DE19956088A1 - Einseiten-Unterband-Filter - Google Patents
Einseiten-Unterband-FilterInfo
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Abstract
Bei einem Verfahren zur Verarbeitung eines Eingangssignals wird das Eingangssignal in eine Vielzahl von Unterbändern mit Hilfe einer Bank von komplexwertigen Einseiten-Unterband-Filtern geteilt. Die Einseiten-Frequenzspektren der sich ergebenden Unterbänder machen das Aliasing nahe der zweifachen kritischen Abtastreduzierungsraten vernachlässigbar.
Description
Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der digitalen Si
gnalverarbeitung und insbesondere auf die Benutzung von Fil
terbänken zur Lösung von Signalverarbeitungsproblemen.
Die Unterbandtechnik (Subbanding) ist ein leistungsfähiges
Signalverarbeitungswerkzeug, das dazu benutzt werden kann,
eine breite Vielfalt von Problemen zu lösen. Der Grundgedanke
hinter der Unterbandtechnik besteht darin, ein Signal mittels
Filterbänken in Frequenzbänder aufzuspalten. Die Verarbeitung
des Signals erfolgt dann innerhalb jedes Unterbandes. Es gibt
viele verschiedene Arten der Auslegung der Filterbänke, wes
wegen verschiedene Signalzerlegungen möglich sind. Die Unter
bandtechnik kann für neue oder verbesserte Signalverarbei
tungstechniken sorgen, was schwierige Probleme leichter be
handeln läßt.
Es gibt eine Anzahl schwieriger Signalverarbeitungsprobleme,
bei denen die Unterbandtechnik helfen könnte, verbesserte Lö
sungen aufzufinden. Einige davon enthalten Blindentfaltung,
Echokompensation, Blindsignaltrennung und Gegensprechdetek
tion. Der Schlüssel zu einer wirksamen Ausführung der Unter
bandtechnik besteht darin, eine Filterbank zu finden, welche
die Signale auf solche Weise zerlegt, daß sich dadurch das
Problem leichter lösen läßt. Dies ist keine triviale Aufgabe.
Die Filterbankauslegung ist und bleibt ein aktiver Entwick
lungsbereich.
Die Echokompensation wird bei Telefonanwendungen umfangreich
benutzt, um eine große Vielfalt von Signalen, wie beispiels
weise Sprache, Daten und Video, wiederherzustellen. Die Suche
nach mathematischen Algorithmen zur Durchführung der Echokom
pensation hat mehrere verschiedene Lösungen von unterschied
lichen Ausmaßen an Komplexität, Kosten und Leistungsfähigkeit
erzeugt.
Bei manchen Anwendungen, wie z. B. bei der Kompensation aku
stischer Sprachechos in Freisprech-Telefonen, kann die Echo
dauer ziemlich lang sein. Für typische Räume kann sich das
Echo von 100 ms bis 500 ms erstrecken. Eine herkömmliche Lö
sung zur Echokompensation benutzt ein adaptives Filter der
Länge L, wobei L gleich der Anzahl von Abtastungen ist, die
notwendig ist, um gerade über die Dauer des Echos hinauszuge
hen. Sogar bei einer Telefon-Bitrate von 8000 Abtastungen pro
Sekunde kann der Wert von L leicht in den Tausendern liegen.
Die rechnerischen Erfordernisse eines adaptiven Filters sind
für die verbreitete LMS(Least Mean Squares; kleinste mittlere
Quadrate)-Klasse von Algorithmen proportional zu 2L und für
Algorithmen wie z. B. RLS(Recursive Mean Squares; rekursive
mittlere Quadrate) proportional zu L2 oder höher. Robustere
Algorithmen (wie RLS) haben gegenüber LMS-Verfahren weitaus
bessere Konvergenzeigenschaften, aber die Rechenbelastung mit
L2 macht sie mit der augenblicklichen Technologie unzweckmä
ßig. Für die meisten Algorithmen nimmt auch die Konvergenz
zeit mit der Größe von L exponentiell zu. Es ist wichtig,
eine schnelle Konvergenz zu haben, insbesondere im Falle der
akustischen Echokompensation, weil sich der Echoweg fortlau
fend ändern kann, da sich Leute und Objekte innerhalb der Um
gebung bewegen. Ein Echokompensator, der zum Umgang mit einer
Echolänge von mehreren hundert Millisekunden ausgelegt ist,
hat entweder mit der Rechenkomplexität oder mit der Konver
genzgeschwindigkeit und -genauigkeit Probleme.
Aufgrund der großen Länge der bei den meisten akustischen An
wendungen angetroffenen Echos ist es fast unmöglich, ein ein
ziges adaptives Filter zur Durchführung der akustischen Echo
kompensation zu benutzen. Demzufolge ist der Gebrauch der Un
terbandtechnik vorgeschlagen worden. Ein adaptives Filter
wird zum Kompensieren des Echos innerhalb jedes Unterbandes
benutzt und das echofreie Signal wird dann mit einer Syn
these-Filterbank wieder zusammengesetzt. Die Unterbandtechnik
kann die Rechenkomplexität verringern und zu einer schnelle
ren, genaueren Konvergenz führen. Die Anwendung der Unter
bandtechnik zur Echokompensation ist jedoch wegen praktischer
Schwierigkeiten, z. B. wegen mit dem Prozeß der Abtastratenre
duzierung (Downsampling) verbundener Aliasing-Fehler, mit be
grenztem Erfolg ausgeführt worden.
Wenn die Signale in M Unterbänder aufgeteilt werden, sind M
adaptive Filter zur Durchführung der Echokompensation erfor
derlich. Innerhalb jedes Unterbandes werden die Signale einem
Downsampling unterzogen, d. h. die Abtastrate wird reduziert.
Der Faktor, um den die Abtastrate reduziert wird, wird ty
pisch als die Abtastreduzierungsrate (Downsampling Rate) be
zeichnet. Eine Abtastreduzierungsrate von vier besagt bei
spielsweise, daß die Abtastrate um einen Faktor vier inner
halb jedes Unterbandes reduziert worden ist. Es ist wichtig,
zwischen der Abtastreduzierungsrate und der Abtastrate zu un
terscheiden. Eine Zunahme bei der Abtastreduzierungsrate
führt zu einer Abnahme bei der Abtastrate.
Ein spezieller Fall tritt auf, wenn die Abtastreduzierungs
rate gleich der Anzahl der Unterbänder (M) ist. Dieser ist
als kritische Abtastung bekannt und die entsprechende Ab
tastreduzierungsrate wird als die kritische Abtastrate be
zeichnet. Die kritische Abtastung stellt das höchste Ausmaß
von Abtastratenreduzierung dar, das möglich ist, bevor Si
gnalinformation verloren geht. In dieser Beschreibung wird
eine Abtastreduzierungsrate vom Zweifachen der kritischen Ab
tastrate erwähnt. Dies gibt eine Abtastreduzierungsrate an,
die gleich dem Zweifachen der Anzahl der Unterbänder (2M)
ist, und eine entsprechende Abtastrate, die halb so schnell
wie die kritische Abtastung ist.
Die Länge jedes adaptiven Filters wird um einen Faktor redu
ziert, der gleich der Abtastreduzierungsrate ist. Die redu
zierte Abtastrate zieht mehr Zeit in Betracht, um Berechnun
gen zwischen Abtastungen durchzuführen, und die kürzeren
adaptiven Filter konvergieren mit weniger Iterationen und zu
einem genaueren Ergebnis. Es besteht ein zusätzlicher Aufwand
durch die Unterband-Filter, aber es gibt wirkungsvolle Algo
rithmen zur Ausführung der Unterbandtechnik. Die Unterband-Fil
ter führen auch eine zusätzliche Laufzeit in das System
ein. Unter der Voraussetzung, daß die Unterband-Filter ziem
lich kurz gehalten werden, sind dieser Berechnungsaufwand und
die zusätzliche Laufzeit zumutbar.
Bei vielen Signalverarbeitungsproblemen entstehen die Schwie
rigkeiten, weil die vorhandenen Techniken dazu neigen, für
ungenaue Lösungen zu sorgen, oder sie erfordern zu viele Be
rechnungen, um wirtschaftlich mit der aktuellen Technologie
ausgeführt zu werden. Beispielsweise ist ein Vollbandkompen
sierer, der nur ein adaptives Filter benutzt, für die bei
realen akustischen Umgebungen in typischer Weise angetroffe
nen Echos einfach nicht praktisch. Auf LMS beruhende Verfah
ren sind rechnerisch attraktiv, ergeben aber Echoschätzungen,
die fehleranfällig sind. Genauere Algorithmen wie RLS erfor
dern zu viele Rechnungen für eine wirtschaftliche Ausführung.
Der Gebrauch der Unterbandtechnik ermöglicht viel genauere
Echoschätzungen, die für lange Echos bei Gebrauch von LNS er
zeugt werden müssen, und die Rechenbelastung ist annehmbar.
Jedoch führt die Unterbandtechnik neue Ausführungsschwierig
keiten ein.
Es gibt zwei grundlegende Wege zur Ausführung der Unterband
technik. Die direkte Lösung umfaßt die Benutzung einer M-Ka
nal-Filterbank zum Auftrennen des Signals in M Unterbänder.
Es gibt bei diesem Verfahren eine Anzahl von Problemen. Da
ideale Rechteckfilter nicht benutzt werden können, bestehen
zwischen den Unterbändern Überlappungen. Diese führen zu
Aliasing-Fehlern, die schlimmer werden, wenn sich die Ab
tastreduzierungsrate der kritischen Abtastrate nähert. Ein
Verringern der Abtastreduzierungsrate (Überabtasten; Over-Samp
ling) reduziert das Aliasing, kann aber zu einer Überbe
stimmung des Problems und schlechter Konvergenz führen. Die
Unterband-Filter können auch eine Verzerrung einführen. Die
Filterbanktheorie zeigt, daß mit einer sorgfältigen Filter
auslegung Aliasing- und Verzerrungsfehler durch Ausnutzen von
Beziehungen zwischen den Analyse- und Synthese-Filtern besei
tigt werden können. Diese Beziehungen werden jedoch zerstört,
wenn die Signale zwischen der Zerlegung und dem Wiederaufbau
eine Verarbeitung durchmachen. Eine solche Verarbeitung ist
selbstverständlich zur Kompensation eines Echos erforderlich
und somit sind Aliasing- und Verzerrungsfehler unvermeidlich.
Ein neueres Unterband-Verfahren ist die Wavelet-Zerlegung.
Wavelets zeigen gewöhnlich orthogonale Wesensmerkmale, die
ihnen automatisch vollkommene Rekonstruktionseigenschaften
(keine Aliasing- oder Verzerrungsfehler) geben. Aber mit re
gulären Filterbänken hängen diese Eigenschaften von den Be
ziehungen zwischen den Analyse- und Synthese-Filtern ab, und
diese Beziehungen werden durch Zwischenverarbeitung zerstört.
Wavelet-Filterbänke sind auch in einer Baumgestalt aufgebaut,
indem Zweikanal-Verteiler und -Verbinder kaskadiert werden.
Es gibt sehr schnelle Algorithmen, die dies ausführen können,
aber die Anzahl der Unterbänder muß deswegen eine Potenz von
zwei sein. Es besteht auch weniger Freiheit, wenn die Wave
let-Filterbänke ausgelegt werden, da Wavelet-Filter gewisse
Kriterien erfüllen müssen, was reguläre Filterbänke nicht tun
müssen.
Die Verzerrung kann mit einer sorgfältigen Filterauslegung
vernachlässigbar gemacht werden. Aber auch das Unterband-Ver
fahren kann das Überlappen zwischen Unterbändern nicht völlig
beseitigen, weswegen Aliasing das Hauptproblem ist, das aus
geräumt werden muß. Bei der Echokompensation zeigt sich das
Aliasing selbst in Form eines Kreuzbandechos. Der größte Teil
des Echos innerhalb eines besonderen Unterbandes kommt aus
dein Unterband selbst. Dies ist als In-Band-Echo bekannt. We
gen Aliasing kommt manches Echo auch aus den anderen Unter
bändern. Dies ist das Kreuzbandecho. Eine Reduzierung der Ab
tastreduzierungsrate kann das Aliasing herabsetzen, aber dies
verringert den Nutzen der Abtastratenreduzierung, nämlich die
kürzeren Filterlängen und die reduzierte Bitrate. Die andere
Option besteht darin, Kreuzfilter zu benutzen, d. h. zusätzli
che Filter, die ausgelegt sind, um Kreuzbandechos zu beseiti
gen. Dies steigert die Anzahl von Rechnungen, die ausgeführt
werden müssen. Es ist äußerst wünschenswert, Kreuzfilter zu
auszuschließen, da eine solche Reduzierung die Rechnungen
verringert und die Topologie der adaptiven Filter verein
facht.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren zur Verar
beitung eines Eingangssignals vorgesehen, bei dein das Ein
gangssignal in eine Vielzahl von Unterbändern mit Hilfe einer
Bank von komplexwertigen Einseiten-Unterband-Filtern aufge
teilt wird und die Verarbeitung innerhalb dieser Unterbänder
stattfindet.
Gemäß den Grundsätzen der Erfindung ist eine Filterbank ent
wickelt worden, die Einseiten-Unterband-Filter, z. B. FIR-Fil
ter, mit komplexen Filterkoeffizienten benutzt. Die Einsei
ten-Frequenzspektren der sich ergebenden Unterbänder machen
das Aliasing bei nahe der kritischen Abtastung liegenden Ab
tastreduzierungsraten für den reellen Fall und nahe der zwei
fachen kritischen Abtastreduzierungsrate für den komplexen
Fall vernachlässigbar. Die Filterbank ist bei Signalverarbei
tungsaufgaben, die Unterbandtechnik benutzen, allgemein an
wendbar.
Die Filterbankkoeffizienten beruhen vorzugsweise auf der op
timalen Kleinstquadrat-Annäherung eines "idealnahen" Filters,
dessen Eigenschaften durch die Anzahl der Unterbänder und die
Abtastreduzierungsrate bestimmt sind.
Die Erfindung läßt sich bei umfangreichen Signalverarbei
tungsproblemen anwenden, die bei Benutzung der komplexen Un
terbandtechniklösung ausgeräumt werden können. Eine besondere
Anwendung der Erfindung ist das Gebiet der Echokompensation.
Ein Algorithmus zur Kompensation akustischer Echos, der so
wohl komplexe als auch reelle AIR(Acoustic Impulse Response;
akustische Impulsantwort)-Schätzwerte benutzt, ist entwickelt
worden. Die komplexen Einseitenfilter werden zur Durchführung
der Unterbandtechnik benutzt, was die Forderung nach Kreuz
filtern beseitigt.
Gegensprechen wird innerhalb jedes Unterbandes detektiert,
was dazu dient, eine bessere Leistungsfähigkeit als bei Voll
band-Detektion zu erzielen.
Die Erfindung erlaubt es, daß beliebige Filterblöcke zwischen
den Analyse- und Synthese-Filterbänken eingefügt werden, ohne
die Auswirkungen der Aliasing-Fehler zu hinzunehmen.
Ein weiterer Gesichtspunkt der Erfindung sieht ein digitale
Signalverarbeitungseinrichtung vor, die eine Bank von kom
plexwertigen Einseitenfiltern zur Auftrennung eines Eingangs
signals in eine Vielzahl von Unterbändern und Mittel zur Ver
arbeitung von Signalen innerhalb dieser Unterbänder umfaßt.
Die Erfindung sieht des weiteren noch eine Echokompensations
einrichtung vor, die eine erste Bank komplexwertiger Einsei
ten-Unterband-Filter zur Auftrennung eines fernen Signals in
eine Vielzahl von Unterbändern, einen Fehlerschätzwert in je
dem Unterband erzeugende adaptive Filter, eine zweite Filter
bank von komplexwertigen Einseiten-Unterband-Filtern zur Auf
trennung eines lokalen Signals in eine Vielzahl von Unterbän
dern, einen Subtrahierer zum Subtrahieren der Signalschätz
werte vom lokalen Signal in jedem Unterband und eine dritte
Bank von Einseiten-Unterband-Filtern zum Rückbilden der Un
terbänder in ein zusammengesetztes Ausgangssignal umfaßt.
Die Erfindung wird nun im einzelnen anhand von Beispielen nur
unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.
Es zeigen:
Fig. 1 einen grundsätzlichen akustischen Echokompensator,
der eine adaptive Filterung gemäß dem Stand der Technik be
nutzt,
Fig. 2 einen Echokompensator in Unterbandtechnik,
Fig. 3 eine M-Kanal-Analyse-Filterbank,
Fig. 4a und 4b einen adaptiven Filteraufbau,
Fig. 5 eine M-Kanal-Synthese-Filterbank,
Fig. 6a und 6b Aliasing mit reellen und komplexen Filterkom
ponenten,
Fig. 7 die Auswirkung reeller und komplexer AIR-Schätzwerte,
und
Fig. 8 die Testergebnisse aus einem Echokompensator unter
Benutzung komplexer AIR-Schätzwerte.
Es wird nun auf die Zeichnungen Bezug genommen. Fig. 1 zeigt
ein Beispiel dafür, wie Echoprobleme in Freisprech-Telefonen
und Audiokonferenzsystemen entstehen. Jeder Raum 10 hat eine
akustische Impulsantwort (AIR; Acoustic Impulse Response),
die jeder beliebigen Schallquelle 12 im Raum ein Echo zu
teilt. Ein adaptives Filter 14 erzeugt einen Schätzwert y[n]
des Echosignals und subtrahiert ihn in einem Subtrahierer 18
von dem durch ein Mikrofon 16 aufgenommenen Nahend-Signal.
Das ferne oder far-end Sprachsignal u[n] bildet ein Eingangs
signal zum adaptiven Filter 14. Die Subtraktion des Echo-Schätz
wertes vom Mikrofon-Eingangssignal d[n] ergibt das Feh
lersignal, das erfaßt und dazu benutzt wird, den Echo-Schätz
wert zu ändern. Das adaptive Filter versucht e[n] auf null zu
zwingen, weswegen das Filter nur aktiv (d. h. adaptiv) ist,
wenn es kein lokales Sprechen gibt. Ein getrennter Modul wird
zur Ermittlung dahingehend benutzt, ob ein lokales Signal
vorliegt oder nicht.
Fig. 2 zeigt eine Unterbandtechnik-Lösung für die Echokom
pensation, bei der es nun einen Block von adaptiven Filtern
14 gibt und zwar eines für jedes Unterband. Das entfernte
(ferne; far-end) Sprachsignal ist in Analyse-Filtern 22 vor
dem Eintritt in die adaptiven Filter 14 in Unterbänder aufge
trennt worden. Das lokale Signal wird durch Analyse-Filter 24
in Unterbänder aufgetrennt, bevor es zum Subtrahierer 18
läuft. Die Kompensation des Echos wird innerhalb jedes Unter
bandes ausgeführt. Die Ergebnisse der Subtraktionen sind die
Fehlersignale, die an die entsprechenden adaptiven Filter
rückgekoppelt werden.
Wie in Fig. 3 gezeigt ist, trennen die Analyse-Filter 14 ein
ankommendes Signal in Unterbänder auf. Dies wird erreicht,
indem das Signal zur Isolierung der Frequenzkomponenten jedes
Unterbands zuerst gefiltert wird und dann um einen Faktor N
hinsichtlich der Abtastrate reduziert wird (Downsampling)
Der Prozeß der Abtastratenreduzierung hält jede N-te Abta
stung fest und streicht den Rest. Somit wird die Bitrate um
einen Faktor N reduziert. Dies ist schlechthin verschwende
risch, da ein Großteil der durch die Filter ausgeführten Ar
beit weggeworfen wird. Bei einer bevorzugten Anordnung wird
eine Polyphasenzerlegung angewandt, um die Abtastratenredu
zierer außerhalb von den Filtern zu verlegen. Mit einer Poly
phasen-Ausführung werden nur die Abtastungen erzeugt, die be
nötigt werden. Dies reduziert die Anzahl von Rechnungen, die
erforderlich sind, um die Unterbandtechnik um einen Faktor N
auszuführen. Die Polyphasenzerlegung ist ein Verfahren zum
Faktorieren von Filter- oder Signalkoeffizienten durch Grup
pieren jedes M-ten Koeffizienten. Beispielsweise gruppiert
eine M = 2-Polyphasenzerlegung gerade und ungerade Komponen
ten. Die Polyphasenzerlegung wird dazu benutzt, um eine Ab
tastratenreduzierung und -erhöhung wirkungsvoll auszuführen.
Fig. 4 (a) zeigt ein adaptives Transversalfilter mit einem
unspezifizierten adaptiven Anzapfungsgewichtsregelmechanis
mus. Der Anzapfungsgewichtsregelmechanismus kann jede der ge
läufigen Methoden sein. In diesem Falle ist der normierte
LMS-Algorithmus ausgewählt worden. Ungeachtet der gewählten
Methode wird das Fehlersignal (die Differenz zwischen dem
Ausgangssignal des adaptiven Filters und dem Zielsignal) dazu
benutzt, um die Anzapfungsgewichte zu ändern. Fig. 4 (b)
zeigt die im Unterband-Echokompensator benutzte Bank adapti
ver Filter.
In Fig. 5 werden die Unterbandsignale hinsichtlich der Ab
tastrate erhöht (Upsampling), gefiltert und zu einem einzigen
Ausgangssignal rückzusammengefaßt. Die Abtastratenerhöhung
schließt das Einsetzen von N-1 Nullen zwischen die Abta
stungen ein. Die Filter interpolieren dann zur Glättung des
Signals zwischen den Nicht-Null-Abtastungen. Es sollte wie
derum eine Polyphasen-Ausführung angewandt werden, um dies
wirkungsvoll zu erledigen.
Ein Hauptziel hinter der Unterbandtechnik besteht darin, die
Abtastreduzierungsrate (Downsampling Rate) zu maximieren.
Dies reduziert die Signalbitrate so viel wie möglich und ver
schafft dem Algorithmus mehr Zeit, seine Rechnungen auszufüh
ren. Mit Unterband-Filtern, die reellwertige Koeffizienten
benutzen, kann die Abtastreduzierungsrate die Anzahl der Un
terbänder nicht überschreiten. Dies ist eine kritische Abta
stung. Wenn die Abtastreduzierungsrate über die kritische Ab
tastung hinaus verschoben wird, gibt es immer ein Aliasing,
sogar mit idealen Unterband-Filtern. Aliasing tritt ein, weil
die negativen Frequenzkomponenten aus einem Unterband begin
nen, sich mit den positiven Frequenzkomponenten aus einem an
deren Unterband zu überlappen. Bei kritischer Abtastung mit
idealen Filtern stoßen aliasierte Bilder innerhalb jedes Un
terbandes wie in Fig. 6(a) gezeigt aneinander. Da ideale
Filter nicht gebaut werden können, tritt Aliasing nahe vor
der kritischen Abtastrate ein. Mit reellen Filterkoeffizien
ten sind die negativen Frequenzkomponenten immer vorhanden
und eine kritische Abtastung kann ohne Aliasing nicht er
reicht werden.
Mit komplexwertigen Einseitenfiltern werden negative oder po
sitive Frequenzkomponenten nicht zurückgehalten. Wenn Einsei
tenfilter in einer Filterbank benutzt werden, läßt sich
Aliasing bei kritischen Abtastraten vernachlässigbar machen,
sogar mit nichtidealen Filtern. Wie in Fig. 6(b) gezeigt
ist, wird Aliasing tatsächlich nur ein Problem nahe vor dem
Zweifachen der kritischen Abtastrate. Komplexwertige Einsei
tenfilter ermöglichen es deswegen, die Unterbandtechnik bei
nahezu dem Zweifachen der Abtastreduzierungsrate (d. h. die
halbe Abtastrate) abzuwickeln, als es bei reellwertigen Fil
tern möglich ist.
Ein größerer Nachteil beim Gebrauch von Einseitenfiltern be
steht darin, daß die Ausführung von Algorithmen, die eine
komplexe Arithmetik benutzen, etwa viermal so viele Rechnun
gen erfordert wie mit reeller Arithmetik. Wenn jedoch Einsei
tenfilter beim Echokompensationsproblem eingesetzt werden,
überwiegen die Vorteile diesen Rechenaufwand. Die adaptiven
Filter haben nun sogar weniger Anzapfungen einzustellen und
dies kann zu einer schnelleren Konvergenz und einem geringe
ren Fehler führen. Durch Wahl einer Abtastreduzierungsrate
gerade unter dem Zweifachen der kritischen Abtastrate ist das
Aliasing noch so gut wie vernachlässigbar und Kreuzfilter
werden nicht benötigt. Etwas komplexe Arithmetik läßt sich
parallel ausführen (z.B die reellen und imaginären Teile ei
nes komplexen Produkts können gleichzeitig durch Parallelpro
zessoren berechnet werden). Dies kann bei der Hardware-Aus
führung ausgenutzt werden, wenn der wirtschaftliche Aufwand
gerechtfertigt werden kann.
Da es Einseitenfilter erlauben, die kritische Abtastung zu
überschreiten, kann dies den Nutzen der Verwendung der Unter
bandtechnik maximieren, um bei der Lösung von Signalverarbei
tungsproblemen zu helfen. Im Falle der Echokompensation wird
der Rechenaufwand für die Verwendung komplexer Arithmetik
durch die reduzierte Bitrate und das Fehlen von Kreuzfiltern
wettgemacht. Auch die Konvergenzzeitverhältnisse steigern
sich und bessere AIR-Schätzwerte werden erzeugt. Es ist auch
zu erwarten, daß ähnliche Steigerungen bei der Leistungsfä
higkeit eintreten könnten, wenn die Einseitenfilter bei ande
ren Problemen benutzt werden. Beispielsweise schließen die
Blindentfaltung, Kanalentzerrung und Signalauftrennung alle
die Schätzung unbekannter Signale ein, beinahe wie die Echo
kompensation.
Bei der gegenwärtigen Realisierung werden die Unterband-Fil
ter unter Benutzung frequenzverschobener Versionen eines Pro
totyp-Filters ausgearbeitet. Das Prototyp-Filter wird durch
eine Optimierungsmethode mit kleinsten Quadraten erzeugt. Ein
idealnahes" Filter wird spezifiziert, das eine Einheits-Durch
laßbereichsamplitude, Null-Sperrbereichsamplitude und
ein schmales Übergangsband hat. Eine optimale Kleinstqua
drate-Annäherung dieses idealen Filters wird dann gebildet.
Das optimale Filter wird dann auf das passende Frequenzband
durch Multiplikation mit einer komplexen Exponentialgröße
verschoben. Die Durchlaßbereich-, Übergangsband- und Sperrbe
reichgrenzen variieren in Abhängigkeit von der Anzahl der Un
terbänder und der benutzten Abtastreduzierungsrate. Die Ta
belle 1 gibt die Filterkoeffizienten der bevorzugten Ausfüh
rung an.
Einseiten-Unterband-Filter erlauben es, daß die kritische Ab
tastrate überschritten wird, wenn eine Echokompensation aus
geführt wird. Unter solchen Umständen müssen alle in Unter
bändern vorliegenden Signale komplex und einseitig bleiben.
Es ist eine volle komplexe Arithmetik erforderlich, da die
AIR(Acoustic Impulse Response; Akustische Impulsant
wort)-Schätzwerte komplex sein müssen. Eine weitere Option
besteht darin, die Abtastreduzierungsrate auf die kritische
Abtastung oder weniger zu begrenzen und reelle
AIR-Schätzwerte zu benutzen. Ein Echosignal wird durch Zeit
bereich-Faltung eines Sprachsignals mit der akustischen Im
pulsantwort AIR eines Raumes erzeugt. Dies entspricht der
Multiplikation des Signalfrequenzspektrums mit dem Frequenz
spektrum der akustischen Impulsantwort AIR. Da das in den Un
terbändern vorliegende Sprachsignal einseitig ist, ergibt die
Multiplikation mit einem Zweiseiten-AIR-Schätzwert noch ein
Einseiten-Echosignal. Fig. 7 macht dies anschaulich. Die
Vorteile der Benutzung reeller AIR-Schätzwerte bestehen
darin, daß die Multiplikation eines reellwertigen Signals mit
einem komplexwertigen halb so viele Rechnungen erfordert wie
eine völlig komplexe Multiplikation und sie leichter zu rea
lisieren ist. Leider muß die Abtastreduzierungsrate auch um
einen Faktor zwei herabgesetzt werden, so daß es keinen Ge
samtrechengewinn gibt.
Gegensprechen bezieht sich auf die Situation, bei der beide
Seiten zur gleichen Zeit sprechen. Zur Vermeidung von Diver
genz der adaptiven Filter müssen die Koeffizienten während
Perioden des Gegensprechens eingefroren werden. Gegensprechen
ist gewöhnlich in manchen Unterbändern wahrnehmbarer als in
anderen. Deswegen wird ein in den Unterbändern vorhandener
Gegensprech-Detektor 26 innerhalb jedes Unterbandes benutzt.
Wenn er Gegensprechen auffindet, sogar nur in einem Unter
band, werden alle adaptiven Filter eingefroren. Zwei Detek
tionsverfahren werden benutzt. Bei einem Verfahren wird die
Amplitude des fernen (far-end) Signals mit der Amplitude des
Mikrofonsignals verglichen. Wenn ein übermäßiger Amplituden
anstieg festgestellt wird, wird das Vorliegen von Gegenspre
chen angenommen. Beim anderen Verfahren wird der Kompensa
tionspegel überwacht. Wenn bekannt ist, daß die adaptiven
Filter konvergiert haben, gleichwohl aber nur eine geringe
Kompensation vorliegt, wird Gegensprechen vermutet (eine sol
che Bedingung könnte auch einer AIR-Änderung entsprechen,
folglich die Notwendigkeit für das erste Verfahren als Unter
stützung) . Der normierte LMS-Algorithmus wird auch geändert,
so daß der Wert µ zum Pegel der Echokompensation umgekehrt
proportional ist. In dem Maße, mit dem der Kompensationspegel
anwächst, nimmt der Wert von µ ab. Dies ermöglicht es, daß
ein genauerer AIR-Schätzwert erzeugt wird, und verschafft
eine größere Gegenwirkung gegenüber einer Anzapfungsdivergenz
bei den adapriven Filtern wegen Gegensprechens.
Fig. 8 zeigt Testergebnisse der bevorzugten Ausführung eines
Echokompensators, der komplexe AIR-Schätzwerte benutzt. Die
Simulationen wurden unter Verwendung von 10 Unterbändern aus
geführt; mit einer Abtastreduzierungsrate von 15. Die Unter
band-Filter hatten 105 Koeffizienten und die Synthese-Filter
waren geringfügig breiter als die Analyse-Filter (dies ver
ringert die Verzerrung). Die Filterkoeffizienten können in
der Tabelle 1 aufgefunden werden. Das Audiosignal (in der
oberen Darstellung gezeigt) war ein synthetisches Sprachsi
gnalmuster von ungefähr 8 Sekunden Länge. Eine
2000-Abtastungs (1/4 Sekunde)-AIR (Akustische Impulsantwort)
aus einem realen Raum wurde zur Erzeugung des Echos benutzt.
Darüber hinaus wurde das lokale Signal (d. h. das durch das
Mikrofon aufgenommene Signal) mit Gauß'schem Rauschen mit ei
nem Signal/Rausch-Verhältnis SNR von 50 dB kontaminiert. Die
mittlere Darstellung zeigt das Restecho und die untere Dar
stellung zeigt den auf Blöcken von 1000 Abtastungen beruhen
den Pegel der Echokompensation (ERLE = Echo Return Loss
Enhancement; Echorückstrahl-Verlustkompensation) . Bei dieser
Simulation wurde annähernd -24 dB Kompensation nach
2 Sekunden und -29 dB nach 4 Sekunden erhalten. Ähnliche Er
gebnisse wurden bei Verwendung tatsächlicher Sprachabtastun
gen erhalten. Sobald das adaptive Filter einen angemessenen
Konvergenzpegel erreicht, kann etwa -15 dB bis -20 dB Kompen
sation sogar bei Vorliegen von Gegensprechen aufrecht erhal
ten werden.
Eine digitale Signale verarbeitende Ausführung (Digitaler Si
gnalprozessor; DSP) der vorhergehenden Konfiguration würde
ungefähr 8 MIPS (Million Instructions per Second; Million In
struktionen pro Sekunde) erfordern. Etwa 6,5 MIPS werden für
den Echokompensationsalgorithmus benötigt, zusätzlich hinzu
kommend 1,5 MIPS zur Ausführung der Unterbandtechnik.
In Tabelle 1 sind die Filterkoeffizienten für ein Analyse-Fil
ter h[n] und ein Synthese-Filter g[n] für eine Filterbank
mit 10 Unterbändern und einer 15-fach-Abtastratenreduzierung
gemäß einer Ausführung aufgelistet. Jedes Filter hat 105
Koeffizienten. Für jedes Unterband sind die tatsächlichen
Filter lediglich frequenzverschobene Versionen der Prototyp-Fil
ter. Die Frequenzverschiebung wird durch Multiplikation
mit einer komplexen Exponentialgröße erreicht.
h[n] = {0.0006, 0.0008, 0.0009, 0.0011, 0.0013, 0.0014, 0.0015,
0.0015, 0.0015,
0.0013, 0.0012, 0.0009, 0.0005, 0.0001, -0,0004, -0.0010, -0.0017, -0.0024,
-0.0032, -0.0040, -0.0047, -0.0054, -0.0060, -0.0065, -0.0069, -0.0071, -0.0070
-0.0068, -0.0062 -0.0054, -0.0042, -0.0028, -0.0010, 0.0011, 0.0035, 0.0062,
0.0092, 0.0124, 0.0157, 0.0192, 0.0228, 0.0264, 0.0300, 0.0335, 0.0368, 0.0399,
0.0427, 0.0452, 0.0473, 0.0490, 0.0502, 0.0510, 0.0512, 0.0510, 0.0502, 0.0490,
0.0473, 0.0452, 0.0427, 0.0399, 0.0368, 0.0335, 0.0300, 0.0264, 0.0228, 0.0192,
0.0157, 0.0124, 0.0092, 0.0062, 0.0035, 0.0011, -0.0010, -0.0028, -0.0042,
-0.0054, -0.0062 -0 0068, -0.0070, -0.0071, -0.0069, -0.0065, -0.0060, -0.0054,
-0.0047, -0.0040, -0.0032, -0.0024, -0.0017, -0.0010, -0.0004, 0.0001, 0.0005,
0.0009, 0.0012, 0.0013, 0.0015, 0.0015, 0.0015, 0.0014, 0.0013, 0.0011, 0.0009, 0.0008, 0.0006}
g[n] = {-0.0008, -0.0007, -0.0004, -0.0001, 0.0003, 0.0007, 0.0012, 0.0017,
0.0022, 0.0027, 0.0032, 0.0035, 0.0038, 0.0039, 0.0038, 0.0036, 0.0031, 0.0025,
0.0017, 0.0007, -0.0005, -0,0018, -0.0032, -0.0047, -0.0061, -0.0075, -0.0087,
-0.0097, -0.0104, -0.0107, -0.0107, -0.0101, -0.0090, -0.0074, -0.0053, -0.0026,
0.0007, 0.0045, 0.0087, 0.0133, 0.0182, 0.0233, 0.0285, 0.0337, 0.0388, 0.0436,
0.0480, 0.0520, 0.0554, 0.0581, 0.0601, 0.0613, 0.0617, 0.0613, 0.0601, 0.0581,
0.0554, 0.0520, 0.0480, 0.0436, 0.0388, 0.0337, 0.0285, 0.0233, 0.0182, 0.0133,
0.0087, 0.0045, 0.0007, -0.0026, -0.0053, -0.0074, -0.0090, -0.0101, -0.0107,
-0.0107, -0.0104, -0.0097, -0.0087, -0.0075, -0.0061, -0.0047, -0.0032, -0.0018,
-0.0005, 0.0007, 0.0017, 0.0025, 0.0031, 0.0036, 0.0038, 0.0039, 0.0038,
0.0035, 0.0032, 0.0027, 0.0022, 0.0017, 0.0012, 0.0007, 0.0003, -0.0001, -0.0004, -0.0007, -0.0008}.
0.0013, 0.0012, 0.0009, 0.0005, 0.0001, -0,0004, -0.0010, -0.0017, -0.0024,
-0.0032, -0.0040, -0.0047, -0.0054, -0.0060, -0.0065, -0.0069, -0.0071, -0.0070
-0.0068, -0.0062 -0.0054, -0.0042, -0.0028, -0.0010, 0.0011, 0.0035, 0.0062,
0.0092, 0.0124, 0.0157, 0.0192, 0.0228, 0.0264, 0.0300, 0.0335, 0.0368, 0.0399,
0.0427, 0.0452, 0.0473, 0.0490, 0.0502, 0.0510, 0.0512, 0.0510, 0.0502, 0.0490,
0.0473, 0.0452, 0.0427, 0.0399, 0.0368, 0.0335, 0.0300, 0.0264, 0.0228, 0.0192,
0.0157, 0.0124, 0.0092, 0.0062, 0.0035, 0.0011, -0.0010, -0.0028, -0.0042,
-0.0054, -0.0062 -0 0068, -0.0070, -0.0071, -0.0069, -0.0065, -0.0060, -0.0054,
-0.0047, -0.0040, -0.0032, -0.0024, -0.0017, -0.0010, -0.0004, 0.0001, 0.0005,
0.0009, 0.0012, 0.0013, 0.0015, 0.0015, 0.0015, 0.0014, 0.0013, 0.0011, 0.0009, 0.0008, 0.0006}
g[n] = {-0.0008, -0.0007, -0.0004, -0.0001, 0.0003, 0.0007, 0.0012, 0.0017,
0.0022, 0.0027, 0.0032, 0.0035, 0.0038, 0.0039, 0.0038, 0.0036, 0.0031, 0.0025,
0.0017, 0.0007, -0.0005, -0,0018, -0.0032, -0.0047, -0.0061, -0.0075, -0.0087,
-0.0097, -0.0104, -0.0107, -0.0107, -0.0101, -0.0090, -0.0074, -0.0053, -0.0026,
0.0007, 0.0045, 0.0087, 0.0133, 0.0182, 0.0233, 0.0285, 0.0337, 0.0388, 0.0436,
0.0480, 0.0520, 0.0554, 0.0581, 0.0601, 0.0613, 0.0617, 0.0613, 0.0601, 0.0581,
0.0554, 0.0520, 0.0480, 0.0436, 0.0388, 0.0337, 0.0285, 0.0233, 0.0182, 0.0133,
0.0087, 0.0045, 0.0007, -0.0026, -0.0053, -0.0074, -0.0090, -0.0101, -0.0107,
-0.0107, -0.0104, -0.0097, -0.0087, -0.0075, -0.0061, -0.0047, -0.0032, -0.0018,
-0.0005, 0.0007, 0.0017, 0.0025, 0.0031, 0.0036, 0.0038, 0.0039, 0.0038,
0.0035, 0.0032, 0.0027, 0.0022, 0.0017, 0.0012, 0.0007, 0.0003, -0.0001, -0.0004, -0.0007, -0.0008}.
Die Benutzung von Einseitenfilterbänken ist nicht auf die
Echokompensation in Unterbandtechnik beschränkt. Filterbänke
werden bei einer breiten Vielfalt von Signalverarbeitungsan
wendungen benutzt. Einseitenfilter könnten in anderen Situa
tionen eingesetzt werden, bei denen sich die Unterbandtechnik
als nützlich erwiesen hat, beispielsweise für die Blindent
faltung, Blindsignaltrennung, Array-Signalverarbeitung und
eine umfangreiche Klasse von Detektions-/Schätzungsproblemen.
Claims (18)
1. Verfahren zur Verarbeitung eines Eingangssignals, bei
dem das Eingangssignal in eine Vielzahl von Unterbändern
mit Hilfe einer Bank von komplexwertigen Einseiten-Un
terband-Filtern aufgeteilt wird und die Verarbeitung in
nerhalb dieser Unterbänder stattfindet.
2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Unterband-Filter
Filterbankkoeffizienten haben, die auf der optimierten
Kleinstquadrat-Annäherung eines idealnahen Filters beru
hen.
3. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das Signal verarbei
tet wird, um eine Echokompensation auszuführen, die auf
der Benutzung von komplexen und reellen AIR(Acoustic Im
pulse Response; akustische Impulsantwort)-Schätzwerten
beruht.
4. Verfahren nach Anspruch 3, bei dem die Verarbeitung in
jedem Unterband in adaptiven Filtern erfolgt.
5. Verfahren nach Anspruch 4, bei dem Gegensprechen inner
halb der einzelnen Unterbänder detektiert wird und die
Koeffizienten der adaptiven Filter während der Perioden
des Gegensprechens eingefroren werden.
6. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Unterbänder um
einen Faktor N hinsichtlich der Abtastrate reduziert
werden.
7. Verfahren nach Anspruch 6, bei dem die Abtastratenredu
zierung durch Polyphasenzerlegung ausgeführt wird.
8. Verfahren nach Anspruch 7, bei dem die Abtastreduzie
rungsrate gerade unterhalb des Zweifachen der kritischen
Abtastrate liegt.
9. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung, die eine Bank
von komplexwertigen Einseitenfiltern zur Auftrennung ei
nes Eingangssignals in eine Vielzahl von Unterbändern
und Mittel zur Verarbeitung von Signalen innerhalb die
ser Unterbänder umfaßt.
10. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung nach Anspruch 9,
bei der die Filter Filterkoeffizienten haben, die auf
der optimierten Kleinstquadrat-Annäherung eines idealna
hen Filters beruhen.
11. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung nach Anspruch 9,
die eine zweite Bank von komplexwertigen Einseitenfil
tern zum Rückbilden eines Ausgangssignals aus der Viel
zahl von Unterbändern enthält.
12. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung nach Anspruch
11, die adaptive Filter zur Verarbeitung des Signals in
den jeweiligen Unterbändern enthält.
13. Echokompensationseinrichtung, die eine erste Bank kom
plexwertiger Einseiten-Unterband-Filter zur Auftrennung
eines fernen Signals in eine Vielzahl von Unterbändern,
einen Fehlerschätzwert in jedem Unterband erzeugende
adaptive Filter, eine zweite Filterbank von komplexwer
tigen Einseiten-Unterband-Filtern zur Auftrennung eines
lokalen Signals in eine Vielzahl von Unterbändern, einen
Subtrahierer zum Subtrahieren der Signalschätzwerte vom
lokalen Signal in jedem Unterband und eine dritte Bank
von Einseiten-Unterband-Filtern zum Rückbilden der Un
terbänder in ein zusammengesetztes Ausgangssignal um
faßt.
14. Echokompensationseinrichtung nach Anspruch 13, bei der
die Filter auch eine Abtastratenreduzierung am Signal
erzeugen.
15. Echokompensationseinrichtung nach Anspruch 14, bei der
die Abtastratenreduzierung angenähert beim Zweifachen
der kritischen Rate erfolgt.
16. Echokompensationseinrichtung nach Anspruch 15, die des
weiteren einen Gegensprech-Detektor innerhalb der Unter
bänder umfaßt.
17. Echokompensationseinrichtung nach Anspruch 16, bei der
der Gegensprech-Detektor einen Komparator zum Verglei
chen der Amplitude des fernen Signals mit der Amplitude
des lokalen Signals innerhalb jedes Bandes enthält.
18. Echokompensationseinrichtung nach Anspruch 16, bei der
der Gegensprech-Detektor Mittel zum Überwachen des Kom
pensationspegels enthält.
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EP0855806B1 (de) | Echosperre für ein Spracheingabe Dialogsystem |
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Date | Code | Title | Description |
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8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
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Ipc: H03H 17/02 |
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Owner name: ZARLINK SEMICONDUCTOR INC., CITY OF OTTAWA, ONTARI |
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8131 | Rejection |