JPS5919357B2 - 信号処理方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は信号処理方式、特にハンドフリー電話機に用い
られるような音声システムにおける室内反響および雑音
効果を減少するためのシステムに関する。

モノラルマイクロフオンからモノラル拡声器に音を送る
ときに室内反響によつて送信される音の受信品質が大幅
に低下することは良く知られている。

この品質の劣化は室の性質が一般に充分に考慮されてお
らず、そのため室内反響が問題となるような会議電話で
は特に問題となる。室リバーベレーシヨンは二種類に分
類されている。

その１つは早期エコーで、その早期エコーはスペクトル
の歪として認識されその効果はコロレーシヨンとして知
られている。次に、長時間の反響は遅れ、反射すなわち
遅れエコーとして知られており、これは通話信号に対し
て時間領域で雑音として知覚される。室内反響とその効
果を軽減するのに現在使用されている手法についてのす
ぐれた論文はバークレ一他のベルラボラトリーレコード
１９７４年１１号頁３１８のゞ理想的なハンドフリー電
話機の追究〃と題する論文に見られる。この中で早期エ
コー歪と遅れ反射歪の区別が述べられ、異るタイプのひ
ずみを除去するための方法のいくつかが述べられている
。この論文で述べられている方法の一部と本発明を構成
する他の方法については、ここで利用する原理に従つて
以下に説明する。１９７４年１月１５日の米国特許３７
８６１８８では、通話を関連する信号から合成する方法
が示されている。

そのシステムでは話者の声道の伝達関数が反響信号から
連続的に近似されて、これによつて反響励起関数を発生
する。反響励起関数が解析されて話者のパラメータ（話
者関数が有声か無声かなど）が判定されて、反響がない
音声信号が誘道されたパラメータから合成される。この
合成手法はパラメータを誘導するのに必ず近似を使用す
ることになるため、パラメータの数も少なく、忠実度が
失なわれることになる。アメリカ音響学会誌１９７０年
第６号（４７巻）第１号頁１４７５のＪ．Ｌ．フラナガ
ンのゞ小さい室でのマルチパス歪を減少するための信号
処理〃と題する論文では、単一の出力信号を生ずるため
に二つあるいはそれ以上のマイクロフオンからの信号を
合成して早期エコーの効果を除去するシステムについて
述べてある。

上述したシステムに従えば、各マイクロフオンの出力信
号は連続的周波数範囲を有する多数の帯域通過信号に沢
波され、与えられた周波数帯域で最大の平均電力を受信
したマイクロフオンが選択されて、その信号帯域につい
て出力に寄与することになる。この技術で使われ、本明
細書で使用する連続的帯域とは重なり合わない帯域のこ
とである。この方法はア一り−エコーを減少することに
だけ役立つ。１９７４年２月２６日のコツクス他の米国
特許では多数のマイクロフオンを使つたシステムが述べ
られている。

種々のマイクロフオンにおける経路の信号を等化し、等
化に必要な遅れは時間領域相関の手法によつて信号を改
善している。このシステムは時間領域で動作し、異る周
波数帯域では遅延が異ることを計算に入れていない。Ｊ
．Ｌ．フラナガンの１９７２年５月９日の米国特許には
複数個のマイクロフオンに応動するケプストラム分析器
を用いたシステムが述べられている。

分析器の出力信号を加算することによつて歪を受けない
音響信号を表わすケプストラム信号の部分は大きくなり
、一方マルチパスで歪を受けた信号を表わすケプストラ
ム信号の音分は小さくなる。加算されたケプストラム信
号を選択的にクリツプすることによつて歪を受けた成分
を除去し、加算されてクリツプされたケプストラム信号
を逆変換することによつて、元の反響のない音声信号を
得ることができる。このシステムでもまた早期エコーだ
けが修正される。最後にＪ．Ｌ．フラナガンの１９６９
年の米国特許第３４４０３５０では複数個のマイクロフ
オンを用意し、各マイクロフオンをフエーズボコーダに
接続することによる信号の反響による劣化を減少する方
法について述べている。

各マイクロフオンのフエーズボコーダは連続的な狭帯域
の分析帯域の各々の中で１対の狭帯域信号を発生する。
方の信号が短時間フーリエ変換の大きさを表わし、他方
の信号が短時間フーリエ変換の位相角の導関数を表わす
。複数個のフエーズボコーダ信号は平均化されて、複合
された大きさと位相の信号を形成し、複数個のフエーズ
ボコーダの複合された制御信号を利用して反響のない音
響信号の合成を行なう。このシステムではやはり早期エ
コーだけが修正される。上述したすべての手法において
、早期エコーと遅れエコーの取扱いは分離されており、
大多数のシステムでは、早期エコーだけを除去するよう
になつている。

本発明に従えば、それぞれ二つの空間的に分離したマイ
クロフオンのそれぞれ一方から誘導された第１および第
２の印加信号に対して動作する相関手段を含む信号処理
方式が設けられる。

これはこれらの間の周波数相関に従つて出力を生じ、該
相関に従つてその出力が制御される出力信号を生ずる。
このようにして出力信号の振幅は比例制御されて、従つ
てその振幅は第１と第２の印加信号の間 ！に周波数の
相関がないか小さい周波数では小さくなり、これによつ
て遅れエコーの効果が減少する。

本発明を実施するに際しては第１および第２の印加信号
を組合せて、組合せ信号から出力信号を誘導する手段が
設けられる。組合せ手段は第１および第２の印加信号を
位相一致および加算手順に従つて組合せて、これによつ
て早期エコーの影響を減少するようにすることが有利で
ある。ひとつの実施例では、相関手段は第１および第２
の与えられた信号の各々に対して動作するスベクトル分
析手段と、スペクトルに分析手段の出力が与えられて第
２の印加信号に関して第１の印加信号の遅れがその間の
相関に従うように動作して出力信号を誘導する処理手段
と、遅延された信号を第２の印加信号に対して加算して
位相一致された加算信号を生ずるように動作する加算手
段とを含むようになつている。

処理手段はさらに第１および第２の印加信号の間の周波
数の相関によつて決まる振幅決定信号を生ずるように動
作し、これはまた位相を合せて加算された信号に対して
動作して出力信号を生ずるようになつている。周波数分
離手段は第１および第２の信号に対して、それぞれの信
号を複数個の周波数帯域に分離するようになつており、
相関手段は第１および第２の与えられた信号の対応する
周波数帯域に対して周波数の相関をえるようにしておく
のが便利である。

周波数分離手段はプリプロセツサ手段の形式をとるよう
にするのが便利で、これは第１および第２の印加信号の
各々を複数個の重なり合つた周波数帯域に分離するよう
に動作する。第１および第２の印加信号に対して動作し
て、プリプロセツサ手段の夫々に対してサンプル信号を
与えるようにしておくこともできる。

第１および第２の印加信号の各々に対して動作するスペ
クトル分析手段は、それぞれのプリプロセツサ手段の出
力に対して動作するフーリエ変換手段の形式をとつても
よい。フーリエ変換手段の出力は第１および第２の印加
信号の対応する周波数帯域の間の周波数の相関をとつて
、該対応する帯域の各々について位相遅れと振幅の信号
を与えるように動作するプロセツサ手段に与えればよい
。

位相の一致した加算信号を生ずるようにするために、第
２の与えられた信号に対応するフーリエ変換された信号
に加算手段で加算される遅延信号を生ずるために、第１
の印加信号と位相おくれ信号に対応するフーリエ変換さ
れた信号を与えるために掛算手段を設けておいてもよい
。

さらに位相の一致した加算信号と振幅決定信号が与えら
れて出力信号を誘導するための追加の掛算手段を設けて
もよい。追加の掛算手段の出力に対して動作するような
追加のフーリエ変換手段を設けてもよく、また追加のフ
ーリエ変換手段の出力に対して動作して出力信号を生ず
るようになつた信号合成手段を設けてもよい。

ある構成では信号合成手段は、追加のフーリエ変換手か
らの出力が供給される加算手段と、該加算手段の出力に
対して作用してそれに対する次の入力を生ずるように構
成された加算手段と、加算手段の出力に対して作用する
追加の記憶手段と、それに対して追加の記憶手段からの
出力が与えられるデイジタルーアナログ変換器とデイジ
タルーアナログ変換器手段の出力を淵波して出力を生ず
る低域フイルタ手段とを含んでいる。

フーリエ変換手段と追加のフーリエ変換手段はデイスク
リートフーリエ変換を行なう高速プーリ工変換モジユー
ルの形態をとるのが便利である。

ある形態においては、処理装置手段はそれに与えられた
入力信号を相互に掛算する掛算手段と、掛算された信号
に作用する絶対値二乗手段と、該二乗手段の出力に作用
する平方根手段と、掛算された出力と平方根手段からの
出力が与えられて位相遅延信号を生ずる割算手段とを含
み、処理装置手段はさらにそれに与えられた入力信号を
掛算する掛算手段と、掛算された出力に作用する平均化
手段と、平均化手段の出力に対して作用する絶対値二乗
手段と該二乗手段の出力に作用する平方根手段とを含み
、処理装置手段の入力信号の夫々のものに対して作用す
る追加の絶対値二乗手段が設けられており、追加の絶対
値二乗手段の出力は加算手段によつて平均化されて組合
され、加算手段からの出力と平方根手段からの出力は振
幅決定信号を生ずるための割算手段に与えられる。処理
装置手段の掛算手段は単一の掛算器で構成するのが便利
である。

本発明を実行する他の装置では次のような部分から成る
信号処理システムが構成される。

第１のマイクロフオンから誘導された第１の印加信号ｘ
（ｔ）と、該第１のマイクロフオンとは空間的に離れた
第２のマイクロフオンから誘導された印加信号ｙ（ｔ）
とを受信する手段、ｎを変数として該信号ｘ（ｔ），ｙ
（ｔ）からＤ秒の間隔でサンプリングして、それぞれサ
ンプル信号ｘ（ＮＤ），ｙ（ＮＤ）を形成するサンプリ
ング手段、該Ｘ（ＮＤ）とＹ（ＮＤ）の信号の連続して
重なり合つた固定長の系列を周波数領域に変換して、そ
れぞれ信号Ｘ（ＭＦ，ｋＴ）とＹ（ＭＦ，ｋＴ）を形成
する手段、該Ｘ（ＭＦ，ｋＴ）およびＹ（ＭＦ，ｋＴ）
に対して作用して、その間の周波数の相関をとる周波数
相関手段、周波数相関手段の制御下に該Ｘ（ＭＦ，ｋＴ
）およびＹ（ＭＦ，ｋＴ）の信号を組合せて位相一致し
た加算信号を形成する組合せ手段、周波数相関手段の制
御下に位相一致した加算信号の振幅を変更して振幅変更
信号を形成する振幅変更手段、該振幅変更信号を変換し
て時間サンプルされた出力信号系列を得る手段。

このような構成では該Ｘ（ＭＦ，ｋＴ）およびＹ（ＭＦ
，ｋＴ）の信号は周波数相関手段によつて与えられる遅
延決定信号Ａ（ＭＦ，ｋＴ）の制御下に組合せることが
でき、組合せ手段は関数Ｙ（ＭＦ，ｋＴ）＋Ａ（ＭＦ，
ｋＴ）Ｘ（ＭＦ，ｋＴ）を便利に発生し、振幅変更手段
は周波数相関手段によつて与えられる振幅決定信号の制
御下に該位相一致して加算された信号の振幅を変更して
関数〔Ｙ（ＭＦ，ｋＴ）＋Ａ（ＭＦ，ｋＴ）Ｘ（ＭＦ，
ｋＴ）〕Ｇ（ＭＦ，ｋＴ）に従う該振幅変更信号を生ず
る。

該系列の重なり合いはＯより大きく、該固定長系列の該
長さよりは小さい。該遅延決定係数Ａ（ＭＦ，ｋＴ）は
フエーザであつて、ＥｘｐｉＣＺＦ（Ｒｘｙ（ＮＤ））
〕あるいはＥｘｐｉ〔／Ｒｘｙ（ＭＦ，ｋＴ）〕 で表
現できるようにしておくことが便利である。

ここでＦはプーリ工変換、Ｒｘｙは相互相関関数、Ｒｚ
ｙは相互スペクトル関数として、Ｒｘｙ（ＭＦ，ｋＴ）
／１Ｒｘｙ（ＭＦ，ｋＴ）Ｉで示されるフエーザ、ある
いはこれはＸ＊（ＭＦ，ｋＴ）Ｙ（ＭＦ，ｋＴ）／！Ｘ
（ＭＦ，ｋＴ）ＩＩＹ（ＭＦ，ｋＴ）で表わされる。

また該振幅決定信号Ｇ（ＭＦ，ｋＴ）は ＩＲｘｙ（ＭＦ，ｋＴ）Ｉ／〔Ｒｘｘ（ＭＦ，ｋＴ）＋
Ｒｙｙ（ＭＦ，ｋＴ）〕、すなわち１Ｘ＊（ＲｎＦ，ｋ
Ｔ）Ｙ（ＭｌＦ′，ＫＴ）ｌ／ＵＸ（ＮｌＦ′，ＫＴ）
１２＋ＩＹ（ＭＦ，ｋＴ）１２〕で表わせるようにする
のが便利である。

第１図は空間的に分離した二つのマイクロフオン１１，
１２を持つ反響のある室の中の音源１０を示している。

二つのマイクロフオンに対して音源１１から到達する音
はその音源に対する距離、その室内の反射体に対する距
離がちがつているために異ることになる。別の見方をす
れば、経路が異ることが音に対するフイルタとして作用
するためにマイクロフオン出力信号ｘ（ｔ），ｙ（ｔ）
は音源信号とは異つていることになる。数学的には、信
号ｘ（ｔ），ｙ（ｔ）を次のように表現できる。ここで
ｓ（ｔ）は音源１０の信号、シンボル＊はたたみ込み演
算子、ｈ１（ｔ）は音源１０とマイクロフオン１１の間
の信号路のインパルス応答、Ｈ２（ｔ）は音源１０とマ
イクロフオン１２の間の信号路のインパルス応答である
。関数ｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）は室ごとに異つているが
、インパルス応答ｈ（ｔ）は早期エコー部ｅ（ｔ）と遅
れエコー部ｚ（ｔ）とに分けられることが観測されてい
る。

早期エコーと遅れエコーは実際に知覚できるものである
が、どこで一方が終り、どこで他方がはじまるかの正確
な数字的な表現は知られていない。しかし早期エコー部
は良い相関を持つ信号に対応し、一方、おくれエコー部
はあまり相関のない信号に対応することが観測されてい
る。良い相関を持つということはｘ（ｔ）とｙ（ｔ）は
一般に同様の波形を持つが、一方の波形が他方の波形と
位相がづれていることを意味する。従つて信号の相関が
良いときには相互相関関数の大きさＲｘｙ（ｒ）はある
ｒの値からは充分０より大きい値をとる。本発明はｘ（
ｔ）およびｙ（ｔ）の信号に対して作用して、その信号
を周波数帯域に分け各々の対応する帯域対を独立して扱
うように動作する。

この帯域は充分狭いから、実際上本発明は周波数領域で
ｘ（ｔ），ｙ（ｔ）の信号に作用する。早期エコー信号
と遅れエコー信号はエコー信号の間の相互和関の間の上
述したような基本的な差を用いることによつて分離され
る。反響を除くには位相一致と加算によつて早期エコー
信号を等化し、またおくれエコー信号を減衰する。以下
の解析はｈ（ｔ）の異る部分がどのように信号スペクト
ラムに影響を与え、おくれエコーの効果を小さくするに
は周波数領域でいかに適切な操作を行なえばよいかを示
している。

信号ｘ（ｔ），ｙ（ｔ）にフーリエ変換を行なえば ※
を得る。

ここでＥｉ（Ｄ，Ｌｉ（ｄはそれぞれＥｉ（ｔ）および
１ｉ（ｔ）の変換である。式（３），（４）は次のよう
に書きなおせる。ここで０１（―および０，（ｊは早期
エコーに関連した位相角のスペクトルである１１の記号
はこの記号の中の複素式の絶対値を意味する。

Ｅｘｐ（ＩＯ，（ｄ− １０１（―）の形式のオールパ
スの関数を信号Ｘ（―に対して与えて、その結果をＹ（
―に加えれば位相を合せて加算した信号が生ずる。

式（７）から早期エコーは同相で加えられるが、遅れエ
コーはＬ，（（Ａ，Ｌ，（ｄの位相角と角度０，（ｄ−
０，（（ｌ）に依存することがわかる。これによつて
もちろん遅れエコーは早期エコーに比べて減衰され、早
期エコーの平均値に対する変化は３ｄＢ位減少する。遅
れエコーは信号Ｕ（ｄを利得段Ｇ（ｄを通すことによつ
てさらに減衰され、相関のない信号も減衰される。

減衰段では相互相関関数のような遅れエコーに関連した
関数で周波数帯域の利得を制御する。従つて、本発明の
原理に従えば、室内反響その他の相関のない信号は式を
スペクトルＸ（命およびＹ（ｄに与えることによつて減
少する。

ここでＡ（ｄはオールパス関数であり、Ｇ（―は利得関
数である。これらの関数は共に後にもつと明白に定義さ
れる。上述した解析ではかくされたパラメータがある。

それは時間である。式（３）および（４）の変換Ｘ（司
およびＹ（ｄはある時間間隔における信号ｘ（ｔ）およ
びｙ（ｔ）のスペクトル以外を表わすものではない。

従つて、関数そのものの変換ではなく、関数ｘ（ｔ）お
よびｙ（ｔ）をウインドウ関数ｗ（ｔ）乗じたものの変
換である。ウインドウ関数ｗ（ｔ）そのものはある規定
された時間以外では０となるような関数である。そのウ
インドウは、低域フイルタとして動作するように選択さ
れたときには信号の変換によつて占有される周波数間隔
を制限し、これによつて時間領域と周波数領域の両方の
サンプリングができることになる。本発明にとつて有用
なこのようなウインドウのひとつはハミングウインドウ
であり、これはｗ（ＮＤ）：０．５４＋０．４６ｃ０ｓ
（ ２７ｃｎＤ／Ｌ）一 Ｌ／，二ｎ＜．Ｌ／！＝Ｏ
これ以外 （９）と定義される。

Ｌの値はマイクロフオン１１，１２の間の距離に依存す
る。上述のウインドウを用いると、Ｄ秒の間隔でサンプ
ルされた信号ｘ（ｔ）の変換は、となる。

ここでＦｄで与えられる周波数サン プルの間隔、ｉは通常の意味で用いられている。

サンプルされた信号ＸＯｎＤ）中の異るシーケンス、た
とえば前のシーケンスからＫＴ秒だけシフトされたシー
ケンスを選択するにはウインドウｗ（ＮＤ）をＫＴ秒だ
けシフトすればよい。シフトされたウインドウ幅でのス
ペクトルＸ（ＭＦ）は次のように定義される。すなわち
、 すなわち ここで、Ｆ〔〕ぱ活弧内の式のデイスクリートフーリエ
変換を意味する。

先に示しパように、関数Ａ（ｄあるいはＡ（ＭＦｋＴ）
はオールパス特性を持つ必要があり、ウインドウを通し
た信号ｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）の相関のある部分の位相
差に関連している必要がある。

したがつてＡ（ＭＦ，ｋＴ）はウインドウを通した信号
の角度および相互相関関数を周波数領域に変換したもの
であり、この代りに等価な表現として次のように表現す
ることもできる。Ｒｘ，（ｔ）という項は本発明ではウ
インドウを通した信号の相互相関関数である。

これに対応してＲｘｙ（０）はＲｘ，（ｔ）の変換すな
わちウインドウを通した信号ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）の相互
スペクトルである。したがつてＲｘｙ（ＭＦ，ｋＴ）は
Ｘ＊（ＭＦ，ｋＴ）Ｙ（ＭＦ，ｋＴ）に等しい。ここで
Ｘ＊（ＭＦ，ｋＴ）はＸ（ＭＦ，ｋＴ）の共役複素数で
ある。

Ｇ（ＭＦ，ｋＴ）は相互スペクトル関数に直接比例して
いる。

これは信号ｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）に含まれる絶対電力
には独立であるべきであつて、平滑化されてウインドウ
を通したｘ（ｔ），ｙ（ｔ）信号の相互スペクトルとな
る、したがつて、関数Ｇ（ＭＦ，ｋＴ）は次のように定
義するのがよい。すなわち、これを等価に表現すれば となる。

ここで式の上の棒は移動平均であり、例えば次のように
定義される。ここでａは１より小さい数である。

もちろん関数Ｇ（ＭＦ，ｋＴ）はこれが平均相互相関関
数の関数である限り式０５）で定義される。式（１４）
をしらべて見るとＧ（ＭＦ，ｋＴ）は実際に実数であり
、相互相関関数に比例することがわかる。

信号ｘ（ｔ）と信号ｙ（ｔ）との相関が強ければ、玉フ
ｖの大きさは百込訃」ＧＭこ等しくＧ（ＭＦ，ｋＴ）は
１／２の値をとる。ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）の相関がなけれ
ば、Ｒｘｙはランダムな位相を持つ。この結果どして平
均１宕は０に近く、従つてＧ（ＭＦ，ｋＴ）はＯに近い
。第２図は本発明の原理を利用した第１図の反響減少シ
ステムの信号処理装置の一般的プロツク図である。

第２図においてマイクロフオン１１および１２はそれぞ
れ信号ｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）を生ずる。これらの信号
はそれぞれスイツチ３１，３２によつてサンプルされて
デイジタル形式に変換されて、これによつてサンプル系
列ｘ（ＮＤ）およびｙ（ＮＤ）を生ずる。Ｔ＜Ｌとして
Ｌをウインドウの幅とするとき、オーバラツプしたウイ
ンドウされた系列ｘ（ＮＤ）ｗ（ＮＤ−ＫＴ）を生ずる
ために、プリプロセツサ２１，２２が夫々スイツチ３１
，３２に接続されている。プリプロセツサ２１はプリプ
ロセツサ２２と同様の構成を持つているが、ｘ（ＮＤ）
のＬ＋Ｔサンプルの最近の系列を記憶する信号サンプル
メモリーと、信号サンプルをメモリーに出し入れするた
めの多数の通常のメモリーアドレスカウンタと、ウイン
ドウ関数の適切な系数によつて信号サンプルメモリーか
らの出力信号サンプルを乗算する手段とを含む。メモリ
ーアドレスカウンタはメモリーを各々がＴ個の位置を持
つセクシヨンに分割する。一方、メモリーはアドレスｂ
−ｂ＋Ｌからの信号サンプルを読み取り、アドレス０〜
Ｌ−１からＲＯＭ系数を得てアドレスＬ乃至Ｌ＋Ｔに新
らしいデータを入れる。プリプロセツサ２１によつて発
生した出力の次のパスでは、信号サンプルメモリーはア
ドレスｂ＋Ｔ乃至ｂ＋Ｔ＋Ｌでアクセスされる。メモリ
ーにアドレスを与える読み出しおよび書き込みカウンタ
はもちろん信号サンプルメモリーの大きさより大きくて
はならない。メモリーを分割して、メモリーに対して実
効的に同時読み込み書き込みを実行する上述した手法は
周知の手法であつて、これはたとえばＦ．Ｗ．シースの
１９７３年５月１日の米国特許３７３１２８４に述べら
れている。

信号処理装置２０における信号処理、詳しく言えば処理
装置の構成要素の種々の動作の開始時点を制御するため
に、信号処理装置２０はサンプラ３１，３２を制御し、
処理装置２１，２２内の種種のカウンタを初期化し、素
子２３，２４，２５，２９，３０の種々のカウンタを初
期化する制御器４０を含んでいるが、それについてはす
べて後に詳述する。

プリプロセツサ２１，２２の出力信号系列はそれぞれ高
速フーリエ変換ＦＦＴ処理装置２３，２４に与えられる
。

ＦＦＴ処理装置２３，２４の出力は処理装置２５に与え
られて位相すなわち遅延要素Ａ（ＭＦ，ｋＴ）利得すな
わち振幅要素Ｇ（ＭＦ，ｋＴ）とが生ずる。ＦＦＴ処理
装置２３，２４は通常の、たとえばＰ．Ｓ．フスの１９
７２年１１月７日の米国特許３２６７２９６に示された
構造を持つものでよい。

ＦＦＴプロセツサ２３，２４の出力系列はそれぞれ式（
自）で定義されるＸ（ＭＦ，ｋＴ），Ｙ（ＭＦ，ｋＴ）
である。ここでＦＦＴ処理装置２３，２４によつて発生
されるデイスクリートフーリエ変換（ＤＦＴ）のある種
の性質について説明しておくのが順序である。

数学的には、ＤＦＴは第１の領域（例えば時間）のＮ個
の複素の点を第２の領域（例えば周波数）のＮ個の複素
の点に対応させるものである〇第１の領域のサンプルが
実部しか持たないこともよくある。このようなサンプル
点を変換したときに、第２の領域の出力サンプルは共役
複素対として現われる。従つて第１の領域のＮ個の実数
の点は、第２の領域Ｌ／２個の有意な複素点に変換され
、出力（第２の領域）でＮ個の有意な複素点を得るため
には入力サンプル（第１の領域）の数を２倍にしなけれ
ばならない。これはサンプリング周波数を２倍にするか
、あるいはその代りに入力サンプルに０の値を持つた適
切な数のサンプルを補えばよい。上述の説明に従えば、
ＦＦＴ処理装置２３，２４に与えられるオカシーケンス
の長さは２Ｌ点であり、Ｌ／２のＯの点があり、この後
にＬ個のデータ点があり、最後にＬ／２個のＯ点がある
。

ＦＦＴ処理装置２３の出力サンプルは周波数サンプルＸ
（ＭＦ，ｋＴ）である。これらのサンプルは掛算器２６
によつて乗数Ａ（ＭＦ，ｋＴ）の適切な要素で乗算され
る。乗数Ａ（ＭＦ，ｋＴ）は処理装置２５から掛算器２
６に与えられるものである。掛算器２６は通常のもので
ＦＦＴ処理装置２３，２４に用いられるものと同様の構
造を持つている。掛算器２６の出力サンプルは加算器２
７でＦＦＴ処理装置２４の出力サンプルに加算される。

加算器２７の加算された出力信号は掛算器２Ｂで乗数Ｇ
（ＭＦ，ｋＴ）と乗算される。この素数も：′，′：＄
：ニニＣ．＝二？―；↑＝響：を表わしている。掛算器
２０のスペクトル信号に対応する時間信号を発生するた
めには逆ＤＦＴプロセスを実行しなければならない。

従つてＦＦＴ処理装置２９（これはＦＦＴ処理装置２３
と同様に構成される）を掛算器２８に接続して、各集合
が時間セグメントを表わすような出力サンプルの集合を
発生しなければならない。各々の時間セグメントは前の
時間セグメントからＫＴサンプルだけ移動したもので、
これはＦＦＴ処理装置２３，２４の時間セグメントがＫ
Ｔサンプル移動しているのと同様である。ＦＦＴ処理装
置２９の出力に現われる異る系列１ｅの時間サンプルか
ら単一の出力系列を発生するために連続した系列を適切
に平均化したり単に加算したりしてもよい。

すなわちひとつのセグメントの出力サンプルＳ（ＮＤ）
を次のセグメントのサンプルＳ（ＮＤ−ＫＴ）とその次
のセグメントのサンプルＳ（ＮＤ−２ｋＴ）に加算し、
以下同様ての操作を行なつてもよい。さらにアナログに
変換して低域淵波するにはサンプルされた系列を連続信
号に変換する必要があるが、これはＦＦＴ処理装置２９
に接続された合成プロツク３０によつて実行される。合
成プロツク３０はメモリー３３、ＦＦＴ処理装置２９と
メモリー３３とｋに応動してメモリー３３への入力信号
を与える加算器３４、加算器３４に応動するＴ位置のメ
モリー３５、メモリー３５に応動するＤ／Ａ変換器３６
、アナログ低域フイルタ３７を含んでいる。

メモリー３３はＬ個の記憶位置を有しており、任意の時
点で（式の中でＫＴによつて参照されるように）それ以
前の部分和がシステムに入つていることになる。従つて
任意の位置ｕには、和 が入つており、これはＬ／Ｔの整数部に等しい数の頭を
持つている。

ＦＦＴ処理装置２９の出力サ２ｉンプルの各集合につい
て、新らしい部分和の集合を計算してメモリー３３に蓄
積する。このために蓄積された部分和が新たに到達した
サンプルに加算される。数字的にはこれは次式で表わさ
れる。ここで和Σ（ＵＤ（ｋ＋１）Ｔ）は位置ｕに記憶
するべき新らしい和、Σ（ＵＤ＋Ｔ，ｋＴ）と２は位置
（ｕ＋Ｔ）で見出される古い和、介（ＵＤ，（ｋ＋１）
Ｔ）は新たに到着したサンプル会（ＵＤ）である。

新らしい部分和の計算のたびに、はじめのＴ個の計算さ
れた部分和は最終和となり、従つてゲートされてメモリ
ー３５に蓄積さ３・れる。メモリー３５はＴ個の和のバ
ンストを適切に遅延させて、均等な間隔をおいたサンプ
ルをＤ／Ａコンバータ３６に分配する。変換されたアナ
ログサンプルは低域フイルタ３７に与えられて、これに
よつて所望の反響のない信号合（ｔ）が得られる。上述
したような処理装置２５は信号Ａ（ＭＦ，ｋＴ）および
Ｇ（ＭＦ，ｋＴ）を発生し、これは実現された式（１３
），（自）の形式に応じて種々の方法で実現される。

第３図は係数Ａ（ＭＦ，ｋＴ）を式を評価することによ
つて求める処理装置２５のプロツク図を示している。式
Ｉの信号を発生するために、スペクトル信号Ｘ（ＭＦ，
ｋＴ）およびＹ（ＭＦ，ｋＴ）が第３図の掛算器２５１
に与えられ、ここで積信号Ｘ＊（ＭＦ，ｋＴ）Ｙ（ＭＦ
，ｋＴ）が発生される。

項Ｘ＊（ＭＦ，ｋＴ）はＸ（ＭＦ，ｋＴ）の共役複素数
であり、従つて所望の積がＦＦＴ処理装置２３，２４中
の掛算器と同様に構成された直積掛算器によつて通常の
方法で求められる。掛算器２５１の出力信号はＩＸ＊（
ＭＦ，ｋＴ）Ｙ（ＭＦ，ｋＴ）１２の信号を発生する絶
対値二乗回路に与えられる。出力信号は平方根回路２５
３に与えられて、回路２５３の出力信号は割算回路２５
４に与えられる。掛算器２５１の出力信号はまた割算回
路２５４に与えられる。回路２５４は式（［Ｉによつて
示される所望の信号Ｘ＊（ＭＦ，ｋＴ）Ｙ（ＭＦ，ｋＴ
）／ＩＸ＊（ＭＦ，ｋＴ）Ｙ（ＭＦ，ｋＴ）ｌを生ずる
ように構成されている。Ｇ（ＭＦ，ｋＴ）の関数を発生
するためには、処理装置２５に与えられたＸ（ＭＦ，ｋ
Ｔ）とＹ（ＭＦ，ｋＴ）の信号は夫々絶対値二乗回路２
５５，２５６に夫々接続され、信号１（ＭＦ２ｋＴ）１
２，１Ｙ（ＭＦ，ｋＴ）１２を生ずる。

これらの信号は平均化回路２５７，２５８に与えられ（
これらは夫々回路２５５，２５６に接続されている）平
均信号が加算器２５９で加算される。加算器２５９の出
力信号は式（至）の項に対応する。

掛算器２５１で発生された相互相関信号 Ｘ＊（ＭＦ，ｋＴ）Ｙ（ＭＦ，ｋＴ）は回路２６１で平
均化され、発生された平均値の絶対値は回路２６１の出
力に接続された絶対値二乗回路２６２と回路２６２の出
力に接続された平方根回路とによつて求められる。

回路２６３の出力信号は式（自）の項１Ｘ＊（ＭＦ，ｋ
Ｔ）Ｙ（ＭＦ，ｋＴ）Ｉに対応する。Ｇ（ＭＦ，ｋＴ）
の項を最終的に求めるために、回路２６３，２５９の出
力信号は割算回路２６０に接続され、式（自）の所望の
商信号を発生するようになつている。

絶対値二乗回路２５２，２５５，２５６および２６２は
同様の構造のものでよく、Ｐ（ＭＦ，ｋＴ）が掛算器の
特定の入力信号であるとして積信号Ｐ（ＭＦ，ｋＴ）Ｐ
＊（ＭＦ，ｋＴ）を生ずる掛算器２５１と同様に構成す
ればよい。

平方根回路２５．３および２６３はリードオンリーメモ
リーのルツクアツプ表で最も容易に実現できる。

この代りにＤ／Ａ，Ａ／Ｄ変換器の対とアナログ平方根
回路を組合せて使用してもよい。このような回路の一例
については１９７６年１０月１９日のレツドマンの米国
特許３９８７３６６に述べられている。この代りに種々
の平方根近似手法を用いることもできる。割算回路２５
４および２６０もまたリードオンリーメモリー・ルツク
アツプ表とするのが便利である。

このような実現法ではメモリーのアドレスは除数と被除
数を結合したものを単一のアドレスとするものであつて
、メモリーの出力は所望の商となる。このような割算回
路は１９７４年１２月７日のＨ．Ｔ．ブレンデルの米国
特許３８５５４２３に述べられている。最後に式（自）
を実現する平均回路２５７，２５８および２５６は累算
器に移動平均を蓄積し、現在の入力信号に対して累算さ
れた内容のα倍を加えて新しい移動平均を形成し、発生
された新らしい平均値を累算器に蓄積することによつて
実現される。

このような平均回路は当業者には周知であり、たとえば
、ＰＪ）−シユの米国特許３７１７８１２（１９７３年
２月２０日）および米国特許３８２１４８２（１９７４
年６月２８日）に述べられている〇第２図および第３図
を参照して述べた本発明の実施例は→ｕとして示したに
すぎず、本発明の精神と範囲を逸脱することなく種々の
変形を行なうことが可能であることを理解されたい。

たとえば、上述した実施例においては、遅れエコーを減
殺する方法は早期エコーの効果を減殺する位相一致加算
手法との関連で述べた。この二つの手法はここに示した
種類の信号処理装置を利用して容易に組合せることはで
きるが、遅れエコーの効果を減殺するこの方法は、原理
的にはその一部をここで述べた早期エコーの効果を減殺
する他の手法と共に使用できるものである。さらにここ
に述べた実施例では出力信号は二つのマイクロフオン信
号を適切に処理して組合せることによつて誘導される。
しかしながら信号処理の目的にはこのような二つの信号
が必要ではあるが、構成によつては出力信号をいずれか
一方のマイクロフオンから実際には組合せを行なわない
で誘導することが有利であると考えられる。またＦＦＴ
分析処理を使う以外の種々の相関技術を使用することも
できると思われる。（３２）添付図面の第１図および第
２図あるいは第１図、第２図および第３図を参照して実
質的に記述される信号処理方式。

【図面の簡単な説明】

第１図は音源と二つの受信用マイクロフオンを持つ典型
的な反響のある室の図、第２図は本発明の原理を実現し
た装置の一実施例のプロツク図、第３図は第２図の装置
の典型的な処理装置の説明的プロツク図である。 主要部分の符号の説明、２１，２２・・・・・・周波数
分離手段、２１，２２・・・・・・プリプロセツサ手段
、”２３，２４・・・・・・スペクトル分析手段、２５
・・・・・・周波数相関手段、２５・・・・・・処理装
置手段、２６・・・・・・掛算手段、２１・・・・・・
加算手段、２８・・・・・・追加の掛算手段、２９・・
・・・・追加のフーリエ変換手段、３１，３２・・・・
・・サンプリング手段、３３・・・・・・メモリー手段
、３５・・・・・・追加のメモリー手段、３６・・・・
・・デ，イジタルアナログ変換手段、３７・・・・・・
低域淵波手段。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ それぞれ空間的に分離したマイクロフォンから得ら
   れた第１及び第２の印加信号から、雑音の低減した出力
   信号を得るための信号処理方式であつて、該第１及び第
   ２の印加信号に作用して該両信号間の相関関係を決める
   相関手段と、該相関手段の出力に従つて該印加信号の少
   なくとも１つから出力信号を得る手段とから成る信号処
   理方式において、該相関手段（例えば２３、２４、２５
   ）が該第１及び第２の印加信号（例えばｘ（ｔ）、ｙ（
   ｔ））の間の周波数相関を決めるように動作し、該出力
   信号（例えば■（ｔ））を得る手段（例えば２８）が該
   第１及び第２の印加信号の間の周波数相関に従つて該出
   力信号の振幅を制御することを特徴とする、信号処理方
   式。 ２ 特許請求の範囲第１項に記載の信号処理方式におい
   て、該第１および該第２の印加信号を組合せる組合せ手
   段を含み、出力信号は該組合された信号から得られるこ
   とを特徴とする信号処理方式。 ３ 特許請求の範囲第２項に記載の信号処理方式におい
   て、該組合せ手段は位相一致及び加算の手順に従つて該
   第１および第２の印加信号を組合せるよう動作すること
   を特徴とする信号処理方式。 ４ 特許請求の範囲第３項に記載の信号処理方式におい
   て、該相関手段は該第１および第２の印加信号の各々に
   対して動作するスペクトル分析手段と、該スペクトル分
   析手段の出力が印加されて出力信号を得る処理装置手段
   とを含むことを特徴とする信号処理方式。 ５ 特許請求の範囲第４項に記載の信号処理方式におい
   て、該処理装置手段は第１の印加信号を第１と第２の印
   加信号の間の相関に従つて第２の印加信号に対して相対
   的に遅延させるよう動作し、遅延された信号を該第２の
   印加信号に加算して位相一致して加算された信号を生ず
   る加算手段を含むことを特徴とする信号処理方式。 ６ 特許請求の範囲第５項に記載の信号処理方式におい
   て、該処理装置手段は、第１および第２の印加信号の間
   の周波数相関によつて決まる振幅決定信号を生じ、この
   信号が出力信号を得るために位相一致した加算信号に対
   して動作するようになつていることを特徴とする信号処
   理方式。 ７ 特許請求の範囲第４項乃至第６項に記載の信号処理
   方式において、第１および第２の印加信号に作用して夫
   々の信号を複数個の周波数帯域に分割するための周波数
   分離手段と、第１および第２の印加信号の対応する周波
   数帯域の間の周波数相関をとるように構成された相関手
   段とを含むことを特徴とする信号処理方式。 ８ 特許請求の範囲第７項に記載の信号処理方式におい
   て、周波数分離手段は、プリプロセツサ手段の形式をと
   ることを特徴とする信号処理方式。 ９ 特許請求の範囲第８項に記載の信号処理方式におい
   て、プリプロセツサ手段は該第１および第２の印加信号
   を複数個の重なり合つた周波数帯域に分離するよう動作
   することを特徴とする信号処理方式。 １０ 特許請求の範囲第９項に記載の信号処理方式にお
   いて、プリプロセツサ手段の夫々に対してサンプルされ
   た信号を与えるよう該第１および第２の印加信号の各々
   に対して作用するサンプリング手段を含むことを特徴と
   する信号処理方式。 １１ 特許請求の範囲第１０項に記載の信号処理方式に
   おいて、該第１および第２の印加信号の各々に作用する
   該スペクトル分析手段は、夫々プリプロセツサ手段の出
   力に対して作用するフーリエ変換手段の形態をとること
   を特徴とする信号処理方式。 １２ 特許請求の範囲第１１項に記載の信号処理方式に
   おいて、フーリエ変換手段の出力は、該第１および第２
   の印加信号の対応する周波数帯域の間の周波数相関をと
   つて該対応する帯域の各々について位相おくれ信号と振
   幅決定信号を生ずるように動作する処理装置手段に与え
   られることを特徴とする信号処理方式。 １３ 特許請求の範囲第１２項に記載の信号処理方式に
   おいて、該第１の印加信号に対応するフーリエ変換され
   た信号と位相遅れ信号とが与えられて該第２の印加信号
   に対応するフーリエ変換された信号に対して加算手段に
   よつて加算される遅延された信号を生ずるようになつて
   おり、位相一致、加算信号を生ずるための掛算手段を含
   むことを特徴とする信号処理方式。 １４ 特許請求の範囲第１３項に記載の信号処理方式に
   おいて、出力信号を得るために位相一致した加算信号と
   振幅決定信号が与えられる追加の掛算手段を含むことを
   特徴とする信号処理方式。 １５ 特許請求の範囲第１４項に記載の信号処理方式に
   おいて、該追加の掛算手段の出力に対して作用する追加
   のフーリエ変換手段と出力信号を生ずるために該フーリ
   エ変換手段の出力に対して作用する信号合成手段とを含
   むことを特徴とする信号処理方式。 １６ 特許請求の範囲第１５項に記載の信号処理方式に
   おいて、信号合成手段は、追加のフーリエ変換手段から
   の出力が与えられる加算手段と、該加算の出力に対して
   作用し追加の入力信号を与えるように構成されたメモリ
   ー手段と、該加算手段の出力に対して作用する追加のメ
   モリー手段と、追加のメモリー手段からの出力が与えら
   れるディジタル−アナログ変換手段と、ディジタル−ア
   ナログ変換手段の出力を濾波して出力信号を生ずる低域
   フィルタ手段とを含むことを特徴とする信号処理方式。 １７ 特許請求の範囲第１１項乃至第１６項のいずれか
   に記載の信号処理方式において、フーリエ変換手段及び
   ／又は追加のフーリエ変換手段はディスクリート・フー
   リエ変換を行なうための高速フーリエ変換モジュールの
   形態をとることを特徴とする信号処理方式。 １８ 特許請求の範囲第１２項乃至第１７項のいずれか
   に記載の信号処理方式において、処理装置手段はそれに
   与えられた入力信号を掛算するための掛算手段と、掛算
   された信号に作用する絶対値二乗手段と、該二乗手段の
   出力に作用する平方根手段と、該掛算出力と該平方根手
   段の出力とが与えられて位相遅れ信号を生ずる割算手段
   とを含むことを特徴とする信号処理方式。 １９ 特許請求の範囲第１２項乃至第１７項のいずれか
   に記載の信号処理方式において、処理装置手段はそれに
   与えられた入力信号を掛算するための掛算手段と、その
   掛算された出力に作用する平均化手段と、該平均化手段
   の出力に作用する絶対値二乗手段と、該二乗手段の出力
   に作用する平方根手段とを含み、処理装置手段に対する
   入力信号の夫々に対して作用する追加の絶対値二乗手段
   が設けられており、該追加の絶対値二乗手段の出力は加
   算手段によつて平均化されて組合され、加算手段からの
   出力と平方根手段の出力は振幅決定信号を生ずる割算手
   段に与えられることを特徴とする信号処理方式。 ２０ 特許請求の範囲第１８項または第１９項に記載の
   信号処理方式において、該処理装置の掛算手段は単一の
   掛算器から構成されていることを特徴とする信号処理方
   式。 ２１ 特許請求の範囲第１項乃至第２０項のいずれかに
   記載の信号処理方式において、該第１および第２の印加
   信号は二つの空間的に分離したマイクロフォンの夫々か
   ら得られることを特徴とする信号処理方式。 ２２ 特許請求の範囲第１項の信号処理方式において、
   第１のマイクロフォンから得られた第１の印加信号ｘ（
   ｔ）と、該第１のマイクロフォンとは空間的に離れた第
   ２のマイクロフォンから得られた第２の印加信号ｙ（ｔ
   ）とを受信する手段と；該ｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）の信
   号をＤ秒の間隔でサンプルして、ｎを変数として、夫々
   ｘ（ｎＤ）、ｙ（ｎＤ）で示されるサンプル信号を形成
   する手段と、該ｘ（ｎＤ）とｙ（ｎＤ）の信号の固定長
   で重なり合つた系列を周波数領域に変換して、夫々Ｘ（
   ｍＦ、ｋＴ）とＹ（ｍＦ、ｋＴ）の信号を形成する手段
   と、該Ｘ（ｍＦ、ｋＴ）およびＹ（ｍＦ、ｋＴ）の信号
   に作用して、その間の周波数相関をとる周波数相関手段
   と、該周波数相関手段の制御下に動作して該Ｘ（Ｘ（ｍ
   Ｆ、ｋＴ）とＹ（ｍＦ、ｋＴ）の信号を組合せて位相一
   致及び加算信号を形成する組合せ手段と、該周波数相関
   手段の制御下に該位相一致及び加算信号の振幅を修正し
   て振幅修正信号を形成するための振幅修正手段と、該振
   幅修正信号を時間サンプルされた出力信号系列に変換す
   る手段と、を含むことを特徴とする信号処理方式。 ２３ 特許請求の範囲第２２項に記載の信号処理方式に
   おいて、該Ｘ（ｍＦ、ｋＴ）とＹ（ｍＦ、ｋＴ）の信号
   は、該周波数相関手段によつて与えられる遅延決定信号
   Ａ（ｍＦ、ｋＴ）の制御下に組合されることを特徴とす
   る信号処理方式。 ２４ 特許請求の範囲第２３項に記載の信号処理方式に
   おいて、該組合せ手段は関数Ｙ（ｍＦ、ｋＴ）＋Ａ（ｍ
   Ｆ、ｋＴ）Ｘ（ｍＦ、ｋＴ）を発生することを特徴とす
   る信号処理方式。 ２５ 特許請求の範囲第２２項乃至第２４項のいずれか
   に記載の信号処理方式において、該振幅修正手段は、該
   周波数相関手段によつて与えられる振幅決定信号の制御
   下に該位相一致され加算された信号の振幅を制御して関
   数Ｙ〔（ｍＦ、ｋＴ）＋Ａ（ｍＦ、ｋＴ）Ｘ（ｍＦ、ｋ
   Ｔ）〕Ｇ（ｍＦ、ｋＴ）に従つて振幅修正された信号を
   形成することを特徴とする信号処理方式。 ２６ 特許請求の範囲第２２項乃至第２５項のいずれか
   に記載の信号処理方式において、該系列の重なり合いは
   ０より大きく、該固定長の系列の長さより小さいことを
   特徴とする信号処理方式。 ２７ 特許請求の範囲第２３項乃至第２６項のいずれか
   に記載の信号処理方式において、該遅延決定係数Ａ（ｍ
   Ｆ、ｋＴ）はｅｘｐｉ〔∠Ｆ（ｒｘｙ（ｎＤ））〕ある
   いはｅｘｐｉ〔∠Ｒｘｙ（ｍＦ、ｋＴ）〕によつて表わ
   されるフエーザであり、ここでＦはフーリエ変換、ｒｘ
   ｙは相互相関関数、Ｒｘｙは相互スペクトル関数である
   ことを特徴とする信号処理方式。 ２８ 特許請求の範囲第２３項乃至第２６項のいずれか
   に記載の信号処理方式において、該遅延決定係数Ａ（ｍ
   Ｆ、ｋＴ）はＲｘｙを相互スペクトル関数としてＲｘｙ
   （ｍＦ、ｋＴ）／｜Ｒｘｙ（ｍＦ、ｋＴ）｜で表現でき
   るフエーザであることを特徴とする信号処理方式。 ２９ 特許請求の範囲第２３項乃至第２６項のいずれか
   に記載の信号処理方式において、該遅延決定係数Ａ（ｍ
   Ｆ、ｋＴ）はＸ＾＊（ｍＦ、ｋＴ）Ｙ（ｍＦ、ｋＴ）／
   ｜Ｘ（ｍＦ、ｋＴ）｜｜Ｙ（ｍＦ、ｋＴ）｜で表現でき
   るフエーザであることを特徴とする信号処理方式。 ３０ 特許請求の範囲第２５項乃至第２９項のいずれか
   に記載の信号処理方式において、該振幅決定信号Ｇ（ｍ
   Ｆ、ｋＴ）は｜＠Ｒｘｙ（ｍＦ、ｋＴ）＠｜／〔＠Ｒｘ
   ｙ（ｍＦ、ｋＴ）＠＋＠Ｒｘｙ（ｍＦ、ｋＴ）＠〕によ
   つて表わされることを特徴とする信号処理方式。 ３１ 特許請求の範囲第２５項乃至第２９項のいずれか
   に記載の信号処理方式において、該振幅決定信号Ｇ（ｍ
   Ｆ、ｋＴ）は｜＠Ｘ＾＊（ｍＦ、ｋＴ）Ｙ（ｍＦ、ｋＴ
   ）＠｜／〔｜＠Ｘ（ｍＦ、ｋＴ）｜＾２＠＋｜＠Ｙ（ｍ
   Ｆ、ｋＴ）｜＾２＠〕によつて表わされることを特徴と
   する信号処理方式。