DE3208213A1

DE3208213A1 - Oszillator und schaltung mit negativem widerstand

Info

Publication number: DE3208213A1
Application number: DE19823208213
Authority: DE
Inventors: Glenn Bruno 13088 Liverpool N.Y. Gawler
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1981-03-10
Filing date: 1982-03-06
Publication date: 1982-09-30
Also published as: KR830009684A; US4378531A; GB2094582A; JPS57159104A

Description

Beschreibung

Oszillator und Schaltung mit negativem Widerstand

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf Oszillatoren und betrifft insbesondere einen Oszillator mit negativem Widerstand (NW), der hergestellt wird, indem ein abgestimmter Parallelschwingkreis mit einer zwei Klemmen aufweisenden Schaltung mit negativem Widerstand verbunden wird. Eine NW-Schaltung ist eine Schaltung/ in der ein Anstieg der Spannung zu einer Abnahme des Stroms führt. Bei dem hier beschriebenen NW-Oszillator werden mehrere Transistoren benutzt, die so geschaltet sind, daß sich die vorgenannte NW-Charakteristik ergibt, und der Oszillator wird aus Schaltungskomponenten hergestellt, die zur Integration in einem monolithischen Substrat geeignet sind.

NW-Oszillatoren sind an sich bekannt, und die einzelnen Schaltungen, die den Oszillator bilden, enthalten Stromquellen und Stromverbraucher oder -senken, die ebenfalls an sich bekannt sind. Solche Schaltungen sind beispielsweise in dem

-η.

Buch "Analogue Integrated Circuit Design" von Aaron B. Grebene, 1972, Van Nostrand Reinholdt Company, beschrieben.

Bei der Verwendung in einer integrierten Schaltung (IS) muß ein NW-Oszillator gewöhnlich eine komplexe Gruppe von Beschränkungen erfüllen, die mit der gesamten Integrationstechnik in Einklang sind. Wenn angenommen wird, daß eine besondere Schaltungsfunktion einer anderen IS-Schaltungsanordnung, die andere Schaltungsfunktionen erfüllt, hinzuzufügen ist, so ist es erwünscht, daß die inkrementelle Stiftzahl der zusätzlichen Funktion ein Minimum ist. Es ist ausserdem erwünscht, daß die Unterteilung mit den Kosten des Integrierens von Schaltungskomponenten in Einklang ist, was das Hinzufügen von Widerständen (in einem gewissen Bereich) oder von aktiven Vorrichtungen zu kleinen inkrementellen Kosten gestattet, während es im allgemeinen die Integration von Spulen oder Kondensatoren verbietet. Die Unterteilung muß daher vorzugsweise an einer Schaltungsgrenze erfolgen, wo nur nichtintegrierbare Schaltungskomponenten außerhalb des Chips und nur integrierbare Schaltungskomponenten auf dem Chip sind und wo, wie oben erwähnt, die Schaltungsverbindungen zwischen den sich auf dem Chip und den sich nicht auf dem Chip befindlichen Teilen ein Minimum sind.

Die elektrischen Eigenschaften des Oszillators werden durch den Verwendungszweck diktiert. In dem hier beschriebenen Fall ist der Verwendungszweck der Löschkopf eines Magnetbandgerätes. Bei diesem Verwendungszweck ist es erwünscht, daß der Spannungshub oder Steuerspannungsbereich des Oszillators optimal und in Einklang mit einer begrenzten Gleichstromvor'spannung, die häufig in billigen IS-Schaltungsanordnungen vorhanden ist, ist. Es sollten eine Steuerung des Spitzenstromhubes, ein ausreichendes Stromspeisevermögen und eine wirksame Umwandlung von Gleichstrom in Wechselstrom möglich sein.

Es ist demgemäß Aufgabe der Erfindung, einen verbesserten Oszillator zu schaffen, der sich zur integrierten Herstellung eignet.

Weiter soll ein verbesserter Oszillator mit negativem Widerstand geschaffen werden.

Zur Lösung dieser Aufgabe schafft die Erfindung einen Oszillator mit negativem Widerstand, der drei Klemmen an der Schnittstelle zwischen dem integrierten Teil des Oszillators und dem nichtintegrierten Teil hat. Die drei Klemmen dienen zur Verbindung mit einem positiven Gleichstrompotential, zur Verbindung mit Masse bzw. zur Verbindung mit einem Resonanzschwingkreis. Der Resonanzschwingkreis kann die Form eines Transformators haben, dessen Primärwicklung zwischen die erste und die dritte Klemme geschaltet ist. Die Sekundärwicklung des Transformators bildet eine Einrichtung zum Koppeln einer Last mit dem Schwingkreis.

Der integrierte Teil des Oszillators enthält eine Stromquelle, die ein erstes Transistorverstärkungselement aufweist, dessen Emitter mit dem positiven Gleichstrompotential über einen Vorspannungswiderstand verbunden ist. Die Basis des ersten Transistors ist mit dem Verbindungspunkt einer dreizweigigen Schaltung verbunden. Der erste Zweig enthält in Reihe geschaltet eine erste Diode und einen ersten Widerstand, die so geschaltet sind, daß sie Strom von der positiven Klemme zu dem Verbindungspunkt leiten. Der zweite Zweig enthält in Reihe geschaltet eine zweite Diode und einen zweiten Widerstand, die so geschaltet sind, daß sie Strom von der dritten (mit dem Schwingkreis verbundenen) Klemme zu dem Verbindungspunkt leiten. Der dritte Zweig ist eine erste Stromsenke, die so geschaltet ist, daß sie einen gesteuerten Strom I_cc von dem Verbindungspunkt zur Masse zieht. In der Anordnung bewirkt jede Verringerung des Stroms in dem ersten

Zweig eine Verringerung des Stroms in dem zweiten Zweig, und umgekehrt.

Der Kollektor des ersten Transistors ist über eine Last, die eine in Reihe geschaltete dritte Diode und einen vierten Widerstand enthält/ mit Masse verbunden.

Der Strom in der Stromquelle hat eine erste Proportionalität MI zu dem Steuerstrom I_cc/ wenn die Diode in dem zweiten Zweig nichtleitend ist. Diese Proportionalität kann eins sein.

Eine zweite Stromsenke ist vorgesehen, die ein· zweites Transistorverstärkungselement enthält, dessen Emitter über einen fünften Widerstand mit Masse verbunden ist und dessen Basis an die Last der Stromquelle, angeschlossen ist. Der Strom der zweiten Senke hat eine zweite Proportionalität M2 zu dem Quellenstrom (M1) (I_c ), wenn die Diode in dem zweiten Zweig nichtleitend ist.

Der bis hierher beschriebene Oszillator arbeitet zwischen einem ersten Zustand, in welchem der erste Zweig der dreizweigigen Schaltung leitend ist (der zweite Zweig ist nichtleitend) und der Oszillatorausgangsstrom gleich dem gesteuerten Strom I_cc mal der ersten (M1) und der zweiten (M2) Proportionalität ist:

(I_cc) (M1) (M2);

und einem zweiten Zustand, in welchem der zweite Zweig leitend ist(der erste Zweig ist nichtleitend) und der Oszillatorausgangsstrom gleich dem gesteuerten Strom I_cc ist. Der Oszillator arbeitet also, kurz gesagt, zwischen zwei stabilisierten Betriebszuständen, in welchen sowohl der Spitzenais auch der Minimalstrom gesteuert wird.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben.

Die einzige Figur der Zeichnung zeigt ein Schaltbild eines NW-Oszillators, der zur Teilintegration in die komplexere integrierte Schaltung geeignet ist und dessen Verwendungszweck das Speisen des Löschkopfes eines Magnetbandgerätes ist.

Ein NW-Oszillator/ der zum Speisen des Löschkopfes' eines Magnetbandgerätes vorgesehen und zur Teilintegration geeignet ist, ist in der Figur dargestellt. Der integrierte Schaltungsteil des Oszillators hat eine erste Klemme 11 für den Anschluß an ein positives Gleichstromvorspahnungspotential, eine zweite Klemme 12, die typischerweise das Substrat der integrierten Schaltung ist, zum Anschluß an ein Gleichstrombezugspotential oder Masse, und eine dritte Klemme 13 zur Verbindung des Chips mit einem Resonanzschwingkreis 15, 16,in welchem das Oszillatorsausgangssignal gebildet wird und mit welchem der Löschkopf 14 verbunden ist. Der Resonanzschwingkreis enthält einen Kondensator 15 und einen Aufwärtsspartransformator 16 mit einer gemeinsamen Klemme 17, die mit der Klemme 11 der integrierten Schaltung verbunden ist, einem Primärabgriff 18, der mit der Klemme 13. der integrierten Schaltung verbunden ist> und einer Sekundärklemme 19. Der Kondensator 15 und der Löschkopf 14 sind zwischen die gemeinsame Spartransformatorklemme 17 und die Sekundärklemme 19 geschaltet.

Der in der Figur gezeigte Oszillator liefert einen Spitze-Spitze-Hub von 6 V bei einer Vorspannung von 4,0 V und einen Löschkopfeffektivstrom von 25 mA bei einem Eingangsgleichstrom von 11 mA. Der Ausgangsstrom wird auf einen typischen Spitzenwert von 17 mA und auf einen gesteuerten Mindeststrom von ungefähr 1,7 mA gesteuert. Die Gleichstrom/Wechselstrom-

ΛΛ.

Umwandlungsrate beträgt 1,2 mA (Grund-Spitze) für 1 mA Gleichstrom und das Schwingen wird über einer beträchtlichen Verringerung der Spannung gegenüber dem Optimalwert gewährleistet.

Der integrierte Schaltungsteil des NW-Oszillators enthält drei Transistoren Q1, Q2 und Q3 sowie diesen Transistoren zugeordnete Sundry-Dioden und Widerstände zur Bildung einer Stromquelle, einer ersten Stromsenke bzw. einer zweiten Stromsenke in Verstärkerschaltungsanordnung.

Die Stromquelle, die dem Transistor Q1 zugeordnet ist, enthält die Schaltungskomponenten Q1, R3, R2, D2, D1, R1 und gibt einen gesteuerten Strom an eine Last ab, die aus den Elementen D3, R4 besteht. Der Emitter des Transistors QT ist über einen Vorspannungswiderstand R3 mit der Klemme 11 verbunden, der positive Vorspannungspotentiale V_cc zugeführt werden. Der Kollektor des Transistors Q1 ist in Reihenschaltung über die Diode D3 und den Widerstand R4 mit der Substratklemme 12 verbunden. Die Basis des Transistors Q1 ist mit dem Verbindungspunkt 20 einer dreizweigigen Vorspannüngsschaltung verbunden, in welcher der erste Zweig einen Widerstand R2 und eine Diode D2 enthält, die in Reihe an die V_cc-Klemme 11 angeschlossen sind, der zweite Zweig die Diode D1 und den Widerstand R1 enthält, die in Reihe an die Klemme 13 angeschlossen sind, und der Verbindungspunkt zur Masse über eine Stromsenke zurückgeführt ist, die dem Transistor Q3 zugeordnet ist und einen gesteuerten Strom von dem Verbindüngspunkt her liefert.

Der Stromquellentransistor Q1 ist ein lateraler PNP-Transistor, dessen ß-Wert in dem Bereich von 20-60 liegt, und dereine Fläche einnimmt, die gleich dem Vierfachen der Mindestabmessung ist. Der Emitterwiderstand beträgt 262 Ohm und hat damit einen Wert, der so berechnet ist, daß ein

Ausgangsstrom erzeugt wird, der im wesentlichen gleich dem ist, welcher dem ersten Zweig D2, R2 zugeführt wird. In dem ersten Zweig hat der Widerstand R2 einen Wert von 250 Ohm, und die Diode D2 ist ein als Diode geschalteter lateraler PNP-Transistor, der die Mindestabmessung hat und bei dem Basis und Kollektor miteinander verbunden sind. Der zweite Zweig der'Vorspannungsschaltung enthält einen als zweite Diode D1 geschalteten lateralen PNP-Transistor mit der Mindestabmessung, der mit dem Widerstand R1 von 250 Ohm verbunden ist. Wenn ein Zustand angenommen wird, in welchem die Klemme 13 auf demselben Potential wie das Potential V_cc ist, und wenn der Basisstrom des Transistors Q1 vernachlässigt wird, so sind die Ströme in dem ersten und dem zweiten Zweig gleich und gleich der Hälfte des durch die erste Stromsenke Q3 gelieferten Stroms. Die Beschreibung wird weiter unten zeigen, daß beim Schwingen des NW-Oszillators der erste und der zweite Zweig abwechselnd einen Strom leiten, der gleich dem durch die Stromsenke eingestellten ist, was nun erläutert wird.

Die (dem Transisotr Q3 zugeordnete) erste Strorasenke enthält die Schaltungskomponenten Q3, R7, D4, R6 und eine Bezugsstromquelle, die durch den Block 21 dargestellt ist, für die in der Praxis ein Bandabstandsregler benutzt werden kann.·Stattdessen kann ein Bandabstandsregler benutzt werden, um die Basisspannung des Transistors Q3 einzustellen. Der Stromsenkentransistor Q3 ist ein NPN-Transistor, der einen ß-Wert hat, welcher in dem Bereich von 80-250 liegt, und eine Fläche mit der Mindestabmessung. Ein Vorspannungswiderstand R7 ist zwischen den Emitter des Transistors Q3 und die Substratklemme 12 geschaltet. Die Bezugsstromquelle 21 ist mit der Basis des Transistors Q3 und mit der Anode der Diode D4 verbunden . Die Katode der Diode D4 ist über den Widerstand R6 mit der Substratklemme 12 verbunden. Bei einer Diode D4 mit der Mindestabmessung, Widerständen von 200 Ohm für R6 und

/Ii.

48 Ohm für R7 und einem Bezugsstrom Ι_πτ-,~ von 0,57 mA hat die

XVEi Γ

Stromsenke einen Stromproportionalxtät M3 von 3,05 und erzeugt einen ersten Senken- oder Verbraucherausgangsstrom I_rr von 1,70 mA, den sie aus dem Verbindungspunkt 20 zieht. Wenn angenommen wird, daß der zweite Zweig nichtleitend ist, dann ist der Quellenausgangsstrom IQ1 gleich (M1) (Ι_ΠΓ.) · Wenn M1 gleich "1" angenommen wird, dann ist der Quellenausgangsstrom IQ1 gleich dem ersten Senkenausgangsstrom I _. Der Strom IQ1, den die Quelle an die Last D3, R4 abgibt, wird benutzt, um die zweite Stromsenke vorzuspannen.

Die (dem Transistor Q2 zugeordnete) zweite Stromsenke enthält die Schaltungskomponenten Q2, R5, D3 und R4. Der Stromsenkentransistor Q2 ist ein NPN-Transistor, der einen ß-Wert hat, welcher in dem Bereich von 80-250 liegt,und eine Fläche, die gleich dem Vierfachen der Mindestabmessung ist. Ein Vorspannungswiderstand R5 ist zwischen den Emitter des Transistors Q2 und die Substratklemme 12 geschaltet. Die Basis des Transitors Q2 ist mit der Verbindung des Kollektors der Stromquelle Q1 mit der Anode der Diode D3 verbunden. Der mit dem Emitter verbundene Widerstand R5 hat einen Wert von 12 Ohm, während der Wert des Widerstands R4 140 Ohm beträgt. Die Konfiguration ist so ausgelegt, daß eine zweite Proportionalität M2, die gleich "10" ist, zwischen dem Ausgangsstrom IQ2 und dem Eingangsstrom IQ1 der zweiten Stromsenke erzeugt wird.

Es wird nun mit der Annahme fortgefahren, daß der zweite Zweig (Diode D1) der dreizweigigen Schaltung nichtleitend und der erste Zweig leitend ist, daß der Quellenstrom IQ1 gleich (M1) (Ipp) und der zweite Senkenstrom IQ2 gleich (M1) (M2) (¹Pp) ist, was zu einem Ausgangsstrom von 17 mA führt.

Der bis hierher beschriebene Oszillator wird zwischen zwei Grenzen schwingen. An der oberen Grenze leitet die Diode D2

-r-

in dem ersten Zweig der dreizweigigen Schaltung im wesentlichen den gesamten Ausgangsstrom ~^_cci der über die erste Stromsenke verfügbar ist, und die Diode DI in dem zweiten Zweig ist nichtleitend. An dieser oberen Grenze werden die Transistoren Q1 und Q2 voll leitend, und der zweite Senkenstrom IQ2 bildet den maximalen Laststrom (17 mA), der über die Klemme 13 dem Lastkreis entnommen wird. An der unteren Grenze leitet die Diode D1 in dem zweiten Zweig sämtlichen Strom, der über die erste Stromsenke verfügbar ist (I_cc)/ und es wird kein Strom durch die Diode D2 in dem ersten Zweig gezogen. Infolgedessen sind die Transistoren Q1 und Q2 nichtleitend. In diesem Zustand ist der über die Last gezogene Strom der unverstärkte Strom von 1,70 mA, der über die erste Stromsenke verfügbar ist.

Das Einsetzen von Schwingungen kann folgendermaßen beschrieben werden. Wenn der Schaltung zum ersten Mal Strom zugeführt wird, beginnt der Strom, von der positiven Klemme 11 aus in die verschiedenen Schaltungswege, zu denen der erste und der zweite Zweig der dreizweigigen Schaltung gehören, und zu der Substratklemme 12 zu fließen. Die Induktivität des Transformators 17 bildet eine negativ-gehende Spannung in bezug auf über den Abgriff 18 des Transformators hinausfließenden Strom, die die Energie in das Magnetfeld absorbiert, die Spannung an der Klemme 13 verringert und.bewirkt, daß ein größerer Anteil des Stroms aus der ersten Stromsenke Q3 über die Diode D2 in dem ersten Zweig als in den zweiten Zweig fließt. Die Differenzspannung, die gebildet wird, begünstigt das Anwachsen des Stroms in dem ersten Zweig über den Wert des. Stroms in dem zweiten Zweig hinaus und begünstigt aufgrund der Kaskadenschaltung einen Anstieg des Stroms über den Transistor Q2, was eine weitere induktive Verringerung des Potentials an der Klemme 13 und eine weitere Abnahme des Stroms in dem zweiten Zweig erzeugt. Der Vorgang setzt sich fort, bis der Strom die obere Grenze erreicht, bei der die

maximale Energie in dem Magnetfeld gespeichert wird. Wenn das Magnetfeld zusammenbricht, wird die Energie übertragen, um den Kondensator 16 im umgekehrten Sinn aufzuladen. Eine negative Spannungsspitze an dem Kondensator wird erreicht, wenn sämtliche Energie auf den Kondensator übertragen wird. Nach der negativen Spannungsspitze entlädt sich der Kondensator über die Spule in umgekehrter Richtung, wodurch die vorherige Richtung der Differenzspannung zwischen dem ersten und dem zweiten Zweig umgekehrt wird. Der erste Zweig wird nun abgeschaltet, der zweite Zweig wird nun eingeschaltet, und der Trend geht weiter bis zu einem Punkt, wo der zweite Zweig sämtlichen Strom leitet, der aus der Senke Q3 verfügbar ist,und der erste Zweig ist nichtleitend.

Die negative Konduktanz, die aufgrund der aktiven Elemente der Schaltung zur Verfügung steht, kann folgendermaßen berechnet werden, wobei gilt M3 = M1 + M2:

r - ^R2 Ml 1 _Mv

" R1 + R2 R3 " R1 + R2 ^l "

1 3,05 1

2 262 "500

G = ~ - 0,004

Die "positive" Lastkonduktanz, die von dem Löschkopf dargestellt wird, sollte kleiner sein als der negative Konduktanzwert. Das gewährleistet das Schwingen und ein enges, bis zu 50% betragendes Tastverhältnis in einer Trapezausgangskurve, die sich zwischen den angegebenen Stromgrenzen ändert. Der Spannungshub wird durch geeignete Wahl des Transformatorwindungsverhältnisses gesteuert. Die Grundstromamplitude beträgt 2 I I Ti

Spitze * Wenn der Spitzenspannungshub (^vs_D-_tze) durch

den größten erwarteten Strom, z.B. 23 mA, ausgedrückt wird, so sollte für die Resonanzimpedanz R_L gelten:

_ ^{π V}Spitze
^L " ^{2 1 (2)}

-Ar-

wobei V_c .. ausreichend niedrig gewählt werden sollte, um eine Sättigung des Transistors Q2 zu verhindern. In einem praktischen Fall kann die Auslegung einen Spannungshub von -3 V oder eine Ausgangsspannung von 6 ^vg_Ditze-Spitze k^ei einer Gleichspannungsversorgung von 4 V liefern.

Der bis hierher beschriebene Oszillator ist so ausgelegt, daß er mit einem herkömmlichen Löschkopf arbeitet, welcher typischerweise einen Effektivstrom von 25 mA bei 50 kHz erfordert. Die Spitzenkopfspannung kann aus der erforderlichen Kopfspeisung und der Reaktanz des Kopfes erhalten werden. Wenn angenommen wird, daß die integrierte Schaltung mit einer bestimmten Gleichstromvorspannung über einem bestimmten Bereich arbeiten sollte, beispielsweise 3 V für eine Gleichstromvorspannung von 4 V, so kann das Spartransformatorwindungsverhältnis berechnet werden. Wenn die Transformator/ Kopfparameter benutzt werden, dann ergibt sich die erforderliche Sekundärstromspeisung oder -ansteuerung Is:

IS , QI_H

wobei I„ der KopfSpeisestrom ist. Die Primäreffektivstrom-' speisung (= NIs) legt somit den erforderlichen Spitze-Spitze-Ausgangsstrom der integrierten Schaltung fest.

Das Einstellen des Windungszahlverhältnisses des Spartransformators 16 ermöglicht einen Bereich einer Anpassung einer bestimmten integrierten Schaltung an die Erfordernisse einer Vielfalt von Löschköpfen·Der Transformator wird auf herkömmliche Weise ausgelegt, wobei als Wicklung eine Flanschspule und ein diese umgebender becherförmiger Kern benutzt wird. Dieser Aufbau ergibt einen beträchtlichen Luftspalt, der die Sättigung verhindert, und es wird ein Ferritmagnetmaterial verwendet, das für einen Betrieb bei 50 kHz geeignet ist.

Die vorstehend beschriebene Oszillatorauslegung wird für die Verwendung in einer integrierten Schaltung ii Verbindung mit

einer weiteren Schaltungsanordnung, die andere Funktionen in Verbindung mit einem Magnetbandgerät erfüllt, optimiert. Bei diesem Verwendungszweck ist es erwünscht, daß jede vorgesehene Schaltungsfunktion ein Minimum an zusätzlichen Anschlußstiften erfordert. Bei dem hier beschriebenen Oszillator sind die Verbindungen 11 und 12 denjenigen gemeinsam, die bereits durch andere Teile der integrierten Schaltung verlangt werden. Nur der einzelne Anschlußstift 13 muß hinzugefügt werden, um das Vorsehen der Oszillatorfunktion zu ermöglichen.

Die vorstehend beschriebene Schaltung ist zwar in herkömmlichen IS-Stromquellen- und -Stromsenkenkonfigurationen dargestellt worden, bei denen die Basisvorspannungswege sowohl eine Diode als auch einen Widerstand im Nebenschluß mit der Reihenschaltung aus der Eingangsubergangszone des aktiven Transistors und seines Emitterwiderstands enthalten, ingewissen Fällen können jedoch die Werte dieser Widerstände geändert werden, und in einigen Fällen können die Widerstände überhaupt beseitigt werden, ohne die Stromeinstellfunktion der Schaltung zu beeinträchtigen.

In der gesamten Beschreibung ist der Ausdruck "Stromquelle" oder "Stromsenke" (current sink) in dem Sinne einer Klasse einer Konstantstromstufe'benutzt worden, wie der Ausdruck in dem Buch "Analogue Integrated Circuit Design",A.B. Grebene, Van Nostrand Reinholdt Company, 1972, Kapitel 4, Abschnitt 4.1, benutzt wird, wo nämlich angegeben ist, daß "in einer Konstantstromstufe der Bezugsstrom in einem Zweig der Schaltung in einem zweiten Zweig genau reproduziert wird, und zwar relativ unabhängig von den Absolutwerten der Vorrichtungsparameter" . Das bedeutet, daß die Impedanz der "Last" in dem zweiten Zweig in bezug auf die "Quellen"-Impedanz klein ist und daß die Konstantstromstufe so angesehen werden kann, als simuliere sie einen Stromerzeuger, von welchem eine Klemme mit einer Wechselstrommasse verbunden ist.

- 13/-

^r 1

Während der maximale und der minimale Stromwert durch die ersten Stromsenke (I_cc) festgelegt werden, kann in dem Fall, daß ein weiterer Stift für die Oszillatorfunktidn verfügbar ist, ein Widerstand R 7 außerhalb der integrierten Schaltung vorgesehen werden. Die Basis des Transistors Q3 sollte dann um einen Diodenspannungsabfall über der Ausgangsspannung eines Bandabstandsreglers vorgespannt werden. Das gestattet, den Widerstand R7 zu wählen und den Strom Ip,-, mit größerer Genauigkeit einzustellen als es mit auf dem Chip hergestelltem Widerstand R7 möglich ist.

Darüber hinaus sind zwar besondere Schaltungswerte angegeben worden, die eine Stromproportionalität M1 von eins für die Stromquelle Q1 und eine Stromproportionalität M2 von 10 für die zweite Stromsenke Q2 erzeugen, diese Werte sind jedoch für den vorgesehenen Verwendungszweck optimiert und können je nach Erfordernis verändert werden. Eine Stromproportionalität M1 von 1 hat den Vorteil, eine praktische M1-Toleranz für erwartete IS-Prozessveränderungen zu gewährleisten. Eine Stromproportionalität M1 von eins bedeutet Unempfindlichkeit gegenüber einer PNP-ß-Veränderung, weil die niedrigen ß-Werte bei höheren Stromwerten auftreten (1,7 mA ist für eine laterale PNP-Vorrichtüng hoch, selbst mit einer 4X-Vorrichtung.) Ein M2-Wert von 10 ergibt aus ähnlichen Gründen eine praktische M2-Toleranz für erwartete ß-Veränderungen der NPN-IS-Vorrichtungen.

Der Ausdruck (1) gibt zwar die Größe der negativen Konduktanz des Oszillators an, durch Multiplizieren beider Glieder des Ausdrucks mit (RI + R2) und durch Umschreiben des Ergebnisses in eine Ungleichung kann jedoch festgestellt werden, daß die Konduktanzen negativ sein werden, wenn gilt:

R₉ M3 R₀ (M1) (M2)

~ > 1 oder ~ > 1

^R3 ^R3

wobei R₂ der Widerstand des ersten Zweiges und R₃ der Widerstand in dem Emitterpfad ist.

* ZO.

Leerseite

Claims

Ansprüche : IiJ Oszillator mit negativem Widerstand, gekennzeichnet durch: A) eine erste Klemme (11) zum Anschluß an eine positive Gleichstromvorspannung, eine zweite Klemme (12) zum Anschluß an eine Bezugsgleichspannung und eine dritte Klemme (13) , B) einen Resonanzschwingkreis (15, 16), der eine Spule (16) enthält, die zwischen die erste und die dritte Klemme (11, 13) geschaltet ist, C) eine Einrichtung zum Koppeln einer Last (D3, R4) mit dem Resonanzschwingkreis (15, 16), D) eine Stromquelle, die ein erstes Transistorverstärkungselement (Q1) enthält,

1) dessen Emitter mit der ersten Klemme (11) leitend verbunden ist und

2) dessen Basis mit dem Verbindungspunkt einer dreizweigigen Schaltung verbunden ist, in welcher:

a) der erste Zweig eine erste Diode (D2) enthält, die so geschaltet ist, daß sie Strom von der ersten Klemme (11) zu dem Verbindungspunkt leitet,

b) der zweite Zweig eine zweite Diode (D1) enthält, die so geschaltet ist, daß sie Strom von der dritten Klemme (13) zu dem Verbindungspunkt leitet, und

c) der dritte Zweig mit der zweiten Klemme (12) verbunden ist und eine erste Stromsenke (Q3, R7, D4, R6) enthält, um einen gesteuerten Strom d_cc) aus dem Verbindungspunkt zu ziehen,

wobei jede Abnahme des Stroms in dem zweiten Zweig den Strom in dem ersten Zweig vergrößert, und umgekehrt, und

3) dessen Kollektor über eine Last, die eine dritte Diode (D3) enthält, mit der Klemme verbunden ist, wobei der Quellenstrom, der in dem Kollektor auftritt, eine erste Proportionalität (M1) zu dem gesteuerten Strom (Ip_C) hat, wenn die Diode in dem zweiten Zweig nichtleitend ist, und

E) eine zweite Stromsenke (Q2, R5, D3, R4), die ein zweites Transistorverstärkungselement (Q2) enthält,

1) dessen Emitter mit der zweiten Klemme (12) leitend verbunden ist,

2) dessen Kollektor so gerichtet angeschlossen ist, daß aus der dritten Klemme (13) ein Strom gezogen wird, der eine zweite Proportionalität (M2) zu dem Quellenstrom {(M1) d_cc)) hat, die wesentlich größer als die erste Proportionalität ist, wenn die Diode in dem zweiten Zweig nichtleitend ist,

wobei die Schwingung zwischen einem ersten Zustand, in welchem der erste Zweig leitend und der Oszillatorausgangsstrom gleich dem gesteuerten Strom (I_cc) mal der ersten (M1) und der zweiten (M2) Proportionalität ist,

(I_cc) (M1) (M2), .

und

einem zweiten Zustand auftritt, in welchem der zweite Zweig leitend und der Oszillatorausgangsstrom ungefähr gleich dem gesteuerten Strom (I_cc) ist.

2. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Widerstand (R3) vorgesehen ist zum leitenden Verbinden des Emitters des ersten Transistors mit der ersten Klemme (11),

daß ein zweiter Widerstand (R2) in dem ersten Zweig in Reihe mit der ersten Diode (D2) vorgesehen ist, und daß eindritter Widerstand (R1) in dem zweiten Zweig in Reihe mit der zweiten Diode (D1) vorgesehen ist.

3. Oszillator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Widerstand (R2) gleich dem dritten Widerstand (R1) ist und daß der erste Widerstand (R3) so gewählt ist, daß eine erste Proportionalität (M1) erzielt wird, die ungefähr gleich eins ist.

4. Oszillator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,

daß ein vierter Widerstand (R4) in der an den Kollektor angeschlossenen Last (D3, R4) vorhanden und mit der dritten Diode (D3) in Reihe geschaltet ist, und

daß ein fünfter Widerstand (R5) vorgesehen ist, der den Emitter des zweiten Transitors (Q2) mit der zweiten Klemme (12) leitend verbindet.

5. Oszillator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,

daß der zweite Widerstand (R2) gleich dem dritten Widerstand (R1) ist und der erste Widerstand (R3) so gewählt ist, daß für die erste Proportionalität (M1) ein Wert erzielt wird, der ungefähr gleich eins ist, und

daß der vierte und der fünfte Widerstand (R4, R5 )· so gewählt sind, daß für die zweite Proportionalität ein Wert erzielt wird, der wesentlich größer als eins ist.

6. Oszillator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Spule ein Teil eines Transformators (16) ist, dessen Primärwicklung zwischen die erste und die dritte Klemme

32082Ί3 ' ν

(11, 13) geschaltet ist, und

daß die Einrichtung zum Koppeln einer Last mit dem Resonanzschwingkreis (15, 16) die Sekundärwicklung des Transformators ist.

7. Oszillator nach Anspruch 4, der zur Teilintegration geeignet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Stromsenke (Q3, R7, D4, R6; Q2, R5, D3, R4) auf einem gemeinsamen Substrat integriert sind, während der Resonanzschwingkreis (15, 16) und die Last (D3, R4) von diesem getrennt sind.

8. Schaltung mit negativem Widerstand, gekennzeichnet durch:

A) eine erste Klemme (11) zum Anschluß an eine positive Gleichstromvorspannung, eine zweite Klemme (12) zum Anschluß an eine Bezugsgleichspannung und eine dritte Klemme (13), an der der negative Widerstand auftritt,

B) eine Stromquelle, die ein erstes Transistorverstärkungselement (QI) enthält,

1) dessen Emitter mit der ersten Klemme (11) leitend verbunden ist,

2) dessen Basis mit dem Verbindungspunkt einer dreizweigigen Schaltung verbunden ist, in welcher

c) der dritte Zweig mit der zweiten Klemme (12) verbunden ist und eine erste Stromsenke (Q3, R7, D4, R6) enthält, um einen gesteuerten Strom (I_n,-.) aus dem Verbindungspunkt zu ziehen,

wobei jede Abnahme des Stroms in dem zweiten Zweig

_ 5 —

den Strom in dem ersten Zweig vergrößert, und umgekehrt , und
3) dessen Kollektor über eine Last (D3, R4), die eine

dritte Diode (D3) enthält, mit der zweiten Klemme (12) verbunden ist, wobei der Quellenstrom, der in dem Kollektor auftritt, eine erste Proportionalität (M1) zu dem gesteuerten Strom (I_cc) hat, wenn die Diode (D1) in dem zweiten Zweig nichtleitend ist, und C) eine zweite Stromsenke (Q2, R5, D3, R4), die ein zweites Transistorverstärkungselement (Q2) enthält,

1) dessen Emitter mit der zweiten Klemme (12) leitend verbunden ist,

2) dessen Kollektor so gerichtet angeschlossen ist, daß aus der dritten Klemme ein Strom gezogen wird, der eine zweite Proportionalität (M2) zu dem Quellenstrom hat ((M1) (I_cc))i die wesentlich größer als eins ist, wenn die Diode (D1) in dem zweiten Zweig nichtleitend ist,

wobei die Schaltung einen ersten Zustand hat, in welchem der erste Zweig leitend und der zweite Zweig nichtleitend ist, und einen zweiten Zustand, in welchem der zweite Zweig leitend und der erste Zweig nichtleitend ist.

9. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Widerstand (R3) vorgesehen ist zum leitenden Verbinden des Emitters des ersten Transistors (Q1) mit der ersten Klemme (11),

daß ein zweiter Widerstand (R2) in dem erstsi Zweig in Reihe mit der ersten Diode (D2) vorgesehen ist, und daß ein dritter Widerstand (R1) in dem zweiten Zweig in Reihe mit der zweiten Diode (D1) vorgesehen ist, wobei die Schaltungsparameter folgende Ungleichung erfüllen

^R2

^- (M1) (M2) > 1.

^R3