WO2024100959A1 - 交流電動機制御装置 - Google Patents

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period
motor
control device
generating unit
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渉 初瀬
俊幸 安島
滋久 青柳
貴哉 塚越
Original Assignee
日立Astemo株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to an AC motor control device that drives an AC motor.
  • PWM control is generally used as an AC motor control device to drive such AC motors.
  • a modulation signal is created based on the voltage command signal applied to the AC motor, and a PWM pulse signal is created that turns the switching elements of the power conversion device on and off by comparing the modulation signal with the PWM carrier. This makes it possible to convert DC power into AC power that drives the AC motor.
  • PWM control makes it possible to convert DC power to AC power, but because the switching elements of the power conversion device are repeatedly turned on and off at high speed, the output voltage is applied to the AC motor in pulses.
  • the current flowing through an AC motor contains harmonic components, which cause noise and losses.
  • Patent Document 1 Technologies for reducing noise and loss caused by turning on and off the switching elements of such power conversion devices are disclosed, for example, in Patent Document 1 and Patent Document 2.
  • Patent Document 1 is configured to change the period of the PWM carrier over time. Meanwhile, the method described in Patent Document 2 is configured to shorten the period of the PWM carrier near the current zero crossing.
  • PWM control causes harmonic components to be included in the current flowing through the AC motor, which can lead to increased noise and losses.
  • Patent Documents 1 and 2 are capable of dispersing the harmonic components of the voltage applied in a pulsed manner to an AC motor, they do not disclose a configuration for actively suppressing the harmonic components of the current flowing through the AC motor.
  • the object of the present invention is to realize an AC motor control device that can suppress the harmonic components of the current flowing through an AC motor and reduce the losses generated by the AC motor.
  • the present invention is configured as follows:
  • a power converter that converts DC power to AC power and a control unit that performs synchronous PWM control of an AC motor are included.
  • the control unit has a carrier wave generation unit that generates a carrier wave, and a PWM pulse generation unit that generates a PWM pulse based on the carrier wave and a voltage command value.
  • the carrier wave generation unit changes the period of the carrier wave so that harmonic components in the dq orthogonal coordinates of the AC motor contained in the PWM pulse are concentrated on the axis with the larger inductance, either the d axis or the q axis.
  • an AC motor control device that can suppress the harmonic components of the current flowing through an AC motor and reduce the losses generated in the AC motor.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of an AC motor control device according to a first embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a block diagram showing a PWM pulse generating unit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram showing an example of waveforms in a comparative example different from the present invention, in which the period of a carrier wave is constant during synchronous PWM control.
  • 5A to 5C are diagrams illustrating an example of waveforms when the period of a carrier wave during synchronous PWM control is periodically changed in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic diagram showing the relationship between an orthogonal dq-axis coordinate system and voltages and currents in vector control.
  • FIG. 11 is a diagram showing harmonic components of an output voltage when the period of a carrier wave is constant.
  • 11A and 11B are diagrams illustrating harmonic components of an output voltage when the period of a carrier wave is periodically changed.
  • 6B is a diagram showing current harmonic components that are generated when the voltage harmonic components shown in FIG. 6A are applied to an interior permanent magnet synchronous motor.
  • FIG. 6C is a diagram showing current harmonic components that are generated when the voltage harmonic components shown in FIG. 6B are applied to an interior permanent magnet synchronous motor.
  • 11 is a graph showing changes in current harmonic components when the amount of period change is changed.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example in which an AC motor control device according to a second embodiment of the present invention is applied to an electric vehicle.
  • FIG. 11 is a configuration diagram of a PWM pulse generating unit in the second embodiment.
  • Example 1 A first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 10.
  • FIG. 1 A first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 10.
  • This embodiment 1 describes an example in which an AC motor 1 is driven by an AC motor control device 10 of the present invention.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of an AC motor control device 10 according to a first embodiment.
  • the AC motor control device 10 includes a control unit 2, an inverter (power converter) 3, and a current detection unit 4.
  • the control unit 2 includes a vector control unit 21 and a PWM pulse generation unit 22.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of the PWM pulse generation unit 22 included in the control unit 2, and the PWM pulse generation unit 22 includes a carrier wave generation unit 221 and a carrier voltage command comparison unit 222.
  • the vector control unit 21 of the control unit 2 calculates a modulation rate command value (voltage command value) 21A based on information from a current detection unit 4 that detects the current flowing through the AC motor 1 and information 5A from a position sensor 5 that detects the rotational position of the AC motor 1.
  • the PWM pulse generator 22 generates a PWM pulse 22A based on the calculated modulation rate command value 21A, and the inverter 3 converts DC power to AC power based on the generated PWM pulse 22A, and supplies AC power to the AC motor 1.
  • a carrier wave such as a triangular wave is generated by the carrier wave generating unit 221, and the generated carrier wave is compared with the modulation rate command value 21A by the comparing unit 222 to generate a PWM pulse 22A.
  • One method for controlling the AC motor 1 using PWM pulses is the synchronous PWM control method.
  • the control unit 2 controls the AC motor 1 using synchronous PWM.
  • Figure 3 shows a schematic diagram of the carrier wave and modulation factor command value during synchronous PWM control in a comparative example different from the present invention.
  • the synchronous PWM control method fixes the number of PWM carrier waves contained in one rotation by changing the period of the PWM carrier wave according to the rotation speed of the AC motor.
  • half a rotation of the AC modulation rate command (0° to 180°) contains 4.5 periods each of rising (peaks) and falling (valleys) of the carrier wave, and one rotation of the AC modulation rate command (0° to 360°) contains 9 periods each of rising (peaks) and falling (valleys) of the carrier wave, for a total of 18 periods.
  • the period of the PWM carrier wave is generally set to a constant interval, and in the example configuration shown in Figure 3, this is called synchronous 9-pulse control.
  • the use of a synchronous PWM control method has the advantage that the symmetry of the waveform is maintained and even-order harmonics are not generated.
  • the configuration results in large voltage harmonic components being generated, such as the sideband waves of the first-order component of the carrier wave (6th and 12th order components in the example configuration shown in Figure 3) and the second-order component (18th order component in the example configuration shown in Figure 3).
  • the period of the carrier wave during synchronous PWM control is periodically changed.
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing the synchronous 9-pulse period in which the period of the carrier wave of the synchronous PWM control according to the first embodiment of the present invention is periodically changed.
  • the period of the carrier wave is configured to repeat a short period S and a long period L twice.
  • the order of the period of the carrier wave is n
  • the period of the carrier wave is set to change in a sixth order cycle as shown in the following equation (1).
  • C which is multiplied by the sine wave function, is a value that corresponds to the amount of period change. Also, n is the order.
  • Figure 5 shows an outline of the dq orthogonal coordinates and voltage/current during vector control.
  • the dq orthogonal coordinate system is set with the d-axis in the magnet axis direction and the q-axis perpendicular to the magnet axis direction.
  • voltage and current are controlled using such dq orthogonal coordinates.
  • FIGS. 6A and 6B are diagrams showing the harmonic components of the output voltage when the period of the carrier wave is constant and when the period of the present application is periodically changed.
  • FIG. 6A shows the case when the period is constant
  • FIG. 6B shows the case when the period of the carrier wave of one embodiment is periodically changed.
  • the horizontal axis in Figures 6A and 6B is the order, and the vertical axis is the amplitude.
  • the solid line components in Figures 6A and 6B are the d-axis (magnet axial direction) components mentioned above, and the dotted lines are the q-axis (direction perpendicular to the magnet axis) components mentioned above.
  • the component with the largest amplitude is the second-order component of the q-axis component (dotted line).
  • the d-axis component (solid line) is generated to the left and right of the second-order component as sideband components of the first- and third-order components.
  • a voltage containing harmonic components as shown in FIG. 6A or 6B is applied, and current harmonic components are generated due to the voltage harmonic components.
  • the voltage and current related to the harmonic components have the relationship shown in the following equations (5) and (6) for the d-axis component (magnet axis direction) and q-axis (component perpendicular to the magnet axis).
  • idh(n) is the d-axis current
  • vdh(n) is the d-axis voltage
  • Ldh is the d-axis inductance
  • iqh(n) is the q-axis current
  • vqh(n) is the q-axis voltage
  • Lqh is the q-axis inductance
  • interior permanent magnet synchronous motors are often used for the main motors that serve as the power source for on-board equipment.
  • Such interior permanent magnet synchronous motors have a large salient pole ratio, with the q-axis inductance shown in formula (6) above being greater than the d-axis inductance shown in formula (5) above (Ldh ⁇ Lqh).
  • the motor when voltage harmonics of the same amplitude are applied, the motor has characteristics in which the q-axis current harmonic component is smaller than the d-axis current harmonic component.
  • FIGS. 7A and 7B show the current harmonic components that are generated when the voltage harmonic components shown in FIG. 6A and FIG. 6B are applied to such an interior permanent magnet synchronous motor.
  • FIG. 7A shows the case where the period is constant
  • FIG. 7B shows the case where the period of the carrier wave in one embodiment is changed periodically.
  • the horizontal axis is the order
  • the vertical axis is the amplitude.
  • the solid line component is the d-axis (magnet axial direction) component
  • the dotted line is the q-axis (direction perpendicular to the magnet axis) component.
  • the second-order component of the q-axis component has the maximum voltage amplitude in the voltage harmonic components of Figure 6A, but because the q-axis inductance is large in an interior permanent magnet synchronous motor, the current amplitude of the q-axis second-order component in the current harmonic components of Figure 7A is small, and the current harmonic amplitude of the sideband wave of the first-order component of the d-axis is the maximum value.
  • Example 1 in which the period of the carrier wave is periodically changed, as shown in FIG. 6B, the voltage harmonic component is shifted from the d-axis component to the q-axis component. Therefore, when a voltage according to one embodiment is applied to an interior permanent magnet synchronous motor, the d-axis current harmonic component decreases, as shown in FIG. 7B.
  • FIG. 8 shows a schematic diagram in which the horizontal axis represents the period change amount C in the above formula (1) and the vertical axis represents the root mean square (RMS value) of the current harmonic components.
  • the d-axis voltage harmonic components can be shifted to the q-axis voltage harmonic components as described above, and in an interior permanent magnet synchronous motor, the current harmonic components can be suppressed.
  • the RMS value of the current harmonics versus the amount of period change is a downward convex function with a minimum point (shown by a circle in Figure 8).
  • the carrier wave generating unit 221 sets the period change amount C, which is changed in the sixth period, to the point where the RMS value of the current harmonics is minimized, making it possible to drive the AC motor with the current harmonic components suppressed.
  • the carrier wave generating unit 221 sets the period change amount changed in the sixth period to the period change amount at which the loss of the AC motor caused by the current harmonic components is minimized.
  • the carrier wave generating unit 221 can be driven by setting a value smaller than the period change amount C that minimizes the current harmonic components and losses in the AC motor 1, thereby enabling driving that balances the suppression of changes between periods and decreases in control response with the suppression of current harmonic components and losses.
  • the period of the carrier wave is changed at predetermined intervals so that the harmonic components in the dq orthogonal coordinates of the AC motor contained in the PWM pulse are concentrated on the axis side with the large inductance, thereby realizing an AC motor control device 10 that can reduce losses generated in the AC motor.
  • the second embodiment is an example in which the present invention is applied to an AC motor control device that controls an AC motor of an electric vehicle.
  • parts common to the first embodiment will not be illustrated or described.
  • the rotating parts of the motor may freeze when started at extremely low temperatures, so a warm-up operation may be required. During such a warm-up operation, it is desirable for the loss generated by the motor to be large.
  • PWM pulse generating unit 23 (a modified example of PWM pulse generating unit 2)
  • AC motor temperature information 1A can be output to carrier wave switching unit 233 from a temperature sensor (not shown) that detects the temperature of AC motor 1.
  • Carrier wave generating unit 231 can be defined as a fixed cycle carrier wave generating unit.
  • the warm-up operation can be started earlier by configuring the PWM pulse generating unit 23 as described above.
  • the q-axis inductance is greater than the d-axis inductance, but the invention can also be applied to cases where the d-axis inductance is greater than the q-axis inductance.
  • the period of the PWM carrier wave is changed at a predetermined interval so that the harmonic components are concentrated on the d-axis side, which has the greater inductance.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

交流電動機に流れる電流高調波成分を抑制し、交流電動機で発生する損失を低減することが可能な交流電動機制御装置が実現される。交流電動機制御装置１０は、直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器３と、交流電動機１を同期ＰＷＭ制御する制御部２と、を備える。　制御部２は、キャリア波を生成するキャリア波生成部２２１、２３１、２３２と、キャリア波と電圧指令値２１Ａとに基づき、ＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部２２、２３と、を有する。キャリア波生成部２２１、２３１、２３２は、ＰＷＭパルスに含まれる交流電動機１のｄｑ直交座標における高調波成分が、ｄ軸またはｑ軸のうち、インダクタンスの大きい軸側に集中するようにキャリア波の周期を変更する。

Description

交流電動機制御装置
本発明は、交流電動機を駆動する交流電動機制御装置に関する。
　近年、省エネルギー化の要求の高まりから、交流電動機を駆動する交流電動機制御装置が、家電、インフラ、車載機器など幅広い用途に適用されている。
　このような、交流電動機を駆動する交流電動機制御装置として、一般的にＰＷＭ制御が用いられている。ＰＷＭ制御では、交流電動機へ印加する電圧指令信号を元に変調信号を作成し、変調信号とＰＷＭキャリアとの比較により電力変換装置のスイッチング素子をオン・オフするＰＷＭパルス信号を作成する。これにより、直流電力を、交流電動機を駆動する交流電力へ変換することを可能としている。
　このように、ＰＷＭ制御を行うことで、直流電力を交流電力へ変換可能となるが、電力変換装置のスイッチング素子を高速にオン・オフする動作を繰り返すため、交流電動機に対して出力電圧はパルス状に印加される。
　このため、交流電動機に流れる電流に高調波成分が含まれ、ノイズや損失の原因となる。
　このような電力変換装置のスイッチング素子のオン・オフに起因するノイズや損失を低減するための技術が、例えば、特許文献１、特許文献２に開示されている。
　特許文献１に記載の方式では、ＰＷＭキャリアの周期を時間経過により変化させる構成である。また、特許文献２に記載の方式では、電流ゼロクロス付近のＰＷＭキャリアの周期を短縮する構成である。
　このような方式により、交流電動機にパルス状に印加される電圧の高調波成分を分散することで、交流電動機に流れる電流の高調波成分を分散することができる。これにより、交流電動機に発生するノイズの低減や、直流電圧変動の抑制を行うことが提案されている。
特開２０１０－４１８７７号公報 特開２０１９―４７６８８号広報
　前述の通り、ＰＷＭ制御を行うことで、交流電動機に流れる電流に高調波成分が含まれ、ノイズや損失が増加する課題がある。
　しかしながら、特許文献１および特許文献２に記載の方式では、交流電動機にパルス状に印加される電圧の高調波成分を分散することは可能であるが、交流電動機に流れる電流の高調波成分を積極的に抑制する構成は開示されていない。
　交流電動機に流れる電流の高調波成分を抑制しなければ、高調波成分が原因となるノイズや損失の低減は困難である。
　本発明の目的は、交流電動機に流れる電流高調波成分を抑制し、交流電動機で発生する損失を低減することが可能な交流電動機制御装置を実現することである。
　上記目的を達成するため、本発明は、次のように構成される。
　交流電動機制御装置において、直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と、交流電動機を同期ＰＷＭ制御する制御部と、を備え、前記制御部は、キャリア波を生成するキャリア波生成部と、前記キャリア波と電圧指令値とに基づき、ＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、を有し、前記キャリア波生成部は、前記ＰＷＭパルスに含まれる前記交流電動機のｄｑ直交座標における高調波成分が、ｄ軸またはｑ軸のうち、インダクタンスの大きい軸側に集中するように前記キャリア波の周期を変更する。
本発明によれば、交流電動機に流れる電流高調波成分を抑制し、交流電動機で発生する損失を低減することが可能な交流電動機制御装置を実現することができる。
本発明の実施例１の交流電動機制御装置の全体構成図を示すブロック図である。 本発明の実施例１のＰＷＭパルス生成部を示すブロック図である。 本発明とは異なる比較例における同期ＰＷＭ制御時のキャリア波の周期を一定とした場合の波形例を示す図である。 本発明の実施例１における同期ＰＷＭ制御時のキャリア波の周期を周期的に変更した場合の波形例を示す図である。 ベクトル制御における直交ｄｑ軸座標系と電圧・電流の概略関係図である。 キャリア波の周期が一定の場合の出力電圧の高調波成分を示す図である。 キャリア波の周期を周期的に変更した場合の出力電圧の高調波成分を示す図である。 埋め込み型永久磁石同期電動機に図６Ａに示した電圧高調波成分が印加された場合に発生する電流高調波成分を示す図である。 埋め込み型永久磁石同期電動機に図６Ｂに示した電圧高調波成分が印加された場合に発生する電流高調波成分を示す図である。 周期変更量を変化させた場合の電流高調波成分の変化を示すグラフである。 本発明の実施例２による交流電動機制御装置を電気自動車に適用した例を示す図である。 実施例２におけるPWMパルス生成部の構成図である。
　以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。
　（実施例１）
　本発明の実施例１を、図１から図１０を用いて説明する。
　本実施例１は、交流電動機１を本発明の交流電動機制御装置１０で駆動する例を説明する。
　図１は、実施例１による交流電動機制御装置１０の概略構成図である。交流電動機制御装置１０は、制御部２と、インバータ（電力変換器）３と、電流検出部４と、を備える。制御部２は、ベクトル制御部２１と、ＰＷＭパルス生成部２２と、を備える。図２は、制御部２が有するＰＷＭパルス生成部２２の説明図であり、ＰＷＭパルス生成部２２は、キャリア波生成部２２１と、キャリア電圧指令比較部２２２と、を備える。
　制御部２のベクトル制御部２１は、交流電動機１に流れる電流を検出する電流検出部４からの情報と、交流電動機１の回転位置を検出する位置センサ５からの情報５Ａと、を元に変調率指令値（電圧指令値）２１Ａを演算する。
　演算された変調率指令値２１Ａを元にしてＰＷＭパルス生成部２２によりＰＷＭパルス２２Ａを生成し、生成されたＰＷＭパルス２２Ａを元に、インバータ３が直流電力から交流電力への電力変換を行い、交流電動機１に交流電力を供給する。
　ＰＷＭパルス生成部２２では、図２に示す通り、キャリア波生成部２２１により三角波などのキャリア波が生成され、生成されたキャリア波と変調率指令値２１Ａとが比較部２２２により比較され、ＰＷＭパルス２２Ａが生成される。
　交流電動機１をＰＷＭパルスにより制御する方式の一つとして同期ＰＷＭ制御方式があげられる。制御部２は、交流電動機１を同期ＰＷＭ制御する。
　図３は、本発明とは異なる比較例における同期ＰＷＭ制御時のキャリア波と変調率指令値の概略図を示す。図３に示すように、同期ＰＷＭ制御方式では、交流電動機の回転数に応じてＰＷＭキャリア波の周期を変更することで、１回転に含まれるＰＷＭキャリア波の数を固定する方式となっている。
　例えば、図３に示した例では、交流変調率指令１回転の半周期（０°～１８０°）で、キャリア波の上り（山）と下り（谷）がそれぞれ４．５周期分含まれており、交流変調率指令１回転（０°～３６０°）ではキャリア波の上り（山）と下り（谷）がそれぞれ９周期分、計１８周期分含まれる構成を示している。
　また、一般的にＰＷＭキャリア波の周期は一定間隔に設定されており、図３に示した例の構成では同期９パルス制御と呼ばれている。
　このように、同期ＰＷＭ制御方式とすることで、波形の対称性が保たれ、偶数次の高調波が発生しないなどの利点があげられる。一方、ＰＷＭキャリア波の数を固定するため、キャリア波の１次成分の側帯波（図３に示した例の構成では６次・１２次成分）や２次成分（図３に示した例の構成では１８次成分）の電圧高調波成分が大きく発生する構成となる。
　また、このような高調波成分が含まれる電圧が交流電動機に印加されることで、電流にもこれらの高調波成分の影響で電流高調波成分が発生する。
　本願の実施例１では、図３に示した例のような同期ＰＷＭ制御時に、交流電動機に発生する電流の高調波成分を抑制するため、同期ＰＷＭ制御時のキャリア波の周期を周期的に変更する。
　図４は、本発明の実施例１の構成である同期ＰＷＭ制御のキャリア波の周期を周期的に変更した同期９パル時の概略図を示す図である。図４に示すように、キャリア波の周期を、短い周期Ｓと長い周期Ｌとを２回分を繰り返す構成としている。
具体的には、同期ＰＷＭの山谷の数をＰ（図４の場合はＰ＝９）、キャリア波の周期の順序をｎとして、キャリア波の周期を下記の式（１）に示すような６次周期で変化するように設定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　上記式（１）において、正弦波関数に積算されているＣは、周期変更量に相当する値である。また、ｎは次数である。
　例えば、同期９パルスでＣ＝０として各周期間の変化を０とすると、図３に示した比較例のように、キャリア波の周期は（２π／１８）＝２０［ｄｅｇ］固定となる。また、同期９パルスでＣ＞０とすると、下記の式（２）、（３）、（４）の通りとなり、図４に示す本発明のように、ｎ＝１、２、３の繰返しとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　上記式（１）を用いて、同期ＰＷＭの山谷の数Ｐを変更することで、例えば同期１５パルス時の周期変化も同様に設定することが可能である。
　図５は、ベクトル制御時のｄｑ直交座標と電圧・電流の概略を示す図である。
　図５において、交流電動機では、ｄｑ直交座標はｄ軸を磁石軸方向、ｑ軸を磁石軸方向に直交する座標として設定する。ベクトル制御では、このようなｄｑ直交座標を用いて電圧・電流の制御を行っている。
　図６Ａおよび図６Ｂは、キャリア波の周期が一定の場合と、本願の周期を周期的に変更した場合の出力電圧の高調波成分を示す図である。図６Ａが周期一定の場合の図であり、図６Ｂが一実施例のキャリア波の周期を周期的に変更した場合の図である。
　図６Ａ及び図６Ｂの横軸は次数、縦軸は振幅である。図６Ａおよび図６Ｂの実線の成分が前述したｄ軸（磁石軸方向）成分であり、点線が前述したｑ軸（磁石軸直交方向）成分を示している。
　図６Ａの周期一定の同期ＰＷＭ制御の場合では、振幅が最大の成分はｑ軸成分（点線）の２次成分である。また、ｄ軸成分（実線）成分が１次成分・３次成分の側帯波成分として２次成分の左右に発生している。
　ここで、図６Ｂに示すように、周期を周期的に変更することで、高調波成分が変化する結果を得られる。図６Ｂでは、ｄ軸成分（実線）成分の１次成分・３次成分の側帯波成分が減少していることが確認できる。また、ｑ軸成分（点線）の２次成の前後の成分が増加していることが確認できる。言い換えると、キャリア波の周期を周期的に変更することで、ｄ軸高調波成分をｑ軸高調波成分へシフトする電圧高調波成分構成となる。
　ここで、交流電動機では図６Ａまたは図６Ｂに示した高調波成分を含む電圧が印加され、電圧高調波成分に起因した電流高調波成分が発生する。高調波成分に関する電圧と電流は、ｄ軸成分（磁石軸方向）とｑ軸（磁石軸直交成分）について下記式（５）および式（６）のような関係となる。
　式（５）において、ｉｄｈ（ｎ）はｄ軸電流、ｖｄｈ（ｎ）はｄ軸電圧、Ｌｄｈはｄ軸インダクタンスである。また、式（６）において、ｉｑｈ（ｎ）はｑ軸電流、ｖｑｈ（ｎ）はｑ軸電圧、Ｌｑｈはｑ軸インダクタンスである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　上記式（５）および（６）は、電動機に発生する高調波電流は、高調波電圧の次数に対応した周波数とインダクタンスで割った値となることを示している。
　ここで、車載機器の動力源となる主機モータでは、埋め込み型永久磁石同期電動機が使用されることが多い。このような埋め込み型永久磁石同期電動機では、上記式（５）に示したｄ軸インダクタンスより、上記式（６）に示したｑ軸インダクタンスが大きい突極比が大きいモータとなる（Ｌｄｈ＜Ｌｑｈ）。言い換えると、同一の振幅の電圧高調波が印可された場合、ｑ軸電流高調波成分の方がｄ軸電流高調波成分よりも小さくなる特性の電動機となっている。
　ここで、図７Ａおよび図７Ｂに、このような埋め込み型永久磁石同期電動機に図６Ａおよび図６Ｂに示した電圧高調波成分が印加された場合に発生する電流高調波成分を示す。
　図７Ａが周期一定の場合、図７Ｂが一実施例のキャリア波の周期を周期的に変更した場合の図である。図７Ａおよび図７Ｂにおいて、横軸は次数、縦軸は振幅である。実線の成分がｄ軸（磁石軸方向）成分であり、点線がｑ軸（磁石軸直交方向）成分を示している。
　周期一定の図７Ａの場合、図６Ａの電圧高調波成分ではｑ軸成分の２次成分が最大の電圧振幅となっているが、埋め込み型永久磁石同期電動機ではｑ軸インダクタンスが大きいため、図７Ａの電流高調波成分ではｑ軸２次成分の電流振幅は小さな値となっており、ｄ軸の１次成分の側帯波の電流高調波振幅が最大値となっている。
　ここで、実施例１の構成であるキャリア波の周期を周期的に変更する構成では、図６Ｂに示す通り、電圧高調波成分をｄ軸成分からｑ軸成分へシフトする構成となっている。このため、埋め込み型永久磁石同期電動機に一実施例による電圧が印加されると、図７Ｂに示す電流高調波成分のように、ｄ軸電流高調波成分が減少する。
　また、ｑ軸電流高調波成分については、ｑ軸インダクタンスが大きいため、増加幅は小さく、電流高調波成分としては微増する結果となる。言い換えると、ｄｑ軸を総合すると、全体の電流高調波成分を抑制することが可能となる。
　以上のように、ＰＷＭパルスに含まれる交流電動機のｄｑ直交座標における高調波成分をインダクタンスの大きい軸側に集中するようにＰＷＭキャリア波を周期的に変更することで、交流電動機に流れる電流高調波成分を抑制することが可能となる。
　また、電流高調波成分が抑制されることで、交流電動機で発生する損失を低減することが可能となる。
　ここで、図８に、横軸に上記式（１）の周期変更量Ｃ、縦軸に電流高調波成分の二乗平均平方根（ＲＭＳ値）をプロットした概略図を示す。
　上記式（１）の周期変更量Ｃを大きくすることで、前述の通りｄ軸電圧高調波成分をｑ軸電圧高調波成分へシフトすることができ、埋め込み型永久磁石同期電動機では電流高調波成分を抑制することが可能となる。
　これにより、図８に示すように、電流高調波成分を抑制することが可能である。しかしながら、図８に示すように、周期変更量を大きくしていくとパルス波形のひずみが大きくなり、電流高調波が増加する傾向が確認できる。言い換えると、周期変更量に対して電流高調波のＲＭＳ値は最小点（図８の丸印で示す）を持った下に凸な関数となる。
　このため、キャリア波の周期を周期的に変更する場合は、キャリア波生成部２２１が、６次周期で変化させる周期変更量Ｃを電流高調波のＲＭＳ値が最小となる点に設定することで、電流高調波成分を抑制した状態で交流電動機を駆動することが可能となる。
　また、図８の縦軸を電流高調波成分により発生する交流電動機の損失とすることで、損失が最小となる周期変更量Ｃを設定することが可能となる。つまり、キャリア波生成部２２１が、６次周期で変化させる周期変更量を電流高調波成分により発生する交流電動機の損失が最小となる周期変更量に設定する。
　これにより、電流高調波成分により交流電動機に発生する損失を抑制した状態で駆動することが可能となる。
 同期ＰＷＭ制御では、キャリア波の周期以下ではパルスを変化させることが出来ないため、キャリア波の周期を制御周期として設定することが一般的に行われている。
　ここで、周期変更量Ｃを大きく設定すると、キャリア波の周期の変化量が大きくなり、周期が長い区間が発生する。言い換えると、制御周期が長い領域が発生するため、制御応答を低くする必要が発生する。
 このため、高速な制御応答が要求される場合などは、キャリア波生成部２２１は、電流高調波成分や交流電動機１の損失を最小化する周期変更量Ｃより小さい値を設定して駆動することで、周期間の変化・制御応答の低下の抑制と電流高調波成分や損失の抑制をバランスさせて駆動することが可能となる。
　以上のように、本発明の実施例１によれば、ＰＷＭパルスに含まれる交流電動機のｄｑ直交座標における高調波成分がインダクタンスの大きい軸側に集中するようにキャリア波の周期を所定の間隔で変更するように構成したので、交流電動機で発生する損失を低減することが可能な交流電動機制御装置１０を実現することができる。
　（実施例２）
　次に、本発明の実施例２について説明する。
　実施例２は、本発明を電気自動車の交流電動機を制御する交流電動機制御装置に適用した場合の例である。　
　実施例２に説明においては、実施例１と共通する部分は、図示および説明を省略する。
　図９に示すように、電気自動車１００に前述した制御部２を適用した交流電動機１を車載電動機主機１０１として適用することで、電流高調波成分および交流電動機を低減した高効率な電気自動車１００を提供することが可能となる。
　電気自動車向けに適用した車載電動機主機１０１では、極低温で起動すると電動機の回転部などが凍結するため暖機運転等を行う場合がある。このような暖機運転時は電動機から発生する損失は大きい方が望ましい。
　このため、図１０に示すように、ＰＷＭパルス生成部２３（ＰＷＭパルス生成部２の変形例）において、キャリア波生成部２３１（一定周期のキャリア波を生成する）と、キャリア波生成部２３２（キャリア波の周期を変更する）と、から生成されるキャリア波をキャリア波切り替え部２３３により、交流電動機温度情報１Ａを元に切り替える構成とする。交流電動機温度情報１Ａは、交流電動機１の温度を検出する温度センサ（図示せず）からキャリア波切り替え部２３３に出力することができる。
　このような構成とすることで、交流電動機温度情報１Ａが一定以下の場合は一定周期のキャリア波生成部２３１側のキャリア波を選択し、交流電動機温度情報１Ａが一定以上の場合は、周期的変更の２３３側のキャリア波を選択することができ、暖機運転時に交流電動機１から発生する損失を大きくすることが可能となる。キャリア波生成部２３１は、周期一定キャリア波生成部と定義することができる。
　交流電動機１の温度を上昇させるためのヒータが別個設けられている場合にも、ＰＷＭパルス生成部２３を上記のような構成とすることにより、暖機運転をより早期に開始することができる。
　実施例２によれば、実施例１と同様な効果を得ることができる他、上述したように、暖機運転をより早期に開始することができるという効果がある。
　なお、上述した例は、ｄ軸インダクタンスよりｑ軸インダクタンスの方が大きい例について説明したが、ｑ軸インダクタンスよりｄ軸インダクタンスの方が大きい例にも適用可能である。この場合は、高調波成分をインダクアンスの大きいｄ軸側に集中するように、ＰＷＭキャリア波の周期を所定の間隔で変更するように構成する。
　１・・・交流電動機、２・・・制御部、３・・・インバータ、４・・・電流検出部、５・・・位置センサ、１０・・・交流電動機制御装置、２１・・・ベクトル制御部、２１Ａ・・・変調率指令値（電圧指令値）、２２・・・ＰＷＭパルス生成部、２３・・・ＰＷＭパルス生成部の変形例、１００・・・電気自動車、１０１・・・車載電動機主機、２２１・・・キャリア波生成部、２２２・・・キャリア・電圧指令比較部、２３１・・・キャリア波生成部（周期一定キャリア波生成部）、２３２・・・キャリア波生成部（周期）、２３３・・・キャリア波切り替え部

Claims (8)

  1. 　直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と、
    　交流電動機を同期ＰＷＭ制御する制御部と、
    　を備え、
    　前記制御部は、
    　キャリア波を生成するキャリア波生成部と、前記キャリア波と電圧指令値とに基づき、ＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、を有し、
    　前記キャリア波生成部は、前記ＰＷＭパルスに含まれる前記交流電動機のｄｑ直交座標における高調波成分が、ｄ軸またはｑ軸のうち、インダクタンスの大きい軸側に集中するように前記キャリア波の周期を変更することを特徴とする交流電動機制御装置。
  2. 　請求項１に記載の交流電動機制御装置において、
    　前記キャリア波生成部は、前記キャリア波の周期を、６次周期で変化させることを特徴とする交流電動機制御装置。
  3. 　請求項２に記載の交流電動機制御装置において、
    　前記キャリア波生成部は、前記キャリア波の周期を６次周期で変化させる周期変更量を、電流高調波成分が最小となる周期変更量に設定することを特徴とする交流電動機制御装置。
  4. 　請求項２に記載の交流電動機制御装置において、
    　前記キャリア波生成部は、前記キャリア波の周期を６次周期で変化させる周期変更量を電流高調波成分により発生する前記交流電動機の損失が最小となる周期変更量に設定することを特徴とする交流電動機制御装置。
  5. 　請求項３に記載の交流電動機制御装置において、
    前記キャリア波生成部は、高速な制御応答が要求される場合は、前記キャリア波の周期を６次周期で変化させる周期変更量を前記電流高調波成分または前記交流電動機の損失が最小となる周期変更量より小さな変更量に設定し、制御応答の低下を抑制することを特徴とする交流電動機制御装置。
  6. 　請求項１に記載の交流電動機制御装置において、
    　前記キャリア波生成部は、前記ＰＷＭパルスに含まれる前記交流電動機のｄｑ直交座標における高調波成分が、ｄ軸側のインダクタンスよりインダクタンスが大きいｑ軸側に集中するように前記キャリア波の周期を変更することを特徴とする交流電動機制御装置。
  7. 　請求項１から請求項６のうちのいずれか一項に記載の交流電動機制御装置において、
    　電気自動車の交流電動機を制御する制御装置であることを特徴とする交流電動機制御装置。
  8. 　請求項７に記載の交流電動機制御装置において、
    　前記ＰＷＭパルス生成部は、一定周期のキャリア波を生成するキャリア波生成部と周期的に変更するキャリア波を生成する周期一定キャリア波生成部と、前記周期一定キャリア波生成部と前記キャリア波生成部とを切り替えるキャリア波切り替え部と、をさらに備えることを特徴とする交流電動機制御装置。
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