤波器中的数据，并且其为相应于编码器的脉冲周期或脉冲速度所计算的并且表示转速的信号。此外，符号Y指示低通滤波器的输出，符号Y′指示在低通滤波器中所处理的信号。此外，Y′(k-1)表示从现在的时刻(处理序数k)回过1个时段所计算的Y′，而Y′(k-2)表示从现在的时刻(处理序数k)回过2个时段所计算的Y′。过去的Y′(k-1)和Y′(k-2)存储在存储器等中，该存储器集成在构成低通滤波器的处理电路上。虽然过去的Y′在计算的初始状态不存在，但可以用零代替初始值来开始计算，或可以将适当的数值作为初始值提前存储在上述的存贮器中。此外，图13和两个方程(9)(10)中的系数a0、a1、a2、b0、b1、b2为用于确定低通滤波器的切断次数或陡度的常数，并且数值可以被替换以构成所期望的特征。

当通过如图13所示的流程图运行的低通滤波器按照两个方程(9)(10)对随编码器的转动而变化的传感器输出信号进行处理时，基于编码器振摆的变动，即构成累积磁极距误差的一次转动分量的误差分量，可以得以抑制。此外，通过低通滤波器来处理传感器的输出信号，因此，除了一次转动分量的误差分量之外，基于上述磁极距的误差的高频率误差分量可以同时得以抑制。然而，一般来说，当通过使用低通滤波器来处理信号时，会造成响应延迟。因此，在响应延迟难以造成问题的时，可以如实施例中那样通过低通滤波器来处理传感器的输出信号。例如，在这样的情形下，即，其中从各滚动件9a、9b的公转速度和从如图1所示的用于支撑车轮的滚动轴承中的轮毂2的转速来检测载荷，作为可以想到的、本实施例可以应用于其中的情况是，即在汽车行驶时在逐渐弯曲处检测在车轮和路面之间的接触部分所产生的滑动作用力的情况和测量施加在机床、工业机器等的转动支撑部上的载荷的情况。在这些情况中，即使在对公转速度检测传感器24a、24b和转速检测传感器15a的输出信号进行处理中或多或少存在响应延迟，但是难以带来问题。

(第四实施例)

图14示出了本发明的第四实施例。根据本实施例，陷波滤波器被用来抑制称作为累积磁极距误差的基于编码器振摆的变动。如上所示，在采用低通滤波器来抑制上述变动时会产生响应延迟，因此，当在高速行驶时车道突然变化的状况下对车轮和路面之间的接触部所产生的滑动作用力进行检测时，通过使用低通滤波器不足以实现确保车辆行驶稳定性的控制。因此，在本实施例的情况中，通过陷波滤波器来抑制基于编码器振摆的一次转动分量的累积磁极距误差。此外，当编码器的转速发生变化时，一次转动分量的频率也随转速成比例地变化，因此，即使在使用陷波滤波器时，为了抑制基于编码器振摆的变动，陷波滤波器的切断频率需要相应于编码器的转速而变化。

图14是流程图，其表示通过z变换构成陷波滤波器的图解。此外，如下所示的方程(11)(12)为用在陷波滤波器运算中的计算方程。

Y′(k)＝X(k)-α·Y′(k-N/A)             ...(11)

Y(k)＝{(1+α)/2}·{Y′(k)+Y′(k-N/A)}   ...(12)

在图14和方程(11)(12)中，符号X指示输入到陷波滤波器中的数据，并且符号X是表示根据编码器的脉冲周期或脉冲速度所计算的转速。此外，符号Y表示陷波滤波器的输出，而符号Y′是在陷波滤波器中被处理的信号。此外，分别地，符号N表示编码器每一转(滚动件一次公转)的脉冲数，符号A表示规定陷波频率的常数，符号α表示确定陡度(影响收敛性能)的常数。

此外，术语Y′(k-N/A)表示从现在的时刻(处理序数k)回过N/A个时段所计算的Y′。为了在方程(11)中计算在当前时间点的Y′(k)，从X(k)减去Y′(k-N/A)与α相乘的值。过去的Y′(k-N/A)存储在存储器等中，该存储器集成在构成陷波滤波器的处理电路上。虽然过去的Y′(k-N/A)在计算的初始状态不存在，但可以用零代替初始值来开始计算，或可以将适当的数值作为初始值提前存储在上述的存贮器中。

如方程(12)所示，通过使用最新的Y′(k)和过去的Y′(k-N/A)来计算陷波滤波器的输出Y。在该情况中，通过与编码器每一转的脉冲数N相结合地恰当地规定用于确定陷波频率的常数A来构成所谓的频率跟踪类型(so-to-speak frequency following type)的陷波滤波器(次数固定类型)，所述频率跟踪类型的陷波滤波器跟踪被转速的增加或减小所改变的频率。例如，当A＝2时，构成了用于除去转动主误差分量的陷波滤波器。此外，当通过陷波滤波器以该方式抑制转动主误差分量时，其可以比使用低通滤波器的情况更减小响应延迟，从而在高速行驶中突然改变车道的状态下通过对在车轮和路面的接触部处所产生的滑动作用力进行检测，能够执行确保车辆运行稳定性的控制。

然而，即使在使用陷波滤波器的情况中，虽然其响应延迟小于低通滤波器的响应延迟，但是响应延迟总是存在，并且存在由相应延迟带来问题的可能性。例如，在通过快速转向来避免突然跳出的障碍物的瞬时对路面抓紧作用力进行检测的情况。为了能够处理如此这些响应延迟几乎不(根本不)被允许的情况，通过使用第一实施例和第二实施例中的自适应滤波器来修正误差的方法是有效的。根据需要最快响应的情况来确定使用哪种滤波器。还有，取决于包括使用如上所述的自适应滤波器和低通滤波器两者的情况，可以采用使用具有快响应的滤波器和具有慢响应的滤波器两者的结构。

虽然结合特定实施例对本发明进行了详细地说明，但是对于本领域的技术人员显而易见的是，在不偏离本发明的本质和范围的情况下可以对本发明做各种变化和修改。

本申请基于2003年9月1日提交的日本专利申请(日本专利申请No.2003-320058)，2003年11月10日提交的日本专利申请(日本专利申请No.2003-379536)，2004年4月22日提交的日本专利申请(日本专利申请No.2004-126311)，并且这些内容通过引用的方式并入本文中。

(工业适用性)

本发明的转速检测装置不限于滚动轴承单元的载荷测量装置，其中所述载荷测量装置用于测量施加在支撑如实施例所示的汽车车轮的滚动轴承单元上的载荷，而是可用于检测各种转动机器装置的转动构件的转速。在该情况中，用于固定支撑编码器的构件不限于转动中心和几何中心具有相互偏离可能性(例如在保持架中那样)的构件，而可以是转动中心和几何中心不相互偏离(例如在转动轴等中那样)的构件。在该种情况中，不必要特别地提高将编码器安装到转动构件上的精确度，从而减小集成所需的成本。此外，在本发明实施时可使用的编码器不限于S极和N极在转动方向上交替布置的所谓多极磁体编码器，而是可包括具有诸如色调轮(tone wheel)、齿轮、槽口盘(slit disk)等的提供转速信息的各种结构的编码器。此外，转速检测传感器也不限于磁性检测类型，而是可使用光学类型、涡流类型等的各种结构的转速检测传感器。

Claims (15)

1.一种转速检测装置，其特征在于包括：

编码器，其由转动构件固定地支撑、随同所述转动构件一起转动，并且该编码器在圆周方向上交替地改变自己的特性；

转速检测传感器，其上设有处于与所述编码器的检测表面相对的状态的检测部；以及

计算单元，其基于从所述转速检测传感器传输来的并且周期性改变的检测信号来计算所述转动构件的转速；

其中，所述计算单元包括滤波器电路，所述滤波器电路计算用于消除所述转速检测传感器的所述检测信号的变动影响的抵消信号，所述变动构成所述转动构件的所述转速计算中的误差；和

其中，在计算所述转动构件的转速时，所述计算单元基于所述抵消信号修正从转速检测传感器传输来的检测信号。

2.如权利要求1所述的转速检测装置，其中，检测信号的误差分量由编码器的一次转动分量构成，所述误差分量构成了作为所述变动的影响而被滤波器电路消除的对象。

3.如权利要求1所述的转速检测装置，其中，所述的滤波器是自适应滤波器。

4.如权利要求3所述的转速检测装置，其中，所述滤波器的接线头数等于所述编码器每一转的脉冲数，

其中，所述自适应滤波器通过同步类型LMS算法来工作。

5.如权利要求3或4所述的转速检测装置，其中，所述自适应滤波器并联于传输所述转速检测传感器的所述检测信号的主信号通道设置，并且所述转速检测传感器的所述检测信号的变动影响通过如下方式来消除，即，在所述主信号通道的下游部处将构成由所述自适应滤波器所计算的所述转速检测传感器的变动量的误差分量减去。

6.如权利要求3或4所述的转速检测装置，其中，所述自适应滤波器是通过最速下降方法来工作的数字滤波器或模拟滤波器，

其中，所述自适应滤波器是通过LMS算法来工作的数字滤波器或模拟滤波器。

7.如权利要求5所述的转速检测装置，其中，所述自适应滤波器是通过最速下降方法来工作的数字滤波器或模拟滤波器

其中，所述自适应滤波器是通过LMS算法来工作的数字滤波器或模拟滤波器。

8.如权利要求3或4中的任意一项所述的转速检测装置，其中，所述转动构件为保持架，该保持架设置在构成滚动轴承单元的一对轴承环之间并且与保持在多个槽窝中的滚动件的公转一致地转动

9.如权利要求5中的任意一项所述的转速检测装置，其中，所述转动构件为保持架，该保持架设置在构成滚动轴承单元的一对轴承环之间并且与保持在多个槽窝中的滚动件的公转一致地转动。

10.如权利要求6中的任意一项所述的转速检测装置，其中，所述转动构件为保持架，该保持架设置在构成滚动轴承单元的一对轴承环之间并且与保持在多个槽窝中的滚动件的公转一致地转动。

11.如权利要求7中的任意一项所述的转速检测装置，其中，所述转动构件为保持架，该保持架设置在构成滚动轴承单元的一对轴承环之间并且与保持在多个槽窝中的滚动件的公转一致地转动。

12.一种滚动轴承的载荷测量装置，其包括：

包括两排固定侧轨道的固定环；

转动环，其与所述固定环同心地设置并且包括与所述两排固定侧轨道相对的两排转动侧轨道；

多个滚动件，所述多个滚动件可滚动地设置在所述固定侧轨道和所述转动侧轨道之间，各多个滚动件设置在各两排轨道之间，所述多个滚动件的接触角的方向在所述两排之间彼此相反；

一对转速检测装置，所述各转速检测装置是如权利要求8所述的转速检测装置，所述对转速检测装置检测用于保持所述两排滚动件的一对所述保持架的转速；以及

计算单元，其基于由所述各转速检测装置检测到的所述对保持架的转速来计算施加在所述固定环和所述转动环之间的载荷。

13.一种滚动轴承的载荷测量装置，其包括：

包括两排固定侧轨道的固定环；

转动环，其与所述固定环同心地设置并且包括与所述两排固定侧轨道相对的两排转动侧轨道；

多个滚动件，所述多个滚动件可滚动地设置在所述固定侧轨道和所述转动侧轨道之间，各多个滚动件设置在各两排轨道之间，所述多个滚动件的接触角的方向在所述两排之间彼此相反；

一对转速检测装置，所述各转速检测装置是如权利要求9所述的转速检测装置，所述对转速检测装置检测用于保持所述两排滚动件的一对所述保持架的转速；以及

计算单元，其基于由所述各转速检测装置检测到的所述对保持架的转速来计算施加在所述固定环和所述转动环之间的载荷。

14.一种滚动轴承的载荷测量装置，其包括：

包括两排固定侧轨道的固定环；

转动环，其与所述固定环同心地设置并且包括与所述两排固定侧轨道相对的两排转动侧轨道；

多个滚动件，所述多个滚动件可滚动地设置在所述固定侧轨道和所述转动侧轨道之间，各多个滚动件设置在各两排轨道之间，所述多个滚动件的接触角的方向在所述两排之间彼此相反；

一对转速检测装置，所述各转速检测装置是如权利要求10所述的转速检测装置，所述对转速检测装置检测用于保持所述两排滚动件的一对所述保持架的转速；以及

计算单元，其基于由所述各转速检测装置检测到的所述对保持架的转速来计算施加在所述固定环和所述转动环之间的载荷。

15.一种滚动轴承的载荷测量装置，其包括：

包括两排固定侧轨道的固定环；

转动环，其与所述固定环同心地设置并且包括与所述两排固定侧轨道相对的两排转动侧轨道；

多个滚动件，所述多个滚动件可滚动地设置在所述固定侧轨道和所述转动侧轨道之间，各多个滚动件设置在各两排轨道之间，所述多个滚动件的接触角的方向在所述两排之间彼此相反；

一对转速检测装置，所述各转速检测装置是如权利要求11所述的转速检测装置，所述对转速检测装置检测用于保持所述两排滚动件的一对所述保持架的转速；以及

计算单元，其基于由所述各转速检测装置检测到的所述对保持架的转速来计算施加在所述固定环和所述转动环之间的载荷。

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