DE3439893C2 - - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung geht aus von einem Signalgenerator nach dem Direktfrequenzsyntheseverfahren gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Ein solcher ist aus der DE-OS 26 07 530 bekannt.

Das Direktfrequenzsyntheseverfahren bietet viele Vorteile. Ist beispielsweise die obere Grenzfrequenz hoch, dann ist die Signalreinheit ebenfalls hoch. Auch kann die Frequenz mit hoher Geschwindigkeit geändert werden. Nachteilig am Direktfrequenzsyntheseverfahren ist allerdings, daß die Phasensteuerung beim Frequenzwechsel schwierig ist. Wird zu einem beliebigen Zeitpunkt ein Frequenzwechsel vorgenommen, was bei einer Art von Signalgenerator nur durch Schalten vorgenommen werden kann, so ist die Wahrscheinlichkeit sehr hoch, daß keine Kontinuität zwischen der Endphase der Frequenz vor dem Frequenzwechsel und der Anfangsphase der Frequenz nach dem Frequenzwechsel herrscht. Die Dauer der Phasenkonfusion hängt von dem Phasensprung zwischen den Frequenzen ab. Weiterhin wird die Phasenkonfusion durch den Durchlauf eines Signals durch bandbegrenzende Einrichtungen, wie beispielsweise Bandpaßfilter und nachfolgende Tiefpaßfilter verlängert. Als Folge davon braucht das Signal des Signalgenerators, dessen Frequenz neu eingestellt worden ist, eine lange Zeit, um sich an die Endphase nach dem Umschalten anzugleichen.

Die lange Phasenkonfusion des Ausgangssignals des Signalgenerators ist einer Situation äquivalent, bei der das Signal sehr stark phasenmoduliert ist. Dementsprechend werden eine große Zahl von Störkomponenten in Form von Seitenbändern des Ausgangssignals erzeugt, bis die Phase sich angeglichen hat.

Bei dem bekannten Signalgenerator ist eine Phasengleichheit der Ausgangssignale der verschiedenen Generatoren in dem Signalgenerator nur im Moment des Einschaltens des Signalgenerators gegeben. Beim anschließenden Umschalten von einer Frequenz auf die andere ergeben sich bei diesem Signalgenerator die zuvor erwähnten unerwünschten Effekte.

Aus den obengenannten Gründen besteht ein starker Wunsch nach einem Signalgenerator, der nach dem Direktfrequenzsyntheseverfahren arbeitet, dabei jedoch mit hoher Geschwindigkeit in der Frequenz umgeschaltet werden kann, ein Signal hoher Reinheit liefert und eine hohe obere Grenzfrequenz aufweist und der so verbessert ist, daß sich beim Frequenzwechsel eine Phasenkontinuität ergibt.

Dementsprechend liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen verbesserten Signalgenerator anzugeben, der nach dem Direktfrequenzsyntheseverfahren arbeitet, der eine einfachere Phasensteuerung beim Frequenzwechsel aufweist und eine Phasenkontinuität zwischen den Frequenzen vor und nach dem Frequenzwechsel sicherstellt und der eine außerdem befriedigende Phasenreproduzierbarkeit aufweist.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale gemäß Patentanspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand weiterer Ansprüche. Mit einer Anordnung der erfindungsgemäßen Art lassen sich Ausgangssignale der Schalteinrichtung erzeugen, die einfach so beeinflußt werden können, daß die Phasen der Signale vor und nach dem Frequenzwechsel kontinuierlich sind, so daß die Probleme, die den bekannten Signalgeneratoren innewohnen, vollständig beseitigt sind.

Die Erfindung soll nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert werden. Es zeigt:

Fig. 1 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform eines Signalgenerators nach der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 Wellenformen, die zur Erläuterung der Betriebsweise des Schaltbilds nach Fig. 21 nützlich sind;

Fig. 3 Wellenformen, die die Phasenreduzierbarkeit zeigen;

Fig. 4 einen Satz Wellenformen, die zur Erläuterung des Schaltkreises nach Fig. 1 nützlich sind, wenn man Verzögerungszeiten zusätzlich in die Betrachtungen einbezieht;

Fig. 5 den Zusammenhang zwischen einem Phasenfehler und einem Zeitfehler;

Fig. 6 bis 8 Blockdiagramme anderer Anordnungen für die zweiten Frequenzgeneratoren;

Fig. 9 und 10 Blockdiagramme anderer Ausführungsformen eines Frequenzgenerators als Teilelement der Erfindung;

Fig. 11 ein Blockdiagramm eines Direktfrequenzsynthesizers mit Merkmalen der vorliegenden Erfindung; Fig. 12 Zeitdiagramme, die zur Erläuterung der Phasenkontinuität und der Phasenreduzierbarkeit nützlich sind, die man bei dem Betrieb des Schaltkreises nach Fig. 11 beobachten kann;

Fig. 13 ein vollständiges Blockdiagramm des Direktfrequenzsynthesizers nach der Erfindung;

Fig. 14 Steuerimpulserzeugungsperioden, die zur Erzeugung zufriedenstellender Phasenkontinuität und Phasenreproduzierbarkeit dienen;

Fig. 15 Wellenformen zweier Beispiele der Anfangsphase des Signals, wenn die Frequenz gewechselt wird:

Fig. 16 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung eines Steuerverfahrens für die Anfangsphase;

Fig. 17 eine Wellenform eines MSK-modulierten Signals, und

Fig. 18 ein Blockdiagramm eines weiteren Direktfrequenzsynthesizers nach der vorliegenden Erfindung.

Es wird zunächst Bezug auf Fig. 1 genommen, die eine erste Ausführungsform eines Signalgenerators zeigt, der ein Signal einer mittels einer Frequenzeinstellung ausgewählten Frequenz erzeugt.

In der Figur ist ein Bezugsfrequenzgenerator 4 dargestellt, bestehend aus einem Oszillator 5, beispielsweise einem hochstabilen Kristalloszillator, und einem Bezugsfrequenzgeneratorkreis 6, der auf das Ausgangssignal des Oszillators 5 anspricht, und ein Signal einer Bezugsfrequenz f₁ erzeugt, das zu zweiten Frequenzgeneratoren 7₁ bis 7 _K übertragen wird. Das Bezugsfrequenzsignal ist beispielsweise ein Rechteckwellensignal und dient auch als Bezugstaktsignal zum Angleichen der Ausgangssignale der Frequenzgeneratoren 7₁ bis 7 _K in der Phase.

Die zweiten Frequenzgeneratoren 7₁ bis 7 _K erzeugen jeweils Signale unterschiedlicher Frequenzen f₂₁ bis f _2K , die, entsprechend einer vorbestimmten Zeitperiode T, basierend auf der Bezugsfrequenz f₁, in der Phase ausgerichtet sind. Die Ausgangssignale der zweiten Frequenzgeneratoren 7₁ bis 7 _K haben zum Zeitpunkt t (t: 0,T, 2T, 3T . . . .) die gleiche Phase ψ und lassen sich mathematisch ausdrücken durch A · sin ( ω₁t + ψ), A · sin ( ω₂t + ψ ) . . . und A · sin ( l _K t + ψ ). In diesen Ausdrücken ist A gleich der Amplitude und ist ω _1-K gleich der Winkelfrequenz:

ω₁ = 2π f₂₁, ω₂ = 2π f₂₂ . . . ω _K = 2f f _2K . . . (1)

Die zweiten Frequenzgeneratoren 7₁ bis 7 _K können aus einem abtastenden Phasenregelkreis aufgebaut sein, wie Fig. 1 zeigt.

In Fig. 1 erzeugen Differenzierkreise 8₁ bis 8 _K Abtastimpulse mit einer gegebenen Polarität an der Hinterflanke der Rechteckwelle des Bezugsfrequenzsignals f₁. Abtast- und Halte-Kreise 9₁ bis 9 _K tasten die Ausgangssignale von spannungsgesteuerten Oszillatoren 11₁ bis 11 _K ab und halten die Abtastwerte, wobei hierzu die Abtastimpulse aus den Differenzierkreisen 8₁ bis 8 _K verwendet werden. Schleifenfilter 10₁ bis 10 _K entfernen die unnötigen Komponenten aus den Ausgangssignalen der Abtast- und Halte-Kreise 9₁ bis 9 _K und bestimmen dadurch die Eigenschaften der Phasenregelkreise. Die spannungsgesteuerten Oszillatoren 11₁ bis 11 _K erzeugen Ausgangssignale vorbestimmter Frequenzen f₂₁ bis f _2K , die durch Multiplizieren der ersten Frequenzen f₁ mit N₁ bis N _K (wobei N₁ bis N _K ganze Zahlen sind) erhalten werden, d. h., es ergeben sich Frequenzen f₁N₁ bis f₁N _K .

Bei einem so aufgebauten Signalgenerator erzeugen alle Differenzierkreise 8₁ bis 8 _K gleichzeitig Abtastimpulse an der Hinterflanke der Rechteckwellen der ersten Bezugsfrequenz f₁. Die Abtast- und Halte-Kreise 9₁ bis 9 _K tasten und halten die Ausgangssignale der spannungsgesteuerten Oszillatoren 11₁ bis 11 _K gleichzeitig und erzeugen Signale unterschiedlicher Frequenzen. Die Gleichspannungssignale aus den Abtast- und Halte-Kreisen 9₁ bis 9 _K werden als Steuersignale den spannungsgesteuerten Oszillatoren 11₁ bis 11 _K über die Schleifenfilter 10₁ bis 10 _K zugeführt. Die Gleichspannungssignale entsprechend den Spannungen der abzutastenden Signale, wenn sie abgetastet und gehalten werden. Dementsprechend werden die abgetasteten Signale von den Ausgängen der Schleifenfilter 10₁ bis 10 _K so gesteuert, daß sie die gleiche Phase ψ aufweisen. Die Steuerung wird in einer solchen Weise durchgeführt, daß, wenn die Frequenzen f₂₁ bis f _2K der Ausgangssignale der spannungsgesteuerten Oszillatoren 11₁ bis 11 _K niedriger sind als die Produkte N₁ × f₁ bis N _K × f₁, jene Frequenzen erhöht werden. Wenn die Frequenzen höher sind als die Produkte, dann werden sie vermindert. Wie oben beschrieben, dienen die Abtast- und Halte-Kreise 9₁ bis 9 _K als Phasendetektoren zum Ermitteln einer Phasendifferenz zwischen zwei Eingangsfrequenzsignalen f₁ und irgendeinem aus der Gruppe N₁ × f₁ minus N _K × f₁, die in einem Verhältnis von 1 zu einem Vielfachen von N₁ bis N _K vorliegen. Auf diese Weise erzeugen die zweiten Frequenzgeneratoren 7₁ bis 7 _K Signale der Frequenzen f₂₁ bis f _2K , die zu vorbestimmten Perioden, basierend auf der Bezugsfrequenz f₁, gleiche Phasen ψ haben.

Ein Steuerimpulsgenerator 12 empfängt die Bezugsfrequenz f₁ und erzeugt, basierend auf dieser, Steuerimpulse, die zu einer Schalteinrichtung 13 übertragen werden, wenn die zweiten Frequenzsignale phasengleich sind. Der Steuerimpulsgenerator 12 kann im Prinzip wie der oben erwähnte Differenzierkreis aufgebaut sein.

Die Periode, zu der die Vielzahl der Frequenzsignale die gleiche Phase aufweisen, ist durch den Kehrwert einer Frequenz als größter gemeinsamer Teiler aller unterschiedlicher Frequenzpaare (K minus 1) der benachbarten Frequenzen f₂₁ minus f _2K bestimmt, da eine bestehende Offset-Frequenz in der Vielzahl der Frequenzsignale beseitigt werden kann (wie später noch erläutert wird).

Dementsprechend ist es ausreichend, daß der Steuerimpulsgenerator 12 so aufgebaut ist, daß er Steuerimpulse abgibt, wenn die Frequenzdifferenz (oder ihr Vielfaches) sich wiederholt. Diese Periode ist gegeben durch:

worin T die Zeitperiode ist, | f _i+1 - f _i | ggT gleich dem größten gemeins. Teiler jeder der Paare (K-1) benachbarter Frequenzen der zweiten Bezugsfrequenzen f₂₁ bis f _2K , i = 1, 2 . . . K-1 und l = 1,2 . . ist.

Wie oben beschrieben, ist f₂₁ bis f _2K gleich N₁ · f₁ bis N _K · f₁. Die Periode T kann also auch ausgedrückt werden durch

worin | N _i+1 - N _i | ggT der größte gemeinsame Teiler der Differenz zwischen jedem Paar (K-1) benachbarter Werte für jeden der Werte N₁ bis N _K ist. Wenn | N _i + 1-N _i |ggT = 1 ist, dann ist die Periode T gleich:

T = l/f₁.

Da die kürzeste Periode vorliegt, wenn l = 1, dann gilt

T = 1/f₁.

Diese Periode ist gleich der der Rechteckwelle der Bezugsfrequenz. In diesem Falle wird das erwartete Ende daher durch Erzeugen eines Steuerimpulses an der Hinterkante des Rechteckwellensignales der Bezugsfrequenz f₁ erreicht.

Die Schalteinrichtung 13 wählt zum Zwecke einer Frequenzänderung eines der Ausgangssignale der zweiten Frequenzgeneratoren 7₁ bis 7 _K gemäß den von außen zugeführten Frequenzeinstelldaten aus. Die Schalteinrichtung 13 besteht aus einem Register 14 und einem Wählschalter 15. Wenn sich die von außen zugeführten Frequenzeinstelldaten ändern, dann ersetzt das Register 14 die schon gespeicherten Frequenzeinstelldaten durch neue Daten zu dem Zeitpunkt, zu dem es den Steuerimpuls von dem Steuerimpulsgenerator 12 empfängt. Der Wählschalter 15 spricht auf die Frequenzeinstelldaten an und schaltet, um eines der Ausgangssignale der zweiten Frequenzgeneratoren 7₁ bis 7 _K , entsprechend der im Register 14 neu eingestellten Frequenzeinstelldaten auszuwählen.

Als nächstes soll die Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1 unter Bezugnahme auf die Zeitdiagramme, die in Fig. 2 dargestellt sind, erläutert werden.

Der Bezugsfrequenzgenerator 4 erzeugt ein Signal der Bezugsfrequenz f₁ von rechteckwellenförmiger Gestalt, das in Zeile a in Fig. 2 dargestellt ist. Alle Differenzierkreise 8₁ bis 8 _K in den Frequenzgeneratoren 7₁ bis 7 _K erzeugen entsprechende Abtastimpulse an der Hinterflanke der Rechteckwelle f₁, was die Zeile b in Fig. 2 zeigt. Die Zeilen c bis e in Fig. 2 zeigen die Wellenformen der Signale zweiter Frequenzen, f₂₁, f₂₂ und f _2K der zweiten Frequenzgeneratoren 7₁ bis 7 _K . Wie schon beschrieben, haben die ersten Frequenzsignale f₂₁ bis f _2K die gleiche Phase im Zeitpunkt der Abtastung, wie oben beschrieben, erzeugt, wenn T = 1/f₁, der Steuerimpulsgenerator 12 die Steuerimpulse an der Hinterkante der Rechteckwelle der Bezugsfrequenz f₁, siehe Zeile g in Fig. 2.

Bei Empfang der Steuerimpulse ersetzt das Register 14 die darin gespeicherten Frequenzeinstelldaten durch die neuen Frequenzeinstelldaten, wenn sich die Frequenzeinstelldaten im Zeitpunkt P ändern, bevor der Steuerimpuls eingegeben wird, wie Zeile f in Fig. 2 zeigt. Mit anderen Worten, selbst wenn sich im Zeitpunkt P die Frequenzeinstelldaten ändern, wartet das Register 14 bis zum Zeitpunkt Q, zu welchem der Zeitimpuls das Register 14 erreicht. Dann ersetzt es die Frequenzeinstelldaten, die bislang gespeichert waren, durch die neuen Frequenzeinstelldaten.

Wie oben beschrieben, wird in dem erwähnten Signalgenerator beim Wechsel der Frequenzeinstellung das Umschalten der Frequenz bis zu demjenigen Zeitpunkt verzögert, zu welchem die zweiten Frequenzsignale von K phasengleich sind, so daß das Ausgangssignal vor und nach dem Frequenzwechsel eine Phasenkontinuität aufweist. Beispielsweise zeigt Zeile i in Fig. 2 eine Wellenform des Ausgangssignals des beschriebenen Signalgenerators, wenn die Frequenz von f₂₁ auf f _2K umgeschaltet wird.

Aus der vorangehenden Beschreibung ist ersichtlich, daß der Signalgenerator dieser Ausführungsform eine Phasenkontinuität zum Zeitpunkt der Frequenzumschaltung aufweist. Diese Ausführungsform hat auch den Vorteil einer Phasenreproduzierbarkeit, wie noch beschrieben wird.

Wie Zeile a in Fig. 3 zeigt, wird zum Zeitpunkt t₁ die Frequenz von f auf f′ umgeschaltet; zum Zeitpunkt t₂ wird von f′ auf f′′ umgeschaltet, und zum Zeitpunkt t₃ wird von f′′ auf f′ zurückgeschaltet. In diesem Falle sind die Phasen des Signales der Frequenz f′ selbstverständlich dieselben, wie jene, die man erhalten würde, wenn das Signal der Frequenz f′ fortfährt, wie es ist, wie es Zeile b in Fig. 3 zeigt. Es sei ferner betont, daß die Phase des Ausgangssignals von einem Phasenfortsetzungspunkt P während des Frequenzwechsels (die Anfangsphase des Ausgangssignals zum Zeitpunkt des Frequenzwechsels) die selbe ist wie jene, an den anderen Phasenfortsetzungspunkten P′ und P′′. Dies wird mit Phasenreproduzierbarkeit bezeichnet. Diesbezüglich hat das Ausgangssignal der Schalteinrichtung 13 bei dieser Ausführungsform eine Phasenreproduzierbarkeit als auch eine Phasenkontinuität während des Frequenzwechsels.

In der Beschreibung des Betriebs des oben erwähnten Signalgenerators sind die Verzögerungszeiten der entsprechenden Ausgangssignale der zweiten Frequenzgeneratoren 7₁ bis 7 _K nicht betrachtet worden. Bei sehr hohen Frequenzen sind die Verzögerungszeiten der Ausgangssignale jedoch bemerkenswert und bedeutsam. Dies wird anschließend unter Bezugnahme auf Fig. 4 erläutert.

In den Wellenformen nach Fig. 4 gibt τ₁ eine Zeit zwischen der Hinterflanke des Rechteckwellensignals der Bezugsfrequenz f₁ ((a) von Fig. 4) und dem Zeitpunkt an, zu welchem der Abtastimpuls ((b) von Fig. 4) die Abtast- und Haltekreise 9₁ bis 9 _K erreicht. τ₂ gibt die Zeit zwischen der Ausgabe des Ausgangssignals von jedem der spannungsgesteuerten Oszillatoren 11₁ bis 11 _K und der Eingabe derselben in die Abtast- und Halte-Kreise 9₁ bis 9 _K an. Ferner steht t _S für eine Breite der Abtastimpulse. Mit solchen Zeitverzögerungen haben die abgetasteten Signale ((c) in Fig. 4) von denen eines dargestellt ist), sämtlich die gleichen Phasen ψ am Ende der Abtastimpulse. Die Phase ψ kann auf 0 oder auf π eingestellt werden, indem man eine geeignete Vorspannung den spannungsgesteuerten Oszillatoren 11₁ bis 11 _K zugeführt oder indem man aktive Filter für die Schleifenfilter 10₁ bis 10 _K verwendet.

Die Phasen der Ausgangssignale der Frequenzen f₂₁ bis f _2K der spannungsgesteuerten Oszillatoren 11₁ bis 11 _K werden um eine Zeit t₂ vor das Ende der Abtastung vorgeschoben. Die Wellenform f₂₁, die in (b) in Fig. 4 gezeigt ist, ist eines der Ausgangssignale f₂₁ bis f _2K .

Die Signale, die von den spannungsgesteuerten Oszillatoren 11₁ bis 11 _K ausgegeben werden, erreichen nach einer Zeit τ₃ den Wählschalter 15. Die zwei Signale der Frequenzen f₂₁ und f _2K sind beispielsweise in e und f in Fig. 4 gezeigt.

Es besteht eine Zeitverzögerung τ₄ zwischen der Hinterkante der Bezugsfrequenz f₁, bis der Steuerimpuls des Steuerimpulsgenerators 12 das Register 14 erreicht, siehe g in Fig. 4. Auf Empfang des Steuerimpulses erreicht der Datenausgang vom Register 14 den Wählschalter 15 mit einer Zeitverzögerung τ₅.

Eine ideale Phasenfortsetzung erreicht man, wenn der Zeitpunkt der Ausgabe aus dem Register 14 (siehe h in Fig. 4) im wesentlichen mit dem Zeitpunkt zusammenfällt, zu welchem der Eingang der zweiten Frequenzsignale am Wählschalter 5 die gleichen Phasen haben, siehe e und f von Fig. 4, was jene Verzögerungszeiten zulassen. Dieser Zustand einer idealen Phasenfortsetzung läßt sich mathematisch ausdrücken durch:

τ₁ + τ _S - τ₂ + τ₃ = τ₄ + τ₅ (2)

Es ist dementsprechend vorteilhaft, die Verzögerungszeiten der entsprechenden Schaltkreiselemente so einzustellen, daß die obige Gleichung erfüllt wird.

Im folgenden wird erläutert, wie ein Phasenfehler entsteht, wenn die Gleichung (2) nicht erfüllt wird.

Das verwendete Beispiel betrifft den Fall, bei welchem eine Frequenz von f₂₁ auf f _2K umgeschaltet wird. Wie oben beschrieben ist:

f₂₁ = N₁ × f₁ (3)
f _2K = N _K × f₁ (4)

Aus der Gleichung 1 können die Phasen R₂₁ und R _2K der Frequenzen f₂₁ und f _2K beschrieben werden als:

R₂₁ = 2π f₂₁t + ψ (5)
R _2K = 2π f _2K t + ψ (6)

Die Phasendifferenz ΔR zwischen den Frequenzen f₂₁ und f _2K ist:

ΔR = R _2K - R₂₁ = 2π = 2π (f _2K - f₂₁)t (7)

Wenn man die Gleichungen 3 und 4 in die Gleichung 7 einsetzt, ergibt sich:

ΔR = 2π f₁ (N _K - N₁)t (8)

Zum Abtastzeitpunkt nach t = 0, d. h. nach der Zeit T (T = 1/f₁) beträgt die Phasendifferenz:

ΔR = 2π (N _K - N₁) (9)

Dies bedeutet, daß die Phasendifferenz sich um eine Periode ändert, die einer Differenz zwischen den ganzen Zahlen (N₁ und N _K ) für die Bezugsfrequenz f₁ in den Frequenzen f₂₁ und f _2K entspricht. Bei T = 1/f₁ haben die Frequenzen f₂₁ und f _2K die gleichen Phasen ψ. Wenn die linken und die rechten Seiten der Gleichung (2) nicht gleich sind und eine Zeitdifferenz Δ t besteht, dann ergibt sich aus den Gleichungen 8 und 9 eine Phasendifferenz ΔR zwischen den beiden Signalen f₂₁ und f _2K wie folgt:

Fig. 5 zeigt eine graphische Darstellung der Gleichung (10), d. h. eine Änderung einer Phasendifferenz ΔR in bezug auf eine Zeitdifferenz Δ t zwischen der Ausgabezeit am Register 14 nach Fig. 4 und dem Zeitpunkt, wo die Phasen der Signale f₂₁ und f _2K gleich sind, wie in e und f von Fig. 4 gezeigt. Wenn f₁ = 1 MHz und N _K - N¹ = 10, ergibt sich

ΔR = 2π · 10⁷ · Δ t

Wenn t = 1 ns ergibt sich:

ΔR = 2π · 10^-2 (im Bogenmaß)

Eine solche Phasendifferenz ist vernachlässigbar, und daher ist in der Praxis eine ausreichende Phasenkontinuität gegeben. Wenn eine präzisere Phasenkontinuität verlangt wird, dann ist es ausreichend, wenn beispielsweise τ₄ in der Gleichung (2) so gewählt wird, daß Δ t nahezu 0 wird.

Bei den in Fig. 1 dargestellten zweiten Frequenzgeneratoren 7₁ bis 7 _K werden die Abtast- und Halte-Kreise für den Abtast-PLL verwendet. Der Abtast-PLL kann durch einen 1/N-PLL ersetzt werden, der aus einem 1/N-Frequenzteiler 16 und einem Phasendetektor 17 besteht, wie Fig. 6 zeigt.

Beim 1/N-PLL erzeugt der Phasendetektor 17 eine Steuerspannung, so daß beide Eingänge des Differenzierkreises 8 und des 1/N-Frequenzteilers 16 gleiche Phasen haben. Jeder der ersten Frequenzgeneratoren in dem 1/N- PLL erzeugt ein Signal der Frequenz N × der Bezugsfrequenz. Die Ausgangssignale der unterschiedlichen Frequenzen, die von den Frequenzgeneratoren dieses Aufbaus erzeugt werden, sind in der Phase ausgerichtet und haben Perioden, die der Bezugsfrequenz f₁ entsprechen, wie im Falle der Fig. 1, weil jene Ausgänge durch die Ausgangssignale der Differenzierkreise 8₁ bis 8 _K auf der Basis der Bezugsfrequenz f₁ in der Phase verglichen werden.

Alternativ kann in den zweiten Frequenzgeneratoren 7₁ bis 7 _K nach Fig. 1 ein Mischer 18 im PLL oder am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators, wie in den Fig. 7 und 8 gezeigt, verwendet werden. Diese Anordnungen können ebenfalls in der Phase ausgerichtete Frequenzen und Wiederholungen in vorbestimmten Perioden ergeben. Der Mischer 18 wird verwendet, um den Abtastvorgang in dem Abtast- und Halte-Kreis 9 zu vereinfachen und um die ganze Zahl N des Abtast- PLL zu vermindern, um das Abtastverhältnis wesentlich zu reduzieren.

Der Mischer 18 ist auch zur Beseitigung einer Offset- Frequenz wirksam, zusätzlich zur erwähnten Reduzierung des Abtastverhältnisses.

Die Werte der Vielzahl der Frequenzen f₂₁ bis f _2K müssen nicht notwendig ganzzahlig sein. Wenn notwendig, können sie auch in Form von Dezimalen vorliegen. Wenn jedoch die oben beschriebene Betriebsweise zur Erzielung des größten gemeinsamen Teilers an den zweiten Frequenzen angewendet wird, wenn diese Dezimale haben, dann wird der Betrieb erheblich kompliziert. Zur Vemeidung dessen werden die Bruchteile so behandelt, als wenn sie Offset-Frequenzen sind und sie werden von dem Mischer 18 beseitigt.

Diesbezüglich muß die bevorzugte Frequenz eines extern dem Mischer 18 zugeführten Signals so gewählt sein, daß das Abtastverhältnis verringert und die Offset-Frequenzen beseitigt werden.

Obgleich nicht dargestellt, kann ein Mischer zusätzlich aus dem gleichen Grunde in dem Schaltkreis nach Fig. 6 verwendet werden.

Im Schaltkreis nach Fig. 7 ist die zweite Frequenz f₂₁ gegeben durch

f₂₁ - f _L = N₁f₁,
und
f₂₁ = N₁f₁ + f _L ,

worin f _L die Frequenz des dem Mischer 18 extern zugeführten Signals ist.

Dementsprechend sind die Phasen R₂₁ und R _2K der zweiten Frequenzen, beispielsweise f₂₁ und f _2K gegeben durch:

R₂₁ = 2f (N₁f₁ + f _L ) t + ψ
R _2K = 2π (N _K f₁ + f _L ) t + ψ

Aus den oben genannten Gleichungen ergibt sich die Phasendifferenz ΔR zwischen den Phasen R₂₁ und R _2K wie folgt:

ΔR = 2π f₁ (N _K - N₁)t (11)

Die Gleichung 11 hat keine Beziehung zu der extern zugeführten Frequenz f _L und ist gleich der Gleichung (8). Dies impliziert, daß der diskutierte Schaltkreis die zweiten Frequenzen f₂₁ bis f _2K von K erzeugt, die vorbestimmte Perioden aufweisen und in der Phase aufeinander ausgerichtet sind.

Bei dem Schaltkreis nach Fig. 8 ist die zweite Frequenz f₂₁:

f₂₁ = N₁f₁ + f _L

In diesem Falle ergibt sich ebenfalls das Resultat nach der Gleichung (11). Der Schaltkreis nach Fig. 8 kann daher den gleichen nützlichen Effekt hervorbringen, wie die zuvor beschriebenen.

Es sei nun Fig. 9 betrachtet. Wie gezeigt, enthält der Signalgenerator 1/M-Frequenzteiler 20₁ bis 20 _K zusätzlich zu den Abtast-PLL 19₁ bis 19 _K , die jeweils den gleichen Aufbau haben, wie in Fig. 1.

Die Ausgangssignale der Abtast-PLL 19₁ bis 19 _K werden entsprechend von den 1/M-Frequenzteilern 20₁ bis 20 _K durch einen Faktor M in der Frequenz geteilt. Die Frequenzteiler 20₁ bis 20 _K werden durch das Ausgangssignal von einem Steuerimpulsgenerator 22 zurückgesetzt, so daß die Ausgangssignale der Frequenzteiler gegeben sind durch:

Die Ausgangssignale haben daher die gleichen Phasen ψ/M zum Zeitpunkt t (t: 0, MT, 2MT, 3MT . . .).

Bei einem so aufgebauten Signalgenerator sind die zweiten Frequenzen f₃₁ bis f _3K (die Ausgangsfrequenzen der Frequenzteiler 20₁ bis 20 _K ) jeweils 1/M der Ausgangsfrequenzen der Abtast-PLLs 19₁ bis 19 _K . Der Steuerimpulsgenerator 12 ist daher jedenfalls mit einem 1/M-Frequenzteiler 21 ausgerüstet, der ein gleiches Frequenzteilverhältnis aufweist, wie das des 1/M- Frequenzteilers 20₁ bis 20 _K , wodurch die Periode der Steuerimpulse M mal so groß wie jene des Kreises nach Fig. 1 ist.

Die Frequenzteiler 20₁ bis 20 _K in den Frequenzgeneratoren 7₁ bis 7 _K sind konventionelle Hochgeschwindigkeits- Digital-ICs. Die 1/M-Frequenzteiler 20₁ bis 20 _K starten jeden Zählbetrieb für die Frequenzteilung zu einem angegebenen Zeitpunkt (wie durch schwarze Punkte in e und f von Fig. 4 angedeutet) wenn die Ausgangssignale der Abtast-PLLs 19₁ bis 19 _K gleiche Phasenlagen haben.

Der Steuerimpulsgenerator 22 führt simultan allen 1/M- Frequenzteilern 20₁ bis 20 _K Rücksetz- (oder Lade-)Impulse zu, um vorbestimmte Werte (beispielsweise 0) in den Frequenzteilern 20₁ bis 20 _K einzustellen.

Es sei nun angenommen, daß einer der 1/M-Frequenzteiler 20₁ bis 20 _K mit 20 _u bezeichnet wird und die Ausgangsfrequenz desselben f _3u ist. Die Phase des Signals der Frequenz f _3u ist dann,

worin v : 0, 1, 2 . . . M-1, und f _2u die Frequenz entsprechend f _3u der Ausgangsfrequenzen 2₂₁ bis 2 _2K an den Abtast-PLLs 19₁ bis 19 _K ist.

Es sei angenommen, daß ein Rücksetz- oder Ladeimpuls vom Zeitimpulsgenerator 22 den Frequenzteilern 20₁ bis 20 _K zugeführt wird, so daß jene Frequenzteiler zum Zeitpunkt T₀ gleiche Daten aufweisen. Die Gleichung (12) zeigt, daß v gegenüber allen u′s unveränderlich ist. Die Phasen R₃₁ bis R _3K der zweiten Bezugsfrequenzen f₃₁ bis f _3K sind also jeweils gleich 2π, und jene Phasendifferenzen sind zum Teil t = 0 sämtlich 0 (im Bogenmaß). Der Rücksetzimpuls wird dazu verwendet, um die 1/M-Frequenzteiler 20₁ bis 20 _K zu initialisieren. Dementsprechend ist es ausreichend, daß dieser Impuls wenigstens dann erzeugt wird, wenn das Gerät eingeschaltet wird.

Es sei angenommen, daß der Zeitpunkt t′ dem Zeitpunkt t = 0 folgt und daß die Ausgangssignale mit den Frequenzen f₃₁ bis f _3K und der Ausgang der 1/M-Frequenzteiler 20₁ bis 20 _K wieder phasengleich sind.

Wie durch die Gleichung 12 angegeben, ist v ein fester Wert gegenüber allen u′s. Daher ist die Phasendifferenz ΔR _uw zwischen den Frequenzen f _3u und f _3w jener Frequenzen f₃₁ bis f _3K , die von den 1/M-Frequenzteilern 20₁ bis 20 _K ausgegeben werden, gleich:

Setzt man:

f _2u = N _u f₁ und f _2w = N _w f₁

und setzt man diese Frequenzwerte in die obige Gleichung, dann erhält man folgende Gleichung:

In der obigen Gleichung sei die Phasendifferenz ΔR _uw als 2π ersetzt, man erhält dann:

Das gesuchte t′ ist ein Maximum von t der Gleichung (14).

Im allgemeinen ist der größte gemeinsame Teiler zwischen N _u und N _w (der größte gemeinsame Teiler der Differenzen aller Kombinationen von N₁ bis N _K ) gleich 1. Dementsprechend ist:

t′ = M/f₁ (15)

Die Phasen der Ausgangssignale der 1/M-Frequenzteiler 20₁ bis 20 _K sind in der Periode M-mal so häufig phasengleich gegenüber dem Beispiel des Schaltkreises nach Fig. 12.

Der größte gemeinsame Teiler kann einen Wert anders als 1 annehmen, und sein Wert N _M ist:

t′ = M/f₁N _M (16)

Die Zeitpunkte an den Perioden, wie in den Gleichungen (15) und (16) gezeigt, können von dem Steuerimpulsgenerator 12 unter Verwendung der Frequenz f₁ aus dem Bezugsfrequenzgenerator 4 erzeugt werden. Speziell erzeugt der Ausgang des 1/M-Frequenzteilers 21 das Zeitsignal M/f₁. Die Frequenzteilung von N _M /M anstelle von 1/M erzeugt den Zeitpunkt M/f₁N _M .

Durch Eingabe der vom Steuerimpulsgenerator 22 so erzeugten Steuerimpulse in die Schalteinrichtung 13 kann die Frequenz umgeschaltet werden, wobei in zufriedenstellender Weise Phasenkontinuität und Phasenreproduzierbarkeit erreicht werden.

Die Verzögerungen der Signale an den entsprechenden Stellen sind unter Bezugnahme auf Fig. 4 bereits erläutert worden. Im Schaltkreis nach Fig. 9 muß zusätzlich den Verzögerungszeiten der Ausgänge der Frequenzteiler 20₁ bis 20 _K Beachtung geschenkt werden. Weiterhin muß die Impulsbreite der Rücksetz- oder Ladeimpulse beachtet werden, die von dem Zeitimpulsgenerator 22 abgeleitet werden und die den Frequenzteilern 20₁ bis 20 _K zugeführt werden. Jene Ver­ zögerungszeiten sind so eingestellt, daß der Schaltzeitpunkt mit dem Zeitpunkt zusammenfällt, wo die ersten Frequenzen, wie im Falle der Fig. 4, gleichphasig sind. Diese Regel ist für die nachfolgend beschriebenen Ausführungsarten entsprechend anwendbar.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 9 werden nur die Ausgangsfrequenzen f₃₁ bis f _3K der 1/M-Frequenzteiler 20₁ bis 20 _K der Schalteinrichtung 13 zugeführt. Falls notwendig, kann eine weitere Schalteinrichtung (nicht dargestellt) zum Schalten der Ausgangsfrequenz f₂₁ bis f _2K der Abtast-PLLS 19₁ bis 19 _K zusätzlich zur Schalteinrichtung 13 vorgesehen sein. Die Schalteinrichtungen schalten die Frequenzen f₂₁ bis f _2K unter Steuerung durch die Impulse vom Impulsgenerator 22 zwischeneinander um. Die geschalteten und von der Schalteinrichtung erzeugten Frequenzen weisen ebenfalls Phasenkontinuität und Phasenreproduzierbarkeit auf.

Bei der ersten Ausführungsform nach Fig. 1 erzeugt der Steuerimpulsgenerator 12 kontinuierlich Steuerimpulse in vorbestimmten Perioden unabhängig davon, ob die Situation einen Frequenzwechsel erfordert oder nicht. Fig. 10 zeigt eine dritte Ausführungsform, die dazu vorgesehen ist, Steuerimpulse nur dann zu erzeugen, wenn diese benötigt werden. Diese Ausführungsform mit diesem Merkmal verhindert, daß ein statisches Rauschen erzeugt wird, das aus der kontinuierlichen Erzeugung von Steuerimpulsen resultiert, wie es beim ersten Ausführungsbeispiel der Fall ist.

In Fig. 10 sind entsprechende Elemente der Einrichtung nach Fig. 1 aus Vereinfachungsgründen mit gleichen Bezugszeichen versehen, wie dargestellt, ist die Schalteinrichtung 13 zusätzlich mit einem Komparator 23 versehen. Der Komparator 23 vergleicht die Frequenzeinstelldaten, die in das Register 14 eingegeben sind, mit dem Frequenzdatenausgang aus dem Register 14 zum Wählschalter 15 und erzeugt ein Nichtübereinstimmungs-Signal, wenn die beiden Frequenzen nicht miteinander übereinstimmen.

Der Steuerimpulsgenerator 12 besteht aus einem Selektor 24 als ein Multiplexer, einem Synchronisierkreis 25 und einem Steuerimpulsgeneratorkreis 26. Der Selektor 24 spricht auf ein zugeführtes Wählsignal an und wählt entweder das Nichtübereinstimmungs- Signal vom Komparator 23 oder ein von außen zugeführtes Frequenzschalt-Anforderungssignal aus und erzeugt ein Frequenzschalt-Kommandosignal. Auf Empfang des Frequenzschalt-Kommandosignals vom Selektor 24 erzeugt der Synchronisierkreis 25 einen einzelnen Impuls synchron mit der Bezugsfrequenz f₁. Dieser Impuls wird dann dem Impulsgenerator 26 zugeführt. Der Impulsgenerator 26 erzeugt auf Empfang dieses Impulses Steuerimpulse, um die Daten darin durch neue Frequenzeinstelldaten im Register 14 zu ersetzen, und erzeugt weiterhin ein Signal, um nach außen einen Frequenzwechselzeitpunkt anzugeben. Der Synchronisierkreis 25 kann aus einem Impulssynchronisierer und aus D-Flip-Flops zum Steuern des Synchronisierers bestehen.

Wie gezeigt, wird die Bezugsfrequenz nach außen auch für Synchronisierzwecke abgegeben.

Wenn bei der Anordnung nach Fig. 10 die Frequenzeinstelldaten geändert werden, dann bewirkt das Nichtübereinstimmungs- Signal vom Komparator 23 oder das Frequenzschalt-Anforderungssignal, das von außen zugeführt wird, daß der Selektor 24 an den Synchronisierkreis 25 ein Ausgangssignal überträgt. Normalerweise blockiert der Synchronisierkreis 25 den Durchlaß eines Rechtecksignals der Bezugsfrequenz f₁ und erlaubt nur einem Impuls des Rechteckwellensignals den Durchgang, wenn es das Ausgangssignal vom Selektor 24 erhält.

Der Zeitimpulsgenerator 26 erzeugt einen Impuls zum Zeitpunkt der Abfallflanke des durch den Synchronisierkreis 25 durchgelassenen Einzelimpulses und führt diesen zum Register 14, wodurch das Register 14 veranlaßt wird, die alten Frequenzeinstelldaten durch die neuen Daten zu ersetzen. Zum gleichen Zeitpunkt erzeugt der Impulsgenerator 26 das Frequenzschaltzeitsignal, das nach außen zu externen Kreisen gesandt wird. Als Folge des Ersatzes der Frequenzeinstelldaten arbeitet der Wählschalter 15 so, daß eine neue zweite Frequenz ausgewählt wird.

Bei der Anordnung nach Fig. 10 erzeugt der Impulsgenerator 26 daher nur den zweiten Impuls, gezählt von links in der Impulswellenform gemäß Zeile g in Fig. 3-A, wenn die Situation dies zum Zwecke des Frequenzwechsels erfordert.

Fig. 11 zeigt einen Direktfrequenzsynthesizer mit Phasenkontinuität (nur eine Einheit ist dargestellt), in den die vorliegende Erfindung eingebaut ist.

In Fig. 11 ist ein dritter Frequenzgenerator 31 vorgesehen, der ein Ausgangssignal vom Oszillator 5 des Bezugsfrequenzgenerators 4 erhält und ein drittes Frequenzsignal an einen Frequenzsynthesizers 32 sendet. Der Frequenzsynthesizerkreis 32 besteht aus einem Mischer 33, einem Bandpaßfilter 34, einem 1/K-Frequenzteiler 35 und einem Tiefpaßfilter 36. Der Mischer 33 mischt das Frequenzsignal vom dritten Frequenzgenerator 31 mit einem der Ausgangssignale der Frequenzen f₂₁ bis f _2K der zweiten Frequenzgeneratoren 7₁ bis 7 _K . Das Bandpaßfilter 34 selektiert eine Summen- oder eine Differenzfrequenz aus dem Ausgang des Mischers 33. Ein Tiefpaßfilter 35 beseitigt die höheren Harmonischen aus dem Ausgangssignal des 1/K-Frequenzteilers 35. Der Frequenzsynthesizerkreis 32 und die Schalteinrichtung 13 bilden zusammen einen Frequenzsynthesizer 37.

Der Direktfrequenzsynthesizer nach Fig. 11 führt die folgende bekannte Operation durch.

Es sei angenommen, daß die dritte Frequenz vom dritten Frequenzgenerator 31 gleich f _c /K ist, so daß die zweiten Frequenzen f₂₁, f₂₂, f₂₃ . . ., f _2K von den Frequenzgeneratoren 7₁ bis 7 _K sind:

Das Bandpaßfilter 34 erzeugt dann ein Ausgangssignal der Frequenz f wie folgt:

worin u 1, 2 . . K. Diese Frequenz ist eine Frequenz geteilt durch den Faktor K mittels des 1/K-Frequenzteilers 35, und die geteilte Frequenz wird dem Tiefpaßfilter 36 zugeführt. Die Ausgangsfrequenz f₀ des Tiefpaßfilters 36 ist:

Angenommen, daß f _c = 45 MHz, f₁ = 0,1 MHz und K = 10, dann gilt:

Dies bedeutet, daß die Ausgangsfrequenz des Tiefpaßfilters 36 alle 0,01 MHz mit Hilfe des Wählschalters 15 umgeschaltet oder verschoben wird.

Aus der Figur geht hervor, daß die zweiten Frequenzgeneratoren 7₁ bis 7 _K , der Steuerimpulsgenerator 12 und die Schalteinrichtung 13 den gleichen Aufbau wie in Fig. 2 haben. Daher ergibt sich auch bei dieser Ausführungsform eine Phasenkontinuität und eine Phasenreproduzierbarkeit in befriedigender Weise, wenn die Frequenzumschaltung mit Hilfe der Schalteinrichtung 13 ausgeführt wird.

Es wird angenommen, daß das Ausgangssignal des dritten Frequenzgenerators 31 wie folgt ist:

und daß das Ausgangssignal des Wählschalters ist:

worin A und B die Amplituden sind, ψ₁ und ψ₂ sind die Phasen, u ist eine der Zahlen 1, 2, . . . K. Die Phase R _t des Ausgangssignals des Bandpaßfilters 34 ist, weil sie die Summenkomponente ist:

R _t = 2π {f _c + f₁ (u-1)}t + ψ₁ + c₂ (21)

Das Signal der Gleichung (20) weist eine Phasenkontinuität zum Zeitpunkt des Frequenzwechsels auf. Der numerische Wert u wird nur zum Zeitpunkt t₀ oder zu jedem Zeitpunkt, der um 1/f₁ gegenüber t = 0 versetzt ist (Minimumintervall für den Frequenzwechsel) geändert. ψ₁ ist ein fester Wert.

In Gleichung (21) ist die Phase R _l/f1 des Ausgangssignals des Bandpaßfilters 34 zur Frequenzwechselzeit
t = l/f₁ (l = 0, 1, 2 . . .) gleich:

In der obigen Gleichung ist 2π (u-1)l ein Vielfaches von 2π und daher ist die Phase R _[l/f] zum Zeitpunkt des Frequenzwechsels:

Wie gezeigt, ist die Phase R _l/f unabhängig von einem Wert von u. Da f _c /f₁ konstant ist, hat das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 34 eine Phasenkontinuität zum Zeitpunkt des Frequenzwechsels.

Wenn weiterhin in Gleichung (23) f _c ein ganzzahliges Vielfaches von f₁ ist, dann ist f _c /f₁ ganzzahlig. In dieser Gleichung ist dann 2π (f _c /f₁)l ein Vielfaches von 2π. Dementsprechend ist in diesem Falle die Phase R _l/f zum Zeitpunkt des Frequenzwechsels:

R _[l/f] = ψ₁ + ψ₂ (24)

Die zwei Signale sind daher stets in Phase an den Übergangspunkten zwischen diesen Wellen, t = l/f₁ (l = 0, 1, 2 . . .). Dies bedeutet, daß das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 34 sowohl Phasenreproduzierbarkeit als auch Phasenkontinuität aufweist.

Wenn f _c kein Vielfaches von f₁ ist, dann ist 2π (f _c /f₁)l in der Gleichung (23) kein Vielfaches von 2π. Daher werden die Phasen der Signale vor und nach dem Frequenzwechsel stets um ΔR _[l/f] = 2π (f _c /f₁)l am Fortsetzungspunkt der Wellenform dieser Frequenzen gegeneinander verschoben. In diesem Falle hat das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 34 nur Phasenkontinuität und keine Phasenreproduzierbarkeit.

Die Wellenform in Fig. 12(a) ist eine Wellenform des Ausgangssignals des Bandpaßfilters 34 und sie enthält zwei Frequenzen, die zu den in der Zeile c in Fig. 12 gezeigten Zeitpunkten umgeschaltet werden. Wie dargestellt, sind die Phasen dieser zwei Signale an den Punkten S₁ und S₂ gleichphasig. Die Wellenform (a) genügt daher der Phasenkontinuität und der Phasenreproduzierbarkeit.

Die Zeile b in Fig. 12 zeigt eine Wellenform des Signals, dessen Frequenz zu den Zeitpunkten gemäß Zeile c in Fig. 12 umgeschaltet wird und die nur Phasenkontinuität, aber keine Phasenreproduzierbarkeit zeigt. Wie dargestellt, unterscheiden sich die Signale voneinander an den Kopplungspunkten S₁ und S₂ im Schaltzeitpunkt.

Das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 34 wird durch den 1/K-Frequenzteiler 35 durch einen Faktor K in der Frequenz geteilt. Aus der Beziehung (21) sieht man, daß die Phase R _t ′ des Ausgangssignals des Tiefpaßfilters 36 ist:

Wenn dementsprechend die Frequenz zu einem Zeitpunkt umgeschaltet wird, der gegeben ist durch:
t = Kl/f₁ worin l = 0, 1, 2 . . . , dann ergibt sich die folgende Beziehung:

Wenn f _c /f₁ eine ganze Zahl ist, dann ist:

Diese zwei Gleichungen haben die gleiche Bedeutung wie jene der Gleichungen (23) und (24).

Diese Gleichungen zeigen, daß, wenn das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 34 sowohl Phasenkontinuität als auch Phasenreproduzierbarkeit zum Zeitpunkt t = Kl/f₁ hat, die Phasenkontinuität und die Phasenreproduzierbarkeit im Ausgangssignal des 1/K-Frequenzteilers 35 sichergestellt sind. In diesem Falle benötigt der Steuerimpulsgenerator 12 einen 1/K-Frequenzteiler.

Zum Zeitpunkt t = l/f₁ in Gleichung (25) sieht man, daß die Phase um einen gegebenen Winkel verschoben wird, der bestimmt ist durch:

Zu diesem Zeitpunkt des Frequenzwechsels ist zwar die Phasenkontinuität gesichert, jedoch nicht die Phasenreproduzierbarkeit.

Fig. 13 zeigt ein vollständiges Schaltbild eines Signalgenerators nach der vorliegenden Erfindung. Bei ihm sind eine Vielzahl von Frequenzsynthesizern kaskadenartig miteinander verbunden, um zu ermöglichen, daß die Frequenzen einer Vielzahl von Stellen umgeschaltet werden. In Fig. 13 sind, soweit möglich, gleiche Bezugszeichen verwendet, um die einander äquivalenten Teile der bereits beschriebenen Vorrichtungen zu bezeichnen. Weiterhin sind Indizes 1, 2, . . . n diesen Bezugszeichen hinzugefügt, um die Vielzahl von Frequenzsynthesizern und die Komponenten, aus denen sie bestehen, zu bezeichnen.

Wie dargestellt, sind n Frequenzsynthesizer 37₁ bis 37 _n in einer Kaskade miteinander verbunden. Jene Frequenzsynthesizer, ausgenommen der der letzten Stufe 37 _n , haben den gleichen Aufbau wie der Frequenzsynthesizer nach Fig. 11. Der Frequenzsynthesizer 37 _n der letzten Stufe ist nicht mit einem 1/K-Frequenzteiler und einem Tiefpaßfilter ausgerüstet, den die übrigen Frequenzsynthesizer aufweisen. Die letzte Stufe 37 _n ist an ihrem Ausgang mit einem Frequenzumsetzerkreis 39 verbunden.

Ein vierter Frequenzgenerator 38 empfängt das Ausgangssignal des Oszillators 5 des Bezugsfrequenzgenerators 4 und erzeugt eine vierte Frequenz f _c , die dem Frequenzumsetzerkreis 39 zugeführt wird.

Der Frequenzumsetzerkreis 39 besteht aus einem Mischer 40 zum Mischen der Ausgangsfrequenz f _on der letzten Stufe 37 _n des Frequenzsynthesizers mit der Ausgangsfrequenz f _c des vierten Frequenzgenerators 38, und ein Tiefpaßfilter 41, um die Differenzfrequenz aus dem Ausgangssignal des Mischers 40 herauszufiltern.

Die Frequenzsynthesizereinrichtung nach Fig. 13 ist mit 1/K-Frequenzteilern 35₁ bis 35 _n-1 ausgerüstet. Wenn daher n = 6, K = 10, f₁ = 0,1 MHz und f _c = 45 MHz, dann sind die Ausgangsfrequenzen f₀₁, f₀₂ . . . f _0(n-1) der ersten bis (n-1)ten Stufen der Frequenzsynthesizereinrichtung 37₁ bis 37 _n wie folgt:

f₀₁ = 4,50 MHz bis 4,59 MHz,
f₀₂ = 4,500 MHz bis 4,599 MHz . . .
f₀ _(n-1): 4,500000 MHz bis 4,599999 MHz.

Die Ausgangsfrequenz f _0n der letzten Stufe 37 _n der Frequenzteilereinrichtung wird nicht durch den Faktor K geteilt. Sie beträgt daher:

f _0n : 45,000000 MHz bis 45,999999 MHz.

Da die Ausgangsfrequenz f₀ des Frequenzumsetzerkreises 39 die Differenzfrequenz zwischen der vierten Frequenz f _c (45 MHz) des vierten Frequenzgenerators 38 und der Ausgangsfrequenz f _0n angibt, ist:

f₀: 0,000000 bis 0,999999 MHz oder 0 bis 999999 Hz.

Daher können die Wählschalter 15₁ bis 15 _n der Frequenzsynthesizereinrichtung 37₁ bis 37 _n die Frequenzen in Stufen 0 bis 9 an den entsprechenden Stellen von 1 Hz, 10 Hz . . . 100 kHz umschalten.

Die Betriebsweise der Schalteinrichtung 13₁ bis 13 _n , des Steuerimpulsgenerators 12 und des zweiten Frequenzgenerators 7₁ bis 7 _K ist die gleiche wie bei der in Fig. 1 dargestellten Anordnung. Die Frequenzen vor und nach dem Frequenzwechsel weisen daher einen kontinuierlichen Phasenübergang zum Zeitpunkt des Frequenzwechsels mittels der Schalteinrichtung 13₁ bis 13 _n auf. Aus den schon unter Bezugnahme auf Fig. 11 erzeugten Gründen weist das Ausgangssignal mit der Frequenz f₀₁ zum Zeitpunkt des Frequenzwechsels mittels der Schalteinrichtung 13₁ Phasenkontinuität auf.

In gleicher Weise haben die Ausgangssignale der übrigen Frequenzen f₀₂, f₀₃ . . . f _n Phasenkontinuität, wenn diese Frequenzen gewechselt werden. Der endgültige Ausgang f₀ des Mischers 40 hat ebenfalls Phasenkontinuität.

Die Phasenreproduzierbarkeit der Ausgangsfrequenz f₀₁ der ersten Stufe 37₁ der Frequenzsynthesizeranordnung ist nur sichergestellt, wenn f _c ein ganzzahliges Vielfaches von f₁ ist und wenn die Schaltperiode der Schalteinrichtung 13₁ gleich T = Kl/f₁ beträgt. Selbst wenn f _c ein ganzzahliges Vielfaches von f₁ ist, dann kann der Ausgang f₀ keine Phasenreproduzierbarkeit aufweisen, wenn ein anderer Zustand als jener vorliegt, bei welchem 0 an anderen Stellen als der letzen Wählschalterstufe 15 _n gewählt ist (der zweite Bezugsfrequenzgenerator 7₁ der Generatoreinrichtung 7₁ bis 7 _K ).

Weiterhin ist ein programmierbarer 1/S-Frequenzteiler 42 vorgesehen, der eine Frequenzteilung um einen Faktor S, basierend auf dem Signal von einem Steuerkreis 44, durchführt.

Ein Detektor 43 wählt, entsprechend einem Betriebsartenauswahlsignal von einem Steuerkreis 44, der unten noch beschrieben wird, entweder einen spezifischen Wert, beispielsweise 0 Volt, der Ausgangsspannung des Frequenzumsetzerkreises 39 als endgültigen Ausgang des Direktfrequenzsynthesizers oder einen spezifischen Wert, beispielsweise π/2 (im Bogenmaß) der Phasendifferenz zwischen der Ausgangsfrequenz f₀ und der externen Bezugsfrequenz f _S aus.

Der Steuerkreis 44 führt dem programmierbaren Frequenzteiler 42 ein Signal zu, das in einer noch zu beschreibenden Weise einen Frequenzteilerfaktor S für den Frequenzteiler 42 angibt, damit für den endgültigen Ausgang f₀ zum Zeitpunkt eines Frequenzwechsels eine Phasenreproduzierbarkeit vorliegt. Der Steuerkreis 44 gibt die Betriebsart des Phasendetektors 43 an. Weiterhin ändert der Steuerkreis 44 die Frequenzeinstelldaten in Abhängigkeit von einem Impuls vom Detektor 43 und einem Zeitimpuls vom Impulsgenerator 26.

Es sei nun angenommen, daß die Bezugsfrequenz f₁ 100 kHz beträgt, daß die zweiten Frequenzen f₂₁, f₂₂ . . . f _2K entsprechend 40,5 MHz, 40,6 MHz . . 41,4 MHz betragen, daß K = 10, und daß die Stellen der Frequenzen, die von den Wählschaltern 15₁ bis 15 _n umgeschaltet werden sollen, 1 Hz, 10 Hz . . . 100 kHz betragen.

Zum Einstellen der Ausgangsfrequenz f₀ am Frequenzumsetzerkreis 39 auf ein Vielfaches von 1 kHz beispielsweise müssen die Frequenzeinstellungen an den Plätzen 100 kHz, 10 Hz und 1 Hz vollständig auf Null gestellt sein.

Dementsprechend ist die endgültige Ausgangsfrequenz f₀ ein Vielfaches von 1 kHz. Als Folge davon nimmt die Ausgangsfrequenz f₀ dieselbe Phase alle 1 ms entsprechend der Periode von 1 kHz an. Die Periode T zum Ausrichten der zweiten Frequenzen f₂₁ bis f _2K auf die gleiche Phase ist:

T = 1/f₁ = 1/(100 × 10³) = 10 µs.

Daher ist die Periode 1 ms von 1 kHz ein Vielfaches von T.

Die zwei oben erwähnten Tatsachen implizieren, daß zum Wechseln der Ausgangsfrequenz f₀ in Einheiten von 1 kHz die Umschaltperiode von 1 ms (entspricht 1 kHz) es erlaubt, daß das Signal der Ausgangsfrequenz f₀ auch Phasenreproduzierbarkeit aufweist. Da die Schaltperiode 1 ms das Hundertfache von 10 µs ist, ist der Frequenzteilerfaktor S des programmierbaren Frequenzteilers auf 100 eingestellt, so daß eine Frequenzteilung um einen Faktor 100 stattfindet. Es werden Impulse vom Impulsgenerator 26 zu Perioden 100 × 1/f₁ erzeugt. Mit den obigen Angaben hat das Ausgangssignal f₀ sowohl Phasenkontinuität als auch Phasenreproduzierbarkeit. Dementsprechend beurteilt der Steuerkreis 44 die Frequenz der Einheiten, die in der Frequenz umgeschaltet werden sollen, auf der Basis der Frequenzeinstelldaten, die den Registern 14₁ bis 14 _n zugeführt sind, errechnet einen Frequenzteilerfaktor S entsprechend der Frequenz der Einheiten und führt dann die errechnete Frequenz dem programmierbaren Frequenzteiler 42 zu.

Allgemein gilt für die Stufengrößenfrequenz f _p , für die die Schaltperiode T _m die Phasenreproduzierbarkeit befriedigt:

T _m = 1/f _p (27)

Es sei angenommen, daß der Frequenzteilerfaktor des programmierbaren Frequenzteilers 42 gleich S ist:

T _m = S/f₁ (28)

Durch Umformen der obigen Gleichungen (27) und (28) ergibt sich:

S = f₁/f _p (29)

Der Steuerkreis 44 berechnet die Gleichung (29), indem er die Frequenz der zu schaltenden Einheiten der Gleichung (29) zuführt, und dann wird mit dem so errechneten Frequenzteilerfaktor S der programmierbare Frequenzteiler 42 gesteuert. Die endgültige Ausgangsfrequenz f₀, die so erzeugt wird, weist sowohl Phasenkontinuität als auch Phasenreproduzierbarkeit bei dem so eingestellten Frequenzänderungszeitpunkt auf.

Kurz gesagt, um nur Phasenkontinuität sicherzustellen, werden die Impulse in Intervallen 1/f₁ erzeugt, wie durch die kurzen Linien in Fig. 14 angedeutet ist. Um Phasenkontinuität und Phasenreproduzierbarkeit sicherzustellen, werden die Zeitimpulse in Intervallen S mal dem obigen erzeugt, wie durch die langen Linien in Fig. 14 angegeben ist.

Die Verwendung des Steuerkreises 44 und des programmierbaren Frequenzteilers 42 schafft demnach eine Phasenreproduzierbarkeit im Ausgangssignal des Frequenzumsetzerkreises 39. Wie in Fig. 3 in Zeile a gezeigt ist, haben die Signale gleiche Phasen an allen Phasenfortsetzungspunkten. Diese Phase ψ hängt von der Phasendifferenz zwischen den zwei Eingangssignalen am Mischer 40 ab (die Ausgangssignale des vierten Frequenzgenerators 38 und des Frequenzsynthesizers 37 _n ). Der Phasenkontinuitätspunkt P wird daher vom Bogenwinkel Null verschoben, wie die Zeile a in Fig. 15 zeigt.

Die verschobenen Phasenkontinuitätspunkte P werden beispielsweise auf den Bogenwinkel Null eingestellt, wie Zeile b in Fig. 15 zeigt. Diese Einstellung wird auf folgende Weise durchgeführt.

Um die Einstellung mit einem minimalen Fehlermaß durchzuführen, wird die Periode des Frequenzwechsels auf ihren kürzesten Wert eingestellt. Zu dessen Realisierung wird der Frequenzteilerfaktor S des programmierbaren Frequenzteilers 42 auf 1 eingestellt und die Impulse werden so erzeugt, daß der Frequenzwechsel mit der Periode T = 1/f₁ durchgeführt wird. Weiterhin sendet der Steuerkreis 44 ein Wählsignal zum Detektor 43, um diesen in eine Betriebsart zu setzen, in welcher er die Spannung 0 Volt der Ausgangsspannung des Frequenzumsetzerkreises 39 ermittelt.

Dann ändert der Steuerkreis 44 die Frequenzeinstelldaten auf beispielsweise 1 Hz. Die Frequenz wird dann durch den Zeitimpuls geändert, so daß die Ausgangsfrequenz f₀ des Frequenzumsetzers 39 nun 1 Hz beträgt.

Der Detektor 43 prüft die Ausgangsspannung des Frequenzumsetzerkreises 39 und erzeugt einen Einmalimpuls, wie in Fig. 16 in Zeile c gezeigt, in jenem Moment, in welchem die Ausgangsspannung vom Negativen zum Positiven einen Nulldurchgang hat, wie in Fig. 16 Zeile b zeigt. Auf Empfang dieses Impulses ändert der Steuerkreis 44 die Frequenzeinstelldaten auf 0 Hz.

In Abhängigkeit vom nächsten Zeitimpuls, der in Fig. 16 in Zeile a dargestellt ist, ersetzen diese Frequenzeinstelldaten für 0 Hz die zuvor im Register eingestellten Frequenzeinstelldaten. Als Folge davon wird die Ausgangsfrequenz f₀ gleich 0 Hz.

Auf diese Weise wird die Einstellung der Phasenkontinuitätspunkte P auf 0 (im Bogenmaß) durchgeführt. Wie aus Fig. 16 ersichtlich, besteht ein Maximum für 1/f₁ an Verzögerung von dem Moment, zu dem das Ausgangssignal des Frequenzumsetzerkreises 39 0 Volt beträgt, bis zum nächsten Zeitimpuls. Weiterhin existiert eine Verzögerung t _d von etwa 10 µs vom Auftreten des Zeitimpulses bis zur Änderung des Ausganges des Tiefpaßfilters 41. Ein Maximum der Phasendifferenz R _e , die durch diese Verzögerungen verursacht wird, beträgt:

worin f _b die Ausgangsfrequenz des Tiefpaßfilters 41 vor der Frequenzänderung ist. In der Praxis ist der Phasenfehler gleich:

Dieser Wert zeigt, daß der Phasenfehler vernachlässigbar klein ist.

Es wird nun beschrieben, wie die Änderung der eingestellten Phase am Phasenkontinuitätspunkt vom Bogenwinkel Null zu einem Bogenwinkel, der einen geeigneten Wert hat, eingestellt wird.

Wenn die Frequenz f _b für die Zeit t = 1/f₁ erzeugt wird, dann ist die Änderung der Phase R _b gleich:

Durch Umformen der Gleichung (31) ergibt sich die Frequenz f _b für die notwendige Phasenänderung R _b wie folgt:

Wenn f₁ = 100 kHz, ergibt sich:

Wenn die Stufengröße, die geschaltet werden soll, 1 Hz beträgt, dann ist eine Phaseneinstellung in Intervallen möglich, die gegeben ist durch:

ΔR _b = 2π × 10^-5 (im Bogenmaß).

Die Phasensteuerung für die extern zugeführte Bezugsfrequenz f _S wird nun angegeben. Es sei angenommen, daß die Frequenz f _S gleichphasig mit der Ausgangsfrequenz des Oszillators 5 des Bezugsfrequenzgenerators 4 ist.

Zu Beginn führt der Steuerkreis 44 ein Wählsignal dem Detektor 43 zu, um ihn in einen Zustand zu versetzen, in welchem er die Phase der Frequenz f _S , die dem Detektor 43 zugeführt wird, mit der Ausgangsfrequenz f₀ des Frequenzumsetzerkreises 39 vergleicht.

Wenn f₀ = f _S , dann ist die Betriebsweise im wesentlichen gleich dem für 0 Hz bei der Einstellung der Absolutphase von f₀.

Die Betriebsweise zur Erzeugung eines Signals, das die Frequenz f _b hat, sieht man sogleich, wenn die Frequenzeinstellung für f _S + f _b vorgenommen wird.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 13 müssen zur Änderung der Phase um einen geeigneten Betrag von beispielsweise R (im Bogenmaß) bei der zu schaltenden Frequenzeinheit f _p die Zeitimpulse mit einer Periode T _m erzeugt werden, für welche git:

R _m = 2π f _p T _m (34)

Wenn die Periode T _m ein Vielfaches der Minimumperiode T = 1/f₁ ist, die Phasenkontinuität bewirkt, dann ist die Phase der Ausgangsfrequenzen zum Frequenzwechselzeitpunkt kontinuierlich und die Phase ändert sich um den Bogenwinkel R _m .

Durch Dimensionierung des Signalgenerators nach Fig. 13 derart, daß R _m für die Frequenzeinstellung auf π gesetzt wird, wird eine MSK-Modulation erzielt (maximum shift keying).

Fig. 17 zeigt eine modulierte Wellenform, die man erhält, wenn die Frequenzen f₁ (7 kHz) und f₂ (8 kHz) MSK-moduliert werden. In der Figur wird die Frequenz zu den Zeitpunkten t₀, t₁, t₂ usw. gewechselt. Bei t₁ und t₃ ändert sich die Phase um den Bogenwinkel π. In diesem Falle ist die Periode T _m gleich 500 µs entsprechend der Gleichung (34). Aus der Gleichung (28) ergibt sich der Frequenzteilfaktor S für den programmierbaren Frequenzteiler 42 wie folgt:

S = T _m × f₁ = 500 × 10^-6 × 100 × 10³ = 50.

Fig. 18 zeigt einen anderen Direktfrequenzsynthesizer, in welchem die in Fig. 9 offenbarten Gedanken an einem Synthesizer nach Fig. 13 angewendet sind.

Wie dargestellt, sind die zweiten Frequenzgeneratoren 7₁ bis 7 _K mit entsprechenden Abtast-PLLs 50₁ bis 50 _K und 1/K-Frequenzteilern 51₁ bis 51 _K ausgerüstet. Auch der Steuerimpulsgenerator 12 ist mit einem 1/K-Frequenzteiler 52 versehen.

Wie schon unter Bezugnahme auf Fig. 9 erläutert worden ist, werden die Ausgangssignale der Abtast-PLLs 50₁ bis 50 _K durch den Wählschalter 15 _n der letzten Stufe geschaltet.

Es sei angenommen, daß die Ausgangsfrequenz des dritten Frequenzgenerators 31 gleich f _c /MK ist und daß die Ausgangsfrequenz des vierten Frequenzgenerators 38 gleich f _c (K + MK - M)/MK ist. Die Ausgangsfrequenz f₀ des Frequenzumsetzerkreises 39 ändert sich dann in Intervallen von f₁/MK ^p im folgenden Bereich:

Wenn K = M = 10, p = 5, f₁ = 100 kHz, dann wird ein Direktfrequenzsynthesizer einer siebenstelligen Dezimale realisiert, bei dem die Ausgangsfrequenz f₀ sich in Intervallen von 0,1 Hz im Bereich von 0 bis 999,9999 Hz ändert.

Die erreichte Phasenkontinuität beseitigt erfolgreich Störkomponenten, die bei den konventionellen Signalgeneratoren sehr wesentlich erzeugt werden, und sie beseitigt die Probleme, die aus diesen Störkomponenten resultieren. Dementsprechend können Meßinstrumente realisiert werden, die den Signalgenerator nach der vorliegenden Erfindung enthalten und die keine Frequenzbänder aufweisen, in denen wegen der Störkomponenten während eines schnellen Frequenzwechsels eine Messung unmöglich ist. Es sind daher Hochgeschwindigkeitsmessungen möglich. Auf dem Gebiete der Telekommunikation ist die von der Erfindung geschaffene Vorrichtung frei von Problemen, die die Kommunikation unmöglich machen könnten. Bei einem Erregeroszillator eines Elementarpartikelbeschleunigers, der die Erfindung aufweist, wird der Beschleuniger niemals gestört und eine kontinuierliche Beschleunigung ist sichergestellt. Weiterhin kann eine modulierte Welle aus zwei Frequenzen, die eine Phasenkontinuität aufweisen (als FSK-Modulation) einfach erzeugt werden. Dies gilt auch für die MSK-Modulation. Wenn die vorliegende Erfindung bei einem medizinischen Kernmagnetresonanzgerät, beispielsweise einem computergesteuerten Axialtomographen angewendet wird, dann ist dessen Betriebsverhalten bemerkenswert verbessert, weil die Erfindung eine hervorragende Phasenreproduzierbarkeit sicherstellt.

Claims (20)

1. Signalgenerator nach dem Direktfrequenzsyntheseverfahren, enthaltend:
einen Bezugsfrequenzgenerator (4) zum Erzeugen einer Bezugsfrequenz,
eine Mehrzahl zweier Generatoren (7₁ bis 7 _K ), die abhängig vom Ausgangssignal des Bezugsfrequenzgenerators (4) K sinusfähige Signale mit unterschiedlichen zweiten Frequenzen f₁, f₂ . . . erzeugen, die zum Zeitpunkt t = 0 phasengleich sind, und
eine Schaltereinrichtung (13) zum selektiven Schalten der Ausgangssignale der Mehrzahl der zweiten Generatoren (7₁ bis 7 _K ),
gekennzeichnet durch
einen Steuerimpulsgenerator (12) zum Erzeugen von Steuerimpulsen zum Betätigen der Schaltereinrichtung (13) zum Zeitpunkt T, der gegeben ist durch wobei l eine ganze Zahl ist und i = 1, 2 . . . K-1.

2. Signalgenerator nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen dritten Generator (31) zum Erzeugen eines Signals einer dritten Frequenz; und
eine Frequenzsynthesizereinrichtung (37) zur Frequenzsynthese des Ausgangssignals der Schaltereinrichtung (13) und des Ausgangssignals des dritten Generators (31).

3. Signalgenerator nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 und den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruchs 2, gekennzeichnet durch
einen Steuerimpulsgenerator (12) zum Erzeugen von Steuerimpulsen, um die Schaltereinrichtung zu einem Zeitpunkt T zu betätigen, der gegeben ist durch wobei l eine ganze Zahl und i = 1, 2 . . . K-1 ist und k eine positive ganze Zahl ungleich 0 ist; und
einen Frequenzteiler (35) zum Teilen der Frequenz eines aus dem Ausgangssignal der Schaltereinrichtung (13) und dem Ausgangssignal des dritten Generators (31) gemischten Signals durch einen Faktor K.

4. Signalgenerator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die von dem dritten Generator (31) erzeugte dritte Frequenz ein Vielfaches der Frequenz des Bezugsfrequenzgenerators (4) ist.

5. Signalgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Generatoren (7₁ bis 7 _K ) Phasenregelkreise (19₁ bis 19 _K ) enthalten.

6. Signalgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Generatoren (7₁ bis 7 _K ) so angeordnet sind, daß sie die zweiten Frequenzen durch 1/M-Frequenzteiler (20₁ bis 20 _K ) erzeugen, daß der Steuerimpulsgenerator (12) so eingerichtet ist, daß er Steuerimpulse und Rücksetzimpulse durch einen 1/M-Frequenzteiler (21) erzeugt, und daß die Rücksetzimpulse die 1/M-Frequenzteiler (20₁ bis 20 _K ) rückstellen und damit die zweiten Frequenzen zu einem gegebenen Zeitpunkt phasengleich machen.

7. Signalgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerimpulsgenerator (12) Steuerimpulse nur dann erzeugt, wenn er ein Frequenzschaltkommandosignal erhält.

8. Signalgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Bezugsfrequenzsignal, das von dem Bezugsfrequenzgenerator (4) erzeugt wird, ein Rechtecksignal ist.

9. Signalgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die von den zweiten Generatoren (7₁ bis 7 _K ) erzeugten zweiten Signale Frequenzen aufweisen, die ein Vielfaches der Bezugsfrequenz sind.

10. Signalgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerimpuls von dem Steuerimpulsgenerator (12) zu einem Zeitpunkt erzeugt wird, der in Beachtung der Verzögerungszeiten der entsprechenden Ausgänge festgelegt ist.

11. Signalgenerator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß innerhalb oder außerhalb der Phasenregelkreise (19₁ bis 19 _K ) ein Mischer (18) angeordnet ist, der ein in dem Kreis behandeltes Signal mit einem externen Signal mischt, um ein gewünschtes Frequenzverhältnis einzustellen.

12. Signalgenerator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale nach der Frequenzteilung durch die Frequenzteiler (20₁ bis 20 _K ) der zweiten Generatoren (7₁ bis 7 _K ) der Schaltereinrichtung (13) zugeführt werden und daß die Ausgangssignale vor der Frequenzteilung durch die Frequenzteiler (20₁ bis 20 _K ) einer anderen Schaltereinrichtung zugeführt werden.

13. Signalgenerator nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, gekennzeichnet durch:
einen Steuerimpulsgenerator (12) zum Erzeugen von Steuerimpulsen zum Zeitpunkt T, der bestimmt ist durch wobei l eine ganze Zahl, S eine positive ganze Zahl ungleich 0 und i = 1, 2 . . . K -1 sind,
eine Mehrzahl von Frequenzsynthesizern (37₁ bis 37 _n ), die in Kaskade geschaltet sind, wobei jeder Frequenzsynthesizer (37₁ bis 37 _n ) eine Schaltereinrichtung (13₁ bis 13 _n ) enthält, um selektiv die Ausgangssignale der Mehrzahl der zweiten Generatoren (7₁ bis 7 _K ) in Abhängigkeit der Steuerimpulse des Steuerimpulsgenerators (12) zu schalten, und einen Mischer (33₁ bis 33 _n ) aufweist, um ein zugeführtes Eingangssignal und das Ausgangssignal der Schaltereinrichtung (13₁ bis 13 _n ) zu mischen und einen Frequenzteiler (35₁, 35₂ . . .) enthält, um das Ausgangssignal vom Mischer (33₁ bis 33 _n ) durch einen Faktor k zu teilen; und
einen dritten Generator (31) zum Erzeugen eines dritten Frequenzsignals, das mit dem Ausgangssignal des Bezugsfrequenzgenerators (4) phasenverriegelt ist und zum Zuführen des dritten Frequenzsignals zur ersten Stufe (37₁) der Frequenzsynthesizer (37₁ bis 37 _n ).

14. Signalgenerator nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die letzte Stufe (37 _n ) der Frequenzsynthesizer keinen 1/k-Frequenzteiler enthält.

15. Signalgenerator nach Anspruch 13, gekennzeichnet durch
einen Detektor (43), der feststellt, ob das Ausgangssignal der letzten Stufe (37 _n ) der Frequenzsynthesizer (37₁ bis 37 _n ) eine vorbestimmte Phase hat; und
einen Steuerkreis (44) zum Erzeugen der vorbestimmten Frequenzeinstelldaten, wenn der Steuerkreis von außen zugeführte Phaseneinstelldaten und das Detektorsignal von dem Detektor (43) erhält.

16. Signalgenerator nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerimpulsgenerator (12) einen variablen, vom Steuerkreis (44) gesteuerten Frequenzteiler (42) aufweist, der die vom Bezugsfrequenzgenerator (4) erzeugte erste Bezugsfrequenz durch einen von den zum Verändern des endgültigen Ausgangssignals verwendeten Frequenzeinheiten abhängigen Teilerfaktor S teilt.

17. Signalgenerator nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die letzte Stufe (37 _n ) der Frequenzsynthesizer einen vierten Frequenzgenerator (38) aufweist, welcher ein viertes Frequenzsignal erzeugt, das mit dem Ausgangssignal des Bezugsfrequenzgenerators (4) phasenverriegelt ist, und einen Mischer (40) aufweist, der das Ausgangssignal des vierten Frequenzgenerators (38) und die Ausgangssignale des 1/k-Teilers oder des Mischers der letzten Stufe der Frequenzsynthesizer miteinander mischt.

18. Signalgenerator nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Detektor (43) eine vorbestimmte Amplitude des Ausgangssignals der Frequenzsynthesizer oder eine vorbestimmte Phasendifferenz zwischen dem Ausgangssignal und dem extern zugeführten Bezugsfrequenzsignal ermittelt.

19. Signalgenerator nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der spezifische Wert der Amplitude des Ausgangssignals des Frequenzsynthesizers, die von dem Detektor (43) ermittelt wird, Null ist.

20. Signalgenerator nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des Signalgenerators ein MSK (minimum shift keying)-moduliertes Signal ist.