CH629350A5

CH629350A5 - Signalverarbeitungsanlage zur ableitung eines stoerverringerten ausgangssignals aus zwei zugefuehrten signalen, insbesondere zur verringerung des raumnachhalles.

Info

Publication number: CH629350A5
Application number: CH452978A
Authority: CH
Inventors: Jont Brandon Allen
Original assignee: Western Electric Co
Priority date: 1977-04-27
Filing date: 1978-04-26
Publication date: 1982-04-15
Also published as: DE2818204C2; JPS5919357B2; IT1203179B; US4066842A; NL7804497A; FR2389280A1; FR2389280B1; ES469121A1; JPS53135204A; BE866295A; GB1595260A; NL184449B; SE431280B; CA1110768A; IL54572A; AU519308B2; SE7804451L; AU3534378A; NL184449C; IL54572A0

Description

Die Erfindung betrifft eine Signalverarbeitungsaniage zur bestimmt. Dieses System arbeitet in der Zeitebene und zieht

Ableitung eines störverringerten Ausgangssignals aus zwei unterschiedliche Verzögerungen in unterschiedlichen Fre-

zugefûhrtèn Signalen, insbesondere zur Verringerung des quenzbändern nicht in Rechnung.

Raumnachhalls und von Störeinflüssen in Tonfrequenzanlagen, In der US-PS 3 662 108 (9. Mai 1972) wird ein System unter beispielsweise solchen, die in Fernsprech-Freisprechanlagen 50 Verwendung sogenannter Cepstrum-Analysatoren beschrie-

benutzt werden. ben, die auf mehrere Mikrophone ansprechen. Durch Summie-

Es ist bekannt, dass der Raumnachhall die Wiedergabequa- ren der Analysator-Ausgangssignale ergibt sich eine Kohärenz lität von Klängen wesentlich verringern kann, die von einem derjenigen Anteile der Cepstrum-Signale, die das unverzerrte monauralen Mikrofon zu einem monauralen Lautsprecher akustische Signal darstellen, während diejenigen Teile der Cep-

übertragen werden. Diese Qualitätsverringerung stört beson- 55 strum-Signale, welche den durch eine Mehrwegübertragung ders bei Fernsprechkonferenzen, bei denen die Eigenschaften verzerrten Signalen entsprechen, zu keiner Kohärenz führen,

des benutzten Raumes im allgemeinen nicht besonders ausge- Eine selektive Beschneidung der summierten Cepstrum-Signale sucht sind, so dass der Raumnachhall von Bedeutung ist. entfernt die Verzerrungskomponenten, und eine inverse Trans-

Der Raumnachhall ist methodisch in zwei Kategorien auf- formation der summierten und beschnittenen Cepstrum-

geteilt worden, nämlich frühe Echos, die als Spektralverzer- eo Signale ergibt ein Abbild des ursprünglichen, nicht mit Nach-

rung wahrgenommen werden und deren Auswirkung als «Fär- hall behafteten akustischen Signals. Bei diesem System werden bung» bekannt ist, und Langzeitnachhall, der auch als späte wiederum nur frühe Echos korrigiert.

Reflektionen oder späte Echos bekannt ist, die auf der Zeit- Schliesslich wird in der US-PS 3 440 350 (22. April 1969) ein ebene rauschähnliche Beiträge zu Sprachsignalen leisten. Eine System zur Verringerung der Nachhall-Beeinträchtigung von sehr gute Erläuterung der für den Raumnachhall geltenden 65 Signalen unter Verwendung einer Vielzahl von Mikrophonen

Prinzipien und der bekannten Verfahren zur Verringerung der beschrieben, wobei jedes Mikrophon an einen Phasen-Vocoder

Nachhalleinflüsse findet sich in «Seeking the Ideal in <Hands- angeschlossen ist. Der Phasen-Vocoder jedes Mikrophons

Free> Telephony» von Berkley et al. in Bell Laboratories erzeugt ein Paar von Schmalbandsignalen in jedem von einer

Record, November 1974, Seite 318 ff. Dort wird der Unter- Vielzahl von benachbarten schmalen Analysierbändern, wobei

3 629 350

das eine Signal die Grösse der Kurzzeit-Fourier-Transforma- jeweiligen Abstände zur Schallquelle und den verschiedenen tion und das andere Signal die Phasenwinkel-Ableitung der Reflektoren im Raum verschieden sind. Anders gesagt, die Kurzzeit-Fourier-Transformation darstellen. Die Vielzahl der Mikrophon-Ausgangssignale x(t) und y(t) unterscheiden sich Phasen-Vocodersignale wird einer Mittelwertbildung unter- vom Signal der Schallquelle und voneinander, da die unterworfen, um zusammengesetzte Amplituden- und Phasensignale 5 schiedlichen Wege als Filter für die Töne wirken. Mathema-zu erzeugen. Die zusammengesetzten Steuersignale der Viel- tisch lassen sich die Signale x(t) und y(t) ausdrücken durch zahl von Phasen-Vocodern wird zur Synthetisierung eines

Abbildes des nicht mit Nachhall behafteten akustischen Signals x(t) = hi(t) * s(t) (1)

benutzt. Auch bei diesem System werden nur frühe Echos korrigiert. io und

Bei allen oben beschriebenen Verfahren erfolgt eine getrennte Behandlung der frühen und der späten Echos, wobei y(t) = h2(t) * s(t) (2)

bei den meisten Systemen in der Hauptsache versucht wird, die frühen Echos zu beseitigen. dabei ist s(t) das Signal der Schallquelle 10, das Symbol «*» gibt

Die vorliegende Erfindung geht aus von einer Signalverar- is die Konvolutionsoperation an, hi(t) ist das Impulsansprechen beitungsanlage der eingangs genannten Art und ist gekenn- des Signalweges zwischen der Quelle 10 und dem Mikrophon zeichnet durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspru- 11 und hî(t) ist das Impulsansprechen des Signalweges zwi-ches 1 angeführten Merkmale. sehen der Quelle 10 und dem Mikrophon 12.

Auf diese Weise kann die Amplitude des Ausgangssignals Die Funktionen x(t) und y(t) ändern sich zwar von Raum zu proportional so gesteuert werden, dass sie bei Frequenzen, bei 20 Raum, aber es wurde festgestellt, dass das Impulsansprechen denen keine oder nur eine kleine Frequenzkorrelation zwi- h(t) in einen Abschnitt «frühes Echo» e(t) und einen Abschnitt sehen dem ersten und zweiten zugeführten Signal besteht, ver- «spätes Echo» l(t) unterteilt werden kann. Die Abschnitte «frü-ringert wird, um den Einfluss von späten Echos kleiner zu hes Echo» und «spätes Echo» sind zwar tatsächlich wahrnehm machen. bar, aber eine genaue mathematische Abgrenzung dafür, wo

Bei der praktischen Verwirklichung der Erfindung kann 25 das eine endet und das andere beginnt, ist bis jetzt noch nicht eine Kombiniereinrichtung vorgesehen sein, um das zugeführte festgestellt worden. Es wurde jedoch, beobachtet, dass der erste und zweite Signal zu kombinieren, wobei das Ausgangs- Abschnitt «frühes Echo» Signalen entspricht, die gut korreliert signal von dem kombinierten Signal abgeleitet wird. Vorzugs- sind, während der Abschnitt «spätes Echo» Signalen zugeord-weise bringt die Kombiniereinrichtung das zugeführte erste net ist, die verhältnismässig unkorreliert sind. Unter «gut korre-und zweite Signal in die gleiche Phase und addiert die gleich- 30 liert» wird verstanden, dass die Signale x(t) und y(t) eine gene-phasigen Signale zu einem Summensignal, wodurch die Ein- rell ähnliche Kurvenform haben, dass aber die eine Kurvenflüsse früher Echos verringert werden können. form zeitlich mit Bezug auf die andere verschoben ist. Wenn Bei einem Ausführungsbeispiel kann vorgesehen sein, dass die Signale gut korreliert sind, liegt also der Wert der Kreuz-die Korrelatoreinrichtung eine Spektrum-Analysiereinrichtung korrelationsfunktion rxy(r) von einem gewissen Wert von r ab aufweist, die jedes der zugeführten ersten und zweiten Signale 35 deutlich oberhalb Null.

verarbeitet, sowie eine Prozessoreinrichtung, der die Aus- Entsprechend der vorliegenden Erfindung werden bei einer gangssignale der Spektrum-Analysiereinrichtung zur Ableitung Anordnung die Signale x(t) und y(t) durch Auftreten der des Ausgangssignals zugeführt sind. Eine Weiterbildung sieht Signale in Frequenzbänder und unabhängige Behandlung jedes dabei vor, dass die Prozessoreinrichtung so ausgelegt ist, dass entsprechenden Signalbandpaares verarbeitet. Diese Bänder sie das zugeführte erste Signal mit Bezug auf das zweite Signal 40 sind so schmal, dass im Ergebnis entsprechend der Erfindung in Abhängigkeit von der Frequenz-Korrelation zwischen ihnen die Signale x(t) und y(t) auf der Frequenzebene verarbeitet werverzögert, und dass eine Addiereinrichtung vorgesehen ist, um den. Frühe und späte Echosignale werden unter Verwendung das verzögerte Signal zu dem zugeführten zweiten Signal zur des oben beschriebenen, grundsätzlichen Unterschiedes der Lieferung des Summensignals zu addieren. Die Prozessorein- Kreuzkorrelation zwischen den Echosignalen getrennt, und der richtung kann dabei so ausgelegt sein, dass sie ein die Amplitu- 45 Nachhall wird dadurch beseitigt, dass die frühen Echosignale den des genannten Ausgangssignals bestimmendes Signal lie- mittels einer Inphase- und Addier-Operation ausgeglichen und fert, das von der Frequenz-Korrelation zwischen dem zugeführ- die späten Echosignale gedämpft werden.

ten ersten und zweiten Signal abhängt, und dass die Prozessor- Die nachfolgende Anylse zeigt, wie die unterschiedlichen einrichtung das Summensignal zur Ableitung des Ausgangssig- Teile von h(t) zum Signalspektrum beitragen und wie entspre-nals bearbeitet. 50 chende Operationen auf der Frequenzebene zur Verringerung

Eine vorteilhafte Weiterbildung ist dadurch gekennzeich- der Auswirkungen von späten Echos benutzt werden können, net, dass eine Frequenztrenneinrichtung vorgesehen ist, die das Die Durchführung einer Fourier-Transformation für die zugeführte erste und zweite Signal zur Auftrennung in eine Signale x(t) und y(t) ergibt Vielzahl von Frequenzbändern verarbeitet, und dass die Korrelatoreinrichtung eine Frequenzkorrelation zwischen den ent- 55 X( co) = [Ei( co) + Li( co)] S( co) (3) sprechenden Frequenzbändern des zugeführten ersten und un£j zweiten Signals durchführt.

Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung Y( co) = [E2( co) + L2( co)] S( co) (4)

an Hand der Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 einen typischen hallbehafteten Raum mit einer Schall- eo worin Ej( cd) und Lj( to) die Transformationen von e;(t) bzw. l,(t) quelle und zwei Aufnahmemikrophonen; sind. Die Gleichungen (3) und (4) lassen sich schreiben

Fig. 2 das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels nach der Erfindung; X( co)/S( co) = | Ei( co) | exp(i 0i( co)) + Li( to) (5)

Fig. 3 das Blockschaltbild eines typischen Prozessors 25 im Ausführungsbeispiel nach Fig. 2. 65 X( co)/S( co) = | Ez( co) | exp(i 02( co)) + Li( co) (6)

In Fig. 1 ist eine Schallquelle 10 in einem hallbehafteten Raum 15 mit zwei räumlich getrennten Mikrophonen 11 und 12 worin 0i( co) und 0z( co) die den frühen Echos zugeordneten Pha-dargestellt. Die Töne, die die beiden Mikrophone von der senwinkel-Spektren sind. Die Absolutstriche 11 bedeuten den

Schallquelle 11 erreichen, sind verschieden voneinander, da die Absolutwert der Ausdrücke zwischen den Strichen.

629350

4

Durch Anwenden einer Allpassfunktion der Form exp (i 02< co-i 8i( co)) auf das Signal X( to) und Addieren des Ergebnisses zum Signal Y( <o) erhält man das in Phase- und addierte Signal oder

X(mF,kT) = F[w(nD-kT)x(nD)]

(12)

U( co) = S( co)[( | Ei( to) | + | Eì( co) | exp(i 02( to) + Li( (o)exp(i 02( to) - i 0i( to)) + Lì].

(7)

Aus Gleichung (7) ergibt sich, dass sich die frühen Echos in Phase addieren, während sich die späten Echos zufällig addieren, und zwar abhängig von den Phasenwinkeln von Li( ), Ai ( co) sowie vom Winkel 0 - 0i( co). Dadurch werden dann im Ergebnis die späten Echos im Vergleich zu den frühen Echos gedämpft und die Schwankungen des frühen Echos relativ zum Mittelwert um 3 dB verringert.

Späte Echos werden noch weiter gedämpft, indem das Signal U( co) über eine Verstärkerstufe G( co) geführt wird, in welcher nicht korrelierte Signale abgeschwächt werden. In der Verstärkerstufe steuert eine zu den späten Echos in Beziehung stehende Funktion, beispielsweise die Kreuzkorrelationsfunktion die Verstärkung für die Frequenzbänder.

Entsprechend den Grundgedanken der Erfindung werden also Nachhall- und andere nicht korrelierte Signale verringert durch Anwenden der Gleichung

5 wobei F [...] die diskrete Fourier-Transformation des Ausdruk-kes innerhalb der eckigen Klammern bedeutet.

Wie oben angegeben, muss die Funktion A( co) oder A(mF,kT) Allpasscharakter haben und sich auf die Phasendifferenz der korrelierten Abschnitte in den mit einer Fensterfunk-10 tion multiplizierten Signalen x(t) und y(t) in Beziehung stehen. Es muss sich also A(mF,kT) auf den Winkel der Kreuzkorrelationsfunktion der mit einer Fensterfunktion multiplizierten Signale beziehen, die in die Frequenzebene transformiert sind, und kann alternativ, aber äquivalent wie folgt definiert werden

15

A(mF,kT) - exp if/P [rxy(n3}^3

20

25

S( co = [Y( co) + A( coX( co)] G( co)

(8)

auf die Spektren X( to) und Y( co), wobei A( co) die Allpassfunktion und G( co) die Verstärkungsfunktion sind. Beide Funktionen werden nachfolgend noch genauer definiert.

In der obigen Analyse ist implizit ein Parameter verborgen. Dieser Parameter ist die Zeit.

Die Transformationen X( co) und Y( co) der Gleichungen (3) und (4) sind lediglich als Darstellungen der Spektren in den Signalen x(t) und y(t) für bestimmte Zeitintervalle sinnvoll. Daher sollte man die Transformation nicht der Funktionen selbst, sondern der Funktionen x(t) und y(t) multipliziert mit einer Fensterfunktion w(t) betrachten, die mit Ausnahme innerhalb eines gewissen definierten Intervalls überall Null ist. Dieses Fenster begrenzt, wenn es so gewählt ist, dass es als Tiefpassfilter wirkt, das durch die Transformation der Signale belegte Frequenzintervall. Dadurch wird eine Abtastung sowohl in der Zeit- als auch in der Frequenzebene möglich. Ein solches Fenster, das in Verbindung mit der vorliegenden Erfindung brauchbar ist, ist das Hamming-Fenster, das definiert ist zu w(nD) = 0,54 + 0,46 cos(2 nnD/L) für -L/2 -£n^L/2

= 0 an allen anderen Stellen.

(9)

Der Wert für L hängt von dem Abstand zwischen den Mikrophonen 11 und 12 ab. Unter Verwendung des oben angegebenen Fensters lautet die Transformation des Signals x(t), das in Intervallen von D Sekunden abgetastet wird n-l

X(mF)= I x(nD) w(nD) einmDF

(10)

n-0

exp i^E^CnF.KI)]

l fr^CnD)]

1 £0xy (nD)J '

| H (nP.KD) I

(13)

30

35

X*(mF,kT) Y(nLF,kT) JX(mF,kT)//Y(iaF,kï)i

Der Ausdruck rxy(t) ist in Verbindung mit der vorliegenden Offenbarung die Kreuzkorrelationsfunktion der mit einer Fensterfunktion multiplizierten Signale x(t) und y(t). Entsprechend ist Rxy( co) die Transformation von rxy(t) des Kreuzspektrums der mit einer Fensterfunktion multiplizierten Signale x(t) und 40 y(t). Demgemäss ist Rxy(mF,kT) gleich X*(mF,kT) Y(mF,kT), wobei X*(mF,kT) der komplex konjugierte Wert von X(mFJcT) ist.

Die Funktion G(mF,kT) kann der Kreuzspektrumsfunktion direkt proportional sein. Sie sollte von der absoluten, in den 45 Signalen x(t) und y(t) enthaltenen Leistung unabhängig sein und geglättet werden, um einen Mittelwert des Kreuzspektrums der mit einer Fensterfunktion multiplizierten Signale x(t) und y(t) zu erhalten. Demgemäss lässt sich die Funktion G(mF,kT) auf bequeme Weise definieren zu

50

G(mF,kT)=

| R^mF.M?) |

R

XX

(mF, kl) RyyCmF.kT)

(14)

worin F der Frequenzabtastabstand gemäss 2 ti/DN ist und i die übliche Bedeutung hat. Zur Auswahl einer unterschiedlichen 60 Folge im abgetasteten Signal x(nD), beispielsweise einer Folge, die um kT Sekunden gegen die ursprüngliche Folge verschoben ist, muss nur das Fenster w(nD) um kT Sekunden verschoben werden. Das auf das verschobene Fenster abgebildete Spektrumsignal X(mF) lässt sich definieren zu 65

Das lässt sich äquivalent ausdrücken zu

G(mP,kT) =

n-l

X(mF,kT)= S w(nD-kT)x(nD) einmDF

n-0

OD

| X*(mF,kT)Y(m?,kT) |

1 X(mF,kT)J2 +|y(mF,kT) f

(15)

wobei die Querstriche oberhalb der Ausdrücke einen laufenden Mittelwert angibt, der beispielsweise die Form

Rxy(mF,kT) = aRxy(mF,(k- 1)T) + Rxy(mF,kT) (16)

wobei a kleiner als Eins ist. Die Funktion G(mF,kT) kann natürlich eine alternative Form annehmen, solange sie eine Funktion der mittleren Kreuzkorrelationsfunktion bleibt.

Eine Prüfung von Gleichung (14) zeigt, dass die Funktion G(mF,kT) tatsächlich real und proportional zu der Kreuzkorrelationsfunktion ist. Wenn die Signale x(t) und y(t) gut korreliert sind, dann ist der Betrag von Rxy gleich R7X und G(mF,kT) nimmt den Wert Vi an. Wenn x(t) und y(t) nicht korreliert sind, hat Rxy willkürliche Phase. Im Ergebnis ist der Mittelwert Rxy dicht bei Null und folglich G(mF,kT) dicht an Null.

Fig. 2 zeigt das allgemeine Blockschaltbild des Signalprozessors 20 im Nachhall-Verringerungssystem gemäss Fig. 1 entsprechend den Grundgedanken der Erfindung. In der Schaltung nach Fig. 2 erzeugen Mikrophone 11 und 12 Signale x(t) bzw. y(t). Diese Signale werden abgetastet und in den Schaltern 31 bzw. 32 in digitale Form umgewandelt, wodurch die Abtastfolgen x(nD) und y(nD) erzeugt werden. Zur Berücksichtigung der überlappenden Fensterfolgen x(nD)w(nD-kT), wobei T < L ist und L die Breite des Fensters bedeutet, sind die Vor-Pro-zessoren 21 bzw. 22 an die Schalter 31 und 32 angeschlossen. Der Vor-Prozessor 21, der identisch mit dem Vor-Prozessor 22 aufgebaut sein kann, enthält einen Signalabtastwertspeicher zur Aufnahme der letzten Folge von L+T-Abtastwerten von x(nD), eine Anzahl von üblichen Speicheradressenzählern zur Übertragung von Signalabtastwerten in den und aus dem Speicher sowie einer Einrichtung zum Multiplizieren der Ausgangs-signalabtastwerte des Signalabtastwertspeichers mit geeigneten Koeffizienten der Fensterfunktion. Die Koeffizienten werden aus einem Festwertspeicher gewonnen, der durch die Speicheradressenzähler adressiert wird. Die Speicheradressenzähler unterteilen den Speicher in Abschnitte von je T Speicherstellen. Während der Speicher Signalabtastwerte aus den Adressen b bis b+L ausliest und Festwertspeicher-Koeffizienten aus den Adressen 0 bis L-1 gewinnt, werden die Adressen L bis L+T mit neuen Daten geladen. Beim nächsten Durchlauf von Ausgangssignalen, die vom Vor-Prozessor 21 erzeugt werden, erfolgt ein Zugriff zum Signalabtastwertspeicher an den Adressen b+T bis b+T+ L. Die Lese- und Schreibzähler, die den Speicher adressieren, arbeiten mit dem gleichen Modu-lus, der natürlich nicht grösser als der Signalabtastwertspeicher sein darf.

Das oben beschriebene Verfahren zur Unterteilung eines Speichers und zum im Ergebnis gleichzeitigen Lesen und Schreiben des Speichers ist ein bekanntes Verfahren, das beispielsweise in der US-PS 3 731 284 beschrieben ist.

Zur Steuerung der Signalverarbeitung im Signalprozessor 20 und insbesondere der Startabschnitte der verschiedenen Operationen in den Bauteilen des Prozessors weist dieser ein Steuergerät 40 auf, das die Abtaster 31,32 steuert, die verschiedenen Zähler in den Vor-Prozessoren 21,22 vorbereitet und die Verarbeitung in den Bauteilen 23,24,25,29 und 30 einleitet. Diese sind alle nachfolgend genauer beschrieben.

Die Ausgangssignalfolgen der Vor-Prozessoren 21 und 22 werden an schnelle Fourier-Transformations-Prozessoren (FFT von Fast Fourier Transform) 23 und 24 angelegt. Die Ausgangsfolgen der FFT-Prozessoren 23 und 24 werden an einen Prozessor 25 gegeben, der den Phasen- oder Verzögerungsfaktor A(mF,kT) und den die Verstärkung oder Amplitude bestim-mendén Faktor G(mF,kT) erzeugt.

Die FFT-Prozessoren 23 und 24 können üblicher Art sein und beispielsweise entsprechend der Beschreibung in der US-PS 3 267 296 aufgebaut sein. Die Ausgangsfolgen der FFT-Prozessoren 23 und 24 sind die Frequenzabtastwerte X(mF,kT)

629350

und Y(mF,kT), entsprechend der Definition durch Gleichung (12).

Eine kurze Erläuterung dieser Eigenschaften der diskreten Fourier-Transformation (DFT), die von den FFT-Prozessoren 23 und 24 durchgeführt wird, dürfte an diesem Punkt zweckmässig sein. Mathematisch wird bei der diskreten Fourier-Transformation eine Gruppe von N komplexen Punkten auf einer ersten Ebene (beispielsweise die Zeit) in eine entsprechende Gruppe von N komplexen Punkten in einer zweiten Ebene (beispielsweise die Frequenz) transformiert. Häufig haben die Abtastwerte in der ersten Ebene nur reale Anteile. Bei einer Transformation solcher Abtastpunkte erscheinen die Ausgangsabtastpunkte in der zweiten Ebene als komplex konjugierte Paare. N reale Punkte in der ersten Ebene werden also in L/2 bedeutsame komplexe Punkte in der zweiten Ebene transformiert. Zur Gewinnung von N bedeutsamen komplexen Punkten am Ausgang (zweite Ebene) muss die Anzahl von Eingangsabtastwerten (erste Ebene) verdoppelt werden. Dies lässt sich durch eine Verdopplung der Abtastrate erreichen, oder es können alternativ die Eingangsabtastwerte durch eine geeignete Anzahl von Abtastwerten mit dem Wert Null vermehrt werden.

Entsprechend der obigen Erläuterung haben die an die FFT-Prozessoren 23 und 24 gegebenen Eingangsfolgen eine Länge von 2L Punkten und enthalten L/2 Null-Punkte gefolgt von L Datenpunkten und schliesslich gefolgt von L/2 weiteren Null-Punkten.

Die Ausgangsabtastwerte des FFT-Prozessors 23 sind die Frequenzabtastwerte X(mF,kT). Diese Abtastwerte werden mit den geeigneten Elementen des Multiplikationsfaktors A(mF,kT) im Multiplizierer 26 multipliziert. Der Multiplikationsfaktor A(mF,kT) gelangt von Prozessor 25 zum Multiplizierer 26. Dieser ist ein herkömmlicher Multiplizierer, dessen Aufbau ähnlich dem der Multiplizierer in den FFT-Prozessoren

23 und 24 ist.

Die Ausgangsabtastwerte des Multiplizierers 26 werden im Addierer 27 zu den Ausgangsabtastwerten des FFT-Prozessors

24 addiert. Die summierten Ausgangssignale des Addierers 27 werden im Multiplizierer 28 mit dem Multiplikationsfaktor G(mF,kT) multipliziert, der ebenfalls im Prozessor 25 erzeugt wird. Die Ausgangsabtastwerte des Multiplizierers 28 stellen das Spektrumsignal S( cd) der Gleichung (8) dar.

Zur Erzeugung eines dem Spektrumsignal des Multiplizierers 28 entsprechenden Zeitsignals muss ein inverser DFT-Pro-zess stattfinden. Demgemäss ist der FFT-Prozessor 29 (der in seinem Aufbau identisch mit dem FFT-Prozessor 23 sein kann) an den Multiplizierer 28 zur Erzeugung von Gruppen von Ausgangsabtastwerten angeschaltet, wobei jede Gruppe ein Zeitsegment darstellt. Jedes Zeitsegment ist gegen das vorhergehende Zeitsegment um kT Abtastwerte verschoben, genau so wie die Zeitsegmente für die FFT-Prozessoren 23 und 24 um kT Abtastwerte verschoben sind.

Zur Erzeugung einer einzigen Ausgangsfolge aus den Zeitabtastwerten der verschiedenen Folgen am Ausgang des FFT-Prozessors 29 können nacheinander auftretende Folgen auf geeignete Weise gemittelt oder einfach addiert werden. Das • heisst, ein Ausgangsabtastwert S(nD) eines Segments kann zum Abtastwert S(nD-kT) des nächsten Segments und zum Abtastwert S(nD-2kT) des folgenden Segments addiert werden, und so weiter. Diese Addition sowie die Umwandlung in Analogwerte und die Tiefpassfilterung, die zur Umwandlung einer Abtastfolge in ein kontinuierliches Signal erforderlich sind, werden im Syntheseblock 30 durchgeführt, der an den FFT-Prozessor 29 angeschaltet ist.

Der Syntheseblock 30 enthält einen Speicher 33, einen vom FFT-Prozessor 29 und vom Speicher 33 gespeisten Addierer 34, der Eingangssignale an den Speicher 33 liefert, einen vom Addierer 34 gespeisten Speicher 35 mit T Speicherstellen,

einen vom Speicher 35 gespeisten Digital-Analog-Wandler 36

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

629 350

und ein analoges Tiefpassfilter 37. Der Speicher 33 weist L Speicherstellen auf und ist so ausgelegt, dass sich in jedem Augenblick (der in den Gleichungen durch kT bezeichnet wird) die vorhergehende Teilsumme im Speicher befindet. In jeder Speicherstelle U befindet sich also die Summe s(uD,kT) + s(uD+T,(k—1)T) + s(uD+2T,(k-2)T)... (17)

die eine Anzahl von Ausdrücken gleich dem ganzzahligen Abschnitt von L/T besitzt. Für jede Gruppe von Ausgangsabtastwerten des FFT-Prozessors 29 wird eine neue Gruppe von Teilsummen berechnet und im Speicher 33 abgelegt, indem auf geeignete Weise die gespeicherten Teilsummen zu den neu ankommenden Abtastwerten addiert werden. Mathematisch lässt sich dies ausdrücken durch

Z(uD,(k+ 1)T) = S(uD+T,kT) + s(uD,(k+ 1)T) (18)

wobei die Summe 2(uD(k+ 1)T) die neue, in der Speicherstelle u zu speichernde Summe ist, E(uD+T,kT) die alte Summe in der Speicherstelle u+T ist und s(uD,(k+ 1)T) den neu ankommenden Abtastwert §(uD) darstellt. Bei jeder neuen Teilsummenberechnung sind die ersten T Teilsummen die endgültigen Summen und werden daher im Speicher 35 abgelegt. Der Speicher 35 verzögert auf geeignete Weise die Gruppe von T Summen und liefert in gleichem Abstand angeordnete Abtastwerte an den Digital-Analog-Wandler 36. Die umgewandelten analogen Abtastwerte werden einem Tiefpassfilter 37 zugeführt, wodurch das gewünschte, nicht mit Nachhall behaftete Signal s(t) erzeugt wird.

Wie oben angegeben, erzeugt der Prozessor 25 die Signale A(mF,kT) und G(mF,kT) und kann abhängig von der Form der realisierten Gleichungen (13) und (14) auf mehrere Arten verwirklicht werden. Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild für den Prozessor 25, bei dem der Faktor A(mF,kT) durch Auswerten der Gleichung

A(mF,kT) = X*(mF,kT)Y(mF,kT)/1 K*(mF,kT)Y(mF,kT)

(19)

gewonnen und der Faktor G(mF,kT) durch Auswerten der Gleichung (15) realisiert wird.

Zur Erzeugung des Signals gemäss Gleichung (19) werden die Spektrumsignale X(mF,kT) und Y(mF,kT) an den Multiplizierer 251 in Fig. 3 gegeben, der das Produktsignal X*(mF,kT) Y(mF,kT) erzeugt. Der Ausdruck X*(mF,kT) ist der komplex konjugierte Wert zu X(mF,kT), so dass das gewünschte Produkt auf übliche Weise durch einen Multiplizierer für Karesische Koordinaten erzeugt werden kann, der auf im wesentlichen die gleiche Weise wie die Multiplizierer in den FFT-Prozessoren 23 und 24 aufgebaut sein kann. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 251 wird an eine Absolutwert-Quadrierschaltung 252 gegeben, die das Signal | X*(mF,kT)Y(mF,kT) |2 erzeugt. Dieses Ausgangssignal wird an die Quadratwurzelschaltung 253 gegeben und deren Ausgangssignal an die Teilerschaltung 254 angelegt. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 251 wird ebenfalls an die Teilerschaltung 254 gegeben. Die Teilerschaltung 254 ist so ausgelegt, dass sie das durch Gleichung (19) angegebene, gewünschte Signal X*(mF,kT)Y(mF,kT)/1 X*(mF,kT)Y(mF,kT) | erzeugt.

Zur Bildung der Funktion G(mF,kT) werden die an den Prozessor angelegten Signale X(mF,kT) und Y(mF,kT) den Absolutwert Quadrierschaltungen 255 bzw. 256 zugeführt, wodurch man die Signale | X(mF,kT) |2 und | Y(mF,kT) |2. Diese Signale werden in den Mittelwertschaltungen 257 und 258 (die an die Schaltungen 255 bzw. 256 angeschlossen sind) geglättet und die gemittelten Signale werden im Addierer 259 summiert. Das Ausgangssignal des Addierers 159 entspricht dem Ausdruck

| X(mF,kT) |2 + | Y(mF,kT) |2 gemäss Gleichung (15).

Das vom Multiplizierer 251 erzeugte Kreuzkorrelationssignal X*(mF,kT)Y(mF,kT) wird in der Schaltung 261 gemittelt und der Betrag des erzeugten Mittelwertes wird in einer Betragsschaltung gewonnen, die eine an den Ausgang der Schaltung 261 angeschlossene Betragswert-Quadrierschaltung 262 und eine an den Ausgang der Schaltung 262 angeschlossene Quadratwurzelschaltung 263 aufweist. Das Ausgangssig-nal der Schaltung 263 entspricht dem Ausdruck | X*(mF,kT)Y(mFJcT) | der Gleichung (15).

Um schliesslich den Ausdruck G(mF,kT) zu erhalten, werden die Ausgangssignale der Schaltungen 263 und 259 an die Teilerschaltung 260 gegeben, die das gewünschte Quotientensignal gemäss Gleichung (15) erzeugt.

Die Betragswert-Quadrierschaltungen 252,255,256 und 262 können identisch aufgebaut sein und einfach einen Multiplizierer gleich dem Multiplizierer 251 zur Auswertung der Produktsignale P(mF,kT)P*(mF,kT) enthalten, wobei P(mF,kT) das spezielle Eingangssignal des Multiplizierers darstellt.

Die Quadratwurzelschaltungen 253 und 263 werden am zweckmässigsten mittels einer Festwertspeicher-Nachschlagetabelle verwirklicht. Alternativ kann ein Digital-Analog-Wandler- und Analog-Digital-Wandlerpaar zusammen mit einer analogen Quadratwurzelschaltung benutzt werden. Eine solche Schaltung ist in der US-PS 3 987 366 (19. Oktober 1976) beschrieben. Alternativ lassen sich verschiedene Quadratwurzel-Annäherungsverfahren einsetzen.

Die Teilerschaltungen 254 und 260 werden am einfachsten mittels einer Festwertspeicher-Nachschlagetabelle verwirklicht. Dabei ist die zum Speicher gegebene Adresse der Divisor, die Dividenten-Signale werden zur Bildung eines einzigen Adressenfeldes verknüpft und das Speicherausgangssignal ist der gewünschte Quotient. Eine solche Teilerschaltung ist mit Erfolg in einer Einrichtung verwendet worden, die in der US-PS 3 855 423 (17. Dezember 1974) beschrieben ist.

Schliesslich werden die Mittelwertschaltungen 257,258 und 256, die die Gleichung (16) realisieren, auf zweckmässige Weise durch Speichern des laufenden Mittelwertes in einem Akkumulator, Addieren des Bruchteils a des akkumulierten Inhalts zum augenblicklichen Eingangssignal und damit Bilden eines neuen laufenden Mittelwertes und durch Speichern des erzeugten neuen Mittelwertes im Akkumulator verwirklicht. Solche Mittelwertschaltungen sind bekannt und beispielsweise in den US-Patenten 3 717 812 (20. Februar 1973) und 3 821 482 (28. Juni 1974) beschrieben.

Es sei darauf hingewiesen, dass das an Hand der Fig. 2 und 3 beschriebene Ausführungsbeispiel der Erfindung lediglich ein Beispiel darstellt. Beispielsweise ist bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel das Verfahren zur Verringerung der Auswirkungen später Echos in Verbindung mit einem In-Phase-Addierverfahren zur Erläuterung der Auswirkungen früher Echos dargelegt worden. Obwohl sich diese beiden Verfahren unter Verwendung eines Signalprozessors der beschriebenen Art leicht kombinieren lassen, sei darauf hingewiesen, dass das Verfahren zur Verringerung der Auswirkungen später Echos im Prinzip in Verbindung mit anderen Verfahren zur Verringerung der Auswirkungen früher Echos benutzt werden kann, von denen einige oben beschrieben worden sind. Ausserdem wird bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel das Ausgangssignal durch eine geeignete Verarbeitung und Kombination der beiden Mikrophonsignale abgeleitet. Obwohl zwar zwei solcher Signale für die Signalverarbeitung erforderlich sind, kann es bei gewissen Anordnungen vorteilhaft sein, das Ausgangsignal von dem einen oder dem anderen Mikrophonsignal abzuleiten, ohne sie tatsächlich zu kombinieren. Es können auch zahlreiche andere Korrelationsverfahren als die unter Verwendung einer FFT-Analyse benutzt werden.

6

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

G

1 Blatt Zeichnungen

Claims

629350 2

PATENTANSPRÜCHE schied zwischen einer Verzerrung durch frühe Echos und eine

1. Signalverarbeitungsaniage zur Ableitung eines störver- Verzerrung durch späte Reflektionen zusammen mit einigen -ringerten Ausgangssignals aus zwei zugeführten Signalen, der zur Beseitigung der verschiedenen Verzerrungsarten gekennzeichnet durch eine Korrelatoreinrichtung (23,24,25), benutzten Verfahren beschrieben. Ein Teil der in dem genann-die unter Verarbeitung der zugeführten ersten und zweiten 5 ten Aufsatz beschriebenen Verfahren sowie weitere Verfahren, Signale in Abhängigkeit von der Frequenzkorrelation zwischen die für die vorliegende Erfindung von Bedeutung sind, werden ihnen einen Ausgangswert (G) liefert, und Mittel (28) zum nachfolgend entsprechend den jeweils verwendeten Prinzipien Ableiten des Ausgangssignals (s(t)) von wenigstens einem der erläutert.

zugeführten Signale, wobei die Amplitude des genannten Aus- In der US-PS 3 786188 (15. Januar 1974) wird ein System gangssignals in Abhängigkeit von der Frequenzkorrelation >° zur Synthetisierung von Sprache aus einem Nachhallsignal gesteuert ist. beschrieben. Bei diesem System wird die Stimmtakt-Übertra-
2. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 1, gekenn- gungsfunktion des Sprechers kontinuierlich aus dem Nachhall-zeichnet durch eine Kombiniereinrichtung (26,27) zur Kombi- signal angenähert und dadurch eine-Nachhall-Erregungsfunk-nation des zugeführten ersten und zweiten Signals, wobei das tion entwickelt. Diese Funktion wird analysiert, um gewisse Ausgangssignal von dem kombinierten Signal abgeleitet ist. 15 Parameter des Sprechers festzustellen (beispielsweise, ob die
3. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 2, dadurch Funktion des Sprechers stimmhaft oder stimmlos ist), und aus gekennzeichnet, dass die Kombiniereinrichtung (26,27) das den abgeleiteten Parametern wird ein nachhallfreies Sprach-zugeführte erste und zweite Signal in die gleiche Phase bringt signal synthetisiert. Dieses Syntheseverfahren macht notwen-und die gleichphasigen Signale zu einem Summensignal digerweise Näherungen bei den abgeleiteten Parametern erfor-addiert. 20 derlich und diese Näherungen verursachen zusammen mit der
4. Signalverarbeitungsaniage nach Anspruch 3, dadurch kleinen Anzahl von Parametern einen gewissen Verlust der gekennzeichnet, dass die Korrelatoreinrichtung eine Spek- Klangtreue.

trum-Analysiereinrichtung (23,24) aufweist, die jedes der zuge- In einem Aufsatz von J.L. Flanagan et al. «Signal Processing führten ersten und zweiten Signale verarbeitet, sowie eine Pro- to Reduce Multipath Distortion in Small Rooms» in The Jour-

zessoreinrichtung (25), der die Ausgangssignale der Spektrum- 25 nal of the Acoustics Society of America, Band 47, Nr. 6 (Teil I),

Analysiereinrichtung (23,24) zur Ableitung des Ausgangssig- 1970, Seite 1475 ff. wird ein System zur Verringerung der Aus-

nals zugeführt sind. Wirkungen früher Echos durch Kombination der Signale aus
5. Signalverarbeitungsaniage nach Anspruch 4, dadurch zwei oder mehreren Mikrophonen unter Erzeugung eines einzi-gekennzeichnet, dass die Prozessoreinrichtung (25) so ausge- gen Ausgangssignals beschrieben. Bei diesem System wird das legt ist, dass sie einen weiteren Ausgangswert (A) liefert, der 30 Ausgangssignal jedes Mikrophons unter Erzeugung einer zum Verzögern des zugeführten ersten Signals mit Bezug auf Anzahl von Bandpasssignalen gefiltert, die benachbarte Fre-das zweite Signal in Abhängigkeit von der Frequenz-Korrela- quenzbereiche belegen, und dasjenige Mikrophon, welches die tion zwischen ihnen dient, und dass eine Addiereinrichtung (27) grösste mittlere Energie in einem gegebenen Frequenzband vorgesehen ist, die das verzögerte Signal zu dem zugeführten aufnimmt, wird ausgewählt und trägt dieses Signalband zum zweiten Signal addiert, um das Summensignal zu erhalten. 35 Ausgangssignal bei. Der Ausdruck «benachbarte Bänder», wie
6. Signalverarbeitungsaniage nach Anspruch 5, dadurch er nach dem Stand der Technik und in Verbindung mit der vorgekennzeichnet, dass die Prozessoreinrichtung (25) so ausge- liegenden Offenbarung benutzt wird, bezieht sich auf nicht legt ist, dass sie den die Amplitude des genannten Ausgangssig- überlappende Bänder. Das erläuterte Verfahren ist nur zur Ver-nals bestimmenden Ausgangswert (G) liefert, der von der Fre- ringerung von frühen Echos brauchbar.

quenz-Korrelation zwischen dem zugeführten ersten und zwei- 40 In der US-PS 3 794 766 (26. Februar 1974) wird ein System ten Signal abhängt, und dass die Prozessoreinrichtung das Sum- unter Verwendung einer Vielzahl von Mikrophonen beschrie-

mensignal zur Ableitung des Ausgangssignals bearbeitet. ben. Eine Signalverbesserung wird durch einen Ausgleich der

Signalverzögerung in den Wegen der verschiedenen Mikro-

: phone erzielt, und die für einen Ausgleich erforderliche Verzö-

45 gerung wird durch Korrelationsverfahren in der Zeitebene