CH628441A5 - Strommess-schaltungsanordnung und verwendung derselben in einem fehlerstromschutzschalter. - Google Patents
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Description
Die Erfindung betrifft eine Strommess-Schaltungsanordnung, insbesondere zur Verwendung für die Fehlerstrom-Detektion mit einem weichmagnetischen Kreis mit mindestens einer von einem zu messenden Strom oder von einigen auf Summen- oder Differenzwert zu detektierenden Strömen zu durchfliessenden Primärwicklung und mit einer Sekundärwicklung, die mit einer elektrischen Speisequelle mit einer Schaltvorrichtung zur Umschaltung der Polarität der von der Speisequelle der Sekundärwicklung zugeführten Spannung und mit einer Stromdetektionsvorrichtung zur Abgabe eines Schaltsignals an die Schaltvorrichtung, wenn der Strom durch die Wicklung einen vorherbestimmten Grenzwert erreicht hat und mit einer den Strom durch die Wicklung integrierenden Belastungsimpedanz in eine Reihenschaltung aufgenommen ist.
Ferner bezieht sich die Erfindung auf eine Verwendung der Schaltungsanordnung in einem Fehlerstromschutzschalter.
Die auf eine solche, lediglich zum Messen eines Gleichstroms bestimmte Strommess-Schaltungsanordnung abzielende amerikanische Patentschrift 3 768 011 bemerkt in Zeilen 6-12 der Spalte 6, dass eine solche Schaltungsanordnung einen positiven Rückkopplungs- oder Mitkopplungseffekt vorzeigt. Dieser Effekt hat zur Folge, dass etwaige innerhalb der Anordnung auftretende Asymmetrieerscheinungen derart verstärkt werden, dass der Wert der bei der Anordnung verwendeten Belastungsimpedanz beschränkt werden muss, was eine unerwünschte Beschränkung der zur Verfügung stehenden Ausgangsspannung herbeiführen kann. Solche Asymmetrie-Er-scheinungen können vor allem auftreten, wenn infolge einer zu langsamen Polaritätsumschaltung der von der Speisequelle an die Sekundärwicklung gelieferten Spannung die Parameter der in der Schaltvorrichtung verwendeten Schaltelemente, meist Transistoren, eine zu grosse Rolle bei der Umschaltung spielen.
Die vorliegende Erfindung bezweckt, in dieser Hinsicht eine Verbesserung zu schaffen und eine zum Messen von Gleichstrom sowie Wechselstrom geeignete Strommess-Schaltungsanordnung der beschriebenen Art zu schaffen, wobei zum Erzielen einer hinreichend hohen Ausgangsspannung eine Belastungsimpedanz verhältnismässig hohen Wertes verwendbar ist, ohne die Gefahr des Auftretens unerwünschter Asymmetrie-Erscheinungen.
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Dazu schlägt die Erfindung bei einer Strommess-Schaltungsanordnung eingangs erwähnter Art vor, dass eine Schaltung im Falle einer Überschreitung des Grenzwertes durch den im Reihenstromkreis fliessenden Strom eine derart schnelle Umschaltung der Polarität der von der Speisequelle der Se- 5 kundärwicklung zugeführten Spannung herbeiführt, dass asymmetrische Einflüsse von Schaltelementen der Strommess-Schaltungsanordnung auf den Verlauf dieser zugeführten Spannung praktisch vermieden sind.
Diese Vorkehrung gewährleistet, dass die Betriebsparame- 10 ter der verwendeten Schaltelemente die bei der Polaritätsum-schaltung der von der Speisequelle an die Sekundärwicklung gelieferten Spannung erhaltene Symmetrie nicht beeinträchtigen.
Ähnlich wie die amerikanische Patentschrift 3 768 011 kennt die Erfindung auch eine Weiterausbildung, in der die 15 Schaltvorrichtung durch eine Brückenschaltung von vier paarweise im leitenden Zustand befindlichen Transistoren gebildet wird, wobei eine Reihenschaltung der Sekundärwicklung und der integrierenden Belastungsimpedanz an den Enden an zwei gegenüberstehenden Eckpunkten der Brückenschaltung ange- 20 schlössen ist. Dabei ist die Brückenschaltung über eine als Stromdetektionsvorrichtung wirksame Begrenzungsschaltung gespeist, die auf einen solchen Stromgrenzwert eingestellt ist,
dass, wenn der einem Transistorpaar der Brückenschaltung zugeführte Strom diesen Grenzwert überschreitet, ein nichtlei- 25 tender Zustand dieses Transistorpaars auftritt.
Ferner kann die Begrenzungsschaltung durch eine Stromspiegelschaltung mit einem durch seinen Widerstandswert den Stromgrenzwert bestimmenden Strommesswiderstand gebildet werden. Eine noch schroffere Spannungssenkung, d.h. gemäss 30 einer Kennlinie mit einem Teil negativer Neigung kann in diesem Falle erzielt werden, wenn zum Strommesswiderstand eine Reihenschaltung eines zweiten Widerstands mit dem Emitter-Kollektor-Stromkreis eines Transistors parallel geschaltet ist, dessen Basis auf dem Potential der Speisespannung gehal- 35 ten wird, derart, dass der Stromgrenzwert durch den Ersatzwiderstandswert der Parallelschaltung der beiden Widerstände bestimmt wird, jedoch die Spannungssenkung gemäss einer Spannung/Stromkennlinie mit einem Teil negativen Widerstandswerts verläuft. Eine solche Kennlinie kann derart ge- 40 wählt werden, dass der Einfluss aller übrigen Widerstandskomponenten, wie z.B. vom Basisstrom der Transistoren der Brückenschaltung und von der Ausgangsimpedanz der Stromspiegelschaltung herrührend, wenigstens behoben wird.
Wie bereits bemerkt, dienen die im vorhergehenden Ab- 45 satz genannten Vorkehrungen, eine schroffe Spannungssenkung zu erzielen, um in dieser Weise zu gewährleisten, dass die Betriebsparameter der verwendeten Schaltelemente keinen nachteiligen Einfluss auf die bei dem Polaritätswechsel der von der Speisequelle an die Sekundärwicklung gelieferten Span- 50 nung erhaltenen Symmetrie ausüben. Die hohen für eine gute Detektionsempfindlichkeit an die Symmetrie zu stellenden Anforderungen bringen jedoch häufig mit sich, dass der Magnetkreis derart ausgebildet werden muss, dass der etwaige Rema-nenzfluss völlig gelöscht wird. Der dazu erforderliche, verhält- 55 nismässig hohe Scheitelstrom bringt hohe Anforderungen für die Sättigungsspannung der als Schaltelemente dienenden Transistoren der als Differentialverstärker oder als Brückenschaltung ausgebildeten Schaltvorrichtung mit sich. Unterschiede der Sättigungsspannung zwischen den verwendeten 60 Transistoren rufen nämlich wieder Asymmetrie des Polaritätswechsels hervor. Es ist daher empfehlenswert, das Strommes-system derart auszubilden, dass die Sättigungsspannung der Schalttransistoren keine besonderen Anforderungen zu erfüllen braucht. 65
Die Erfindung wird in der nachfolgenden Beschreibung an Hand beiliegender Zeichnungen einiger beispielsweiser Ausführungsformen erläutert.
In der Zeichnung zeigen:
Fig. 1 das Prinzipschaltbild einer Strommess-Schaltungsanordnung nach der Erfindung,
Fig. 2A ein Schaltbild einer praktischen Ausführungsform, Fig. 2B eine Abart eines Einzelteils der Fig. 2A,
Fig. 3 ein Schaltbild einer insbesondere als Fehlerstrom-Detektionssystem wirksamen Ausführungsform der Erfindung,
Fig. 4 ein Schaltbild einer Abart der Ausführungsform nach Fig. 3,
die Fig. 5A, 5B das Prinzipschaltbild und die Spannung/Strom-Kennlinie einer ersten Ausbildung der Strombegrenzungsschaltung des Schaltbilds nach Fig. 4,
die Fig. 6A und 6B das Prinzipschaltbild bzw. die Spannung/Strom-Kennlinie einer zweiten Ausführungsform der Strombegrenzungsschaltung des Schaltbilds nach Fig. 4 und
Fig. 7 ein Prinzipschaltbild einer Strommess-Schaltanord-nung entsprechend dem Prinzipschaltbild nach Fig. 6, wobei zur Sekundärwicklung des Magnetkreises ein Kondensator parallel geschaltet ist.
Das in Fig. 1 dargestellte Prinzipschaltbild einer Strom-mess-Schaltanordnung enthält zwei Gleichspannungsquellen Uj und U2 gleicher Spannungen, die an einem Ende in Reihe miteinander geschaltet und am Verbindungspunkt 1 geerdet sind. An den anderen Enden sind die Spannungsquellen Uj und U2 an die feststehenden Kontakte 2 bzw. 3 angeschlossen, die gemeinsam mit einem bewegbaren Kontakt 4 und der zum Antrieb des Kontakts 4 dienenden Erregerwicklung 5 die wichtigsten Einzelteile eines auf die Überschreitung eines Stromgrenzwerts ansprechenden Relais bilden, das als Schaltvorrichtung dient.
Zwischen dem bewegbaren Kontakt 4 und der Erregerwicklung 5 ist die Sekundärwicklung W2 eines Transformators 6 mit einem Kern 7 aus weich magnetischem Material angebracht, an dem ausser der einzigen Sekundärwicklung W2 auch eine Primärwicklung Wj angebracht ist.
Die Primärwicklung Wx vertritt im Prinzipschaltbild nach Fig. 1 eine oder mehrere gegebenenfalls voneinander getrennte Primärwicklungen, die z.B. je für sich in Reihe mit einer der in Fig. 1 nicht dargestellten Leitungen eines einphasigen oder mehrphasigen Speisenetzes geschaltet sind. Es wird angenommen, dass die Wicklung Wj von dem vektoriellen Summenstrom der durch solche Netzleitungen fliessenden Ströme durchflössen wird. Dieser vektorielle Summenstrom wird nachstehend als «Primärstrom» oder «zu messender Strom» bezeichnet.
Der vom Verbindungspunkt 1 der Speisequellen Uj und U2 über die Relaiskontakte 2, 3 und 4, die Sekundärwicklung W2 und die Relaiserregerwicklung 5 verlaufende Reihenstromkreis ist über eine integrierende Belastungsimpedanz 8', z.B. die Parallelschaltung eines Widerstands und eines Kondensators, geerdet. Die über dieser Impedanz erscheinende Ausgangsspannung steht an den Ausgangsklemmen 10 zur Verfügung und kann als Messignal einem nicht dargestellten Messinstrument oder, gegebenenfalls nach Verstärkung oder einer anderen Verarbeitung, als Steuer- oder Schaltsignal einer beliebigen anderen funktionellen Vorrichtung, z.B. einem Fehlerstromschutzschalter oder einer Signalisierungsvorrichtung zugeführt werden.
Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 arbeitet wie folgt: Die Erregerwicklung 5 ist derart bemessen, dass der bewegbare Relaiskontakt 4 sich umlegt, sobald der Strom durch die Sekundärwicklung W2 in einer oder anderen Richtung einen vorherbestimmten Grenzwert id erreicht hat. Dieser Grenzwert id kann, aber braucht nicht so hoch gewählt zu werden, dass der Kern 7 völlig in den magnetischen Sättigungszustand getrieben wird. Wie bereits gesagt, ist diese Wahl von den erwünschten Eigenschaften in bezug auf Linearität, Empfindlichkeit, Reproduzierbarkeit des Systems abhängig.
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Wenn die Primärwicklung Wa nicht von Strom durchflössen wird, ist der Strom im durch die Sekundärwicklung W2 des Transformators 6 ein reiner Wechselstrom, so dass der Durchschnittswert dieses Stroms, durch Integration über eine ganze Periode der Spannung über der Belastungsimpedanz 8' gemessen, gleich Null ist. In diesem Falle erscheint an den Ausgangsklemmen 10 kein Signal. Die Schaltfrequenz wird durch die Anzahl von Volt. Sekunden bestimmt, die die Sekundärwicklung W2 absorbieren kann, bevor der Strom im den vorherbestimmten Grenzwert id erreicht. Jedenfalls wird für die Schaltfrequenz ein erheblich höherer Wert als der der maximal zu messenden Frequenz gewählt, so dass ein gegebenenfalls die Primärwicklung Wi durchfliessender Strom, der infolge der heute häufig verwendeten Halbleiterelemente selbst auch eine echte Gleichstromkomponente enthalten kann, bei Betrachtung pro Periode der Schaltfrequenz scheinbar die Art einer Gleichstromkomponente haben und auch als solche behandelt werden wird, da das System auf den momentanen Wert des zu messenden Stroms anspricht.
Wenn infolge eines Erdschlusses in einer Betriebsanlage oder infolge einer beliebigen anderen zu detektierenden Erscheinung ein solcher scheinbarer oder ein echter Gleichstrom durch die Primärwicklung Wi fliesst, ändert sich der Magnetisierungszustand des Kerns 7, wodurch der Strom ira seine ursprünglich symmetrische Art verliert, wobei der Durchschnittswert des Stroms sich derart ändert, dass der Durchschnittswert des Restflusses im Kern 7 Null bleibt. Da der Durchschnittswert des Stroms, der infolge Integration, z.B. mittels der Impedanz 8', eine Spannung an den Ausgangsklemmen 10 erscheinen lässt, eine lineare Beziehung zum Durchschnittswert des primären oder Erdschluss-Stroms durch die Wicklung Wj aufweist, bildet die an den Ausgangsklemmen 10 erscheinende Spannung ein Mass für den Primäroder Erdschluss-Strom und kann in der bereits beschriebenen Weise als Messignal oder als Steuersignal für Sicherheitszwecke benutzt werden.
An Hand der Fig. 2A wird eine praktische Ausführungsform der Mess-Schaltungsanordnung beschrieben. Dabei ist das Relais mit den Elementen 1-5 des Prinzipschaltbilds nach Fig. 1 durch einen Differentialverstärker 11 mit einem sehr hohen Verstärkungsfaktor ersetzt, der durch die Speiseklemmen 12 und 13 mit einer positiven bzw. negativen Speisespannung ±U gegen Erde von einer nicht in Fig. 2A dargestellten Spannungsquelle gespeist wird. Der Differentialverstärker 11 hat einen invertierenden Eingang IIA, einen nichtinvertieren-den Eingang IIB und einen Ausgang 14. Die beiden Eingänge IIA und IIB sind über Widerstände Rx bzw. R2 geerdet. Der Ausgang 14 ist über einen Widerstand R3 auf den nichtinver-tierenden Eingang 11B rückgekoppelt, wodurch die Schaltung bistabil wird. Ferner ist der Ausgang 14 des Verstärkers 11 auf den invertierenden Eingang IIA über die in diesem Falle als integrierende Ausgangsimpedanz des Messystems dienende Parallelschaltung eines Widerstands 8 und eines Kondensators 9 und die Sekundärwicklung W2 eines Transformators 6 nach Fig. 1 rückgekoppelt.
Es ist einleuchtend, dass der Verstärker 11 infolge der durch die Rückkopplung mittels der Widerstände R2 und R3 hervorgerufenen bistabilen Wirkung die gleiche Funktion wie das Relais mit den Kontakten 2, 3 und 4 nach Fig. 1 erfüllt und dass für den vom Ausgang 14 des Verstärkers 11 der Sekundärwicklung W2 des Transformators zugeführten Strom im das gleiche gilt wie für den vom bewegbaren Relaiskontakt 4 nach Fig. 1 gelieferten Strom. Der Schwellen- oder Grenzwert id, bei dem Umschaltung erfolgt, wird durch die Werte der Widerstände Ri, R2 und R3 und der Speisespannung U des Verstärkers 11 bestimmt. An den über die Ausgangsimpedanz 8, 9 angeschlossenen Ausgangsklemmen 10 erscheint, wenn ein zu messender Strom, z.B. ein zu detektierender Erdfehlerstrom durch die Primärwicklung Wt des Transformators fliesst, ein Signal, das massgebend ist für den Durchschnittswert des Magnetisierungsstroms und somit des zu messenden oder zu detektierenden Stroms durch die Primärwicklung Wt.
In Fig. 2A ist mit Strichlinien angegeben, dass zwischen dem Verstärkerausgang 14 und Erde eine schematisch mit dem Block 28 angegebene Mess- oder Bearbeitungsschaltung aufgenommen werden kann, die auf Änderungen der im Ruhezustand des Systems eine rein symmetrische Wellenform aufweisenden Ausgangsspannung des Verstärkers 11 anspricht.
Fig. 2B zeigt noch eine Abart eines Einzelteils des Schaltbilds nach Fig. 2A. Es handelt sich hier um die Stelle der Bestandteile 8, 9 und 10. Diese sind in der Abart nach Fig. 2B als Komponenten 8, 9 und 10' zwischen dem Widerstand Rr und Erde angebracht, so dass die Belastungsimpedanz 8, 9 in diesem Falle über den der negativen Rückkopplung ausgesetzten Verstärkereingang IIA mit der Sekundärwicklung W2 in Reihe geschaltet ist.
Fig. 3 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung, die sich besonders gut zur Verwendung bei oder in einem Erdfehlerstromschutzschalter eignet. Das Schaltbild nach Fig. 3 kann im grossen Ganzen in die nachfolgenden Hauptteile aufgeteilt werden:
— ein an das Speisenetz anzuschliessendes Speisegerät, das als ganzes durch den mit Strichlinien angegebenen Block I dargestellt wird.
— eine vom Speisegerät I gespeiste, als ganzes durch den mit Strichlinien angedeuteten Block II dargestellte Multivibrator-schaltung, an die die bereits an Hand der Fig. 2 beschriebene Reihenschaltung der Sekundärtransformatorwicklung W2 mit der integrierenden Belastungsimpedanz 8, 9 angeschlossen ist.
— eine der Multivibratorschaltung II nachgesehaltete, entsprechend der beabsichtigten Messung oder Detektion gewählte Bearbeitungs- oder Erregersehaltung III, die z.B. die Art einer sogenannten «Trigger»-Schaltung 26 haben kann,
— eine durch die Erregerschaltung III erregbare Abschaltspule 27 eines weiter in der Zeichnung nicht dargestellten Erdfehler-stromschutzschalters.
Das Speisegerät I enthält Eingangsklemmen 15 und 16 zur Verbindung mit dem nicht dargestellten Speisenetz, eine Reihenschaltung eines Kondensators 17 und eines Widerstands 18, eine als Diodenbrückenschaltung ausgebildete Gleichrichtschaltung 19, eine zum Ausgang der Schaltung 19 parallel geschaltete Zenerdiode 20 und eine Glättungskapazität 21. Ferner enthält das Speisegerät eine als ganzes mit 22 bezeichnete Strombegrenzungsschaltung, wobei die Ausgangsklemmen 23 und 25 des Speisegeräts I als Gleichstromquelle und die Ausgangsklemmen 24 und 25 als Gleichspannungsquelle wirksam sind. Wenn nur diese Bedingungen erfüllt werden, kann das Speisegerät I selbstverständlich in einer beliebig anderen, passenden Weise ausgebildet werden.
Die Multivibratorschaltung II enthält eine Brückenschaltung von vier Transistoren Tu T2, T3 und T4, die in der Fig. 3 veranschaulichten Weise derart paarweise und kreuzungsweise miteinander verbunden sind, dass die Transistorpaare Tj5 T3 bzw. T2, T4 im normalen Multivibratorbetrieb abwechselnd im leitenden und nichtleitenden Zustand sind. An die die Lei-tungszustände dieser Transistorpaare bedingenden Transistorelektroden ist die Reihenschaltung der Sekundärwicklung W2 des Transformators 6 und der bereits beschriebenen, integrierenden Belastungsimpedanz mit dem Widerstand 8 und dem Kondensator 9 angeschlossen.
Die Wirkungsweise der Multivibratorschaltung II ist folgende:
Ähnlich wie bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen ist der Umstand, dass der Magnetisierungsstrom im durch die Sekundärwicklung W2 den Grenzwert id erreicht, ein Kriterium für die Umschaltung der in der Ausführungs5
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form nach Fig. 3 als Schaltvorrichtung verwendeten Multivibratorschaltung II.
Wie bereits gesagt, enthält das Speisegerät I eine Strombegrenzungsschaltung 22. Diese dient, wie dies aus Fig. 3 ersichtlich ist, zum Liefern des Emitterstroms für den Transistor Tt oder den Transistor T4. Die Begrenzungsschaltung 22 ist nunmehr derart bemessen und eingestellt, dass die Spannung zwischen den Ausgangsklemmen 23 und 25 des Speisegeräts I stark herabsinkt, wenn der von der Stromquelle, d.h. über die Begrenzungsschaltung 22 dem Emitter des Transistors Ti oder des Transistors T4 zugeführte Strom den bereits erwähnten Grenzwert id überschreitet. Diese verhältnismässig schroffe Abnahme der Spannung an der Anschlussklemme 23 hat zur Folge, dass die bis zu diesem Augenblick leitenden Transistoren Tj, T3 oder T2, T4 den Strom nicht mehr aufrechterhalten können. Die dabei durch die Selbstinduktion der Wicklung W2 bedingte Spannungsumschaltung leitet dann die Leitfähigkeit des anderen Transistorpaars T2, T4 oder T1; T3 ein. Infolgedessen nimmt der Strom im im entgegengesetzten Sinne wieder zu. Beim Erreichen des Grenzwerts id in der anderen Stromrichtung der Sekundärwicklung W2 tritt wieder eine starke Abnahme der Spannung an der Speiseklemme 23 auf, worauf die Transistoren T2, T4 oder T1; T3 gesperrt werden, so dass der soeben beschriebene Halbzyklus sich in der anderen Stromrichtung wiederholt, was bedeutet, das nunmehr die Transistoren Tj und T3 wieder in den leitenden Zustand zurückkehren. Die Multivibratorschaltung II fängt dann einen neuen Zyklus an.
Im normalen Multivibratorbetrieb und in Abwesenheit eines Stroms durch die Primärtransformatorwicklung Wi ist der in einer Multivibratorperiode mittlere Strom gleich Null, so dass an den an die Parallelschaltung 8, 9 angeschlossenen Ausgangsklemmen 10 der Schaltung II keine Steuer- oder Schaltspannung für die Erregerschaltung III erscheint. Sobald jedoch ein Primärstrom, insbesondere ein für die Schaltung II die Art eines Gleichstroms aufweisender Erdfehlerstrom durch die Primärwicklung Wj fliesst, wird der von der Multivibratorschaltung II gelieferte Strom seine symmetrische Art verlieren, so dass sein durch Integration der Spannung über der Belastungsimpedanz 8, 9 gemessener Durchschnittswert von Null verschieden wird. Das infolgedessen an den Ausgangsklemmen 10 der Multivibratorschaltung II erscheinende Spannungssignal wird der z.B. als geeignete «Trigger»-Schaltung 26 ausgebildeten Erregerschaltung III zugeführt, deren Ausgang ein Schaltsignal an die Abschaltspule 27 der weiter nicht dargestellten Erdschluss-Schaltung abgibt. Es sei bemerkt, dass auch die Erregerschaltung 26 von dem Speisegerät I, insbesondere durch die Ausgangsklemmen 24 und 25 gespeist wird, aber die betreffenden Speiseleitungen und die übrigen Einzelheiten der Erregerschaltung sind nicht im Schaltbild nach Fig. 3 dargestellt. Dies gilt auch für die weiteren Einzelheiten des Erdfeh-lerstromschutzschalters, von dem nur die Abschaltspule 27 in Fig. 3 angedeutet ist. Es sei noch bemerkt, dass in bestimmten Fällen die erfindungsgemässe Anordnung fähig ist, ohne gesonderte Erregerschaltung III, z.B. die Trigger-Schaltung 26, zu arbeiten, so dass die Belastungsimpedanz des Systems in diesem Falle unmittelbar durch die Aktivierungsspule der funktionellen Vorrichtung, z.B. die Abschaltspule eines Fehlerstromschutzschalters, gebildet wird, bzw. mit dieser gekoppelt ist.
Wie bereits gesagt, ist die Polarität der über der Belastungsimpedanz 8, 9 erscheinenden Spannung kennzeichnend für die Richtung des Stroms durch die Primärwicklung Wa. Das Vorhandensein einer solchen Information kann in vielen Fällen die Analyse der gemessenen Erscheinung erleichtern.
Bevor eine weitere Anwendung der Multivibratorschaltung nach Fig. 3 weiter erläutert wird, folgt jetzt an Hand der Fig. 4, 5A, 5B, 6A und 6B eine Beschreibung einiger besonderer Ausführungsformen der verwendeten Strombegrenzungsschaltung. Es wird zunächst auf das Schaltbild nach Fig. 4 hingewiesen.
Das Schaltbild nach Fig. 4 weicht nur insoweit vom Schaltbild nach Fig. 3 ab, dass im vorliegenden Falle nicht die Emitter der Transistoren Ta und T4 gesondert über die Strombegrenzungsschaltung 22 und die Ausgangsklemme 23 vom Speisegerät I gespeist werden, sondern die Emitter der Transistoren T2 und T3 gesondert über eine Strombegrenzungsschaltung 22' und die Ausgangsklemme 23' des Speisegeräts I. Dies bedeutet, dass die in die Emitterstromkreise der Transistoren eingefügte Strombegrenzungsschaltung von der Seite des weiter unten mit «V+» zu bezeichnenden positiven Speisepotentials, das an der Ausgangsklemme 24 des Speisegeräts erscheint, nach der Seite des weiter unten mit «O» zu bezeichnenden Speisepotentials verschoben ist, das an der Ausgangsklemme 25 erscheint. Da die Wirkungsweise der Schaltung sich dabei in keinerlei Weise ändert, sei für die weiteren Einzelheiten und die Wirkungsweise auf die Schaltung nach Fig. 4 hingewiesen.
Fig. 5A zeigt das Prinzipschaltbild einer ersten Ausführungsform der Strombegrenzungsschaltung 22', die aus einer sogenannten «Stromspiegelschaltung» bekannter Art mit zwei Transistoren T5 und T6 und einem den Kollektorstrom von letzterem bestimmenden Widerstand R12 besteht.
Dabei dienen die Widerstände R10 und Rn lediglich zum Erzielen eines bestimmten Wandlungsverhältnisses und zwar so, dass angenommen werden kann, dass der Grenzwert des durch die Ausgangsklemme 23' fliessenden Stroms I durch den Grenzwert des Stroms durch den Widerstand R12 vervielfacht mit dem Quotienten der Widerstandswerte der Widerstände R10 und Ru (I Ri0/Rh.IRi2) bestimmt wird. Diese Massnahme zum Erzielen eines bestimmten Stromwandlungsverhältnisses ist an sich bekannt. Im folgenden wird angenommen, dass die Widerstandswerte der Widerstände R10 und Ru gleich sind, so dass dann gilt, dass der Strom I durch die Ausgangsklemme 23' gleich dem Strom durch R12 ist.
Fig. 5B zeigt die Spannungs/Strom-Kennlinie dieser Schaltung, wobei an der Abszisse die Werte des Stroms I und an der Ordinate die Werte der Spannung V24->23' zwischen den Klemmen 23' und 24' aufgetragen sind. Solange der Strom I durch die Ausgangsklemme 23' kleiner als der für die Stromspiegelschaltung geltende Grenzwert V+/R12 bleibt, wird praktisch die volle Spannung V+ zwischen den Speiseklemmen 23' und 24' vorhanden sein. Wenn der Emitterstrom des Transistors T2 oder des Transistors T3 der Brückenschaltung II sich dem Grenzwert V+/R12 nähert, wird der in die Kollektorleitung des Transistors T5 eingefügte Widerstand R12 wirksam, wobei die Spannung V24<23- wegfällt. Es wird einleuchten, dass durch passende Wahl der Werte der Widerstände R10, Rn und R12 für den Ausgangsstrom I über die Speiseklemme 23' ein Grenzwert erhalten werden kann, der dem für die Detektionsschal-tung II erwünschten Grenzwert id entspricht.
Fig. 6A zeigt das Prinzipschaltbild einer zweiten Ausführungsform einer Strombegrenzungsschaltung 22'. In diesem Falle ist der Widerstand R]2 des Schaltbilds nach Fig. 5A durch die Parallelschaltung eines Widerstands R13 und eines Widerstands R14 ersetzt, wobei letztere in die Emitter-Kollek-tor-Strombahn eines Transistors T7 eingefügt ist. Die Basis des als Emitterfolger geschalteten Transistors T7 ist mit der Ausgangsklemme 23 verbunden.
Fig. 6B zeigt die Wirkung dieser Massnahme. Wenn angenommen wird, dass RJ2 = Ri3.Ri4/(R13 + R14) ist, wird die Schaltung nach Fig. 6A sich bis zum Erreichen des Grenzwerts V+/(R13/R14) in gleicher Weise wie die Schaltung nach Fig. 5 A verhalten. Beim Erreichen des erwähnten Grenzwerts sinkt die Spannung V24.i23> herab, wobei die Spannung über dem Widerstand R,4 über den als Emitterfolger geschalteten Transistor T7 proportional sinkt. Infolgedessen wird der insgesamt dem
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Transistor T5 zugeführte Strom bedeutend mehr abnehmen als bei der Schaltung nach Fig. 5A; die Parallelschaltung der Widerstände R13 und R14 wird unterbrochen, so dass die Spannung V24',23' auf Null herabsinkt als wäre der Stromgrenzwert von I nicht durch den Wert V+/(R13/R14), sondern durch den Wert V+/R13 bedingt. Fig. 6B zeigt daher eine Kennlinie mit einem Teil negativer Neigung. Diese Neigung kann derart gewählt werden, dass alle Widerstandskomponenten, die durch die Basisströme der Transistoren der Brückenschaltung II vertreten und durch die übrigen Widerstandskomponenten der an die Ausgangsklemmen angeschlossenen Belastung gebildet werden, ausgeglichen werden. In dieser Weise wird sichergestellt, dass die Strombegrenzungsschaltung 22' bis zum Erreichen des Grenzwerts einen niedrigen Innenwiderstand hat und dann einen negativen Innenwiderstand aufweist, dessen Wert vorzugsweise geringer als der zur Sekundärwicklung parallel geschaltete Parasitärwiderstand ist. In dieser Weise ergibt sich eine schnelle und symmetrische Umschaltung der Brückenschaltung II. Diese Eigenschaften sind sehr wichtig, da die in der Brückenschaltung II auftretende positive Rückkopplungswirkung (siehe die amerikanische Patentschrift 3 768 011, Spalte 6, Zeilen 6-12) eine solche Verstärkung mit Asymmetrie hervorruft, dass der Wert des Widerstands 8 und somit der Wert der Ausgangsspannung stark beschränkt werden muss. Aus Vorstehendem ist ersichtlich, dass die Erfindung die Möglichkeit schafft, eine solche Beschränkung zu beseitigen, was besonders wichtig ist, wenn die Belastungsimpedanz der Strommess-Schaltungsanordnung unmittelbar durch die Aktivierungsspule einer funktionellen Vorrichtung, z.B. die Abschaltspule eines Erdfehlerstromschutzschalters gebildet wird.
Im Zusammenhang mit der vorerwähnten symmetrischen Umschaltung, die sowohl in der Ausführungsform nach Fig. 2A als auch in der Brückenschaltung II nach den Fig. 3 und 4 erzielt wird, sei noch auf das Prinzipschaltbild nach Fig. 7 hingewiesen. Die hohen Symmetrieanforderungen, die die Polaritätsumschaltung der der Sekundärwicklung des Magnetkreises zugeführten Spannung erfüllen soll, bringen meist mit sich, dass der Magnetkreis derart gesättigt werden muss, dass ein etwaiger Remanenzfluss gelöscht wird. Der dazu erforderliche, verhältnismässig hohe Spitzenstrom stellt an die Sättigungsspannung der als Schalteelemente dienenden Transistoren hohe Anforderungen, wie bereits vorher bemerkt, da Unterschiede der Spannung zwischen den verwendeten Transistoren eine Asymmetrie des Polaritätswechsels hervorrufen.
Fig. 7 zeigt, wie aus einem Vergleich zum Prinzipschaltbild nach Fig. 1 ersichtlich ist, eine sehr einfache Massnahme zum Beheben des erwähnten Nachteils, d.h. die Parallelschaltung eines Kondensators Cx mit der Sekundärwicklung W2 des Transformators 6. Der Kondensator Ca hat eine hinreichend hohe Kapazität, um, wenn der Magnetkreis am Kern 7 dem Sättigungszustand näherkommt, einen Spitzenstrom zu liefern, der durch die Wicklung W2 eine momentane Feldstärke erzeugt, die wenigstens der Sättigungsinduktion des Magnetkreises entspricht.
Eine solche Massnahme ermöglicht es, den Spitzenstrom um die Schalttransistoren herumzuführen. Wird z.B. mit der Sekundärwicklung des Magnetkreises ein Kondensator parallel geschaltet, so wird im Augenblick, in dem die Spannung über der Sekundärwicklung abzunehmen anfängt, eine lawinenartige Entladung des Kondensators auftreten. Dabei wird eine gut reproduzierbare Umschaltung der Polarität erzielt, da ein Teil der magnetischen Energie wieder als elektrische Energie dem Kondensator zurückgeführt wird. Infolgedessen erfolgt die Umpolung der Kondensatorspannung.
Als Vorteile der beschriebenen Massnahme seien erwähnt:
1. Bei jeder Umschaltung wird der Spitzenstrom unabhängig von den Schalttransistoren stets von derselben Komponente, d.h. dem Kondensator, geliefert.
2. Die Geschwindigkeit der Spannungsänderung wird beschränkt, wodurch die Möglichkeit einer Störstrahlung beträchtlich abnimmt.
3. Die Möglichkeit, dass ein Primärstrom verhältnismässig hoher Frequenz die richtige Arbeitsweise der Schaltung stört, nimmt ab.
4. Das Speisegerät braucht nicht imstande zu sein, kurzzeitige hohe Ströme zu liefern.
Der Kapazitätswert des Kondensators kann in der nachfolgenden Weise der Energiemenge entnommen werden, die zum Aufbau des ergänzenden Magnetflusses erforderlich ist:
1 ®2
1.C.U2 = Vy J H.dB
B,
wobei C = Kapazitätswert,
U = Spitzenspannung am Kondensator,
Vy = Eisenvolumen des Ringkerns,
H = magnetische Feldstärke,
B = magnetische Induktion sind.
Es sei noch bemerkt, dass es gegebenenfalls erwünscht sein kann, den Widerstandswert der Sekundärwicklung künstlich dadurch zu vergrössern, dass mit letzterer ein gesonderter Widerstand in Reihe geschaltet wird. Eine solche Massnahme kann nützlich sein zum Schützen des in diesem Falle mit der Reihenschaltung der Sekundärwicklung und des Zusatzwiderstands parallel geschalteten Kondensators und der weiteren Schaltung. Beim Auftreten hoher, primärer Spitzenströme kann die induzierte Spannung höher werden, wodurch eine Sättigung des Kerns 7 des Transformators 6 eher auftritt, wodurch die Energieübertragung beschränkt wird und die Schaltung somit geschützt wird.
Es sei bemerkt, dass die vorstehend beschriebene Massnahme nicht verwechselt werden soll mit der Verwendung eines mit der Sekundärwicklung parallel geschalteten Netzwerks, das an sich aus der Reihenschaltung eines Kondensators und eines Widerstands besteht. Ein solches Netzwerk dient lediglich dazu, die Transistoren vor Überspannung zu schützen. Der Reihenwiderstand, der in diesem Falle nicht mit der Spule, sondern mit dem Kondensator in Reihe geschaltet ist, dient dabei dazu, das Auftreten vom Kondensator hervorgerufener hoher Spitzenströme zu verhüten und Hochfrequenz-Schalterscheinungen zu dämpfen.
Nach Vorstehendem ist die beschriebene Massnahme gerade darauf gerichtet, den Kondensator an Stelle der Schalttransistoren die verhältnismässig hohen Spitzenströme liefern zu lassen, die zum Löschen des Remanenzflusses beim Polaritätswechsel der der Sekundärwicklung zugeführten Spannung erwünscht sind, um eine gute Symmetrie zu erhalten.
Nach der Erläuterung einiger besonderer Einzelheiten des Stromverhaltens der Schaltung II nach Fig. 3 an Hand der Fig. 4—7 sei noch folgendes in bezug auf die Wirkungsweise dieser Schaltung bemerkt. Aus der vorhergehenden Beschreibung geht hervor, dass die Schaltung nach Fig. 3 die Art einer Strommess-Schaltungsanordnung hat, was bedeutet, dass das erhaltene Messignal ein Mass ist für den Strom durch die Primärwicklung W1; bzw. die Summen- oder Unterschiedskomponente der durch einige getrennte, aber durch die Primärwicklung Wj symbolisierte Primärwicklungen fliessende Ströme bildet. Es wird einleuchten, dass durch geeignete Bemessung der integrierten Belastungsimpedanz 8, 9, durch nie-derohmigen Abschluss einer oder mehrerer der Primärwicklungen, durch geeignete Steuerung mittels der Schaltung 26 oder bei Durchgang eines Stroms hohen Wertes durch eine solche Primärwicklung, ein Zustand eintreten kann, bei dem keine Umschaltung des Multivibrators mehr vollführt werden kann, so dass dieser abschaltet. Diese Eigenschaft bringt eine Anzahl besonderer Verwendungsarten der Schaltung nach Fig. 3 mit sich, von denen einige besonders wichtig sind.
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An erster Stelle kann festgestellt werden, dass die Multivibratorschaltung II für den Wert der Abschlussimpedanz der Primärwicklung Wi des Transformators 6 empfindlich ist, da ein zu niedriger Wert dieser Impedanz den Charakter eines Kurzschlusses der Primärwicklung Wj aufweist. Dies ermöglicht es, ein Stromdetektionssystem zum Erzielen einer Information über die galvanische Kontaktleitfähigkeit innerhalb einer, z.B. mit Rücksicht auf einen hohen Spannungspegel, schwer zugänglichen Anlage zu verwenden. Es ist in dieser. Weise auch möglich, Informationen über einen Kurzschluss zwischen der Nulleitung einer Bestriebsanlage einerseits und der Erde anderseits zu erhalten. Ohne weitere Erläuterung der Einzelheiten dieser Erscheinung sei bemerkt, dass das Auftreten eines solchen Schlusses einen die Art eines Erdschlusses fälschenden Einfluss haben kann. Die Schaltung nach Fig. 3 eignet sich zur Detektion solcher Erscheinungen und Fehler und im allgemeinen zum Ausfindigmachen schwer zugänglicher, galvanischer Kontaktsituationen. Es genügt dazu, die bistabile Schaltung in einer nicht in der Zeichnung dargestellten Weise derart auszubilden, dass sie ausserdem auf den Wechselstrom, der die primäre Impedanz infolge der in der Primärwicklung W1 von der Schaltung induzierten Wechselspannung durchfliesst, anspricht in der Weise, dass die Detektion einer Wertabnahme dieser Abschlussimpedanz unterhalb eines bestimmten Schwellenwerts erfolgt.
An zweiter Stelle sei folgendes bemerkt. Bei der Beschreibung der Erregerschaltung III ist nur angegeben worden, dass diese in der betreffenden Ausführungsform die Art einer sogenannten «Trigger»-Schaltung aufweisen kann. Eine solche Schaltung kann nach dem sogenannten «Arbeitsstromprinzip» arbeiten, was bedeutet, dass die Schaltung nur wirksam wird oder einen als Schalt- oder Steuersignal dienenden «Betriebsstrom» abgibt, wenn sie durch eine der Belastungsimpedanz 8, 9 entstammende Messspannung aktiviert wird. Die Tatsache, dass die Multivibratorschaltung II unter den vorerwähnten Umständen auch in den völlig gesperrten Zustand geraten kann, schafft nun die Möglichkeit, an Stelle einer nach dem Arbeitsstromprinzip arbeitenden Erregerschaltung, wie der «Triggerschaltung» 26 in Fig. 3, einen auf die erzeugte Multi-vibratorspannung ansprechenden Detektor zu verwenden, dessen Ausgangssignal zur Steuerung einer nach dem Ruhestromprinzip arbeitenden Erregervorrichtung dient. Im Ruhestand, d.h. solange das Multivibratorsignal detektiert wird, wird diese Erregervorrichtung ein die Fortsetzung des Betriebs anstrebendes Steuersignal abgeben. Wenn die Multivibratorschaltung gesperrt wird, fällt das Ausgangssignal des Detektors ab und reagiert die Erregervorrichtung dadurch, dass die Abgabe des zum Fortsetzen des Betriebs notwendigen Steuersignals sofort angehalten wird. In diesem Falle ergibt sich eine sogenannte «fail-to-safe» Konstruktion.
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Bei einer solchen Verwendungsart wirkt die Schaltanordnung nicht wie ein System mit einer linearen Übertragungsfunktion, sondern wie ein bistabil ansprechendes System mit normalem Multivibratorbetrieb in einem stabilen Zustand und mit unterbrochenem oder gesperrtem Multivibratorbetrieb im anderen stabilen Zustand. Es wird einleuchten, dass eine solche bistabile Verwendung der Strommess-Schaltanordnung verschiedene Verwendungsmöglichkeiten zur Detektion besonderer erwünschter oder besonderer nichterwünschter Zustände, Situationen und Erscheinungen bietet, die in allerhand praktischen Umständen auftreten können und für den Betrieb von grosser Bedeutung sind.
Schliesslich sei noch bemerkt, dass die beschriebenen Strommess-Schaltanordnungen der in den Fig. 2 und 3 dargestellten Art grösstenteils als sogenannte integrierte Schaltungen und als sehr gedrängte Einheiten ausgebildet werden können, wodurch solche Schaltungen sich zur Massenherstellung mit verhältnismässig geringem Kostenaufwand und zum Einbau in existierende, funktionelle Vorrichtungen, z.B. Fehlerstromschutzschaltern eignen. Ausserdem können solche Schaltungen einen solchen Beitrag zur Verbesserung und Vervoll-kommung der wesentlichen Eigenschaften funktioneller Vorrichtungen liefern, dass sie als wesentliche Bestandteile von neuen funktionellen Vorrichtungen betrachtet werden können, von denen diese Systeme einen integrierten Teil bilden können.
Besonders bei Verwendung der Strommess-Schaltanordnungen als integriertes Einzelteil eines Erdfehlerstromschutz-schalters ergibt sich eine wesentlich grössere Sicherheit, da die Anordnung für die (positiven und negativen) Halbzyklen eines Wechselstroms sowie für Gleichstrom empfindlich ist und auch für den Abschlussimpedanzwert des Messstromkreises, und ausserdem eine vom Schlussstromwert unabhängige Ansprechzeit aufweist.
Die Erfindung beschränkt sich selbstverständlich nicht auf die vorstehend beschriebenen und in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsformen. Es lassen sich innerhalb des Rahmens der Erfindung verschiedene Abänderungen in bezug auf die beschriebenen Einzelteile und ihren Zusammenhang anbringen. Es sei insbesondere bemerkt, dass der Ausdruck «Sekundärwicklung» in diesem Zusammenhang nur eine unmittelbar mit der Schaltvorrichtung und vorzugsweise auch/oder mit der Detektionsvorrichtung gekoppelte Wicklung bedeutet, aber sich nicht bezieht auf eine etwaige andere, nicht in der beschriebenen Weise angeschlossene «Tertiärwicklung», die für etwaige andere Zwecke bei der Strommess-Schaltungsanordnung benutzt werden könnte, z.B. zur Rückkopplung mit Rücksicht auf Linearisierung.
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2 Blatt Zeichnungen
Claims (13)
1. Strommess-Schaltungsanordnung, insbesondere zur Verwendung für die Fehlerstrom-Detektion, mit einem weichmagnetischen Kreis mit mindestens einer von einem zu messenden Strom oder von einigen auf Summen- oder Differenzwert zu detektierenden Strömen zu durchmessenden Primärwicklung und mit einer Sekundärwicklung, die mit einer elektrischen Speisequelle mit einer Schaltvorrichtung zur Um-schaltung der Polarität der von der Speisequelle der Sekundärwicklung zugeführten Spannung und mit einer Stromdetek-tionsvorrichtung zur Abgabe eines Schaltsignals an die Schaltvorrichtung, wenn der Strom durch die Wicklung einen vorherbestimmten Grenzwert erreicht hat und mit einer den Strom durch die Wicklung integrierenden Belastungsimpedanz in eine Reihenschaltung aufgenommen ist, gekennzeichnet durch eine Schaltung (1-5; 11, II), die im Falle einer Überschreitung des Grenzwertes durch den im Reihenstromkreis fliessenden Strom eine derart schnelle Umschaltung der Polarität der von der Speisequelle der Sekundärwicklung zugeführten Spannung herbeiführt, dass asymmetrische Einflüsse von Schaltelementen der Strommess-Schaltungsanordnung auf den Verlauf dieser zugeführten Spannung praktisch vermieden sind.
2. Anordnung nach Anspruch 1, wobei die Stromdetek-tionsvorrichtung und die Schaltvorrichtung zu einer elektronischen Schaltung zusammengefügt sind und in den Reihenstromkreis ein Strommesswiderstand aufgenommen ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltung zur schnellen Kommutierung durch einen Differentialverstärker (11) mit positiver Rückkopplung einerseits und mit negativer Rückkopplung vom Strommesswiderstand her anderseits gebildet ist.
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PATENTANSPRÜCHE
3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Strommesswiderstand und die Belastungsimpedanz sich auf der Erd- oder Bezugspotentialseite in dem negativen Rückkopplungsweg befinden.
4. Anordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Ausgang (14) des Differentialverstärkers (11) und einem Bezugspotentialpunkt eine auf die Ausgangsspannung des Verstärkers ansprechende Mess- oder Sicherheitsschaltung (28) angeschlossen ist.
5. Anordnung nach Anspruch 1, wobei die Schaltvorrichtung durch die Brückenschaltung von vier paarweise im leitenden Zustand befindlichen Transistoren gebildet ist und die Reihenschaltung der Sekundärwicklung und der integrierenden Belastungsimpedanz an ihren Enden an zwei einander gegenüberliegenden Eckpunkten der Brückenschaltung angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Brückenschaltung (II) durch eine als Stromdetektionsvorrichtung wirksame Begrenzungsschaltung (22; 22') gespeist ist, die auf einen solchen Stromgrenzwert eingestellt ist, dass, wenn der einem Transistorpaar (Tj, T3 oder T2, T4) der Brückenschaltung zugeführte Strom diesen Grenzwert überschreitet, ein nichtleitender Zustand dieses Transistorpaars (Ti, T3 oder T2, T4) auftritt.
6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Begrenzungsschaltung (22') durch eine Stromspiegelschaltung mit einem durch seinen Widerstandswert den Stromgrenzwert bestimmenden Strommesswiderstand (Ri2; R13, R14) gebildet ist.
7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass mit dem Strommesswiderstand (Rî3) die Reihenschaltung eines zweiten Widerstands (RM) und des Emitter-Kollektorstromkreises eines Transistors (T7) parallel geschaltet ist, dessen Basis auf dem Potential der Speisespannung gehalten wird, derart, dass der Stromgrenzwert durch den Ersatzwiderstandswert der Parallelschaltung der beiden Widerstände (R13, R14) bestimmt wird, jedoch der Spannungsabfall gemäss einer Spannung/Strom-Kennlinie mit einem Teil negativen Widerstandswertes verläuft.
8. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass mit mindestens einer der Wicklungen (W2) des Magnetkreises ein Kondensator (Cx) parallel geschaltet ist.
9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Kondensator (Cx) einen hinreichend hohen Kapazitätswert hat, um, wenn der Magnetkreis (7) sich dem Sättigungszustand nähert, einen solchen Spitzenstrom zu liefern, dass er gemeinsam mit der zugehörigen Wicklung (W2) eine momentane Feldstärke erzeugt, die wenigstens der Sättigungsinduktion des Magnetkreises entspricht.
10. Anordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine auf die Spannung über der integrierenden Belastungsimpedanz (8, 9) ansprechende Trigger- oder nach dem Arbeitsstromprinzip arbeitende Erregerschaltung (26).
11. Anordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen auf die erzeugte Multivibratorspannung ansprechenden Detektor, dessen Ausgangssignal zur Steuerung einer nach dem Ruhestromprinzip arbeitenden Erregervorrichtung dient.
12. Verwendung der Strommess-Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 in einem Erdfehlerstromschutzschalter.
13. Verwendung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Belastungsimpedanz durch die Abschaltspule des Fehlerstromschutzschalters gebildet wird.
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