CH631297A5 - Verfahren zur erzeugung in einer gesteuerten stromrichterschaltung eines der vorgeschriebenen steuerspannung proportionalen ausgangsstromes. - Google Patents

Description

Die Erfindung geht dabei von einem Stand der Technik aus, gemäss der US-Patentschrift besteht darin, dass man die wie er durch «Brown Boveri Mitteilungen» 51 (1964), Seiten Grösse der Kondensatorspannung, des Ausgangsstromes und 555 bis 577, bekannt ist, die einen geregelten Drehstrom- der Gleichspannung misst und aufgrund der gemessenen

Umkehrantrieb mit gesteuertem Umrichter betreffen. Werden 45 Werte die Zeit der Zündung des Löschthyristors geändert wird, die Spannungszeitflächen einer Speise-Wechselspannung hin- Abgesehen von den mit einer solchen Steuerung verbundenen reichend klein gewählt, so ändert der Fluss eines magnetischen schaltungstechnischen Schwierigkeiten ist eine solche Rege-Kreises seinen Wert praktisch nur mit dem Mittelwert der wel- lung bei einem Schaltkreis nicht brauchbar, der im Einklang mit ligen Spannung. Wird eine Wicklung mit einer hinreichend dem erwähnten Verfahren durch eine hochfrequente Viereckhochfrequenten rechteckförmigen Wechselspannung gespeist, 50 Spannung gesteuert wird. Aus dem letzten Absatz der Spalte 3 bleibt der Fluss praktisch Null, solange die positiven und negati- bis zum zweiten Absatz der Spalte 4 der US-PS ergibt sich, dass ven Spannungszeitflächen gleich gross sind. Ändert man die sich der Laststrom bei der Ansteuerung eines jeden Hauptthy-positiven und negativen Spannungszeitflächen, indem man die ristors in seiner Richtung ändert und zeitweilig den Wert 0 Zeiten der anstehenden positiven und negativen Spannungen annimmt. Dies bedeutet, dass die Schaltung nach dem Phasenkonstanter Amplitude variiert, so vergrössert oder verkleinert 55 anschnittprinzip arbeitet, wobei die Schwingungshalbperiode sich der Mittelwert der Speisespannung. Diese Möglichkeit des Schwingkreises im Vergleich zur Leitungsdauer der Hauptwird bei diesem Verfahren zur Drehzahlregelung ausgenützt, thyristoren ziemlich lang ist.

um aus solchen Spannungszeitflächen Gleich- oder Wechsel- Wenn die Spannung nach dem erwähnten Verfahren arbei-

spannungen beliebiger Form zu erzeugen. tet, soll die Schwingungshalbperiode möglichst kurz gewählt

Aus der US-PS 3 935 528 ist ferner eine Stromrichtersteue- 60 werden, da sie einen Zeitverlust bildet. Aus Fig. 6 der folgenden rung bekannt, die weitgehend der Fig. 4 der nachfolgenden Beschreibung ist die Schwingungshalbperiode des Löschthyri-Beschreibung entspricht, wobei die Ansteuerung eines Lösch- stors Th 1 zwischen den Zeitpunkten tki und tx ersichtlich, thyristors eine Schwingungsperiode eines LC-Schwingkreises Daraus geht hervor, dass die Schwingungshalbperiode im Vereinleitet, der Strom des Schwingkreises in entgegengesetzter gleich zur Leitungsdauer der Hauptthyristoren viel kürzer ist Richtung zum Strom des Hauptthyristors fliesst und in der 6s als bei der Anordnung gemäss der US-PS 2 935 528.

Nähe seines Maximums den Hauptthyristor löscht. Nach Been- Aus obigem ergibt sich, dass bei Verwendung der Schaltung digung der Schwingungshalbperiode wird der Kondensator des nach Fig. 4 in Verbindung mit dem erwähnten Verfahren in Schwingkreises wieder aufgeladen, jedoch ist seine Polarität konventioneller Steuerung die Löschthyristoren im wesentli-

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chen nur für die Dauer der Schwingungshalbperiode, d. h. zwischen tki und tk2 gezündet werden. Die Anmelderin hat eigene Experimente mit einer derartigen Steuerung begonnen. Die Nachteile einer solchen Steuerung sind nachfolgend aufgeführt:

1. Die auf der Gleichspannung überlagerten Störspannungen können mit der Aufladung des Kondensators zeitlich zusammenfallen, und die genügende Aufladung des Kondensators kann nicht mit Sicherheit erreicht werden. Wenn die Kondensatorspannung zu niedrig ist, kann der Löschthyristor seine Funktion nicht erfüllen, was einen Kurzschluss zur Folge hat.

2. Bei der in Fig. 2 und 3 dargestellten Steuerung können die Kommutationszeitpunkte zeitlich genau oder fast zusammenfallen. Das Einschalten eines Hauptthyristors kann eine grosse Last für die Gleichstromseite darstellen und der Wert der Gleichspannung kann plötzlich wesentlich abnehmen.

In einer solchen Situation kann sich der Kondensator des Schwingkreises auch nicht in entsprechendem Masse aufladen, und dadurch kann der Löschthyristor seine Funktion nicht erfüllen.

3. Bei einer Motorsteuerung ist zwischen den Motorwicklungen eine induktive Kopplung vorhanden und eine Stromänderung in einer Wicklung kann in einer anderen Wicklung eine Spannung induzieren. Diese Spannung kann sich auf die Gleichspannung überlagern. Wenn eine solche Spannung mit der Aufladung des genannten Kondensators zeitlich zusammenfällt und ihre Polarität ungünstig ist, kann die Aufladung des Kondensators beseitigt werden.

4. Wenn die Schaltung nach Fig. 4 eingeschaltet wird, ist der Kondensator im energielosen Zustand. Die Aufladung des Kondensators soll vor der ersten Kommutation gesichert werden. Diese Bedingung ist aber sehr schwer zu erfüllen. Wenn der Kondensator nicht aufgeladen ist, kann die normale Funktion der Schaltung nicht beginnen.

Aus diesen Gründen ist ersichtlich, dass die korrekte Aufladung des Kondensators sehr wichtig ist, und diese durch die bekannten Steuerungsmethoden nicht gesichert werden kann.

Es sind schon Methoden zur Beseitigung des Aufladungsproblems bekannt, die getrennte Gleichstromversorgung für die einzelnen Schwingungskreise sichern. Bei Dreiphasenanwendungen wären dazu drei getrennte Gleichrichter erforderlich, was ganz unwirtschaftlich wäre. Bei getrennten Gleichrichtern müssten die Ausgangsspannungen gleich gross gewählt sein, sonst können zwischen den Phasenwicklungen Differenzströme fliessen, die den normalen Lauf des Motors stören können.

Wegen der erwähnten Probleme hat man auf die Verwendung der in Fig. 4 dargestellten Schaltung verzichtet und andere kompliziertere Schaltungsanordnungen und Steuerungen entwickelt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren in Verbindung mit einer gesteuerten Stromrichterschaltung der eingangs genannten Art vorzuschlagen, mittels welchem eine vergleichsweise einfache Stromrichterschaltung angewendet werden kann.

Diese Aufgabe wird nach dem Verfahren der eingangs genannten Art dadurch gelöst, dass zwecks störungsfreiemund sicherem Betrieb während des Durchlass-Zustandes des ersten Schaltzweiges der erste Arbeitsthyristor und der damit in der Reihe geschaltete und das Löschen des zweiten Arbeitsthyristors verursachende zweite Löschthyristor fortlaufend in Durchlassrichtung gesteuert werden, und der Durchgangs-Zustand des ersten Schaltzweiges in dem von dem augenblicklichen Wert der Steuerspannung abhängenden Kommutations-zeitpunkt durch die Ansteuerung des ersten Löschthyristors beendet wird, wobei die Ansteuerung des ersten Löschthyristors bis zum Ende des Durchlass-Zustandes des zweiten Schaltzweiges fortlaufend aufrechterhalten wird, der zweite

Arbeitsthyristor gegenüber dem Beginn der Ansteuerung des ersten Löschthyristors nach einer wenigstens mit der Halbperiode des Schwingkreises identisch langen Verzögerung in Durchlassrichtung angesteuert und diese Steuerung bis zum Ende des Durchlass-Zustandes des zweiten Schaltzweiges fortlaufend aufrechterhalten wird, dieser Endzeitpunkt durch die Ansteuerung des zweiten Löschthyristors wenigstens mit der genannten Verzögerung früher als der Beginn des nächsten Durchlasses des ersten Schaltzweiges eingestellt wird und die fortlaufende Ansteuerung des zweiten Löschthyristors bei diesem Endzeitpunkt beginnt.

Die Erfindung betrifft ferner Steuermittel zur Ausführung des vorgeschlagenen Verfahrens.

Durch die Erfindung wird ein vergleichsweise einfaches Steuerungsverfahren bzw. ein dazugehöriges Steuermittel geschaffen, mit welchem ein Ausgangsstrom beliebiger Form, d. h. auch ein sinusförmiger Dreiphasenstrom erzeugt werden kann und das Netz in günstiger Weise belastet wird, so dass keine besonderen phasenverbessernden Mittel eingesetzt werden müssen, wobei Grösse und Frequenz der Ausgangsspannung gleichzeitig verändert werden können. Dabei ist ein Betrieb in allen vier Quadranten der Drehzahl-Drehmoment-Kennlinie möglich und bei Rückspeisung in das Netz treten keinerlei Synchronisationsschwierigkeiten auf, und die Signalform des Netzes wird weder im passiven noch im aktiven Betrieb verzerrt.

Bei der als Gleichrichter benutzten Stromrichterschaltung sind die Schwankungen der erzeugten Gleichspannung wesentlich geringer als dies bei bekannten Thyristorgleichrichtern der Fall ist. Infolgedessen ist es nicht notwendig, die von einem derartigen Stromrichter gespeisten Gleichstrommaschinen durch Überdimensionierung vor impulsartigen Störwirkungen zu schützen.

Die Erfindung wird im folgenden an Ausführungsbeispielen anhand der Zeichnung näher erläutert. In der Zeichnung zeigen

Fig. 1 das vereinfachte Blockschaltbild der zu einer Phase gehörenden Stromkreise einer Stromrichterschaltung,

Fig. 2 den zeitlichen Spannungsverlauf am Schaltpunkt X der Schaltung nach Fig. 1,

Fig. 3a, b und c Zeitdiagramme der breitenmodulierten positiven und negativen Spannungsimpulse und des Ausgangsstromes,

Fig. 4 die Schaltung einer Ausführungsform des Kommutierungskreises,

Fig. 5 das Blockschaltbild der zu einem der Kommutierungskreise gehörenden Steuereinheit,

Fig. 6 ein Diagramm, welches die Signalform der an den charakteristischen Punkten der Schaltung nach Fig. 5 aufgenommenen Spannungen wiedergibt,

Fig. 7 das Blockschaltbild einer Stromrichterschaltung, die zur Speisung eines dreiphasigen Netzes geeignet ist,

Fig. 8 ein vereinfachtes Schema zur Verwendung der in Fig. 7 dargestellten Schaltung,

Fig. 9 das Schema einer Schaltung, die eine Bremsung durch Symmetrieverschiebung ermöglicht,

Fig. 9a die Schaltung zwischen dem in Fig. 9 dargestellten Spannungsfühler und der Regeleinheit,

Fig. 10 das Blockschaltbild eines mit einer Stromrichterschaltung aufgebauten, geregelten Gleichrichters, und

Fig. 11 das Schema einer Schaltung, die aus einem dreiphasigen Netz einen dreiphasigen Strom veränderlicher Spannung und Frequenz erzeugt und erneut umformt.

In Fig. 1 ist eine gleichrichtende Inverterschaltung gezeigt, die einen aus Thyristoren bestehenden Kommutierungskreis 10, ein mit diesem in Reihe geschaltetes Tiefpassfilter und eine Last 4 enthält. Das Tiefpassfilter kann aus einer induktiven Wicklung 2 bestehen. Bei induktiver Last können Filter und Last zusammengefasst sein. Ein Eingang 3 des Kommutierungs-

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kreises 10 ist mit einer positiven Gleichstromspeisespannung, ein Eingang 5 mit einer negativen Gleichstromspeisespannung verbunden. Die Grösse dieser beiden.Speisespannungen ist gleich und während der Funktion des Inverters konstant.

Die in den eingeschalteten Zweigen des Kommutierungskreises 10 befindlichen Thyristoren werden durch einen Steuerstromkreis 8 gezündet. Der Steuerstromkreis 8 ist mit einem Impulsgenerator 16 und einem Steuerspannungsgenerator 6 verbunden. Die Frequenz des durch den Steuerspannungsgenerator 6 erzeugten Ausgangssignals wird durch eine frequenzeinstellende Einheit 12, die Amplitude des Signals durch eine amplitudeneinstellende Einheit 14 bestimmt. Bei bestimmten Anwendungsgebieten, bei denen die Amplitude der Steuerspannung in Übereinstimmung mit der Frequenz gewählt werden muss, kann zwischen der frequenzeinstellenden Einheit 12 und der amplitudeneinstellenden Einheit 14 über eine Leitung 11 eine Verbindung aufgebaut werden.

Der dargestellte Inverter dient dem Zweck, aus der zur Verfügung stehenden Gleichspannung eine sinusförmige Erregung veränderlicher Grösse und Frequenz auf die Last 4 zu schalten. Die Aufgabe wird noch allgemeiner, wenn sich der durch die Last 4 fliessende Strom gemäss einer vorgeschriebenen Modulationsfrequenz, d. h. gemäss der Steuerspannung ändern soll.

Abweichend von den herkömmlichen Invertern werden die Thyristoren des Kommutierungskreises 10 nicht im Rhythmus der Frequenz des zu erzeugenden Wechselstromsignales geschaltet, sondern ihr Schaltrhythmus wird durch die von dem Impulsgenerator 16 abgegebenen Taktsignale bestimmt. Die Last 4 wird in jedem Zyklus einmal mit dem positiven und einmal mit dem negativen Pol der Gleichspannung verbunden. Die einem Nutzsignal entsprechende Information wird innerhalb der einzelnen Zyklen durch das Verhältnis zwischen den Zeitspannen der positiven und der negativen Schaltabschnitte bestimmt.

In Fig. 2 ist der Verlauf der an einem Ausgangsschaltpunkt X des Kommutierungskreises 10 auftretenden Spannung Ux in zwei aufeinanderfolgenden Taktsignalperioden dargestellt.

Zwischen den Zeitpunkten t = 0 und t = tk] ist der Schaltpunkt X mit dem Eingang 3 verbunden und deshalb ist die Spannung gleich der positiven Gleichspannung. Die Zeitdauer AT+ des positiven Spannungsimpulses ist in Fig. 2 eingezeichnet. Zum Zeitpunkt t = tt] wird der Schaltpunkt X mit dem Eingang 5, d. h. mit der negativen Gleichspannung, verbunden. Am Ende der Periodenzeit T des Taktsignals wird erneut umgeschaltet. Die Zeitdauer AT" dauert also vom Zeitpunkt tkl bis zum Ende der Periode T. Im darauffolgenden Zyklus wird die Umschal-tung im Kommutierungszeitpunkt tk2 vorgenommen.

Innerhalb der einzelnen Perioden werden die einzelnen Kommutierungszeitpunkte gemäss dem Momentanwert der am Ausgang des Steuerspannungsgenerators 6 erscheinenden Steuerfunktion fm bestimmt, indem für den Fall des Signals fra = 0 tk = T/2 ist, d. h. die positiven und negativen Impulse sind symmetrisch. Die Kommutierungszeitpunkte tkj können in Abhängigkeit vom Wert der Steuerfunktion fm theoretisch auf jeden beliebigen Wert zwischen t = 0 und t = T fallen, aus praktischen Erwägungen heraus ist jedoch tkmin = tk Û tkmax.

Die Zeitdauer der positiven Impulse ist AT+ = T/2 + T/2 • Ut) = T/2 • [1+fm(t)], die Zeitdauer der negativen Impulse ist AT" = T/2 - T/2 • fm(t) = T/2 • [1 -fm(t)].

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Von der Steuerfunktion fm wird angenommen, dass sie bandbegrenzt und ihre grösste Frequenz kleiner ist als ein Viertel der Taktfrequenz, d. h. dass fmax < 1/4T, ferner, dass die Amplitude der Steuerfunktion zwischen 0 und 1 liegt.

Die Spannung Ux des Schaltpunktes X kann tabellarisch angegeben werden:

Ux(t) = +U, wenn nT S! t < nT + AT+

Ux(t) = -U, wenn nT + AT+ Si t < (n+1) • T ist, wobei n = 1,2,3... eine ganze natürliche Zahl ist.

Die diskrete Reihe der Kommutierungszeitpunkte wird einesteils durch den Beginn der Zyklen, zum anderen durch die Umschaltzeitpunkte innerhalb der Zyklen bestimmt:

tki = n • T und T/2 • [1+fm(nT)].

In diesem Zusammenhang kann vernachlässigt werden,

dass der Wert der Steuerfunktion fm im Zeitpunkt t = nT definiert ist. Da sich jedoch die Steuerfunktion fm im Vergleich zum Zyklus nur sehr langsam ändert, ist es praktisch gleich, ob die Bestimmung zu Beginn der Periode oder im Augenblick des Kommutierens vorgenommen wird.

Die Steuerfunktion fm hat in der Praxis meistens die Form fm(t) = A sin at.

Der Steuerspannungsgenerator 6 ist in diesem Falle ein Sinusgenerator, bei dem die Amplitude der Ausgangssignale durch die amplitudeneinstellende Einheit 14, ihre Frequenz durch die frequenzeinstellende Einheit 12 bestimmt wird.

Das gewählte Kommutierungssystem zeigt eine grosse Ähnlichkeit mit der in der Übertragungstechnik verwendeten Impulsbreitenmodulation (PDM), der Unterschied besteht lediglich darin, dass bei der klassischen Impulsbreitenmodulation Signale und Signalpausen aufeinanderfolgen, während im vorliegenden Fall zwei verschiedene breitenmodulierte Impulsreihen verwendet werden, die entgegengesetzte Polarität haben, gleich moduliert sind und hinsichtlich ihrer Periodenzeiten einander komplementär sind.

In den Fig. 3a und 3b sind zwei an dem Schaltpunkt X erscheinende Impulsfolgen während einer Periode der sinusförmigen Steuerspannung fm dargestellt. Es ist gut zu erkennen, dass die positiven und die negativen Impulse, für sich genommen, je eine klassische breitenmodulierte Impulsfolge bilden, wobei die eine Impulsfolge genau in die Impulspausen der anderen fällt.

Bei der gewählten Kommutierungsart ist charakteristisch, dass der Energiestrom ununterbrochen und die Schaltfrequenz von der Steuerfunktion fm unabhängig und konstant ist. In Fig. 3c ist der Strom durch die Last 4 gezeigt. Grundlage für diese Darstellung ist die mit einem Oszillographen vorgenommene Beobachtung einer tatsächlich aufgebauten Schaltung. Die Zykluszeit wurde bei Fig. 3c kürzer gewählt als bei Fig. 3a und 3b, um die tatsächlichen Verhältnisse besser wiederzugeben.

Es ist gut zu erkennen, dass der Strom durch die Last 4 und die induktive Wicklung 2 in jeder Taktsignalperiode aus expo-nentiell ansteigenden und abfallenden Abschnitten besteht, wobei die Grösse der in der Periode eintretenden Stromänderung proportional dem Unterschied zwischen den Zeitspannen der positiven und der negativen Abschnitte ist. Der induktive Charakter der resultierenden Last sorgt dafür, dass sich trotz des Einschaltens der Spannungen unterschiedlicher Richtungen innerhalb einer Taktsignalperiode die Richtung des Stromes nicht ändert, sondern nur seine Grösse schwankt. Diese

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Schwankungen sind jedoch im Vergleich zu der Periodenzeit der Steuerspannung kurz und daher nähert sich der resultierende Strom der idealen Sinusform sehr gut an. Die Genauigkeit dieser Annäherung kann durch Steigerung der Zyklusfrequenz verbessert werden. Die Steigerung der Zyklusfrequenz 5 wird durch die Schaltgeschwindigkeit der zur Verfügung stehenden Schaltorgane begrenzt.

Nachdem die Grundprinzipien dargelegt wurden, sind Aufbau und Funktion der einzelnen Ausführungsformen leicht verständlich. 10

In Fig. 4 ist das Schaltbild des Kommutierungskreises 10 dargestellt. Der Hauptstromkreis besteht aus einem in den positiven Zweig geschalteten Thyristor Th4 und einer Diode Dl sowie aus einem in den negativen Zweig geschalteten Thyristor Th2 und einer Diode D2. Die Thyristoren Th4 und Th2 werden 15 durch einen Schwingkreis LC und Thyristoren Thl und Th3 gelöscht, welche zwischen den Schaltpunkt X und den von dem gemeinsamen Punkt von Kondensatoren 17,18 gebildeten virtuellen Nullpunkt geschaltet sind. Der Aufbau des in Fig. 4 dargestellten Kommutierungskreises ist an sich bekannt, auf seine 20 ausführliche Beschreibung wird daher hier verzichtet.

Bedingung für die ordnungsgemässe Funktion ist, dass der Thyristor Th4 bereits mit Sicherheit gelöscht ist, wenn der Thyristor Th2 zündet. Aus diesem Grunde ist der Zündimpuls des Thyristors Th2 im Verhältnis zum Zündimpuls des die 25

Löschung des Thyristors Th4 bewirkenden Thyristors Thl in geringem Masse verzögert.

Die Art der Steuerung der Thyristoren Thl bis Th4 sowie der zweckmässige Aufbau des in Fig. 1 gezeigten Steuerstromkreises 8 werden in Zusammenhang mit den Fig. 5 und 6 erläu- 30 tert.

Zur Steuerung des Kommutierungskreises 10 brauchen die Thyristoren Thl bis Th4 Zündimpulse, welche das Umschalten zu den im Einklang mit dem Wert der Steuerspannung bestimmten Kommutierungszeitpunkten tk ermöglichen. Der 35 Steuerspannungsgenerator 6 ist mit dem Signaleingang eines Komparators 18 verbunden. Der Referenzeingang des Komparators 18 ist an den Sägezahn-Ausgang 34 des die Taktsignale der Periode T liefernden Impulsgenerators 16 angeschlossen. Der Wert der von dem Steuerspannungsgenerator 6 abgegebe- -to nen Steuerspannung fm liegt zwischen den Werten UM (maximal) und Um (minimal) (s. Fig. 6). Der Ausgang des Komparators 18 ist an den Eingang A einer logischen Schaltung 20 sowie an den Eingang einer Verzögerungsschaltung 19 angeschlossen. Der Ausgang der Verzögerungsschaltung 19 ist mit dem « Eingang C der logischen Schaltung 20 verbunden. Der Impulsausgang 35 des Impulsgenerators 16 ist an den Impulseingang B der logischen Schaltung 20 angeschlossen. Zu den vier Thyristoren gehören je einer von vier Zündtransformatoren 30 bis 33, welche über UND-Gatter 22 bis 25 und leistungsverstär- so kende Inverter 26 bis 29 von einem Zündimpulsgenerator 21 eine Zündimpulssteuerung erhalten, deren Frequenz wesentlich höher ist als die Zyklusfrequenz. Die Weiterleitung der Zündimpulse wird durch den Ausgang der logischen Schaltung 20 gesteuert. 55

Die Funktion des in Fig. 5 gezeigten Steuerstromkreises wird anhand von Fig. 6 erläutert. Der Impulsgenerator 16 erzeugt im Rhythmus des Taktsignals linear ansteigende, dann plötzlich abfallende Sägezahnsignale D und im ansteigenden Abschnitt dieser Signale Rechteckimpulse des logischen 60 Pegels 1.

Die Sägezahnsignale D bilden die Referenz des Komparators 18, d. h. der Komparator 18 vergleicht die an seinen Signaleingang angelegte Steuerspannung fm mit dem Sägezahnsignal D, und an seinem Ausgang ist der logische Pegel Eins messbar, 65 wenn die Amplitude des Sägezahnsignals D grösser ist als der Wert der Steuerspannung fm. In dem in Fig. 6 dargestellten Fall erreicht das Teilsignal D den Wert der Steuerspannung fm zum

Zeitpunkt tki, und am Ausgang erscheint ein Impuls A. Im folgenden Zyklus beginnt der Vergleich von neuem, und der Beginn des Impulses A wird durch den Zeitpunkt tk2 bezeichnet. Die Spannungsniveaus werden so gewählt, dass zu den Null-Werten der Steuerspannung fm symmetrische Impulse A gehören, d. h. dass der Gleichstrommittelwert des Sägezahnsignals D gleich Null ist.

Je positiver der Momentanwert der Steuerspannung fm ist, um so später tritt die Koinzidenz ein, und die Breite der Impulse A ist proportional diesen Momentanwerten. Da die Zyklusfrequenz wesentlich höher ist als die Frequenz der Steuerspannung fm, kann der Wert der letzteren innerhalb eines Zyklus als praktisch konstant angesehen werden.

Die Verzögerungsschaltung 19 verzögert die am Ausgang des Komparators 18 erscheinenden Impulse A in bezug auf die Periodenzeit T um eine sehr geringe Zeit, und am Ausgang der Verzögerungsschaltung 19 erscheinen verzögerte Impulse C. Der Impuls C ist in Fig. 6 neben dem Impuls A durch eine gestrichelte Linie angedeutet. Die Verzögerung hängt vom Typ des Schaltthyristors ab, ihr Wert muss der mit Sicherheit erfolgten Löschung des Thyristors entsprechend gewählt werden.

Die Thyristoren erhalten die Zündimpulse vom Zündimpulsgenerator 21 in Form von hochfrequenten Nadelimpulsen. Die Zündimpulse werden von den UND-Gattern 22 bis 25 während der Zeitdauer der an den Ausgängen der logischen Schaltung erscheinenden Gatterimpulse über die Inverter 26 bis 29 und die Zündtransformatoren 30 bis 33 durchgelassen; auf diese Weise gelangen sie zu den Steuerelektroden der Thyristoren Thl bis Th4.

Die logische Schaltung 20 erzeugt aus den Impulsen A, B und C für die einzelnen Thyristoren die folgenden zündenden Gattersignale:

für den Thyristor Th4: Ä, B für den Thyristor Th3 : S + B, A für den Thyristor Th2: B, C für den Thyristor Thl : A, B.

In Fig. 6 sind alle vier Gattersignale gezeigt. In das Gattersignal des Thyristors Thl wurden auch die Impulse des Zündimpulsgenerators 21 mit eingezeichnet.

Bei der gewählten Thyristorsteuerung steuert der Thyristor Th4 bis zum Moment der Kommutierung. In diesem Augenblick wird der Thyristor Th4 durch die Zündung des Thyristors Thl über den Schwingkreis LC gelöscht; der Thyristor Th2 erhält erst nach Ablauf der auf die Kommutierungszeit folgenden vorgeschriebenen Verzögerung einen Zündimpuls, d. h. die beiden Thyristoren des Hauptstromkreises können nicht gleichzeitig in eingeschaltetem Zustand sein. Das Sperren des Thyristors Th2 wird am Ende des ansteigenden Abschnittes des Sägezahnsignals von dem Thyristor Th3 vorgenommen.

Aus den obigen Ausführungen ist ersichtlich, dass mit Hilfe der in Fig. 5 dargestellten Schaltung der in Fig. 4 gezeigte Kommutierungskreis in Einklang mit der beschriebenen doppelten breitenmodulierten Impulsfolge gesteuert werden kann. Der Ausgangsstrom schwankt zwar innerhalb der einzelnen Takte, . sein Wert folgt jedoch im wesentlichen der Steuerfunktion fm(t).

Wenn die Steuerfunktion eine Gleichspannung ist, so erscheint am Ausgang eine Gleichspannung, deren Wert proportional der steuernden Gleichspannung ist. Bei Gleichspannungssteuerung kann mit der in Fig. 4 gezeigten Kommutierungsschaltung ein Gleich-Gleich-Wandler hoher Leistung aufgebaut werden, welcher aus der konstanten Gleichstromspeisespannung mit gutem Wirkungsgrad eine einstellbare Ausgangsgleichspannung erzeugt. In diesem Falle wird der Steuerspannungsgenerator 6 von einer stabilisierten Spannungsquelle mit veränderlicher Ausgangsspannung gebildet.

In Fig. 7 ist das Blockschaltbild eines auf der Grundlage der beschriebenen Prinzipien aufgebauten Dreiphasenstromrich-

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ters gezeigt. Die Schaltung erzeugt aus der an ihren Eingang eine Gleichstromquelle veränderlicher Ausgangsspannung angelegten Gleichspannung eine dreiphasige Ausgangspan- nicht erforderlich.

nung veränderlicher Frequenz und Grösse. Die beschriebene Schaltung belastet das Gleichstromnetz Zu jeder der drei Ausgangsphasen Rv, Sv und Tv gehört je wesentlich günstiger, als dies bei den bekannten Wechselrich-eine Kommutierungsschaltung 101,102 und 103; diese können 5 tern der Fall ist. Dies ergibt sich daraus, dass der durch den zum Beispiel gemäss Fig. 4 ausgebildet sein. Die Steuerstrom- Motor fliessende sinusförmige Laststrom für die Kommutie-kreise 81,82 und 83 der einzelnen Kommutierungskreise beste- rungskreise eine gleichmässige Belastung bedeutet. Die inner-hen aus Schaltungen gemäss Fig. 5 oder aus diesen äquivalen- halb einer Periode der Schaltfrequenz (die wesentlich höher ist ten Schaltungen. Die Steuerstromkreise 81,82 und 83 erhalten als die Ausgangsfrequenz, z. B. 500 bis 800 Hz beträgt) der über eine Leitung 39 von einem gemeinsamen Impulsgenerator io Gleichspannungsquelle entnommene Energie ist verhältnis-16 Taktsignale konstanter Frequenz, und ihre Steuereingänge mässig gering und die durch die Taktsignalfrequenz bedingten sind mit je einem Ausgang des Steuerspannungsgenerators 6 Belastungsschwankungen können durch einen entsprechenden verbunden. Am Ausgang des Steuerspannungsgenerators 6 Filterkondensator ausgeglichen werden. Das Filtern wird auch erscheint eine dreiphasige sinusförmige Spannung. Der Steuer- durch die Tatsache erleichtert, dass die Frequenz des Taktsig-spannungsgenerator 6 kann zum Beispiel auch aus einem 15 nals unabhängig von der Ausgangsfrequenz einen konstanten mechanisch angetriebenen kleinen Dreiphasengenerator Wert hat, so dass für diese Frequenz auch ein Resonanzfilterbestehen. In diesem Falle hängt die Steuerspannung von der glied dimensioniert werden kann.

Drehzahl des Generators, d. h. von der Frequenz, ab, und diese Im folgenden werden die unterschiedlichen Anwendungs-Frequenzabhängigkeit hat in einem gewissen Frequenzbereich möglichkeiten der Erfindung und die für die einzelnen Anwenden gleichen Charakter wie die netzspannungsbedingte Fre- 20 dungsgebiete charakteristischen Eigenschaften erläutert. Die quenzabhängigkeit von Dreiphasenmotoren. Der Steuerspan- Stromrichtungsschaltung wird zusammen mit den dazugehöri-nungsgenerator 6 wird zweckmässig ohne Anwendung rotie- gen Kommutierungskreisen durch einen einzigen gemeinsa-render Maschinen verwirklicht. Die Frequenz der aus drei men Block 1 gekennzeichnet, der im wesentlichen die in Fig. 7 gegeneinander um 120° verschobenen Phasen bestehenden dargestellte Anordnung enthält.

sinusförmigen Ausgangsspannung kann mit Hilfe eines fre- 25 In Fig. 8 ist der Block 1 als Gleichstrom-Wechselstrom-quenzeinstellenden Potentiometers 120 innerhalb weiter Gren- Wandler dargestellt. Die zur Funktion notwendige Gleichspan-

zen (z. B. zwischen 5 Hz und 150 Hz) entsprechend der nung wird aus dem dreiphasigen Netz durch einen Gleichrich-

gewünschten Drehzahl auf jeden gewünschten Wert einge- ter 42 erzeugt, der über eine Gleichstromsammelschiene 45 an stellt werden. Da bei dem gewählten Kommutierungssystem den Gleichstromeingang des Blockes 1 angeschlossen ist. An das Ausgangssignal der Form der Steuerspannung genau folgt, 30 die Gleichstromsammelschiene 45 ist über einen Schalter 43

kann durch mittels eines amplitudeneinstellenden Potentiome- ein Akkumulator 44 angeschlossen. Die Nennspannung der ters 140 vorgenommener Änderung der Amplitude der Steuer- Gleichstromsammelschiene 45 kann in Abhängigkeit vom

Spannung auch der Wert der Ausgangsspannung verändert Anwendungszweck unterschiedlich sein, am zweckmässigsten werden. Mit dem Anstieg der Amplitude der Steuerspannung ist j edoch die Anwendung von Gleichspannung zwischen 550 steigt der Phasenhub an. Der theoretische Wert des maximalen 35 und 600 V.

Phasenhubes wird durch die Halbperiode des Taktsignals Der Ausgangsstrom des Blockes 1 wird durch die von dem bestimmt, von welchem die zum Umschalten der Thyristoren Steuerspannungsgenerator 6 erzeugte dreiphasige Steuerspan-

notwendige Zeit noch abgezogen werden muss. nung bestimmt, und deren Parameter können mittels der Poten-

Die Funktion der in Fig. 7 gezeigten Schaltungsanordnung tiometer 120 und 140 eingestellt werden. •.

steht in Einklang mit der bereits beschriebenen Kommutierung 40 Bei Verwendung dreiphasiger Steuerspannung wird durch mit doppelter breitenmodulierter Impulsfolge. Die Kommutie- die Schaltungsanordnung eine sinusförmige Erregung auf die rungskreise 101,102 und 103 werden auf die beschriebene Ausgangsphasen Rv, Sv und Tv geschaltet, und so kann der Aus-Weise periodisch mittels einer Taktsignalfrequenz geschaltet, gang des Motors 40 bzw. bei sonstiger Belastung der des Blok-die grösser ist als die gewünschte Ausgangsfrequenz. Das Ver- kes 1 als ein dreiphasiges Netz betrachtet werden, dessen Fre-hältnis von positiver und negativer Steuerperiode zueinander 45 quenz und Spannung mittels der Potentiometer 120 und 140 wird immer vom jeweiligen Momentanwert der Steuerspan- innerhalb weiter Bereiche eingestellt werden kann. Ein Netz, nung bestimmt, und infolgedessen folgt der Strom, der in den an dessen Frequenz und Spannung in der gezeigten Weise verän-die Punkte XR, Xs und XT anschliessenden Ausgangsleitungen dert werden kann, erweitert die Anwendungsmöglichkeiten 36,37 und 38 fliesst, abgesehen von den in dem Rhythmus der der dreiphasigen Asynchronmotoren in hohem Masse, da Taktsignale auftretenden kleineren Schwankungen getreu der 50 dadurch die Möglichkeit gegeben ist, Drehzahl und Antriebs-Form der Steuerspannung. An die Ausgangsleitungen kann moment kontinuierlich zu variieren. Dieser Vorteil tritt auch eine dreiphasige Last angeschlossen werden. Die Last ist in bei Linearmotoren ein, und durch Änderung der Frequenz ist Fig. 7 durch zwei Asynchronmotoren 40 und 41 angedeutet. Bei die Geschwindigkeit des Motors kontinuierlich einstellbar. Bei Asynchronmotoren übernimmt die Wicklung der Motoren Linearmotoren wurde die Änderung der Geschwindigkeit bisgleichzeitig auch die Rolle des Filters, d. h. die in Fig. 1 gezeig- 55 her durch Regelung der Belastung oder durch Polwechsel ten induktiven Wicklungen 2 sind nicht erforderlich. In diesem gelöst; diese Lösungen erwiesen sich jedoch in der Praxis als Falle hat die Klemmenspannung der Motoren die in den Fig. 3a ungünstig.

und 3b gezeigte Form. Die grundlegende Eigenschaft des Blockes 1 besteht darin, Die Form des durch die Motoren 40 und 41 fliessenden dass er auch für Rückspeisungsbetrieb eingesetzt werden kann. Stromes ist in guter Näherung gleich derjenigen Stromform, 6c Dies bedeutet, dass ein an ein derartiges Netz angeschlossener die bei ideal sinusförmiger Speisung auftritt, und infolgedessen Motor 40 in allen vier Quadranten des Drehmoment-Drehzahl-ist der Lauf der Motoren auch bei den niedrigsten Drehzahlen Diagramms betrieben werden kann. Wird der Motor 40 durch noch gleichmässig und geräuschlos. Drehzahl und Leistung der ein Antriebsmoment belastet, so arbeitet er als Generator, d. h. Motoren 40 und 41 können mit den frequenzeinstellenden und er speist dreiphasige Energie in den Block 1. Diese Energie amplitudeneinstellenden Potentiometern 120 bzw. 140 inner- 65 wird von dem Block 1 gleichgerichtet und zu der Gleichstromhalb des Regelbereiches auf einen beliebigen Wert eingestellt sammelschiene 45 weitergeleitet. Im Hinblick darauf, dass herwerden. kömmlich ausgebildete Gleichrichter 42 für eine Rückspeisung Für die Funktion des in Fig. 7 dargestellten Stromkreises ist dieser Energie in das Netz nicht geeignet sind, kann die beim

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Bremsen gewonnene Energie zum Aufladen des Akkumulators 44 verwendet werden.

die inverse Funktion des Blockes 1 beruht ebenfalls auf der durch die doppelte breitenmodulierte Impulsfolge gesteuerten Kommutierung. Im Bremsbetrieb kann die Bremswirkung durch Verringerung der Steuerfrequenz gesteigert werden. Bei vorgegebener Frequenz ändert sich das Bremsmoment auch in Abhängigkeit von der Aussteuerungsamplitude, und zwar wird bei grösseren Amplituden das Bremsmoment grösser. Bei Kränen kann daher die Senkgeschwindigkeit der Last auch bei den unterschiedlichsten Lastgewichten auf den vorgeschriebenen Wert eingestellt werden und dabei ein bedeutender Teil der Bremsenergie zurückgewonnen werden.

Die Funktion des Kommutierungskreises in inverser Richtung ist aus der beschriebenen Steuerungsmethode und aus der Fig. 4 verständlich. Es sei angenommen, dass aus der Richtung der Belastung im Sinne des Pfeiles B ein Strom in Richtung des Kommutierungskreises fliesst. In jeder Taktsignalperiode erhält einmal ein Thyristor Th4 und einmal der Thyristor Th2 Steuerung in Durchlassrichtung. In der positiven Kommutierungsperiode kann der in Richtung des Pfeiles B fliessende Strom durch die Diode Dl frei zu dem positiven Zweig der Speisespannung zurückfliessen, wobei er den dort angeschlossenen Akkumulator lädt. Beim Zünden des Thyristors Th2 wird der Schaltpunkt X jedoch mit der negativen Speisespannung verbunden und die Diode D2 schliesst. Der Thyristor Th4 ist in diesem Moment bereits gesperrt. Der in Richtung des Pfeiles B fliessende Strom verbraucht nun die Energie des an den negativen Netzzweig angeschlossenen Akkumulators oder des Kondensators 17'. Wenn die Zeitdauer dieser zwei Halbperioden gleich ist, so bleibt die Energie des Akkumulators hinsichtlich einer vollständigen Taktsignalperiode konstant (es wird genauso viel Energie entnommen wie zugeführt). Die Steuerung folgt jedoch der vorgeschriebenen Steuerspannung, so dass der über eine Taktsignalperiode genommene Mittelwert nicht Null ist, sondern einer bestimmten Gleichspannung entspricht. Die Frequenz der dreiphasigen Steuerspannung ist gleich der Frequenz der von der Belastung in Richtung des Blockes 1 zurückgespeisten dreiphasigen Spannung.

In der zweiten Periode der Steuerspannung - d. h. wenn die Belastung für den Block 1 einen in Richtung des Pfeiles A fliessenden Strom bestimmt - sind die Rollen der Dioden Dl und D2 sowie der Thyristoren Th4 und Th2 vertauscht, und auf diese Weise bleiben Polarität und Wert der erzeugten Gleichspannung unverändert. Bei der in Fig. 8 dargestellten Lösung wird im Rückspeisungsbetrieb die aus der Ausgangsspannung des als Generator arbeitenden Motors 40 hergestellte und an der Gleichstromsammelschiene 45 erscheinende Energie zum Laden des Akkumulators 44 verwendet. Da die Spannung der Gleichstromsammelschiene 45 im allgemeinen zwischen 550 und 600 V liegt, ist die Verwendung des Akkumulators 44 nicht in jedem Fall wirtschaftlich.

In Fig. 9 ist anstelle des Akkumulators 44 eine Lösung gezeigt, bei der die rückgespeiste Gleichstromenergie durch Verschieben der Symmetrie des in dem Motor 40 fliessenden dreiphasigen Stromes für die Schaffung einer bremsenden Gleichstromkomponente in dem Motor 40 verbraucht wird. Dies geschieht in der üblichen Weise, d. h. dadurch, dass, in einem Dreiphasenmotor in einer der Phasenwicklungen eine Gleichstromkomponente erzeugt wird, deren magnetisches Feld den Motor bremst.

Zu diesem Zwecke wird mit einer der zwischen dem die dreiphasige sinusförmige Ausgangsspannung liefernden Steuerspannungsgenerator 6 und dem Steuereingang des Blok-kes 1 angeordneten Leitungen eine Steuereinheit 51 in Reihe geschaltet, welche zu der auf dieser Leitung anstehenden sinusförmigen Wechselspannung eine von der auf den Steuereingang geschalteten Regelspannung abhängige Gleichspannungskomponente addiert.

Die Regelspannung wird durch einen zu der Gleichstromsammelschiene 45 parallelgeschalteten Spannungsfühler 52 erzeugt. Bei Rückspeisungsbetrieb steigt die Spannung der Gleichstromsammelschiene 45 an. Infolgedessen erzeugt der Spannungsfühler 52 für die Regeleinheit 51 eine Regelspannung, durch deren Wirkung eine Gleichstromkomponente von der Regeleinheit 51 der Phasenleitung überlagert wird. Die Gleichstromkomponente übt auf den Motor 40 eine bremsende Wirkung aus, und die im Generatorbetrieb entstandene Klemmenspannung sinkt ab.

In Fig. 9a ist das Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform des Spannungsfühlers 52 und der Regeleinheit 51 gezeigt.

Der Spannungsfühler 52 besteht aus einer parallel zu der Gleichstromsammelschiene 45 geschalteten Zener-Diode 53 und einer Glühlampe 54. Die Spannung der Zener-Diode 53 wird so gewählt, dass - wenn an der Gleichstromsammelschiene 45 die vorgeschriebene Gleichspannung, zum Beispiel 550 V, anliegt - die Glühlampe 54 nur mit ganz geringer Lichtstärke brennt. Die Regeleinheit 51 enthält eine Photodiode 55, einen mit einer in Reihe geschalteten Widerstand 57 sowie einen zwischen den gemeinsamen Punkt dieser beiden Einheiten und den an den an den Steuerspannungsgenerator 6 angeschlossenen Eingang 58 geschalteten Widerstand 56 und einen Kondensator 57. Die Photodiode 55 ist an positive Speisespannung angeschlossen.

Die Schaltung arbeitet auf die im folgenden beschriebene Weise. Die Photodiode 55 steht mit der Glühlampe 54 in optischer Verbindung. Beim Aufglühen der Glühlampe wird der Widerstand der Photodiode proportional dem Anwachsen der Lichtstärke geringer. Die von dem Steuerspannungsgenerator 6 ankommende sinusförmige Wechselspannung ist an dem Teilungspunkt des aus den Widerständen 56 und 57 gebildeten Spannungsteilers, d. h. an den Ausgangspunkt 59, angeschlossen, und ihre Gleichspannungskomponente (die der sinusförmigen Wechselspannung) ist so lang gleich Null, wie die Glühlampe 54 der normalen Spannung entsprechend mit geringer Lichtstärke brennt. Bei Generatorbetrieb wächst die Spannung der Gleichstromsammelschiene 45 an, und dadurch wird auch die Lichtstärke der Glühlampe 54 grösser. Die Photodiode 55 verringert beim Anwachsen der Lichtstärke ihren Widerstand und addiert zu der an dem Ausgangspunkt 59 erscheinenden Wechselspannung eine der Lichtstärke proportionale Gleichspannungskomponente. Auf diese Weise wird das Gleichspannungsniveau einer der Phasen der den Block 1 steuernden dreiphasigen Spannung verschoben und dadurch auch in dem Motor 40 eine Gleichstromkomponente hervorgerufen.

Aus der inversen Funktion des Blockes 1 ergibt sich, dass er auch zum Gleichrichten benutzt werden kann und dass der Wert der erzeugten Gleichspannung durch Änderung der Amplitude der Steuerspannung innerhalb breiter Grenzen eingestellt werden kann.

In Fig. 10 ist ein Block 1' dargestellt, der im wesentlichen auf die gleiche Weise wie der bereits beschriebene Block 1 aufgebaut ist, dessen dreiphasige Ausgangsseite jedoch über die Drosselspulen 46,47 und 48 an die Phasen R, S und T des dreiphasigen Netzes angeschlossen sind. Der Block 1 ' arbeitet in dieser Anordnung als Gleichrichter mit regelbarer Ausgangsspannung. Die Steuerspannung wird in diesem Falle nicht dem Steuerspannungsgenerator 6, sondern unmittelbar dem Netz entnommen, und die Regelung der Ausgangsspannung kann mittels einer zwischen den Steuerspannungseingang des Blok-kes 1 ' und das Netz geschalteten amplitudeneinstellenden Einheit, zweckmässig eines Potentiometers, vorgenommen werden.

Die zur Funktion der Steuerstromkreise des Blockes 1 ' notwendige Niederspannung kann von einem an die Gleichstromsammelschiene 45 angeschlossenen Spannungsstabilisator

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oder von einer sonstigen, an das Netz angeschlossenen Speise- Bremsen freiwerdende Energie in Form einer mit dem dreipha-

einheit abgenommen werden. Beim Einschalten der in Fig. 10 sigen Netz synchronen Spannung in das Netz zurückfliesst.

gezeigten Schaltung können die in den Kommutierungskreisen Die in Fig. 11 gezeigte Schaltung entspricht der in Fig. 8

befindlichen Thyristoren nicht sofort in Funktion treten, weil dargestellten Anordnung mit dem Unterschied, dass anstelle die in dem Block 1 ' befindlichen Kondensatoren 17 und 17' s des Gleichrichters 42 zur Gleichrichtung der dreiphasigen Lei-

(Fig. 4) in diesem Moment noch nicht in dem zur Funktion not- stung die in Fig. 10 gezeigte Schaltung verwendet wird. Der wendigen Masse aufgeladen sind. Die Kondensatoren 17 und Block 1 ' erhält aus dem dreiphasigen Netz über das amplitu-

17 ' werden j edoch durch die Dioden D1 und D2 schnell aufge- deneinstellende Potentiometer 140 und die Leitung 49 eine der laden, da diese Dioden - von der Wechselstromseite her gese- dreiphasigen Netzspannung proportionale dreiphasige Steuer-

hen - in Gleichrichterschaltung angeordnet sind. io Spannung. Infolgedessen erscheint an der Gleichstromsammel-

Der in Fig. 10 dargestellte Gleichrichter mit geregelter schiene eine Gleichspannung. Die Grösse dieser Gleichspan-

Spannung arbeitet wesentlich günstiger als die auf dem Prinzip nung kann zwar mit Hilfe des amplitudeneinstellenden Poten-

der durch Thyristoren mit Phasenanschnittsteuerung geregel- tiometers 140 geregelt werden, jedoch erfordert die Funktion ten Gleichrichter, da durch Anwendung einer hohen Schaltfre- des Systems diese Regelung im allgemeinen nicht.

quenz anstelle der plötzlich erfolgenden und über eine hohe 15 An die Gleichstromsammelschiene 45 ist die Gleichstrom-

Energie verfügenden Ein- und Ausschaltstromstösse eines pha- seite eines Blockes 1 angeschlossen, der genau so aufgebaut ist senanschneidenden Gleichspannungsreglers zahlreiche, in wie der Block 1 '. Am Ausgang des Blockes 1 erscheint eine in schneller Folge aufeinanderfolgende Stromstösse geringer der bereits beschriebenen Weise hinsichtlich ihrer Frequenz Energie erzeugt werden. Diese hochfrequenten Schwankungen und Grösse veränderliche dreiphasige Ausgangsspannung, die werden durch die Drosselspulen 46 bis 48 im notwendigen 20 zur Speisung des angeschlossenen Motors 40 geeignet ist. Die

Masse ausgefiltert, und es ist nicht notwendig, vor dem mit Regelung der Ausgangsfrequenz und -Spannung wird mit Hilfe geregelter Spannung in Gleichrichterschaltung arbeitenden des frequenzeinstellenden Potentiometers 120 und des amplitu-

Block 1 ' eine spezielle phasenverbessernde Schaltung anzu- deneinstellenden Potentiometers 140 in der bereits beschriebe-

bringen. Durch die Verhinderung der plötzlichen Stromstösse nen Weise vorgenommen.

wird das Niveau der in das Netz gelangenden unterschiedli- 25 Durch Zusammenschalten der Gleichstromseiten der chen Störsignale wesentlich verringert. gleich aufgebauten Blöcke 1 und 1 ' ist die Möglichkeit gege-

In Zusammenhang mit den Fig. 8 und 10 wurde bereits ben, die Filterkondensatoren 17 und 17' zusammenzuziehen gezeigt, dass der Block 1 geeignet ist, aus einer Gleichspannung und einen gemeinsamen Impulsgenerator 16 einzusetzen,

ein Netz veränderlicher Frequenz und Spannung zu erzeugen, Die in Fig. 11 dargestellte Schaltung ist geeignet, ein Flies-und dass er ferner geeignet ist, aus einer Wechselspannung eine 30 sen der Energie in zwei Richtungen zu verwirklichen. Wird der veränderliche Gleichspannung herzustellen. Motor 40 durch ein Drehmoment belastet, so arbeitet der

In Zusammenhang mit Fig. 7 wurde erwähnt, dass die Schal- Block 1 ' als Gleichrichter, der Block 1 hingegen als Wechsel-

tung auch zur Erzeugung veränderlicher Gleichspannung ge- richter, und die dem dreiphasigen Netz entnommene Energie eignet ist; in diesem Falle braucht statt der drei Kommutie- treibt den Motor 40 an, und zwar mit einer der eingestellten rungskreise nur ein einziger Kommutierungskreis mit einem 35 Frequenz entsprechenden Drehzahl. Wird der Motor 40 über einzigen Steuerstromkreis verwendet werden. Dabei ist die das an ihn angeschlossene kraftübertragende System im Ver-

Steuerspannung eine Gleichspannung, und die Schaltung kann gleich zu der eingestellten Drehzahl beschleunigt, so beginnt er als ein Gleich-Gleich-Wandler betrachtet werden. als Generator zu arbeiten, und die aus der von ihm entwickel-

Aus dem Block 1 kann eine geregelte Wechselspannungs- ten Bremsleistung stammende dreiphasige Energie wird von quelle gebildet werden, indem in der in Fig. 8 gezeigten Anord- 40 dem Block 1 in Gleichstromleistung umgewandelt; aus dieser nung die Frequenz der Steuerspannung mit dem Netz synchro- Energie gewinnt der als Wechselrichter arbeitende Block 1 ' nisiert und die Amplitudenregelung mit dem amplitudeneinstel- eine Leistung, die hinsichtlich der Frequenz und der Phase dem lenden Potentiometer 140 vorgenommen wird. Der Spannungs- dreiphasigen Netz entspricht und in dieses zurückfliesst.

regier kann sowohl in einphasiger wie auch in mehrphasiger Mittels der in Fig. 11 dargestellten Schaltung können Drei-

Ausführung hergestellt werden. 45 phasenmotoren von dem zur Verfügung stehenden dreiphasi-

Aus den obigen Ausführungen ist ersichtlich, dass die gen Netz unter genau den selben Bedingungen betrieben wer-

Anwendungsmöglichkeiten des beschriebenen Blockes 1 aus- den, als würde es sich um von einem Gleichstromnetz gespeiste serordentlich vielschichtig sind, und dass der Block 1 auf jedem Gleichstrommotoren handeln, da bei der vorgeschlagenen Anwendungsgebiet im Vergleich zu den dort bereits bekannten Lösung sowohl die kontinuierliche Leistungs- und Drehzahlre-

Lösungen über bedeutende Vorteile verfügt. 50 gelung als auch die Energierückspeisung bei Bremsbetrieb ver-

In Fig. 11 ist eine Gleichrichterschaltung gezeigt, welche wirklicht sind. Die Schaltung speist den an sie angeschlossenen sowohl den Block 1 wie auch den Block 1 ' enthält. Mit dieser Motor mit einer sinusförmigen Spannung, und die in das Netz

Anordnung wird die kontinuierliche Drehzahl- und Leistungs- zurückgespeiste Energie hat genau die Signalform des Netzes,

änderung von Wechselstrommotoren vom dreiphasigen Netz d. h. die plötzlichen Energiestösse der bekannten Thyristorsy-

ermöglicht, und zwar in einer die Rückspeisung erlaubenden 55 steme werden vermieden.

Betriebsweise, d. h. im Vierquadrantenbetrieb, bei der die beim

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7 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

631297 PATENTANSPRÜCHE

1. Verfahren zur Erzeugung in einer gesteuerten Stromrichterschaltung eines der vorgeschriebenen Steuerspannung proportionalen Ausgangsstromes, wobei in dem gesteuerten Stromrichter zwischen dem positiven Pol einer Gleichstrom- 5 sammelschiene und einem gemeinsamen Anschlusspunkt ein erster Schaltzweig, zwischen dem negativen Pol der Gleich-stromsammelschiene und dem gemeinsamen Anschlusspunkt ein zweiter Schaltzweig angeordnet ist und der erste Schaltzweig aus einem zwischen den positiven Pol der Gleichstrom- '0 sammelschiene und den gemeinsamen Anschlusspunkt (X) geschalteten ersten Arbeitsthyristor (Th4) und einer in Sperrrichtung geschalteten ersten Diode (Dl) und der zweite Schaltzweig aus einem zwischen den negativen Pol der Gleichstrom-sammelschiene und den gemeinsamen Anschlusspunkt (X) '5 geschalteten zweiten Arbeitsthyristor (Th2) und einer in Sperrrichtung geschalteten zweiten Diode (D2) besteht, ferner zwischen einem reellen oder virtuellen Nullpotentialpol der Gleichstromsammeischiene und dem gemeinsamen Anschluss-' punkt (X) ein Löschstromkreis angeordnet ist, der aus einem 20 Schwingkreis mit einer Induktivität (L) und einer Kapazität (C) sowie aus zwei antiparallel geschalteten, das Löschen steuernden Löschthyristoren (Thl und Th3) besteht, wobei durch abwechselndes öffnen und Schliessen des ersten und des zweiten Schaltzweiges der gemeinsame Anschlusspunkt 25 abwechselnd mit dem positiven bzw. negativen Pol der Gleich-stromsammelschiene verbunden wird, und zwischen den jeweiligen Startzeitpunkten von zwei aufeinanderfolgenden Durchlässen des ersten Schaltzweiges eine bestimmte Zykluszeit eingestellt wird, und innerhalb jedes Zyklus das Verhältnis zwi- 30 sehen der zum Durchlass-Zustand des ersten Schaltzweiges gehörenden Zeitspanne und der zum Durchlass-Zustand des zweiten Schaltzweiges gehörenden Zeitspanne proportional dem augenblicklichen Wert der Steuerspannung eingestellt wird und die Zykluszeit kürzer gewählt wird als ein Viertel der 35 Periodenzeit der Grundschwingungen der Steuerspannung, dadurch gekennzeichnet, dass zwecks störungsfreiem und sicherem Betrieb während des Durchlass-Zustandes des ersten Schaltzweiges der erste Arbeitsthyristor (Th4) und der damit in der Reihe geschaltete und das Löschen des zweiten Arbeitsthy- 40 ristors (Th2) verursachende zweite Löschthyristor (Th3) fortlaufend in Durchlassrichtung gesteuert werden, und der Durchlass-Zustand des ersten Schaltzweiges in dem von dem augenblicklichen Wert der Steuerspannung abhängenden Kommuta-tionszeitpunkt durch die Ansteuerung des ersten Löschthyri- • 45 stors (Thl ) beendet wird, wobei die Ansteuerung des ersten Löschthyristors (Th 1) bis zum Ende des Durchlass-Zustandes des zweiten Schaltzweiges fortlaufend aufrechterhalten wird, der zweite Arbeitsthyristor (Th2) gegenüber dem Beginn der Ansteuerung des ersten Löschthyristors (Thl) nach einer 50 wenigstens mit der Halbperiode des Schwingkreises identisch langer Verzögerung in Durchlassrichtung angesteuert und diese Steuerung bis zum Ende des Durchlass-Zustandes des zweiten Schaltzweiges fortlaufend aufrechterhalten wird, dieser Endzeitpunkt durch die Ansteuerung des zweiten Löschthy- 55 ristors (Th3) wenigstens mit der genannten Verzögerung früher als der Beginn des nächsten Durchlasses des ersten Schaltzweiges eingestellt wird, und die fortlaufende Ansteuerung des zweiten Löschthyristors (Th3) bei diesem Endzeitpunkt beginnt. 60

2. Steuermittel zur Ausführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den gemeinsamen Anschlusspunkt und den Nullpunkt bzw. virtuellen Nullpunkt der Gleichstromsammelschiene eine induktive Impedanz geschaltet ist und dass der Zündimpulseingang der 65 Thyristoren mit einem Steuerstromkreis verbunden ist, wobei der Zykluseingang des Steuerstromkreises (8) mit einem den Öffnungsrhythmus der Sch'altzweige bestimmenden Impulsgenerator (16) verbunden ist und sein Steuereingang an einen Steuerspannungsgenerator (6) angeschlossen ist, welcher das Verhältnis der Öffnungszeiten der beiden Schaltzweige innerhalb der einzelnen Zyklen bestimmt.

3. Steuermittel nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass an den Steuerspannungsgenerator (6) eine frequenzeinstellende Einheit (12) angeschlossen ist.

4. Steuermittel nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass an den Steuerspannungsgenerator (6) eine amplitudeneinstellende Einheit (14) angeschlossen ist.

5. Steuermittel nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Steuerstromkreis (8) einen Komparator (18), eine verzögernde Schaltung (19), eine logische Schaltung (20) und Gatterschaltungen, insbesondere UND-Gatter (22 bis 25) enthält und der eine Eingang des Komparators (18) mit dem Ausgang des Steuerspannungsgenerators (6), der andere Eingang des Komparators (18) mit einem Sägezahnsignal-Ausgang (34) des Impulsgenerators verbunden ist, die Verzögerungsschaltung (19) zwischen den Ausgang des Komparators (18) und einem ersten Eingang der logischen Schaltung (20) geschaltet ist, der Ausgang des Komparators (18) mit einem zweiten Eingang der logischen Schaltung (20) unmittelbar verbunden ist, und ein dritter Eingang der logischen Schaltung (20) an einem Impulsausgang (35) des Impulsgenerators (16) angeschlossen ist, ferner die Gattersignalausgänge der logischen Schaltung (20) an die Gattereingänge der Gatterschaltungen angeschlossen sind und je ein Eingang der Gatterschaltungen mit einem hochfrequente Nadelimpulse herstellenden Zündimpulsgenerator (21) verbunden ist und die Ausgänge der Gatterschaltungen entweder unmittelbar oder über leistungsverstärkende Inverter (26 bis 29) an Zündimpulstransformatoren (30 bis 33) angeschlossen sind, deren Ausgänge mit den Steuerelektroden der Thyristoren (Thl bis Th4) des Kommutierungskreises (10) verbunden sind.

6. Steuermittel nach einem der Ansprüche 2 bis 5 für die Erzeugung von dreiphasigem Strom veränderlicher Frequenz und Grösse aus Gleichspannung, in einer Stromrichterschaltung, welche pro Phase je einen Kommutierungskreis aufweist, und wobei die Anschlusspunkte (Xr, Xs und XT) der drei Kommutierungskreise (101,102 und 103) an drei Phasenleitungen (36,37 und 38) angeschlossen sind, dadurch gekennzeichnet, dass es einen eine dreiphasige Steuerspannung erzeugenden Steuerspannungsgenerator (6) und für jede Phase dieses Generators je einen Ausgang aufweist, und für jeden Kommutierungskreis (101,102 und 103) einen mit diesem verbundenen Steuerstromkreis (81,82 und 83) enthält, und dass ein für alle drei Phasen gemeinsamer Impulsgenerator (16) vorgesehen ist, und die Steuerspannungseingänge der Steuerstromkreise (81, 82 und 83) mit den Ausgängen des Steuerspannungsgenerators (6) verbunden sind.

7. Steuermittel nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass an die Gleichstromsammelschiene (45) ein das Anwachsen der Gleichspannung erfassender Spannungsfühler (52) angeschlossen ist und der Steuerspannungsgenerator (6) mit einem der Steuerspannungseingänge über eine Regeleinheit (51) verbunden ist, wobei der Steuereingang der Regeleinheit (51) mit dem Ausgang des Spannungsfühlers (52) verbunden ist.

8. Steuermittel nach einem der Ansprüche 2 bis 5 zur Erzeugung von veränderlicher Gleichspannung aus einem dreiphasigen Netz, wobei pro Phase ein Kommutierungskreis und mit diesem verbundene Steuerstromkreise und ein für alle drei Phasen gemeinsamen Impulsgenerator vorhanden ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Anschlusspunkte (XR, Xs und XT) der Kommutierungskreise (101,102,103) über je eine Drosselwicklung (46,47 und 48) an die Zweige des dreiphasigen Netzes angeschlossen sind, und die Steuerspannungseingänge der Steuerstromkreise (81,82 und 83) über eine amplitudeneinstellende Einheit insbesondere über ein Potentiometer (140), an das

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dreiphasige Netz angeschlossen sind. umgekehrt. Dabei ist im Prinzip schon ein einziger Zündimpuls zum Erreichen eines leitenden Zustandes des Löschthyristors ausreichend, in der Praxis werden jedoch die Zündimpulse dem Löschthyristor während der ganzen leitenden Perioden zuge-5 führt.

Der Schwingungskreis hat dabei zwei Aufgaben. Einmal Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Erzeu- sichert die Entladung des Kondensators des Schwingungskrei-gung in einer gesteuerten Stromrichterschaltung eines der vor- ses die Löschung des zugehörigen Hauptthyristors. Zweitens geschriebenen Steuerspannung proportionalen Ausgangsstro- wird durch die Wiederaufladung des Kondensators die Energie mes, wobei in dem gesteuerten Stromrichter zwischen dem io zur Verfügung gestellt, die für die nächste Löschung erforderpositiven Pol einer Gleichstromsammelschiene und einem lieh ist.

gemeinsamen Anschlusspunkt ein erster Schaltzweig, zwischen Nachfolgend wird erläutert, warum die bekannte Strom-dem negativen Pol der Gleichstromsammelschiene und dem richterschaltung gemäss der in Frage stehenden US-Patent-gemeinsamen Anschlusspunkt ein zweiter Schaltzweig schrift bzw. gemäss Fig.

4 der nachfolgenden Beschreibung angeordnet ist und der erste Schaltzweig aus einem zwischen 15 nicht zur Verwendung in Verbindung mit dem erwähnten Verden positiven Pol der Gleichstromsammelschiene und den fahren bei konventioneller Steuerung geeignet war. gemeinsamen Anschlusspunkt geschalteten ersten Arbeitsthy- Bei einer konventionellen Steuerung werden die Löschthyristor und einer in Sperrichtung geschalteten ersten Diode und ristoren nur für die Dauer der Schwingungshalbperiode des der zweite Schaltzweig aus einem zwischen den negativen Pol Schwingkreises gezündet. In Fig. 3 der US-PS sind die Zündim-der Gleichstromsammelschiene und den gemeinsamen 20 pulse dargestellt. Der Löschthyristor 12 wird zum Zeitpunkt to Anschlusspunkt geschalteten zweiten Arbeitsthyristor und gezündet. Damit beginnt die Schwingungshalbperiode des einer in Sperrichtung geschalteten zweiten Diode besteht. Zwi- Schwingkreises. Wenn der Strom den Wert des Stromes des sehen einem reellen oder virtuellen Nullpotentialpol der Hauptthyristors 1 erreicht, löscht der Hauptthyrisor 1. Danach Gleichstromsammelschiene und dem gemeinsamen Anschluss- kann der zweite Hauptthyristor 2 zum Zeitpunkt ti gezündet punkt ist ein Löschstromkreis angeordnet, der aus einem 25 werden. Die Schwingung des Schwingkreises setzt sich fort Schwingkreis mit einer Induktivität und einer Kapazität sowie und der Kondensator wird entgegengesetzt aufgeladen. Ist der aus zwei antiparallel geschalteten, das Löschen steuernden Kondensator aufgeladen, wird der Strom 0 und der Löschthyri-Löschthyristoren besteht, wobei durch abwechselndes Öffnen stor 12 wird im Zeitpunkt ti gelöscht. Die Schwingungshalbpe-und Schliessen des ersten und des zweiten Schaltzweiges der riode des Schwingkreises dauert von to bis t2. Aus der US-PS gemeinsame Anschlusspunkt abwechselnd mit dem positiven 30 3 935 528 ergibt sich, dass nach Beendigung der Schwingungsbzw. negativen Pol der Gleichstromsammelschiene verbunden halbperiode der Löschthyristor nicht mehr gezündet ist. Die wird, und zwischen den jeweiligen Startzeitpunkten von zwei weitere Zündung des Löschthyristors scheint als überflüssig, da aufeinanderfolgenden Durchlässen des ersten Schaltzweiges im Zeitpunkt t2 der Kondensator wieder aufgeladen und für die eine bestimmte Zykluszeit eingestellt wird, und innerhalb jedes nächste Löschung vorbereitet ist.

Zyklus das Verhältnis zwischen der zum Durchlass-Zustand des 35 In der Beschreibungseinleitung der US-Patentschrift wird ersten Schaltzweiges gehörenden Zeitspanne und der zum ausgeführt, dass die der Gleichspannung überlagerten Störun-

Durchlass-Zustand des zweiten Schaltzweiges gehörenden gen die normale Funktion der Steuerung beeinträchtigen kön-Zeitspanne proportional dem augenblicklichen Wert der nen. Ferner wird dort ausgeführt, dass bei nicht erfolgter

Steuerspannung eingestellt wird und die Zykluszeit kürzer Löschung des Hauptthyristors gleichzeitig die beiden Haupt gewählt wird als ein Viertel der Periodenzeit der Grundschwin- 40 thyristoren leiten können, was einen Kurzschluss verursachen gung der Steuerspannung. und die Hauptthyristoren beschädigen kann. Der Vorschlag