AT394272B - Indikator zur digitalanzeige einer relativverschiebung - Google Patents

Description

AT 394 272 B

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Indikator zur digitalsignalmäßigen Anzeige der Relativverschiebung zwischen einem Objekt und einer objektbezogenen Einrichtung, z. B. einem Werkstück und einer Werkzeugmaschine, wobei die Einrichtung eine Magnetskala aufweist, auf welcher Eichsignale einer vorbestimmten Wellenlänge als magnetische Teilung aufgezeichnet sind, wobei der Indikator einen ersten und einen zweiten Magnetkopf, die zur Wiedergabe der Eichsignale der Magnetskala bei der Relativverschiebung zwischen der Magnetskala und den Magnetköpfen angeordnet sind, eine Erregerschaltung zum Erregen des ersten und des zweiten Magnetkopfes mit Impulssignalen, sodaß jeder Magnetkopf ein von dem aus der Magnetskala wiedergegebenen Eichsignal und dem ihr zugeführten Erregungsimpulssignal abgeleitetes, abgleichsmoduliertes Impulssignal erzeugt, eine Addierschaltung, welche die beiden durch den ersten und den zweiten Magnetkopf erzeugten abgleichsmodulierten Signale addiert und ein einen vorbestimmten Gesamtfrequenzbereich einnehmendes phasenmoduliertes Impulssignal erzeugt, welches eine zur Verschiebung zwischen der Skala und den Magnetköpfen proportionale Phasenverschiebung besitzt, eine Wählschaltung, welche einen Teil des phasenmodulierten Impulssignals innerhalb eines vorbestimmten Frequenzbereichs des Gesamtffequenzbereiches auswählt, und einen Detektor, welcher vorbestimmte Zuwachswerte einer Phasenverschiebung im phasenmodulierten Impulssignal feststellt und Ausgangsimpulssignale erzeugt, welche entsprechende Ver-schiebungsinkremente darstellen, aufweist.

Bei der Steuerung von beispielsweise einer Werkzeugmaschine ist wichtig, die Verschiebung dieser Werkzeugmaschine relativ zu einem Werkstück zu kennen.

Eine genauere Steuerung der Werkzeugmaschine wird erreicht, falls die Steuervorrichtung dafür ein Digitalsteuersystem ist. Infolgedessen ist vorteilhaft, eine Verschiebungsdetektoreinrichtung zu schaffen, welche verschiebungsbezogene Signale in digitaler Form erzeugt.

Eine Bauart einer Verschiebungsdetektoreinrichtung ist in der US-PS Nr. 3 582 924 beschrieben. Bei der vorbekannten Einrichtung ist ein Glied, dessen Verschiebung detektormäßig zu ermitteln ist, mit einer Magnetskala versehen, auf welcher Bezugsskalenteilungen, die als Magnetgitter oder Magneteinschnitte bekannt sind, und als Eichsignale dienen, aufgezeichnet sind. Diese Magnetgitter zeigen eine vorbestimmte Wellenlänge, wobei zwei Magnetköpfe zur Wiedergabe dieser Magneteinschnitte angeordnet sind, die wiederum als sinusförmige Signale aussehen, deren Amplituden sich als Funktion der Verschiebung eine Magnetgitteranordnung relativ zu den Magnetköpfen ändert. Diese Köpfe sind auch mit einem Schwingungssignal einer vorbestimmten Frequenz erreicht, welches als ein Träger dient, der durch die wiedergegebenen Magnetgitter moduliert werden soll. Das somit durch jeden Magnetkopf erzeugte Ausgangssignal ist eine Sinusfunktion (oder Cosinusfunktion) mit einer Hülle, welche sich auch als eine Sinusfunküon (oder Cosinusfunktion) ändert. D. h. das durch jeden Magnetkopf erzeugte Ausgangssignal erscheint als ein abgleichmoduliertes Signal.

Bei dem in der oben genannten Patentschrift beschriebenen Gerät sind die beiden abgleichmodulierten Signale, welche durch die Magnetköpfe erzeugt werden, gemischt, um ein phasenmoduliertes Signal zu erzeugen, dessen Trägerfrequenz dem Träger jedes der abgleichmodulierten Signale gleich ist. Dieses phasenmodulierte Signal wird dann in einer Impulsform geformt, wobei die Phasenveränderungen dieses Impulssignals durch den Vergleich einer Phase mit der Phase von Taktimpulsen detektormäßig ermittelt werden, worauf die somit ermittelte Phasenverschiebung gemessen wird, um eine Anzeige der Größe der Verschiebung zu erhalten.

Zum Zwecke einer genauen Digitalsteuerung einer Werkzeugmaschine kann die Verschiebung mit hoher Auflösung oder Schärfe gemessen werden. D. h. der kleinste Inkrementalwert oder Zuwachsratenwert der Verschiebung, der gemessen werden kann, soll so klein wie möglich gemacht werden. Falls beispielsweise die Wellenlänge der Magnetgitter in der Größenordnung von etwa 100 Mikron liegt, so ist erwünscht, eine so kleine Verschiebung wie von 10 Mikron zu messen. Das bedeutet, daß die Frequenz oder die Folgefrequenz der Taktimpulse, welche verwendet werden, um Phasenmodulationen zu ermitteln viel größer als die Frequenz des phasenmodulierten Impulssignals sein muß. Dieses Verhältnis zwischen den Taktimpulssignalen und den phasenmodulierten Impulssignalen soll jedoch vorzugsweise nicht durch die Herabsetzung der Frequenz des phasenmodulierten Impulssignals erreicht werden, da dies auf unerwünschte Weise die Gesamtgeschwindigkeit der Ansprechbarkeit des Verschiebungsdetektorgerätes herabsetzen würde. Dementsprechend ist je nach der erforderlichen Auflösung ein Verschiebungsdetektorgerät der oben beschriebenen Bauart vorgeschlagen worden, bei welchem die Frequenz des phasenmodulierten Impulssignals in der Größenordnung von 10 bis 50 KHz liegt. Wenn jedoch diese Frequenz gewählt ist, so ist der Filter, der zur Beseitigung unerwünschter Signale höherer Frequenz von dem phasenmodulierten Signal, das durch Addieren der abgleichmodulierten Signale erzeugt ist, die von den Magnetköpfen abgeleitet sind, ein massiver Filter, der aus Spulen und/oder Kondensatoren gebildet ist. Dies führt zu einem sperrigen und kostspieligen Filter, was ein bedeutsamer Nachteil ist

Dieser Nachteil kann überwunden werden, falls die Frequenz des phasenmodulierten Signals höher gemacht wird, so daß die Filterfrequenz des Filters gleichfalls höher gemacht werden kann. Es ist vorgeschlagen worden, das phasenmodulierte Signal, das aufgrund der Mischung der abgleichmodulierten Signale erzeugt ist, die von den Magnetköpfen erhalten sind, frequenzmäßig in eine höhere Trägerfrequenz umgesetzt wird. Dies kann erzielt werden, indem ein Gegentaktmodulator zum Empfang des phasenmodulierten Signals angeschlossen wird und dieser Gegentaktmodulator mit einem Träger verhältnismäßig hoher Frequenz gespeist wird. Der Ausgangswert des Gegentaktmodulators ist somit ein phasenmoduliertes Signal einer verhältnismäßig hohen Frequenz. Dann kann der Filter, wie z. B. ein Bandpaßfilter, durch welchen dieses phasenmodulierte Signal höherer Frequenz -2-

AT 394 272 B hindurchgelassen wird, ein billigerer keramischer Filter sein. Das filtrierte phasenmodulierte Signal kann phasenmäßig detektorartig ermittelt werden, indem es einem Phasenvergleicher zusammen mit einem Taktsignal zugeführt wird, dessen Frequenz die selbe wie die Frequenz des Trägers ist, der dem Gegentaktmodulator zugeführt wird. Die Ausgangsleistung des Phasenvergleichers kann dann als ein phasenmoduliertes Signal einer verhältnismäßig niedrigen Folgefrequenz erscheinen. Daher können die Taktimpulse, welche zum Messen dieser Phasenmodulation verwendet weiden, eine wünschenswerte niedrige Frequenz aufweisen.

Bei dem oben erwähnten Gerät sind die Magnetköpfe, welche zur Erzeugung der abgleichmodulierten Signale verwendet werden, sättigbare Magnetköpfe. Falls diese Magnetköpfe mit Erregersignalen einer Frequenz, welche beispielsweise gleich IJ2 ist, gespeist werden, so wird der Ausgang des Kopfes eine Komponente enthalten, deren Frequenz gleich ijl ist, eine andere Komponente, deren Frequenz gleich fc ist, sowie höhere Oberschwingungen. Im allgemeinen unterdrückt der sättigbare Magnetkopf die Komponente der Frequenz ijl und ist auf die Trägerfrequenz von fc empfindlich oder ansprechbar. Die abgleichmodulierten Signale von jeweils einer Trägerfrequenz fc werden nach dem Mischen zur Erzeugung eines phasenmodulierten Signals ebenso der Frequenz fc durch eine Trägerfrequenz von beispielsweise nfc in ein frequenzumgesetztes, phasenmoduliertes Signal frequenzmäßig umgesetzt, dessen Frequenz entweder gleich (n - l)fc oder (n + l)fc je nach der Mittelfrequenz des Bandpaßfilters ist. Dieses phasenmodulierte, frequenzumgesetzte Signal der Trägerfrequenz (n - l)fc oder (n + l)fc wird durch ein Signal der Frequenz nfc zum Erhalt einer phasenmodulierten Komponente der Frequenz fc phasenmäßig ermittelt oder demoduliert. Es ist wünschenswert, ein phasenmoduliertes Signal der verhältnismäßig höheren Frequenz (n - l)fc oder (n + l)fc mit einer vereinfachten Schaltungskonfiguration zu erhalten. Insbesondere wäre es vorteilhaft, solche höhere Trägerfrequenzen unmittelbar an den Ausgängen der Magnetköpfe ohne Verwendung eines Gegentaktmodulators zu erhalten.

Aufgabe der Erfindung ist daher die Schaffung eines verbesserten Indikators, durch welchen die oben erwähnten Probleme vermieden werden und welcher eine verhältnismäßig einfache Schaltungskonstruktion hat Dieser soll zur Ermittlung verhältnismäßig kleiner Verschiebungen eine hohe Auflösung besitzen. Weiters soll ein Indikator geschaffen werden, bei welchem eine Skala mit Eichsignalen einer vorbestimmten Wellenlänge relativ zu einem Meßwandler verschoben wird, wobei Verschiebungen, welche viel kleiner als die Eichsignalwellenlängen sind, gemessen werden können.

Diese Aufgabe wird bei einem Indikator der eingangs angeführten Art erfindungsgemäß dadurch gelöst daß die Wählschaltung einen Teil des phasenmodulierten Impulssignals in jenem vorbestimmten Frequenzbereich auswählt, welcher eine vorbestimmte höhere Harmonische des phasenmodulierten Impulssignals enthält daß eine Amplitudenausgleichsschaltung die Amplituden von zumindest der vorbestimmten höheren Harmonischen in den vom ersten und vom zweiten Magnetkopf erzeugten abgleichsmodulierten Impulssignalen ausgleicht und daß der Detektor die vorbestimmten Zuwachswerte der Phasenverschiebung in dem die vorbestimmte höhere Harmonische enthaltenden Abschnitt des phasenmodulierten Impulssignals erfaßt.

Bei dem erfindungsgemäßen Gerät zur Feststellung der Verschiebung eines Teiles mit einer Magnetskala mit Eichsignalen einer vorbestimmten Wellenlänge werden die Eichsignale aus der Magnetskala durch einen ersten und einen zweiten Magnetkopf wiedergegeben, wobei diese Köpfe mit Impulssignalen zur Erzeugung eines abgeglichenen modulierten Impulssignals erregt werden, das von dem wiedergegebenen Eichsignal und dem Erregerimpulssignal, das daran angelegt ist, abgeleitet ist Die abgeglichenen modulierten Impulssignale aus den beiden Magnetköpfen werden zum Erhalt eines phasenmodulierten Impulssignals addiert, wobei eine vorbestimmte höhere Oberschwingung des phasenmodulierten Impulssignals gewählt wird und vorbestimmte Zuwachsratenwerte der Phasenverschiebung der ausgewählten höheren Oberschwingung des phasenmodulierten Impulssignals zur Eizeugung der die entsprechenden Schiebungsinkremente darstellenden Ausgangsimpulssignale detektormäßig ermittelt werden.

Die Erfindung wird nun anhand einer bevorzugten Ausführungsform unter Bezugnahme auf die beigeschlossenen Zeichnungen näher erläutert

In den Zeichnungen zeigen

Fig. 1 eine Ansicht einer Werkzeugmaschinensteueranlage, bei welcher der vorliegende Erfmdungsgegenstand Anwendung findet, Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Verschiebungsdetektorgerätes nach dem Stand der Technik, Fig. 3 ein Blockschaltbild einer vorgeschlagenen Verbesserung gegenüber dem Verschiebungsdetektorgerät nach dem Stand der Technik, Fig. 4 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Blockschaltbilddarstellung, Fig. 5A-5C Impulsdiagramme der bei der in Fig. 4 gezeigten Ausführungsform verwendeten Erregersignale, Fig. 6 eine graphische Darstellung einer Verbesserung des vorliegenden Erfindungs-gegenstandes gegenüber den Geräten nach dem Stand der Technik, Fig. 7 ein teils logisches, teils ein Blockschaltbild der gemäß Fig. 4 verwendeten Interpolationsschaltung, Fig. 8 ein Schaltbild des bei der in Fig. 7 gezeigten Gerätes verwendeten Taktimpulsgebers, Fig. 9A-9E Impulsdiagramme zur Veranschaulichung der durch den in Fig. 8 gezeigten Taktimpulsgeber erzeugten Taktimpulse, Fig. 10 ein Schaltbild einer Ausführungsform der in Fig. 7 gezeigten Interpolationsschaltung und schließlich Fig. 11A-11K Impulsdiagramme zur Veranschaulichung der Arbeitsweise der in Fig. 10 gezeigten Interpolationsschaltung. -3-

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Bezugnehmend nun auf die Zeichnungen, worin gleiche Bezugszeichen überall verwendet werden, und insbesondere auf Fig. 1 der Zeichnungen zeigt diese Figur eine Werkzeugmaschinensteuereinrichtung, bei welcher der vorliegende Erfindungsgegenstand ohne weiteres Anwendung findet. Die Werkmaschinensteueranlage enthält eine Werkzeugmaschine (101), eine Arbeitsbank (103), ein Werkstück (104), einen Antriebsmechanismus (106), eine Antriebssteuervorrichtung (107) und einen Verschiebungsdetektor (108). Die Werkzeugmaschine (101) weist im allgemeinen ein Arbeitswerkzeugelement (105) auf, welches bei seiner Bewegung in dem mit dem Pfeil angedeuteten Richtungen mit dem Werkstück (104) wahlweise in Berührung oder Anlage kommen kann. Wie gezeigt, wird das Werkstück von einer Arbeitsbank (103) gestützt, welche durch den Antriebsmechanismus (106) angetrieben wird, um somit das Werkstück relativ zum Werkzeug (105) richtig einzustellen. Eine Grundplatte (102) ist zum Abstützen der Werkbank (103) sowie des Antriebmechanismus (106) vorgesehen.

Die Werkbank (103) ist mit einer Magnetskala (110) versehen, auf welcher Eichsignale einer vorbestimmten Wellenlänge aufgezeichnet sind. Wie in der oben genannten US-PS Nr. 3 582 924 beschrieben, können diese Eichsignale Bezugsteilungen oder Magnetstriche bilden. Ein Aufnahmekopf (109) ist neben der Magnetskala (110) angeordnet, um diese Eichsignale detektormäßig zu erfassen, wenn die Werkbank (103) vorbei angetrieben wird. Der Ausgang des Aufnahmekopfes (110) ist mit dem Detektor (108) verbunden, während dieser zum Zwecke der detektormäßigen Ermittlung der Verschiebung der Werkbank vorgesehen ist.

Die Steuervorrichtung (107) kann einen Zähler aufweisen, dessen Eingang mit einer Eingangsklemme (107a) zum Empfang eines voreingestellten Zählwertes gekoppelt ist. Dieser Zählwert kann beispielsweise die bestimmte Stellung identifizieren, zu welcher die Werkbank (103) überführt werden muß oder verschoben werden soll, so daß das Werkstück (104) in richtigem Verhältnis zum Werkzeug (105) zur entsprechenden Bearbeitung eingestellt wird. Der Ausgang des Detektors (108), der positive und negative Richtungsimpulssignale aufweisen kann, ist mit der Steuervorrichtung (107) gekoppelt, um einen Zähler darin in Bezug auf seinen Inhalt inkrementmäßig oder dekrementmäßig zu beaufschlagen, bzw. seinen Inhalt zu erhöhen oder zu reduzieren. Wenn dieser Zähler einen Zählwert aufweist, welcher dem voreingestellten Zählwert gleich ist, so wird die Betätigung des Antriebsmechanismus (106) beendet. Die Werkbank (103) wird dann bis zur Stellung überführt worden sein, welcher ursprünglich durch den voreingestellten Zählwert festgelegt worden ist, der aus der Eingangsklemme (107) geliefert wird. Es ist ersichtlich, daß bei der Überführung der Werkbank (103) um einen vorbestimmten Inkrementwert der Detektor (108) einen Impuls erzeugt, welcher diese inkrementmäßige Überführung oder Übersetzung darstellt. Zwei gesonderte Ausgangsleitungen können zwischen dem Detektor (108) und der Steuervorrichtung (107) vorgesehen sein, so daß dann, wenn die Werkband (103) in einer ersten Richtung überführt wird, Impulse aus dem Detektor zur Steuervorrichtung über die eine Leitung zugeführt werden, wobei dann, wenn die Werkbank in der entgegengesetzten Richtung überführt wird, Impulse von dem Detektor zur Steuervorrichtung über die andere Leitung zugeführt werden. Auf diese Art und Weise kann die Steuervorrichtung (107) mit Informationen versehen werden, welche die Verschiebung und somit die Relativstellung der Werkbank (103) in Bezug auf das Werkzeug (105) darstellen.

Eine Ausführungsform des Verschiebungsdetektorgerätes, welche bei der in Fig. 1 gezeigten Anlage verwendet werden kann, ist in Fig. 2 dargestellt. Zum Zwecke der vorliegenden Erörterung sei angenommen, daß bei dem dargestellten Verschiebungsdetektorgerät die Verschiebungsmeßkomponenten fest angeordnet und ein verschiebbares Glied an diesen Komponenten vorbei bewegt wird. Gemäß Fig. 2 ist einen Magnetskala (206) vorgesehen, welche der Magnetskala (110) gemäß Fig. 1 ähnlich ist. Der Abnehmerkopf (109) ist als ein Paar von Magnetköpfen (207) und (208) dargestellt. Jeder Magnetkopf ist mit einer Erregerspule versehen, so daß zusätzlich zur Wiedergabe der Eichsignale, welche auf der Skala (206) aufgezeichnet sind, er auch Eiregersignale von einer zu beschreibenden Quelle empfangen kann. Die auf der Magnetskala (206) aufgezeichneten Eichsignale haben eine Wellenform λ, wobei als ein Beispiel die Köpfe (207) und (208) in einem Abstand von 1 einander angeordnet sein können, welcher gleich (a + —)λ ist, worin a eine ganze Zahl (1,2,...) ist. 4

Die dargestellte Verschiebungsdetektoreinrichtung enthält einen Oszillator (201), einen Frequenzteiler (202), die Verstärker (209), (207), eine Addierstufe (211), einen Bandpaßfilter (212), einen Wellenformer (214) und eine Interpolationsschaltung (215). Der Oszillator (205) kann ein Taktimpulssignal mit einer Folgefrequenz von nf£ erzeugen. Der Ausgang dieses Oszillators ist mit dem Frequenzteiler (202) gekoppelt, welcher zum Teilen der Frequenz des Taktimpulssignals durch einen Faktor von 2n fungiert. Das von dem Frequenzteiler (202) erhaltene, frequenzgeteilte Taktimpulssignal hat somit eine Frequenz, welche gleich fc/2 ist. Der Ausgang des Frequenzteilers (202) ist mit den Erregerwicklungen der Magnetköpfe (207) und (208) gekoppelt. Ein Phasenschieber (203) und ein Filter/Verstärker (204) sind zwischen den Frequenzteiler (202) und den Magnetkopf (207) in Reihe geschaltet. Ein Filter/Verstärker (205) ist zwischen den Frequenzteiler und dem Kopf (208) in Reihe geschaltet. Der Zweck des Phasenschiebers (203) ist, eine Phasenverschiebung zu erzielen, welche gleich rt/4 ist, und diese Verschiebung dem frequenzgeteilten Taktimpulssignal zu liefern. Dieses phasenverschobene Taktimpulssignal kann dann durch den Filter/Verstärker (204) gefiltert bzw. verstärkt -4-

AT 394 272 B werden, um somit ein im wesentlichen sinusförmiges Signal den Erregerwicklungen des Magnetkopfes (207) zugeführt zu werden.

Der Filter/Verstärker (205) führt eine ähnliche Funktion der Filtrierung und Verstärkung des frequenz-geteilten Taktimpulssignals durch, um somit ein im wesentlichen sinusförmiges Signal der Frequenz fc/2 dem

Magnetkopf (208) zuzuführen. Die Aufgabe der Phasenschieberschaltung (203) ist, eine Phasenverschiebung zu erreichen, welche die π/4-Verschiebung des Magnetkopfes (207) von dem Magnetkopf (208) ausgleicht.

Die Signale, welche den Magnetköpfen (207) und (208) von dem Frequenzteiler (202) zugeführt werden, sind Erregersignale. Jeder der Magnetköpfe wird das Erregersignal, welches ihnen zugeführt wird, mit dem Eichsignal ausgleichsmäßig modulieren, das aus der Skala (206) wiedergegeben wird. Diese abgeglichenen bzw. modulierten Signale werden von den Magnetköpfen (207) und (208) der Addierstufe (211) über die Verstärker (207) und (210) zugeführt. Die Addierstufe dient zum Kombinieren der entsprechend zugeführten abgleichsmodulierten Signale durch das Mischen derselben. Der Ausgang der Addierstufe (211) ist durch den Bandpaßfilter (212) und den Verstärker (213) mit dem Wellenformer (214) gekoppelt. Der Bandpaßfilter (212) hat eine Mittelfrequenz, welche der Frequenz der gemischten abgleichmodulierten Signale gleich ist, welche durch die Addierstufe (211) entsprechend zugeführt werden. Der Wellenformer (214) dient zum Amplitudenbegrenzen des gefilterten Signals, das aus dem Bandpaßfilter (212) erhalten wurde, um somit ein Rechteckwellensignal zu erzeugen. Dieses Rechteckwellensignal wird der Interpolationsschaltung (215) zusammen mit den Taktimpulssignalen der Folgefrequenz nfc zugeführt, welche von dem Oszillator (201) erzeugt sind.

Nun wird die Art und Weise, in welcher das Verschiebungsdetektorgerät gemäß Fig. 2 arbeitet, beschrieben. Zur Verschiebung der Skala (206) der Köpfe (207) und (208), werden die abgleichmodulierten Signale, welche 2π auf den Köpfen als eine sinusförmige Funktion-x wiedergegeben wird, worin λ die Wellenlänge der Eich- λ

Signale und x die Verschiebung von beispielsweise eines Eichsignals von einem der Magnetköpfe ist. Die Taktimpulse der Frequenz nfc, welche durch den Oszillator (201) erzeugt sind, werden durch den Frequenzteiler (202) in Taktimpulssignale in einer Frequenz fc/2 geteilt. Diese Taktimpulssignale werden gefiltert und den

Magnetköpfen (207) und (208) als Erregersignale zugeführt. Das Erregersignal, das dem Kopf (207) zugeführt wird, ist ein sinusförmiges Signal mit einer Frequenz gleich fc/2. Dieses sinusförmige Signal wird um π/4 von dem sinusförmigen Erregersignal, das dem Magnetkopf (208) zugeführt wird, phasenverschoben. Jeder Magnetkopf (207) bzw. (208) moduliert das sinusförmige Erregersignal, das den Köpfen zugeführt wird, und zwar mit dem Eichsignal, das aus der Skala (206) wiedergegeben wird. Infolge der Phasenverschiebung von π/4 in den Köpfen (207) und (208) zugeführten Erregersignalen erzeugt der Magnetkopf (207) ein abgeglichenes 2π moduliertes Signal, welches als A sin 2nfßt cos-x dargestellt werden kann. Das durch den Kopf (208) er- λ 2π zeugte abgleichmodulierte Signal, kann als B cos 2nfct sin-x dargestellt oder ausgedrückt werden. Diese ab- λ gleichsmodulierten Signale werden durch die Verstärker (209) und (210) verstärkt und in der Addierstufe (211) kombiniert oder gemischt Angenommen, daß A = B, wenn die abgeglichenen modulierten Signale addiert wer- 2π den, so kann der Ausgang der Addierstufe (211) als C sin (2nfct +-x) ausgedrückt werden. Es ist ersicht- λ lieh, daß dieses Signal ein phasenmoduliertes Signal ist dessen Trägerfrequenz gleich fc ist und dessen Phase 2π sich als eine Funktion von-x ändert Der Paßbandfilter (212), dessen Paßband auf die Trägerfrequenz fc λ zentriert ist, beseitigt unerwünschte Komponenten aus dem phasenmodulierten Signal. Dieses gefilterte phasenmodulierte Signal wird dann durch den Verstärker (213) verstärkt und in dem Wellenformer (214) in einen Rechteckimpuls verformt. Die Phase dieses Rechteckimpulssignals, das an dem Ausgang des Wellenformers (214) erhalten wird, enthält die Phasenänderungen des phasenmodulierten Signals, das durch die Addierstufe (211) erzeugt und der Interpolationsschaltung (215) zusammen mit Taktimpulsen der Frequenz nfc zugeführt wird, die durch den Oszillator (201) erzeugt ist. Diese Taktimpulse werden durch die Interpolationsschaltung zum Abfühlen oder Abtasten der Phasenveränderungen in dem Rechteckimpulssignal verwendet, wobei dann, wenn die Phase sich beispielsweise in der positiven Richtung ändert und einen vorbestimmten Inkrementswert überschreitet, ein Verschiebungsimpuls (P+) mit einer positiven Richtung erzeugt wird. Umgekehrt, wenn diese Phase sich in der negativen Richtung ändert und einen vorbestimmten Inkrementbetrag -5-

AT 394 272 B überschreitet, so wird ein Verschiebungsimpuls (P-) mit einer negativen Richtung erzeugt. Ein Beispiel einer zweckmäßigen Interpolationsschaltung, welche zum Messen der Phasenveränderung des Rechteckimpulssignals und zur Erzeugung dieser Ausgangsimpulse mit positiver und negativer Richtung dient, ist in der Japanischen Patentveröffentlichung Nr. 28032/1975 beschrieben. Wenn somit x, d. h. die Verschiebung der Skala (206) relativ zu den Magnetköpfen (207) und (208) einen bestimmten Wert, wie z. B. eine Quantität von Mikronen, überschreitet, so wird der Impuls mit der positiven oder negativen Richtung erzeugt.

Wie oben erwähnt, wird dann, wenn eine hohe Auflösung bei dem Detektorgerät gemäß Fig. 2 nach dem Stand der Technik gewünscht, so sollte die Frequenz fc der Taktimpulse, welche der Interpolationsschaltung (215) durch den Oszillator (201) zugeführt werden, viel größer als die Frequenz fc des phasenmodulierten Rechteckimpulssignals sein, das der Interpolationsschaltung durch den Wellenformer (214) zugeführt ist. Dieses Verhältnis soll jedoch nicht auf Kosten einer Gestaltung erhalten werden, wonach die Trägerfrequenz fc des phasenmodulierten Signals sehr niedrig gemacht wird, da eine solche Niederträgerfrequenz die Geschwindigkeit der Ansprechbarkeitdes Verschiebungsdetektorgerätes herabsetzen würde. Eine geeignete Trägerfrequenz fc kann in der Größenordnung von 10 bis 50 KHz liegen. Bei einer derartigen Trägerfrequenz soll der Bandpaßfilter (112) ein passiver Filter sein, der aus Spulen und/oder Kondensatoren gebildet ist. Ein derartiger Filter ist jedoch sehr sperrig und kostspielig.

Zur Vermeidung des oben erwähnten Nachteiles des in Fig. 2 gezeigten Gerätes, ist eine Verbesserung an diesem Gerät gemäß Fig. 3 vorgeschlagen worden.

Bei der in Fig. 3 dargestellten Ausführungsform ist ein Gegentaktmodulator (316) zwischen dem Ausgang der Addierstufe (211) und dem Eingang des Bandpaßfilters vorgesehen, während ein Phasenvergleicher (318) zwischen dem Ausgang des Wellenformers (214) und den Eingang der Interpolationsschaltung (215) geschaltet ist. Der Gegentaktmodulator (316) wird mit einem Bezugssignal gespeist, das aus dem Oszillator (201) abgeleitet ist und eine Frequenz hat, welche gleich nfc ist. Der Gegentaktmodulator dient zur frequenzmäßigen Umsetzung des phasenmodulierten Signals, welches von der Addierstufe (211) zugeführt wird, und zwar in eine höhere Frequenz, in dem das phasenmodulierte Signal mit dem Bezugssignal moduliert wird. Der Ausgang des Gegentaktmodulators ist aus dem oberen und unteren Seitenband eines phasenmodulierten Signals mit einer Trägerfrequenz gebildet, welche der Summe der Frequenzen gleich ist, welche dem Gegentaktmodulator zugeführt werden, und welche dem Unterschied zwischen diesen Frequenzen gleich ist. Falls somit das durch die Addierstufe 2π (211) erzeugte phasenmodulierte Signal als ej = E sin (2nfct +-x) dargestellt wird, so kann der Ausgang &2 des Gegentaktmodulators (316) als λ

Ex x = — (cos 2κ [(η -1) fct--] - cos 2π [(n + 1) f£t + —] 2 λ λ ausgedrückt werden.

Der Bandpaßfilter (212) gemäß Fig. 2, wird durch den Bandpaßfilter (317) gemäß Fig. 3 ersetzt, wobei dieser Filter sein Paßband entweder auf der Trägerfrequenz des unteren oder niedrigeren Seitenbandes (n - l)fc oder auf der Trägerfrequenz des oberen Seitenbandes (n + l)fc hat. Der Signalausgang des Bandpaßfilters (317) ist so- 2π mit ein phasenmoduliertes Signal mit Phasenveränderungen, welche eine Funktion von-x sind, sowie eine λ

Trägerfrequenz (n ± l)fc> Es ist ersichtlich, daß diese Mittelfrequenz des Bandpaßfilters (317) viel höher als die

Mittelffequenz des Bandpaßfilters (212) ist. Infolgedessen kann der Bandpaßfilter (317) viel höher als die Mittelfrequenz des Bandpaßfilters (212) sein. Infolgedessen kann der Bandpaßfilter (317) aus einem keramischen Filter bestehen, der verhältnismäßig billig und klein ist.

Das am Ausgang des Bandpaßfilters (317) erzeugte phasenmodulierte Signal der höheren Frequenz wird durch den Verstärker (113) verstärkt und durch den Wellenformer (214), um ein phasenmoduliertes Rechteckimpulssignal zu bilden bzw. zu formen. Die Phasenveränderungen dieses Rechteckimpulssignals werden durch den Phasenvergleicher (318) ermittelt. Bei der in Fig. 3 gezeigten Ausführungsform ist der Phasenvergleicher (318) eine durch Zeitsteuerimpulse gesteuerte Flip-Flop-Schaltung, wie z. B. einer Flip-Flop-Schaltung der D-Bauart, deren Dateneingangsklemme mit dem Ausgang des Wellenformers (214) verbunden ist und deren Taktimpulseingangsklemme angeschlossen ist, um die durch den Oszillator (201) erzeugten Taktimpulse zu empfangen. Der Phasenvergleicher (318) dient zur Umsetzung des phasenmodulierten Rechteckimpulssignals der Folgefrequenz (n ± l)fc, das durch den Wellenformer (214) erzeugt ist, in ein -6-

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Rechteckwellensignal mit einer Folgefrequenz fc, wobei auch die Phasenveränderungen, die in dem impulsmodulierten Rechteckimpulssignal der höheren Frequenz enthalten sind, vorliegen.

Der Ausgang des Phasenvergleichers (318) ist somit dem Ausgang des Wellenformers (214) gemäß Fig. 2 gleich. Die Interpolationsschaltung (215) arbeitet, um die Phasenveränderungen in dieser Rechteckwellenform abzutasten, um die oben erwähnten Impulse (P+) bzw. (P-) mit positiver bzw. negativer Richtung zu erzeugen.

Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 3 kann die Frequenz der Taktimpulse, welche der Interpolationsschaltung (215) aus dem Oszillator (201) zugeführt sind, herabgesetzt werden. Da darüberhinaus das durch die Addierstufe (211) erzeugte, phasenmodulierte Signal in eine höhere Frequenz frequenzmäßig umgesetzt ist, bestehen keine Schwierigkeiten einer langsamen Ansprechzeit. Die Verwendung des Gegentaktmodulators (316) erfordert jedoch die Addierung oder Zugabe einer verhältnismäßig komplizierten Schaltung und die begleitenden erhöhten Kosten. Es würde vorteilhaft sein, falls das phasenmodulierte Signal die höhere Frequenz (n - l)fc haben kann, jedoch ohne die Verwendung eines Gegentaktmodulators zu erfordern.

Die in Fig. 4 gezeigte erfindungsgemäße Ausführungsform erreicht das gewünschte Ziel einer Vereinfachung des Verschiebungsdetektorgerätes, wobei auch wünschenswerterweise ein phasenmoduliertes Signal einer verhältnismäßig höheren Frequenz (n - l)fc erhalten wird. Das dargestellte Gerät besteht aus einer Quelle (410) für Erregersignale, von den Verstärkern (411) und (412), einer Addierstufe (405), einem Bandpaßfilter (406), einem Verstärker/Begrenzer (407), einem Wellenformer (408) und einer Inteipolationsschaltung (409). Die Quelle (410) ist mit einer Eingangsklemme (A) verbunden, worin Impulssignale der Folgefrequenz fc/2 geliefert werden. Solche Impulssignale können aus einem Oszillator und einem Frequenzteiler, welcher dem Oszillator (201) bzw. dem Frequenzteiler (202), welcher oben beschrieben wurde, ähnlich sind. Die Quelle (410) kann zwei Impulssignale erzeugen, wovon jede die Folgefrequenz fc/2 hat, wobei diese beiden

Impulssignalfolgen um π/4 zueinander phasenverschoben sind. Diese Quelle kann daher einen Phasenschieber enthalten, welcher dem zuvor beschriebenen Phasenschieber (203) ähnlich ist. Ein Ausgang der Quelle (410) ist mit den Erregerwicklungen des Magnetkopfes (402) durch den Verstärker (411) verbunden. Der andere Ausgang der Quelle ist mit den Erregerwicklungen des Magnetkopfes (403) durch den Verstärker (412) verbunden. Somit werden Erregersignale (B) und (C), wobei die beiden Signale eine Impulswellenform aufweisen, den Magnetköpfen zugeführt. Die Erregerimpulse (B) werden in Bezug auf die Erregerimpulse (C) um π/4 verschoben.

Das Verschiebungsdetektorgerät enthält eine Magnetskala (401), welche der zuvor beschriebenen Magnetskala (206) ähnlich ist und auf ihr aufgezeichnete Eichsignale aufweist, welche wiederum die Wellenlänge λ hat. Die Magnetköpfe (402) und (403) sind sättigbare Magnetköpfe und somit unterdrücken sie die Trägerkomponente der Frequenz fc/2 der Erregersignale, wobei jedoch sie auf die zweite Oberschwingung dieser Erregersignale mit der Frequenz fc empfindlich sind. Das jedem Kopf zugeführte Erregersignal und das durch diesen Magnetkopf wiedergegebene Eichsignal werden dort abgleichsmoduliert Da jedes Erregersignal ein Impulssignal ist, sind die abgeglichenen bzw. modulierten Signale e^ und welche durch die Magnetköpfe (402) bzw. (403) erzeugt sind, Impulssignale mit einer Komponente, welche sich als Funktion des Cosinus 2π oder Sinus von-x ändert. λ

Die durch den Magnetkopf (402) bzw. (403) erzeugten abgeglichenen, modulierten Signale werden mit der Addierstufe (405) über eine Amplitudeneinstellschaltung (404) gekoppelt. Diese Amplitudeneinstellschaltung, welche hier als ein Regelwiderstand dargestellt ist, dient zur Gleichmachung der Amplituden der abgeglichenen, modulierten Signale e^ und Insbesondere und wie beschrieben werden soll, kann diese Amplitudeneinstellschaltung dienen, um die Amplituden einer bestimmten höheren Oberschwingung der abgeglichenen, modulierten Signale gleich zu machen. Die Addierstufe (405) ist als ein Summiertransformator dargestellt, dessen Eingangswicklungen die abgeglichenen, modulierten Signale ej bzw. ^ empfangen, wobei dieser Summiertransformator eine Ausgangswicklung zur Erzeugung eines Ausgangsrechteckwellenformsignals hat, welches die Summe der abgeglichenen, modulierten Signale (eg = ej + e^ ist.

Der Ausgang der Addierstufe (405) ist mit einem Bandpaßfilter (406) verbunden. Das Paßband dieses Bandpaßfilters ist auf einer Frequenz zentriert, welche einer bestimmten höheren Obeischwingung gleich ist, die in der phasenmodulierten Rechteckwellenform e-j enthalten ist. Die Mittelfrequenz des Bandpaßfilters (406) kann beispielsweise gleich (n - l)fc sein. Der Ausgang e4 dieses Bandpaßfilters ist somit ein sinusförmiges, phasenmoduliertes Signal mit der Trägerfrequenz (n - l)fc. Dieses Signal e4 wird an den Verstärker/Begrenzer (407) angelegt, welcher die sinsusförmige Wellenform in eine rechteckige Wellenform umsetzt. Diese rechteckige Wellenform ist so geformt, daß sie die gewünschte Impulsperiode oder das gewünschte Tastverhältnis in dem Wellenformer (408) hat, wobei der Ausgang des Wellenformers der Interpolationsschaltung (409) zugeführt wird, wie nachfolgend näher zu beschreiben sein wird. -7-

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Es sei nun angenommen, daß im Arbeitszustand des Gerätes das von der Eingangsklemme (A) zur Quelle (410) zugeführte Impulssignal sowie in Fig. 5A gezeigt, erscheint. Diese Quelle erzeugt positive und negative Impulse (B) bzw. (C), welche in den Fig. 5A bzw. 5C gezeigt und in Bezug zueinander um π/4 phasenverschoben sind. Die Impulssignale (B) und (C), welche beide die Folgefrequenz ijl haben, werden zur Erreichung der Magnetköpfe (402) bzw. (403) verwendet. Der Magnetkopf (402) erzeugt das Signal e^ von den Erregerimpulsen (B), welche dort zugeführt werden, sowie von den Eichsignalen, die von der Magnetskala (402) wiedergegeben werden. Auf ähnliche Weise erzeugt der Magnetkopf (403) das abgeglichene, modulierte Signal aus den Erregerimpulsen (C), welche dort zugeführt worden sind, sowie von den Eichsignalen, welche er von der Skala (401) wiedergibt. Diese ausgeglichenen, modulierten Signale sind Impulssignale und enthalten somit die Grundfrequenz fc und höhere Oberschwingungen derselben. Die abgeglichenen, modulierten Signale ej und β2 können wie folgt dargestellt werden: 2π 2π ej = Ej| sin (öt cos-x + E^ sin 2m cos-x ... λ λ 2π 2π (1) (2) + Ej9 sin 9ü)t cos-x + ... + Eln sin ntot cos-x λ λ 2π 2π = Ε21 coscot sin-χ + Ε22 cos 2cot sin-x ... λ λ 2π 2π + Ε29 cos 9cot sin-x + ... + E2n cos not sin-x λ λ worin ω 2nfQ ist. Die Ausgangspegel dieser Oberschwingungen sind in Fig. 6 (II) graphisch dargestellt. Die vergleichbaren Oberschwingungen, welche an den Ausgängen der Magnetköpfe (207) bzw. (208) erzeugt sind, wenn sie durch sinusförmige Signale erregt sind, und nicht durch Impulssignale, sind in Fig. 6 (I) graphisch dargestellt. Es ist ersichtlich, daß nach der vorliegenden Erfindung, nach welcher die Magnetkopferregersignale Impulssignale sind, die Ausgangspegel der höheren Oberschwingungen wesentlich größer als jene bei dem Gerät nach dem Stand der Technik sind, worin sinusförmige Erregersignale verwendet werden.

Die Addierstufe (405) addiert die Signale der Gleichungen (1) und (2), um das phasenmodulierte Impulssignal e^ zu erzeugen, welches wie folgt ausgedrückt werden kann: e3 =el + e2 2π 2π = Ej sin (cot +-x) + E2 sin (2cot +-x)... λ λ 2π + En sin (not +-x) (3) λ

Es ist ersichtlich, daß obwohl die Addierstufe (405) als ein Summiertransformator gezeigt ist, auch andere Addierschaltungen verwendet werden können. -8-

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Zum Zwecke der vorliegenden Erörterung sei angenommen, daß die Mittelfrequenz (n - l)fc des Bandpaßfilters (406) der neunten Oberschwingungsfrequenz 9f£ gleich ist. Der Ausgang des Bandpaßfilters wird somit ein phasenmoduliertes sinusförmiges Signal 64, welches wie folgt ausgedrückt ist: 2π e4 = E9 sin (9rot +-x) (4) λ

Da eine bestimmte Oberschwingung durch den Bandpaßfilter gewählt ist, kann die Amplitudeneinstellschaltung (404) gegebenenfalls einem Typ angehören, nach welchem sie diese Oberschwingung der abgeglichenen, modulierten Signale e^ und &2 gleich macht. D. h. die neunte Oberschwingung beispielsweise des abgeglichenen, modulierten Signals e^ kann so eingestellt werden, daß sie in der Amplitude der neunten Oberschwingung des abgeglichenen, modulierten Signals e2 gleich ist

Der Ausgang des Bandpaßfilters (406) ist, wie gezeigt, ein phasenmoduliertes Signal einer höheren Frequenz, ähnlich dem Ausgang des Gegentaktmodulators (306) gemäß Fig. 3. Bei der in Fig. 4 gezeigten Ausführungsform ist selbstverständlich der Gegentaktmodulator nicht erforderlich.

Das phasenmodulierte Signal 64 wird in ein phasenmoduliertes Rechteckwellensignal durch den Ver- stärker/Begrenzer (407) und den Wellenformer (408) umgesetzt. Der Ausgang des Wellenformers (408) ist somit dem Ausgang des Wellenformers (214) des zuvor beschriebenen Gerätes ähnlich. Dieses phasenmodulierte Rechteckwellensignal wird der Interpolationsschaltung (409) zugeführt, welche die Phasenmodulationen darin zur Erzeugung der Impulse (P+) der positiven Richtung und der Impulse (P-) der negativen Richtung abtastet, welche positive bzw. negative Inkrementverschiebungen der Skala (401) in Bezug auf die Magnetköpfe (402) bzw. (403) darstellen.

Eine Ausführungsform der Interpolationsschaltung (409) ist in der teilweise blockschaltungsartigen teilweise logischen Ansicht der Fig. 7 gezeigt. Die Interpolationsschaltung besteht aus einer Phasendetektorschaltung (513), welche aus m Phasendetektorstufen besteht, worin m eine ganze Zahl ist, einem Taktimpulsgeber (514) und einer Interpolationsschaltung (515), welche näher aus Fig. 10 ersichtlich ist. Jede Phasendetektorstufe, die in dem Phasendetektor (513) enthalten ist, ist beispielsweise eine durch Zeitsteuerimpulse gesteuerte Flip-Flop-Schaltung, wie z. B. eine Flip-Flop-Schaltung des D-Typs, die eine Dateneingangsklemme und eine Taktimpulseingangsklemme hat. Die Dateneingangsklemmen (Dj, D2,... ... Dm), der Phasendetektorstufen (5135132, ... 513m) sind gemeinsam mit dem Ausgang des Wellenformers (408) zum Empfang der phasenmoduiierten Rechteckwellenform der Folgefrequenz (n - l)fc verbunden, welche, wie angenommen wurde, gleich 9fc ist. Die Taktimpulseingänge (CKj, CK2,... CKm) der Phasendetektorstufen sind mit entsprechenden Ausgängen des Taktimpulsgebers (514) zum Empfang entsprechender Phasen (0 p 02, ... 0m) der Taktimpulssignale verbunden. Wie bei der vorliegenden Beschreibung verwendet, ist das Symbol (0) der griechische Buschstabe "phi". Die Ausgänge (Qj, Q* -Qm) der Phasendetektorstufen (513j, 5132, ... 513m) sind mit entsprechenden Eingängen der Interpolationsschaltung (515) verbunden, um impulsbreitenmodulierte Rechteckwellenformen (Sj, S2,... ... Sm) zu liefern.

Der gemäß einer in Fig. 8 gezeigten Ausführungsform vorgesehene Taktimpulsgeber (514) weist eine Eingangsklemme auf, welche angeschlossen ist, um Taktimpulse einer verhältnismäßig höheren Frequenz mnfc zu empfangen, wobei er entsprechenden Phasen (0p 02,... 0m) der Taktimpulse erzeugen kann, wovon jeder die Frequenz nfc hat D. h. der Taktimpulsgeber teilt die Eingangstaktimpulse der Frequenz mnfc durch den Faktor m. Jede Phase (0j ... 0m) der dem Phasendetektor (513) zugeführten Taktimpulse hat die Frequenz 2κ nfc, wobei jede Phase von der nächstfolgenden Phase um den Wert-phasenverschoben ist. m

Im Arbeitszustand wird beispielsweise die Phasendetektorstufe (513j) mit dem phasenmodulierten Rechteckimpulssignal der Frequenz (n - l)fc an der Dateneingangsklemme (Dj) gespeist. Die Phase dieses phasenmodulierten Rechteckimpulssignals wird mit der Phase der Taktimpulsphase (0j) verglichen, die durch den Taktimpulsgeber (514) erzeugt ist. Der Ausgang der Phasendetektorstufe (513j) ist eine impulsbreitenmodulierte Rechteckwellenform der Folgefrequenz f£ (d. h. der Unterschied zwischen den Frequenzen der -9-

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Taktphase und dem phasenmodulierten Rechteckimpulssignal, das entsprechend zugeführt ist), deren Tastverhältnis oder Impulsperiode sich als Funktion der Phasenmodulation ändert. Jede der übrigen Stufen (5132 ... 513m) erzeugt auch eine impulsbreitenmodulierte Rechtwellenform der Folgefrequenz fc, wobei jedoch jede solche impulsbreitenmodulierte Rechteckwellenform von der nächstfolgenden impulsbreitenmodu- 2π lierten Rechteckwellenform um einen Wert gleich-versetzt oder phasenverschoben ist. D. h. da die Takt- m impulsphasen (0j ... 0m) in Bezug zueinander phasenverschoben sind, sind auch die impulsbreitenmodulierten Rechteckwellenformen (Sj ... Sm) ebenso phasenverschoben.

Nun wird eine Ausführungsform des Taktimpulsgebers (514) unter Bezugnahme auf das in Fig. 8 gezeigte logische Schaltbild beschrieben. Es sei einfachheitshalber angenommen, daß dieser Taktimpulsgeber vier Phasen (m = 4) von Taktimpulsen erzeugt, d. h. die Taktimpulsphasen (0j ... 0^). Der Taktimpulsgeber besteht aus vier durch Zeitsteuerimpulse gesteuerten Flip-Flop-Schaltungen (616), (617), (618) und (619), wie z. B. den Flip-Flop-Schaltungen des D-Typs, wobei die Taktimpulseingänge (CK) sämtliche dieser Schaltungen gemeinsam angeschlossen sind, um die Taktimpulse der Frequenz mnfc zu empfangen. Der Ausgang (Q) der

Flip-Flop-Schaltung (616) ist mit dem Dateneingang (D) der nachfolgenden Flip-Flop-Schaltung (617) verbunden, deren Ausgang (Q) mit dem Eingang (D) der folgenden Flip-Flop-Schaltung (618) verbunden ist, deren Ausgang (Q) mit dem Eingang (D) der folgenden Flip-Flop-Schaltung (619) verbunden ist. Darüberhinaus sind die entsprechenden Eingänge einer NOR-Torschaltung (620) mit den Ausgängen (Q) der Flip-Flop-Schaltungen (616), (617) und (618) verbunden, wobei ihr Ausgang mit dem Eingang (D) der Flip-Flop-Schaltung (616) verbunden ist.

Die Arbeitsweise des in Fig. 8 gezeigten Zeitimpulsgebers ist durch die in den Fig. 9A-9E gezeigten Zeitsteuerwellenformen dargestellt. Es sei angenommen, daß zunächst ein binäres "1" in der Flip-Flop-Schaltung (619) vorhanden ist, worauf ihr Ausgang (Q) ein binäres "1" erzeugt, während die restlichen Flip-Flop-Schaltungen (616-618) jeweils eine binäre "0" speichern. Jeder Eingang der NOR-Torschaltung (620) ist somit mit einer binären "0" versehen, so daß ein binäres "1" an den Eingang (D) der Flip-Flop-Schaltung (616) angelegt wird. Aufgrund des in Fig. 9A gezeigten ersten Taktimpulses wird die Flip-Flop-Schaltung (616) eingestellt, um ein "binäres 1" zu speichern, während die zuvor in den Flip-Flop-Schaltungen (616), (617) und (618) vorhin gespeicherten Inhalte in die Flip-Flop-Schaltungen (617) bzw. (618) bzw. (619) eingeschoben werden. Daher ist ein binäres "I" am Ausgang (Q) nur der Flip-Flop-Schaltung (616) vorgesehen. Die Taktimpulsphase (0j) ist somit ein binäres "1" am ersten Taktimpulseingang gemäß Fig. 9B. Da ein binäres "1" am Eingang (Q) der Flip-Flop-Schaltung (616) erhalten ist, liefert nun die NOR-Torschaltung (620) eine binäre "0" dem Eingang (D) der Flip-Flop-Schaltung (616).

Aufgrund des in Fig. 9A gezeigten, nächsten Taktimpulses wird das zuvor in der Flip-Flop-Schaltung (616) gespeicherte binäre "1" in die Flip-Flop-Schaltung (617) geschoben, wobei die Flip-Flop-Schaltung (616) auf eine binäre "0" rückgestellt wird. Die von dem Ausgang (Q) der Flip-Flop-Schaltung (616) erhaltene Taktimpulsphase (02) ist nun ein binäres "1", wie in Fig. 9C gezeigt. Aufgrund des nächsten Taktimpulses gemäß Fig. 9A wird die Flip-Flop-Schaltung (617) rückgestellt, wobei das zuvor dort gespeicherte binäre ”1" in die Flip-Flop-Schaltung (618) eingegeben wird. Die Taktimpulsphase (0-j) ist daher nunmehr ein binäres "Γ, wie in Fig. 9D gezeigt. Beim nächsten Taktimpuls gemäß Fig. 9A wird die Flip-Flop-Schaltung (618) auf eine binäre ”0” rückgestellt, wobei das zuvor dort gespeicherte binäre "1" in die Flip-Flop-Schaltung (619) eingegeben wird. Daher ist nunmehr die Taktimpulsphase (04) ein binäres "1", wie in Fig. 9E gezeigt. Zu diesem Zeitpunkt wird eine binäre "0" jedem Eingang der NOR-Torschaltung (620) zugeführt, woraus sich ergibt, daß ein binäres "1" dem Eingang (D) der Flip-Flop-Schaltung (616) zugeführt wird. Aufgrund des nächsten Taktimpulses gemäß Fig. 9A wird infolgedessen die Flip-Flop-Schaltung (619) rückgestellt, wobei die Flip-Flop-Schaltung (616) auf ein binäres "1" eingestellt wird. Dieser Vorgang wird zyklisch wiederholt, wobei die Folgefrequenz jeder Taktimpulsphase gleich l/4tel der Folgefrequenz der in Fig. 9A gezeigten Taktimpulse ist, oder genauer nfc. Es ist angenommen worden, daß bei der obigen Erörterung (n -1) = 9 und daher n = 10. 2π π

Wie ersichtlich, ist die Phasenverschiebung zwischen aufeinanderfolgenden Taktimpulsphasen-=-. 4 2

Wenn der in Fig. 8 gezeigte Taktimpulsgeber bei der Ausführungsform gemäß Fig. 7 verwendet wird, so besteht der Phasendetektor (513) aus vier Phasendetektorstufen, wobei jede Stufe mit einer Taktimpulsphase von nfc (z. B. 10fc) und einer Folgefrequenz (n - l)fc, z. B. 9fc des phasenmodulierten Rechteckimpulssignals gespeist wird. Der Ausgang jeder Stufe ist somit eine impulsbreitenmodulierte Rechteckwellenform einer Folgefrequenz fc, wobei die impulsbreitenmodulierten Rechteckwellenformen benachbarter Phasendetektorstufen π um-relativ zueinander phasenverschoben sind. 2 -10-

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Nun wird eine Ausführungsform der Interpolationsschaltung (515) unter Bezugnahme auf Fig. 10 beschrieben, worin diese Interpolationsschaltung als ein Phasenmeßfühler gezeigt ist, der aus den Phasenmeßfühlerstufen (721), (722), (723) und (724) zusammengesetzt ist. Entsprechend dem obigen Beispiel sei angenommen, daß m = 4 ist. Die Phasenmeßfühlerstufen (721-724) sind in ihrer Konstruktion im wesentlichen gleich, so daß kürzehalber nur die Stufe (721) näher dargestellt wird. Jede Stufe wird mit einer entsprechenden impulsbreitenmodulierten Rechteckwellenform und mit der Taktimpulsphase gespeist, welche zum Ableiten dieser Wellenform verwendet worden ist. Somit ist die Stufe (721) mit der impulsbreitenmodulierten Rechteckwellenform (Sj) und mit der Taktimpulsphase (0j).

Die Phasenmeßfühlerstufe (721) besteht aus durch Zeitsteuerimpulse gesteuerte Flip-Flop-Schaltungen, wie z. B. die Flip-Flop-Schaltungen (725) und (726) des T-Typs, den NOR-Torschaltungen (728), (729), den UND-Torschaltungen (730), (731) und (732) und dem Schieberegister (727). Der Dateneingang (D) der Flip-Flop-Schaltung (725) ist angeschlossen, um die impulsbreitenmodulierte Rechteckwellenform (Sj) zu empfangen, während ihr Taktimpulseingang angeschlossen ist, um die Taktimpulsphase (0 j) zu empfangen. Der Ausgang (Q) der Flip-Flop-Schaltung (725) ist mit dem Eingang (D) der Flip-Flop-Schaltung (726) und daniberhinaus mit einem Eingang der NOR-Torschaltung (725) verbunden. Der Taktimpulseingang (CK) der Flip-Flop-Schaltung (726) ist angeschlossen, um die Taktimpulsphase (0j) zu empfangen, während ihr

Ausgang (Q) mit dem anderen Eingang der NOR-Torschaltung (729) verbunden ist. Die NOR-Torschaltung (729) kann einen Ladeimpuls aufgrund beispielsweise des negativen Überganges in die Wellenform (Sj), wobei dieser Ladeimpuls dem Ladeeingang des Schieberegisters (727) zugeführt wird.

Ein Eingang der NOR-Torschaltung (728) ist angeschlossen, um die Wellenform (Sj) zu empfangen, während ein anderer Eingang derselben mit dem Ausgang (Q) der Flip-Flop-Schaltung (725) verbunden ist. Der Ausgang der NOR-Torschaltung (728) ist mit einem invertierenden Eingang der UND-Torschaltung (732) verbunden, wobei diese UND-Torschaltung einen anderen Eingang aufweist, der angeschlossen ist, um die Taktimpulsphase (0j) zu empfangen. Die Kombinaüon der Flip-Flop-Schaltung (725), der NOR-Torschaltung (728) und der UND-Torschaltung (732) dient zum Subtrahieren oder Löschen eines Impulses aus der Taktimpulsfolge in der Taktimpulsphase (0j). Der Ausgang der UND-Torschaltung (732) ist mit dem

Taktimpulseingang des Schieberegisters (725) verbunden.

Wie gezeigt, ist das Schieberegister (727) ein Vierstufenschieberegister mit Eingangsklemmen (A-D). Die Eingangsklemmen (A), (B) und (C) sind gemeinsam beispielsweise mit einer Quelle von binären "0", während die Eingangsklemme (C) mit einer Quelle von binären "1" verbunden ist. Aufgrund des Ladeimpulses, der dem Ladeeingang zugeführt ist, und synchron mit einem Taktimpuls, der dem Taktimpulseingang zugeführt ist, wird das Schieberegister (727) mit den Signalen geladen, welche den Eingangsklemmen (A-D) zugeführt sind. Bei dem dargestellten Beispiel wird das Schieberegister (727) zunächst mit dem Binärsignal 0010 geladen. Daraufhin und in Abwesenheit eines zugeführten Ladeimpulses werden die Inhalte dieses Schieberegisters aufgrund der Zuführung jedes Taktimpulses mit der Taktimpulsphase (0j) in Umlauf gebracht. Jede Stufe des Schieberegisters (727) weist Ausgangsklemmen (QA), (Qß), (Q^) und (Qj>) auf. Je nachdem in dem Schieberegister gespeicherten binären Signal erzeugen diese Ausgangsklemmen entsprechende Binärsignale. Der Ausgang (Qß) ist mit der UND-Torschaltung (731) und der Ausgang (Qß) ist mit der UND-Torschaltung (730) verbunden. Daniberhinaus wird der Ausgang (Qß) einer Eingangsklemme zurückgeführt, um somit die

Inhalte des Schieberegisters in Umlauf zu bringen, bis ein anderer Ladeimpuls entsprechend zugeführt wird. Jede UND-Torschaltung (730) und (731) weist zusätzlich einen weiteren Eingang auf, der mit dem Ausgang der NOR-Torschaltung (720) verbunden ist, sowie einen weiteren Eingang, der mit Taktimpulsen gespeist ist.

Die UND-Torschaltung (730) kann einen Ausgangsimpuls (Uj) erzeugen, welcher die positive Verschiebung von beispielsweise der Skala (401) in Bezug auf die Köpfe (402) und (403) (Fig. 4) darstellt, welche einen vorbestimmten Inkrementwert überschreitet. Die UND-Torschaltung (731) kann einen Ausgangimpuls (Dj) erzeugen, welcher eine Negativverschiebung darstellt, die einen vorbestimmten Inkrement-wert übersteigt. Sämtliche Stufen der restlichen Stufen (722), (723) und (724) dienen zur Erzeugung ähnlicher Positivrichtungsausgangssignale (U2) bzw. (U-j) bzw. (U4) sowie Negativrichtungsausgangsimpulse (D2), (Dj) und (D4). Sämtliche Positivrichtungsausgangsimpulse werden einer ODER-Torschaltung (733) zugeführt, während sämtliche Negativrichtungsausgangsimpulse einer ODER-Torschaltung (734) zugeführt werden. Der Ausgang der ODER-Torschaltung (733) bildet den Impuls (P+) mit der positiven Richtung, während der Ausgang der ODER-Torschaltung (734) den Impuls (P-) mit der negativen Richtung bildet.

Nachfolgend wird die Arbeitsweise der in Fig. 2 dargestellten Ausführungsform unter Bezugnahme auf die Wellenformbilder der Fig. 11A-11K beschrieben. Es sei angenommen, daß die impulsbreitenmodulierte Rechteckwellenform (Sj) sowie in Fig. 11A dargestellt erscheint, und daß die Taktimpulsphase (0j) sowie in Fig. 11B dargestellt erscheint. Einfachheitshalber ist das Tastverhältnis oder die Impulsperiode des Taktimpulses aus dem in Fig. 9B gezeigten modifiziert, wobei jedoch dies sich auf die Arbeitsweise der Interpolationsschaltung -11-

AT 394 272 B nicht auswirkt. Gemäß der obigen Annahme, wird angenommen, daß die Folgefrequenz der Rechteckwellenform (Sj) gleich f£ und daß die Folgefrequenz der Taktimpulsphase (0j) gleich 10fc ist. Als ein zahlenmäßiges Beispiel liegt die Folgefrequenz der Wellenform (Sj) in der Größenordnung von 50 KHz, während die Folgefrequenz der Taktimpulsphase (0j) in der Größenordnung von 500 KHz liegt. Es ist ersichtlich, daß die Wellenformen (82-84) auch impulsbreitenmodulierte Rechteckwellenformen sind, die um ein Viertel der

Periode jeder Taktimpulsphase voneinander verschoben sind.

Die Rechteckwellenform (Sj) wird durch die Phasendetektorstufe (513j) (Fig. 7) erzeugt und daher mit der

Taktimpulsphase (0j) synchronisiert. Es sei angenommen, daß der negative Übergang in die Wellenform (Sj) unmittelbar auf den negativen Übergang in die Taktimpulsphase (01) oder unter einer geringen Verzögerung davon erfolgt. Dementsprechend ändert sich der Ausgang (Q) der Flip-Flop-Schaltung (725) nicht von einem binären "1" in eine binäre "0" bis fast eine Vollperiode der Taktimpulsphase (0j) dem negativen Übergang in die Wellenform (Sj) folgt. Dies bedeutet, daß während einer Periode der diesem Übergang in (Sj) folgenden Taktimpulsphase eine binäre "0" einem Eingang der NOR-Torschaltung (728) entsprechend dem niedrigeren Pegel der Wellenform (Sj) und eine binäre "0" dem anderen Eingang dieser NOR-Torschaltung durch den Ausgang (Q) der Flip-Flop-Schaltung (725) zugeführt wird. Für diese eine Periode der Taktimpulsphase (0j) für die NOR-Torschaltung (728) ein binäres "1" der UND-Torschaltung (732) gemäß Fig. 1 IC. Diese binäre ”1" hindert die UND-Torschaltung (7322) daran, auf einen Taktimpuls anzusprechen, wodurch ein Taktimpuls von dem Ausgang der UND-Torschaltung gemäß Fig. 11E subtrahiert oder gelöscht wird. D. h. der Taktimpuls der Taktimpulsphase (0j), wie während der Dauer erzeugt, während welcher die NOR-Torschaltung (728) ein binäres "Γ erzeugt, geht nicht durch die UND-Torschaltung (732). Sobald selbstverständlich die NOR-Torschaltung (728) zu ihrem Ausgangspegel von einer binären "0" zurückgeführt wird, wird die UND-Torschaltung (732) wiederum in den erforderlichen Zustand versetzt, aufeinanderfolgende Taktimpulse durchzulassen.

Wenn die Flip-Flop-Schaltung (725) entsprechend dem negativen Übergang in den Ausgangsimpuls der NOR-Torschaltung (720) zurückgestellt ist, wie in Fig. 1 IC gezeigt, so verbleibt die Flip-Flop-Schaltung (726) in ihrem eingestellten Zustand bis zum nächstfolgenden Taktimpuls in der Taktimpulsphase (0j). Nach

Beendigung des Ausgangsimpulses der NOR-Torschaltung (728) sind somit sowohl der Ausgang (Q) der Flip-Flop-Schaltung (725) als auch der Ausgang (Q) der Flip-Flop-Schaltung (726) eine binäre "0" für die Dauer einer Taktimpulsperiode. Die NOR-Torschaltung (729) wird somit mit einer binären ”0" an jedem ihrer Eingänge zur Erzeugung des in Fig. 1 IC gezeigten Ausgangsimpulses. Nach der Zuführung des nächstfolgenden Taktimpulses wird die Flip-Flop-Schaltung (726) zurückgestellt um somit den Ausgangsimpuls der NOR-Torschaltung (729) zu beenden. Der Ausgangsimpuls der NOR-Torschaltung (729) hat somit eine Dauer gleich einer Taktimpulsperiode. Dieser Ausgangsimpuls wird dem Ladeeingang des Schieberegisters (727) zugeführt. Beim negativen Übergang des Taktimpulses, wie er am Ausgang der UND-Torschaltung (732) während der Dauer des Impulsausganges der NOR-Torschaltung (729) erscheint, wird das Schieberegister (727) mit dem voreingestellten Signal 0010 geladen, das den Eingängen (A-D) entsprechend zugeführt wird. Dieses geladene, voreingestellte Signal ist in den Fig. 11F-11I gezeigt. Dann werden auf Grund jedes aufeinanderfolgenden Taktimpulses, der während der restlichen Periode der Wellenform (Sj) erzeugt ist, die Inhalte des Schieberegisters (727) darin wiederum in Umlauf gebracht.

Es sei nun angenommen, daß die nominale Periode der Wellenform (Sj) ausreicht, um zehn Taktimpulse zu enthalten. Wenn die Impulsperiode oder das Tastverhältnis der Wellenform (Sj) erhöht wird, kann eine größere

Anzahl von Taktimpulsen während dieser Periode enthalten sein. Umgekehrt, wenn die Impulsperiode oder das Tastverhältnis der Rechteckwellenform abnimmt, so kann eine kleinere Anzahl von Taktimpulsen in der Periode enthalten sein. Die Zunahme oder Abnahme der Impulsperiode ist selbstverständlich Funktion der Phasenmodulation des durch den Wellenformer (408) erzeugten, phasenmodulierten Rechteckimpulssignals, so daß eine Anzeige der Verschiebung der Skala (401) in Bezug auf die Köpfe (402) und (403) dem entspricht. Falls nun angenommen wird, daß die Impulsperiode der Wellenform (Sj) konstant bleibt, d. h. daß sie weder erhöht noch herabgesetzt wird, werden bei der Erzeugung des neunten Taktimpulses am Ausgang der UND-Torschaltung (732) die Inhalte des Schieberegisters (727) wiederum gleich 0010 sein. D. h. das voreingestellte Signal wird darin zurück zu seiner Anfangsstellung in Umlauf gebracht worden sein. Da der durch die UND-Torschaltung (732) zugeführte neunte Taktimpuls mit der Beendigung der Periode der impulsbreitenmodulierten Rechteckwellenform (Sj) zusammenfällt, stellt das in dem Schieberegister (727) zu diesem Zeitpunkt gespeicherte Signal die Impulsperiode der impulsbreitenmodulierten Rechteckwellenform dar. Dieses Signal ist das selbe wie das voreingestellte Signal, welches darin geladen worden war und stellt damit dar, daß die impulsbreitenmodulierte Rechteckwellenform im wesentlichen konstant bleibt.

Aufgrund des Beginns der nächstfolgenden impulsbreitenmodulierten Rechteckwellenform, d. h. aufgrund des negativen Übergangs in die Wellenform (Sj), erzeugt die NOR-Torschaltung (728) den in Fig. 1 IC gezeigten -12-

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Ausgangsimpuls. Dieser Ausgangsimpuls ermöglicht es den UND-Torschaltungen (730) und (731), einen Ausgangsimpuls (Uj) einer positiven Richtung oder einen Ausgangsimpuls (Dj) einer negativen Richtung im Falle zu erzeugen, in welchem ein binäres "1" an dem Ausgang (Qp) bzw. (Qg) des Schieberegisters (727) erscheint. Es ist jedoch ersichtlich, daß die vorhergehende impulsbreitenmodulierte Rechteckwellenform (Sj) eine im wesentlichen konstante Impulsperiode hatte, so daß demgemäß das voreingestellte Signal 0010 nun an den Ausgangsklemmen (Qä-Qd) des Schieberegisters erschien. D. h. ein binäres "1" ist weder an der Ausgangsklemme (Qp) noch an der Ausgangsklemme (Qg) vorgesehen. Infolgedessen werden weder positive noch negative Ausgangsimpulse (Uj), (Dj) erzeugt.

Der am Ausgang der NOR-Torschaltung (728) aufgrund des negativen Übergangs in die Wellenform (Sj) erzeugte Impuls löscht wie zuvor einen Taktimpuls von dem Ausgang der UND-Torschaltung (732). Demgemäß werden während der Periode dieses gelöschten Taktimpulses die Inhalte des Schieberegisters (727) nicht verschoben. Darüberhinaus wird zum Zeitpunkt des negativen Überganges dieses gelöschten Taktimpulses der durch die NOR-Torschaltung (728) erzeugte Impuls beendet werden, während die NOR-Torschaltung (729) einen Ladeimpuls dem Schieberegister (727) zuführt, wie in Fig. 11D gezeigt. Bei dem in der Taktimpulsphase (0j) (Fig. 11B) nächsten Taktimpuls wird das Schieberegister (727) mit diesem Taktimpuls über die UND-Torschaltung (732) gespeist und spricht auf den Ladeimpuls an, der durch die NOR-Torschaltung (720) erzeugt ist, um das voreingestellte Signal 0010 darin zu laden. Dieses voreingestellte Signal, welches nun wiederum in das Schieberegister geladen oder eingegeben wird, ist in den Fig. 11F-11I gezeigt. Dieses voreingestellte Signal wird innerhalb des Schieberegisters (727) in Abhängigkeit von den nächstfolgenden Taktimpulsen in Umlauf gebracht, welche durch die UND-Torschaltung (732) durchgelassen worden sind.

Wie bei dem zuvor beschriebenen Beispiel wird nach der Erzeugung des dem Schieberegister (727) zugeführten neunten Taktimpulses (welcher dem zehnten Taktimpuls gleich ist, der durch die Taktimpulsphase (0j) während der Periode der Wellenform (Sj) zugeführt wurde) das voreingestellte Signal 0010 wiederum an der Ausgangsklemme (Q^-Qp) erscheinen werden. Es sei jedoch nun angenommen, daß die Verschiebung der Skala (401) in Bezug auf die Köpfe (402) und (403) derart ist, daß die Impulsperiode der Wellenform (Sj) gemäß Fig. 11A verlängert oder ausgedehnt wird. Das bedeutet, daß die Periode der Wellenform (Sj) nach Erzeugung des neunten Taktimpulses nicht beendet wird. Vielmehr wird ein zehnter Taktimpuls dem Schieberegister (727) durch die UND-Torschaltung (732) zugeführt, um das binäre ”1" von der Stufe (C) in die Stufe (D) zu verschieben. Dadurch wird selbstverständlich das binäre "1" von der Ausgangsklemme (Q^O in die

Ausgangsklemme (Qp) des Schieberegister (727) verschoben, wie in den Fig. 11F-11I gezeigt. Wenn nun die Wellenform (Sj) beendet wird, so wird der durch die NOR-Torschaltung (728) erzeugte Impuls (S) der UND-Torschaltung (730) ermöglichen, das an der Ausgangsklemme (Qp) gelieferte binäre "1" tormäßig zu verarbeiten, woraufhin der Ausgangsimpuls (Uj) mit der positiven Richtung durch die UND-Torschaltung (730) gemäß Fig. 11J erzeugt wird. Dieser Ausgangsimpuls wird durch die ODER-Torschaltung (733) als positiver Verschiebungsimpuls (P+) zugeführt, der darstellt, daß die Skala (401) um einen vorbestimmten Inkrementwert in die positive Richtung verschoben worden ist.

Am Beginn der Periode der nächstfolgenden Wellenform (Sj) wird ein Taktimpuls von den Kontaktimpulsen gelöscht, welche durch die UND-Torschaltung (732) zum Schieberegister (727) durchgelassen sind, wie in Fig. 11E gezeigt und wie oben beschrieben. Die NOR-Torschaltung (729) führt auch den Ladeimpuls zum Schieberegister zu, wie in Fig. 11D gezeigt. Infolgedessen nach Erzeugung des nächstfolgenden Taktimpulses, d. h. des ersten Taktimpulses, der durch die UND-Torschaltung (732) während dieser Periode der Wellenform (Sj) durchgelassen worden ist, wird das Schieberegister (727) mit den voreingestellten Signalen 0010 wie in den Fig. 11F-11I gezeigt, geladen. In der oben beschriebenen Art und Weise wird dieses voreingestellte Signal durch das Schieberegister (727) in Abhängigkeit von den nachfolgenden Taktimpulsen, die dem Schieberegister durch die UND-Torschaltung (732) zugeführt wurden, wieder in Umlauf gebracht. Es sei nun angenommen, daß die Impulsperiode der Wellenform (Sj), wie in Fig. 11A gezeigt komprimiert ist. Infolgedessen werden nach Beendigung dieser Periode der Wellenform (S j), d. h. bei dem negativen Übergang darin, nur acht Taktimpulse durch die UND-Torschaltung (732) zum Schiebergitter (727) durchgekommen sein (d. h. nur Neuntaktimpulse der Taktimpulsphase (0j) werden erzeugt worden sein). D. h. am Ende dieser Periode der Wellenform (S j) wird das voreingestellte Signal in dem Schieberegister (727) zirkuliert, um das Signal 0010 darin zu erzeugen. D. h. das binäre "1", welches zunächst in die Stufe (C) geladen worden ist, wird am Ende dieser Periode der Wellenform (Sj) gemäß Fig. HF-ΠΙ zur Stufe (5) zurückgeführt worden sein. Demgemäß wird der durch die NOR-Torschaltung (728) aufgrund des negativen Überganges in der Wellenform (Sj) erzeugte Impuls (S) der UND-Torschaltung (731) ermöglichen, das an der Ausgangsklemme (Qß) gelieferte binäre "Γ tormäßig zu behandeln. Die UND-Torschaltung (731) erzeugt somit den Ausgangsimpuls (D j) der negativen Richtung, wie -13-

AT 394 272 B in Fig. 11K gezeigt, welcher durch die ODER-Torschaltung (734) als Verschiebungsimpuls (P-) der negativen Richtung zugeführt wird.

Aus der obigen Erörterung der Arbeitsweise der in Fig. 10 gezeigten Ausführungsform ist ersichtlich, daß Veränderungen der Impulsperiode der Wellenform (Sj), d. h. Impulsbreitenmodulationen in dieser Rechteckwellenform, durch die detektormäßige Ermittlung der Anzahl der Taktimpulse der Taktimpulsphase (0j) abgetastet werden, welche innerhalb jeder Periode der Wellenform erfolgt Bei den oben erörterten Beispielen wird diese detektormäßige Feststellung durch die Voreinstellung eines vorbestimmten binären Signals in das Schieberegister (727) am Beginn einer Periode der Wellenform (Sj) erzielt, worauf dieses Signal für die Dauer der Periode wiederum in Umlauf gebracht wird. Impulsbreitenmodulationen werden als Funktion der bestimmten Stufen des Schieberegisters bestimmt, in welche das voreingestellte Signal am Ende der Wellenformperiode geschoben worden ist. Als eine Alternative kann ein Zähler zum Zählen der Taktimpulse der Taktimpulsphase (0j) vorgesehen sein, welche während jeder Periode der Wellenform (Sj) erzeugt werden. Diese Phasenmodulationen werden als Funktion des Zählwertes bestimmt, der durch diesen Zähler nach Beendigung der Periode erzielt wird.

Die Interpolationsschaltungen (722-724) arbeiten in einer Art und Weise, welche ähnlich ist, die oben unter Bezugnahme auf die Interpolationsschaltung (721) beschrieben wurde. Es ist ersichtlich, daß die Taktimpulsphasen (02). (0g) und (0^) relativ zur Taktimpulsphase (0j) phasenverschoben sind, und zwar jeweils um einen anderen Wert, und daß die impulsbreitenmodulierten Rechteckwellenformen (S2), (S3) und (S^) gleichfalls in Bezug auf die impulsbreitenmodulierte Rechteckwellenform (Sj) um entsprechende Werte phasenverschoben sind. Als ein zahlenmäßiges Beispiel kann dann, wenn die Wellenlänge λ der Eichsignale auf der Magnetskala (401) gleich 200 Mikron ist, durch Verwendung einer vierphasigen Interpolationsschaltung, d. h. einer Interpolationsschaltung, welche aus den Schaltungen (721-724) besteht, eine Auflösung von 1/40 bei der detektormäßigen Ermittlung der Verschiebung erreicht werden, d. h. ein Verschiebungsimpuls (P+) oder (P-) einer positiven oder negativen Richtung wird immer dann erzeugt, wenn die Skala (401) um 5 Mikron verschoben ist. Falls eine geringere Auflösung zufriedenstellend ist, so kann die Interpolationsschaltung aus einer Zweiphaseninterpolationsschaltung mit einer Auflösung von 1/20 bestehen. D, h. die Interpolationsschaltung kann die Schaltung (721) und (723) oder die Schaltung (722) und (724) aufweisen, worauf jeder der Schiebungsimpulse (P+) oder (P-) eine Verschiebung von 10 Mikron der Magnetskala (401) darstellt. Falls eine noch geringere Auflösung zufriedenstellend ist, so kann eine einphasige Interpolationsschaltung mit einer Auflösung von 1/10 verwendet werden, worauf ein Verschiebungsimpuls immer dann erzeugt wird, wenn die Magnetskala (401) um 20 Mikron verschoben ist. Falls die Interpolationsschaltung aus einer m-phasigen Interpolationsschaltung besteht, so ist ersichtlich, daß der Phasendetektor (513) gleichfalls aus m-Phasen-detektorstufen besteht.

Aus der obigen Beschreibung ist ersichtlich, daß durch die Erregung der Magnetköpfe (402) und (403) mit Impulssignalen, welche den bei den Ausführungsformen gemäß den Fig. 2 und 3 verwendeten sinusförmigen Erregersignalen entgegengesetzt sind, der durch die Magnetköpfe (402) und (403) erhaltene Ausgangspegel um zumindest 20 dB gegenüber dem durch die Magnetköpfe (207) und (208) erzeugten Ausgangspegel erhöht wird. Infolge dessen können Vorverstärkerschaltungen, wie z. B. die Verstärker (209) und (210) gemäß den Fig. 2 und 3 erfindungsgemäß entfallen. Darüberhinaus ist die zum Erregen der Magnetköpfe (402) und (403) mit Impulssignalen erforderliche Erregerschaltung gegenüber der bei den Ausführungsformen gemäß den Fig. 2 und 3 verwendeten Erregerschaltung vereinfacht. Insbesondere entfallen die Tiefpaßfilter, welche zuvor verwendet wurden, um die sinusförmige Wellenform in den Erregersignalen zu erhalten. Die Verstärker, welche verwendet werden, um die Erregersignale zu verstärken, die den Magnetköpfen zugeführt werden, können auch erfindungsgemäß lediglich als einfacher Impulsschaltkreis ausgebildet sein. Ein weiterer erfindungsgemäß erzielter Vorteil besteht darin, daß, da Impulssignale als Magnetkopferregersignale verwendet werden, eine Herabsetzung der Menge des erforderlichen Stromes erzielbar ist. Das Gesamtgerät nach der vorliegenden Erfindung ist daher gegenüber dem Verschiebungsdetektorgerät nach dem Stand der Technik merklich vereinfacht. Ein solchermaßen vereinfachtes Gerät kann mit Hilfe herkömmlicher Integrierschaltungstechniken gefertig werden. Dies führt zu einer wesentlichen Herabsetzung der Kosten dieses Verschiebungsdetektorgerätes. Während nun die vorliegende Erfindung insbesondere unter Bezugnahme auf gewisse bevorzugte Ausführungsformen beschrieben und dargestellt wurde, wird es dem Durchschnittsfachmann ohne weiteres einleuchten, daß verschiedene Abänderungen und Abwandlungen in Bezug auf Form und Einzelheiten innerhalb des Schutzumfanges der vorliegenden Erfindung durchaus möglich sind. So z. B. muß dieses Verschiebungsdetektorgerät nicht lediglich auf die Verwendung im Zusammenhang mit einer Magnetskala beschränkt sein. Als eine Alternative kann das hier offenbarte Gerät bei einer Meß- oder Skalenanlage verwendet werden, welche mit einem Induktorsynchronisator versehen ist. Die Köpfe (402) und (403) können ferner durch andere Wandler ersetzt werden, während die Skala (401) mit Eichsignalen versehen werden kann, welche ohne weiteres durch diese Wandler wiedergegeben werden können. -14-

Claims (15)

1. AT 394 272 B PATENTANSPRÜCHE 1. Indikator zur digitalsignalmäßigen Anzeige der Relativverschiebung zwischen einem Objekt und einer objektbezogenen Einrichtung, z. B. einem Werkstück und einer Werkzeugmaschine, wobei die Einrichtung eine Magnetskala aufweist, auf welcher Eichsignale einer vorbestimmten Wellenlänge als magnetische Teilung aufgezeichnet sind, wobei der Indikator einen ersten und einen zweiten Magnetkopf, die zur Wiedergabe der Eichsignale der Magnetskala bei der Relativverschiebung zwischen der Magnetskala und den Magnetköpfen angeordnet sind, eine Erregerschaltung zum Erregen des ersten und des zweiten Magnetkopfes mit Impulssignalen, sodaß jeder Magnetkopf ein von dem aus der Magnetskala wiedergegebenen Eichsignal und dem ihr zugeführten Erregungsimpulssignal abgeleitetes, abgleichsmoduliertes Impulssignal erzeugt, eine Addierschaltung, welche die beiden durch den ersten und den zweiten Magnetkopf erzeugten abgleichsmodulierten Signale addiert und ein einen vorbestimmten Gesamtfrequenzbereich einnehmendes phasenmoduliertes Impulssignal erzeugt, welches eine zur Verschiebung zwischen der Skala und den Magnetköpfen proportionale Phasenverschiebung besitzt, eine Wählschaltung, welche einen Teil des phasenmodulierten Impulssignals innerhalb eines vorbestimmten Frequenzbereichs des Gesamtfrequenzbereichs auswählt, und einen Detektor, welcher vorbestimmte Zuwachswerte einer Phasenverschiebung im phasenmodulierten Impulssignal feststellt und Ausgangsimpulssignale erzeugt, welche entsprechende Verschiebungsinkremente darstellen, aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß die Wählschaltung (406, 407, 408) einen Teil des phasenmodulierten Impulssignals in jenem vorbestimmten Frequenzbereich auswählt, welcher eine vorbestimmte höhere Harmonische des phasenmodulierten Impulssignals enthält, daß eine Amplitudenausgleichsschaltung (404) die Amplituden von zumindest der vorbestimmten höheren Harmonischen in den vom ersten und vom zweiten Magnetkopf (402, 403) erzeugten abgleichsmodulierten Impulssignalen ausgleicht und daß der Detektor (409) die vorbestimmten Zuwachswerte der Phasenverschiebung in dem die vorbestimmte höhere Harmonische enthaltenden Abschnitt des phasenmodulierten Impulssignals erfaßt.
2. 2. Indikator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Addierschaltung einen Summiertransformator (405) enthält.
3. 3. Indikator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Amplitudenausgleichsschaltung (404) die Amplituden von zumindest der vorbestimmten höheren Harmonischen in dem vom ersten und vom zweiten Magnetkopf (402,403) erzeugten ausgleichsmodulierten Impulssignalen ausgleicht.
4. 4. Indikator nach Anspruch 1, wobei die Erregerschaltung durch eine Impulsquelle (410, 411, 412) gekennzeichnet ist, welche die Grundfrequenz fc/2 hat, wobei die Grundfrequenz des aus der Addierschaltung erhaltenen phasenmodulierten Impulssignals gleich fc ist.
5. 5. Indikator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Wählschaltung (406, 407, 408) die (η -1) Oberschwingung des phasenmodulierten Impulssignals wählt, um ein phasenmoduliertes Impulssignal einer Folgefrequenz von (n - I)fc zu erzeugen, worin n eine ganze Zahl ist, und daß der Detektor eine Taktimpulsquelle (514) einer Frequenz, welche gleich nfc ist, eine Phasendetektorschaltung (513) welche mit der Taktimpulsquelle (514) gekoppelt und mit dem phasenmodulierten Impulssignal der Folgeffequenz (n - l)fc beaufschlagt ist, aufweist, um Impulssignale (Sj... Sm) der Frequenz fc zu erzeugen, von denen ein Parameter als Funktion des phasenmodulierten Impulssignals der Folgefrequenz (n - l)fc moduliert ist, sowie eine Phasenmeßschaltung (515), welche die Impulssignale (Sj ... Sm) der Frequenz fc empfängt, welche durch die Phasendetektorschaltung (513) erzeugt werden, und die mit der Taktimpulsquelle (514) verbunden ist, um die durch die Quelle erzeugten Taktimpulse zum Abfühlen vorbestimmter Zuwachswerte oder Inkremente positiver und negativer Veränderungen des Parameters der empfangenen Impulssignale der Frequenz fc zu verwenden und zur Erzeugung von Ausgangsimpulsen (P+, P-), welche jedes abgefühlte oder abgetastete Inkrement oder jede abgetastete Zuwachsrate darstellen.
6. 6. Indikator nach Anspruch 5, wobei die Phasendetektorschaltung durch m Phasendetektorstufen (513j ... ... 513m) gekennzeichnet ist, worin m eine ganze Zahl ist, wobei die Eingänge der m-Phasendetektorstufen gemeinsam angeschlossen sind, um das phasenmodulierte Impulssignal der Folgefrequenz (n - l)fc zu empfangen, -15- AT 394 272 B während die Taktimpulsquelle durch einen Taktimpulsgeber (Fig. 8) zur Erzeugung von m entsprechenden phasenverschobenen Taktimpulsen (0j ... 0m) gekennzeichnet ist, von denen jeder eine Frequenz nfc hat und einer entsprechenden Phasendetektorstufe (513j ... 513m) zugeführt wird, so daß die m Phasendetektorstufen m modulierte Impulssignale jeweils der Frequenz fc erzeugen und sämtliche davon in bezug zueinander phasenverschoben sind.
7. 7. Indikator nach Anspruch 6, wobei jede Phasendetektorstufe durch eine zeitimpulsgesteuerte Flip-Flop-Schaltung gekennzeichnet ist, welche einen Dateneingang (Dj ... Dm) hat, der angeschlossen ist, um das phasenmodulierte Impulssignal der Folgefreguenz (n - l)fc zu empfangen, sowie einen Taktimpulseingang (CKj ... CKm) aufweist, der angeschlossen ist, um einen entsprechenden Taktimpuls (0j ... 0m) zu empfangen, um ein Rechteckwellensignal (Sj... Sm) der Frequenz fc und mit einer Impulsbreite zu erzeugen, welche sich als Funktion der Phasenmodulation des phasenmodulierten Impulssignals ändert.
8. 8. Indikator nach Anspruch 7, wobei die Phasenmeßfühlerschaltung durch m Phasenmeßfühlstufen (721 ... ... 724) gekennzeichnet ist, wobei jede Stufe mit einem Rechteckwellensignal (Sj ... Sm) gespeist wird, das durch eine entsprechende zeitsteuerimpulsgesteuerte Flip-Flop-Schaltung erzeugt ist, sowie mit einem entsprechenden Taktimpuls (0j ... 0m) der Taktimpulse zur Erzeugung eines ersten Ausgangsimpulses (Uj), wenn die Impulsbreite des zugeführten Rechteckwellensignals ein vorbestimmtes Inkrement überschreitet, und zur Erzeugung eines zweiten Ausgangsimpulses (D j), wenn die Impulsbreite des zugeführten Rechteckwellen-signals das voibestimmte Inkrement unterschreitet.
9. 9. Indikator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß jede Phasenmeßfühlerstufe aus einem Mehrstufenschieberegister (727) gebildet ist, wobei eine Ladeschaltung (725, 726, 729) zum Laden des Schieberegisters mit einem Impuls zu einem vorbestimmten Zeitpunkt vorgesehen ist, welcher einem bestimmten Übergang in dem Rechteckwellensignal (Sj) folgt, wobei der Impuls durch das Mehrstufenschieberegister aufgrund der ihm zugeführten Taktimpulse (0j) zirkuliert wird, und daß eine Torschaltung (730, 731) zum Abfühlen oder Abtasten der Stufe (Q^ ... Qp) im Schieberegister vorgesehen ist, zu welcher der Impuls zum Zeitpunkt des nächstfolgenden bestimmten Überganges verschoben worden ist, um den ersten Ausgangsimpuls (Uj) zu erzeugen, wenn der Impuls zu einer ersten Stufe (QD) verschoben worden ist, und um den zweiten Ausgangsimpuls (Dj) zu erzeugen, wenn der Impuls zu einer zweiten Stufe (Qg) verschoben worden ist.
10. 10. Indikator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsquelle mit der Grundfrequenz fc/2 ein Taktimpulsgeber zur Erzeugung von Taktimpulsen einer verhältnismäßig hohen Frequenz ist, und daß ein Frequenzteiler zum Teilen der Frequenz der Taktimpulse herab auf die Frequenz iJ2 vorgesehen ist und der Detektor einen Zeitsteuerimpulsgeber (514) aufweist, der auf die Taktimpulse zur Erzeugung von Zeitsteuerimpulsen (0j ... 0m) anspricht, und daß ein Detektor (513) auf die Zeitsteuerimpulse (0| ... ... 0m) anspricht und mit der gewählten Oberschwingung (η - 1) des phasenmodulierten Impulssignals zur Erzeugung von impulsbreitenmodulierten Rechteckwellensignalen (Sj ... Sm) gespeist ist, deren Impulsbreite sich als Funktion der Phasenmodulation der gewählten Oberschwingung ändert, und ferner durch eine Meßschaltung oder Abtastschaltung (515) zum Abtasten oder Messen der Impulsbreitenveränderungen der impulsbreitenmodulierten Rechteckwellensignale (Sj ... Sm) zur Erzeugung eines Ausgangsimpulses (P+, P-), wenn sich die Impulsbreite um mehr als einen vorbestimmten Zuwachswert ändert.
11. 11. Indikator nach Anspruch 10, wobei die Abtast- oder Meßschaltung durch einen Zählimpulsgeber (514) gekennzeichnet ist, der auf die Taktimpulse zur Erzeugung von Zählimpulsen (0j ... 0m) einer Frequenz (nfc) anspricht, welche höher als die Folgefrequenz (fc) der impulsbreitenmodulierten Rechteckwellensignale (Sj ... ... Sm) ist, durch eine Schaltung (727, 728, 729, 732) zum Bestimmen der Anzahl der Zählimpulse, welche während eines Zyklus der impulsbreitenmodulierten Rechteckwellensignale erzeugt sind, und durch eine Torschaltung (730, 731, 733, 734) zur Erzeugung von Ausgangsimpulsen (Uj, Dj ... U^; P+, P-), welche die Inkrementverschiebung des besagten Teiles darstellen, wenn die Bestimmungsschaltung bestimmt, daß die Anzahl der Zählimpulse (0j), welche während eines Zyklus (Sj) der impulsbreitenmodulierten Rechteckwellensignale erzeugt sind, sich von einer vorbestimmten Anzahl unterscheiden -16- AT 394 272 B
12. 12. Indikator nach Anspruch 11, wobei die Phasendetektorschaltung durch eine Vielzahl von Detektorstufen (513j ... 512m) gekennzeichnet ist, welche alle Eingänge haben, die gemeinsam angeschlossen sind, um die gewählte Oberschwingung (η - 1) des phasenmodulierten Impulssignals zu empfangen, wobei der Zeitsteuerimpulsgeber (514) eine Vielzahl von phasenverschobenen Zeitsteuerimpulsen (0j ... 0m) erzeugt, die alle dieselbe Frequenz (nfc), jedoch eine unterschiedliche Phase in Bezug auf die anderen, entsprechenden Phasen der Zeitsteuerimpulse haben, welche an entsprechenden Stufen der Detektorschaltung angelegt sind, daß jede Stufe ein impulsbreitenmoduliertes Rechteckwellensignal (Sj ... Sm) entsprechender Phase erzeugt.
13. 13. Indikator nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Bestimmungsschaltung aus einer Vielzahl von Bestimmungsstufen (721 bis 724) gebildet ist, welche zahlenmäßig der Vielzahl von Detektorstufen (513j ... 512m) gleich sind, wobei jede Bestimmungsstufe (721) mit einem impulsbreitenmodulierten Rechteckwellensignal (Sj) einer entsprechenden Phase gespeist wird, um die Anzahl der Zählimpulse (0j) zu bestimmen, welche während eines Zyklus der entsprechenden Phase des impulsbreitenmodulierten Rechteckwellensignals erzeugt sind, und daß die Torschaltung auf jede der Bestimmungsstufen anspricht.
14. 14. Indikator nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Zählimpulsgeber eine Vielzahl von phasenverschobenen Zählimpulsen (0^ ... 0m) erzeugt, die alle dieselbe Frequenz (nfc), jedoch eine unterschiedliche Phase in Bezug auf die anderen, entsprechenden Phasen der Zählimpulse haben, die an entsprechenden Stufen der Bestimmungsschaltung angelegt wurden.
15. 15. Indikator zur digitalen Anzeige der Relativverschiebung x eines Gliedes in bezug auf einen ersten und einen zweiten Wandler, wobei das Glied mit gleichmäßig im Abstand voneinander vorgesehenen Markierungen einer vorbestimmten Wellenlänge versehen ist, wobei der Indikator einen ersten und einen zweiten Wandler zur Wiedergabe dieser Markierungen von dem besagten Glied als eine periodische Funktion von 2π/λ.χ und zum Zwecke der Erregung aufweist, und wobei eine Addierschaltung zum Addieren der modulierten Signale vorgesehen ist, die durch den ersten bzw. zweiten Wandler erzeugt sind, aufgrund der wiedergegebenen Markierungen und der Erregung zur Erzeugung eines phasenmodulierten Signals mit einer Grundfrequenz fc und einer Phasenmodulation, welche eine Funktion von 2π/λ.χ ist, gekennzeichnet durch eine Erregerschaltung (410, 411, 412) zum Zuführen von Erregerimpulssignalen zum ersten bzw. zweiten Wandler, wobei die Folgefrequenz der Impulssignale gleich ijl ist, so daß jeder Wandler ein moduliertes Impulssignal einer Folgefrequenz fc erzeugt und eine Modulationskomponente hat, welche eine Funktion von 2π/λ.χ ist, durch eine Schaltung (406) zum Wählen der n Oberschwingung des phasenmodulierten Impulssignals, wobei die n Oberschwingung als Nnsin (2 nfct 2π/λ.χ) dargestellt ist, worin Nn eine Amplitude ist, ferner durch eine Wellenformerschaltung (407,408) zum Formen der gewählten n Oberschwingung des phasenmodulierten Impulssignals zur Erzeugung eines weiteren phasenmodulierten Impulssignals einer Folgefrequenz von nfc, mit einer Phasenmodulationskomponente, welche eine Funktion von (2π/λ.χ) ist, weiters durch einen Phasendetektor (513) mit einer Zeitsteuerimpulsquelle (514) als das Vielfache der Folgefrequenz fc, sowie mit einem Vergleicher (513j ... ... 513m), der zum Empfang sowohl des besagten weiteren phasenmodulierten Impulssignals der Folgefrequenz nfc als auch der Zeitsteuerimpulse (0j ... 0m) zur Erzeugung einer impulsbreitenmodulierten Rechteckwelle (SJ...S m) der Folgefrequenz fc und von Impulsbreitenveränderungen angeschlossen ist, welche eine Funktion von x sind, und schließlich durch einen Meßfühler ((515); Fig. 10) zum Messen, ob die Impulsbreitenveränderungen einen vorbestimmten Inkrementwert in der positiven und negativen Richtung überschreiten, um einen ersten (P+) und einen zweiten (P-) Ausgangsimpuls zu erzeugen, welche jeweils darstellen, daß die Verschiebung x eine positive bzw. negative Verschiebung einer vorbestimmten Größe ist. Hiezu 4 Blatt Zeichnungen -17-