WO2022190305A1

WO2022190305A1 - レーダ装置、及びレーダ装置を備えた車載装置

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Publication number: WO2022190305A1
Application number: PCT/JP2021/009710
Authority: WO
Inventors: 雄亮橘川; 範行福井
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2021-03-11
Filing date: 2021-03-11
Publication date: 2022-09-15
Also published as: JPWO2022190305A1; CN116940863A; JP7282286B2; DE112021006774T5; US20230366980A1

Abstract

本開示技術に係るレーダ装置（９０）は、チャープをレーダ信号として断続的に繰り返し出力して送信し、観測対象から反射された反射波を受信し、レーダ信号と反射波とからビート信号を生成し、ビート信号をデジタルデータに変換し、信号処理部（１２）により観測対象のレンジと相対速度とを検出する。信号処理部（１２）は、デジタルデータのうち、レーダ信号が出力されていない期間中のものに周波数変換を行う周波数変換部（３１）と、デジタルデータのうち、レーダ信号が出力されている期間中のものと周波数変換部（３１）が周波数変換を行ったものとを加算しレンジＦＦＴを行うスペクトル算出部（４１）と、レンジＦＦＴを行った結果のうち、前半部に対してドップラＦＦＴを行う距離速度スペクトル算出部（４２）と、レンジＦＦＴを行った結果のうち、後半部に対してドップラＦＦＴを行う電磁ノイズスペクトル算出部（４３）と、を含む。

Description

レーダ装置、及びレーダ装置を備えた車載装置

本開示技術は、レーダ装置に関する。

　以下の特許文献１には、ＦＭＣＷ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ　Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　Ｗａｖｅ）方式のレーダ装置が開示されている。
　特許文献１に開示されているレーダ装置は、ＦＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ）変調したレーダ信号を送信信号と局部信号とに分配し、送信信号を電磁波として送信して、物標に反射された電磁波を反射波として受信する。
　特許文献１に開示されているレーダ装置は、反射波の受信信号と局部信号とを混合することで得られるビート信号のデジタルデータから、観測対象までの距離及び観測対象との相対速度を測定する。
　特許文献１に開示されているレーダ装置は、ＡＤ変換部に電磁ノイズが入力されても、観測対象の検出精度の劣化を抑え、真の観測対象までの距離及び観測対象との相対速度を測定できるようにするために、以下に示す処理を実施している。
　特許文献１に開示されているレーダ装置は、レーダ信号を送信している期間と、レーダ信号を送信していない期間を設ける。
　特許文献１に開示されているレーダ装置は、レーダ信号を送信している期間中に得られるビート信号のデジタルデータと、レーダ信号を送信されていない期間中のＡＤ変換部に入力される信号のデジタルデータとを用いて、観測対象を検出することで、物標の誤検知を防止している。

　特許文献１に開示されているレーダ装置は、繰り返し出力されたレーダ信号を送信している期間中の複数のデジタルデータのそれぞれを距離方向にフーリエ変換することで、観測対象に係る複数の周波数スペクトルを算出し、取得した複数の周波数スペクトルを相対速度方向にフーリエ変換することで、観測対象に係る距離速度スペクトルを算出し、取得した距離速度スペクトルにおけるスペクトル値のピーク値を検出することで、距離速度情報を算出している。この距離方向のフーリエ変換は、Ｒａｎｇｅ－ＦＦＴ、レンジＦＦＴとも呼ばれる（本明細書では、以降「レンジＦＦＴ」と呼ぶ）。またこの相対速度方向のフーリエ変換は、Ｄｏｐｐｌｅｒ－ＦＦＴ、ドップラＦＦＴとも呼ばれる（本明細書では、以降「ドップラＦＦＴ」と呼ぶ）。
　また、レーダ信号を送信していない期間中の複数のデジタルデータのそれぞれをレンジＦＦＴすることで、電磁ノイズに係る複数の周波数スペクトルを算出し、取得した複数の周波数スペクトルをドップラＦＦＴすることで、電磁ノイズスペクトルを算出し、取得した電磁ノイズスペクトルにおけるスペクトル値のピーク値を検出することで、電磁ノイズ情報を算出している。

国際公開第２０２０／１６５９５２号

　特許文献１に例示される先行技術に係るレーダ装置は、距離速度情報と前記電磁ノイズ情報に同じ処理を用いて観測対象を検出し、複数のフーリエ変換を行っている。
　本開示技術は、レーダ装置におけるフーリエ変換の回数を減らし、信号処理負荷を軽減するレーダ装置の改良を目的としている。

　本開示技術に係るレーダ装置は、チャープをレーダ信号として断続的に繰り返し出力するレーダ信号出力部と、前記レーダ信号を送信し、観測対象から反射された前記レーダ信号を反射波として受信する送受信部と、前記レーダ信号と前記反射波とからビート信号を生成するビート信号生成部と、前記ビート信号をデジタルデータに変換するアナログデジタル変換部と、前記デジタルデータを用いて、前記観測対象のレンジと相対速度とを検出する信号処理部と、を備える。前記信号処理部は、前記デジタルデータのうち、前記レーダ信号が出力されていない期間中のものに周波数変換を行う周波数変換部と、前記デジタルデータのうち、前記レーダ信号が出力されている期間中のものと前記周波数変換部が周波数変換を行ったものとを加算しレンジＦＦＴを行うスペクトル算出部と、前記スペクトル算出部がレンジＦＦＴを行った結果のうち、前半部に対してドップラＦＦＴを行う距離速度スペクトル算出部と、前記スペクトル算出部がレンジＦＦＴを行った前記結果のうち、後半部に対してドップラＦＦＴを行う電磁ノイズスペクトル算出部と、を含む。

　本開示技術に係るレーダ装置は上記構成を備えるため、レーダ信号を送信している期間とレーダ信号を送信していない期間のレンジＦＦＴをまとめて同時に実現でき、フーリエ変換の回数を減らすことができる。

図１は、実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示す構成図である。図２は、実施の形態１に係るレーダ装置の信号処理部の構成を示す構成図である。図３は、実施の形態１に係る信号処理部における観測対象までの距離及び観測対象との相対速度の算出処理を示すフローチャートである。図４は、実施の形態１に係る信号処理部における観測対象までの距離及び観測対象との相対速度の算出処理を示す説明図である。図５は、実施の形態２に係るレーダ装置の構成を示す構成図である。図６は、実施の形態２に係るレーダ装置の信号処理部の構成を示す構成図である。図７は、実施の形態２に係る信号処理部における観測対象までの距離及び観測対象との相対速度の算出処理を示すフローチャートである。図８は、実施の形態３に係るレーダ装置の信号処理部の構成を示す構成図である。図９は、実施の形態３に係る信号処理部における観測対象までの距離及び観測対象との相対速度の算出処理を示すフローチャートである。図１０は、実施の形態３に係る信号処理部における観測対象までの距離及び観測対象との相対速度の算出処理を示す説明図である。図１１は、実施の形態４に係るレーダ装置の構成を示す構成図である。図１２は、実施の形態４に係るレーダ装置の信号処理部の構成を示す構成図である。図１３は、実施の形態４に係る信号処理部における観測対象までの距離及び観測対象との相対速度の算出処理を示すフローチャートである。図１４は、の実施の形態５に係るレーダ装置の信号処理部の構成を示す構成図である。図１５は、実施の形態６に係るレーダ装置の信号処理部の構成を示す構成図である。図１６は、実施の形態６に係る信号処理部における観測対象までの距離及び観測対象との相対速度の算出処理を示すフローチャートである。図１７は、実施の形態６に係る信号処理部における観測対象までの距離及び観測対象との相対速度の算出処理を示す説明図である。図１８は、実施の形態７に係る車載装置の構成を示す構成図である。

実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係るレーダ装置９０の構成を示す構成図である。図１が示すとおり実施の形態１に係るレーダ装置９０は、レーダ信号出力部１と、送受信部４と、ビート信号生成部８と、アナログデジタル変換部１１と、信号処理部１２と、を含む。
　レーダ信号出力部１は、制御部２と、信号源３と、を有する。
　送受信部４は、分配部５と、送信アンテナ６と、受信アンテナ７と、を有する。
　ビート信号生成部８は、周波数混合部９と、フィルタ部１０と、を有する。

　レーダ信号出力部１は、レーダ信号を生成する構成要素である。レーダ信号出力部１が生成するレーダ信号は、例えば時間の経過に伴って周波数が変化する周波数変調信号である。レーダ信号は断続的に繰り返し生成され、送受信部４へ送られる。

　制御部２は、タイミング信号を発生し、レーダ装置９０の各部を同期させる役割を有する。具体的に制御部２は、レーダ信号の出力タイミングを示す制御信号を信号源３及び信号処理部１２のそれぞれへ出力する。

　信号源３は、制御部２から出力された制御信号が示す出力タイミングに従って、例えば周波数変調信号をレーダ信号として断続的に繰り返し生成する。生成されたレーダ信号は、送受信部４の分配部５へ出力される。

　送受信部４は、レーダ信号出力部１から出力されたレーダ信号を観測対象に向けて送信して、観測対象に反射されたレーダ信号を反射波として受信する。観測対象は、例えばレーダ装置９０が自動車等の車両に実装されている場合、他の自動車、通行人、又は、ガードレール等が該当する。
　送受信部４は、レーダ信号出力部１から出力されたレーダ信号及び反射波のそれぞれをビート信号生成部８へ出力する。

　分配部５は、信号源３から出力されたレーダ信号を２つに分配し、分配後の一方のレーダ信号を送信アンテナ６に出力し、分配後の他方のレーダ信号を局部発振信号として周波数混合部９へ出力する。

　送信アンテナ６は、分配部５から出力されたレーダ信号を空間に放射する。

　受信アンテナ７は、送信アンテナ６からレーダ信号が空間に放射されたのち、観測対象に反射されたレーダ信号を反射波として受信し、受信した反射波の受信信号を周波数混合部９へ出力する。

　ビート信号生成部８は、送受信部４からレーダ信号が送信されている期間中、観測対象に反射されたレーダ信号が受信アンテナ７によって反射波として受信されると、ビート信号を生成する。ビート信号は、送信アンテナ６から送信されたレーダ信号の周波数と、反射波の周波数との差分の周波数を有する。ビート信号は、ミキサを用いてＩＦ信号として生成されたものでもよい。
　ビート信号生成部８は、生成したビート信号をアナログデジタル変換部１１へ出力する。

　周波数混合部９は、分配部５から局部発振信号が出力されている期間中、局部発振信号と受信アンテナ７から出力された受信信号とを混合する。混合された信号から周波数混合部９は、局部発振信号の周波数と反射波の周波数との差分の周波数を有するビート信号を生成する。
　周波数混合部９は、生成したビート信号をフィルタ部１０へ出力する。

　フィルタ部１０は、具体的にはローパスフィルタ又はバンドパスフィルタ等によって実現される。
　フィルタ部１０は、周波数混合部９から出力されたビート信号に含まれているスプリアス等の不要な成分を抑圧する。不要成分が抑圧されたビート信号は、アナログデジタル変換部１１へ送られる。

　アナログデジタル変換部１１は、レーダ信号が送信されている期間中にビート信号生成部８により生成されたビート信号をデジタルデータに変換し、信号処理部１２へ出力する。
　アナログデジタル変換部１１は、レーダ信号が送信されていない期間中にアナログデジタル変換部１１に入力される信号デジタルデータに変換し、信号処理部１２へ出力する。

　信号処理部１２は、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータを用いて、観測対象までの距離及び観測対象との相対速度を算出する。
　図１に示すレーダ装置９０は増幅器を実装していないが、例えば、送信アンテナ６の入力側又は受信アンテナ７の出力側に増幅器を実装してもよい。

　図２は、実施の形態１に係るレーダ装置９０の信号処理部１２の構成を示す構成図である。図２が示すとおり信号処理部１２は、周波数変換部３１と、スペクトル算出部４１と、距離速度スペクトル算出部４２と、電磁ノイズスペクトル算出部４３と、距離速度情報算出部５１と、電磁ノイズ情報算出部５２と、検出処理部５３と、を含む。

　周波数変換部３１は、制御部２から出力された制御信号を参照して、レーダ信号出力部１からレーダ信号が出力されていない期間を特定する。
　周波数変換部３１は、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータのうち、レーダ信号無と特定された期間中のデジタルデータに対し、複素数を乗算する処理を施す。複素数は、サンプリング周波数ｆｓのｎ―１／２倍（ｎは任意の整数）の周波数（ｆ_０＝（ｎ―１／２）ｆｓ）を有する振幅が１の信号に相当する複素数である。この複素数は、数式で表せばｅｘｐ（ｊω_０ｔ）である。このように時間軸で表されたデータにｅｘｐ（ｊω_０ｔ）で表される単位円上の複素数を乗算することは、周波数軸で表されたフーリエ変換の結果において、角周波数をω_０＝２πｆ_０だけシフトすることに相当する。本開示技術は、このフーリエ変換の性質を利用する。具体的に本開示技術は、全サンプリングデータのうちレーダ信号が出力されていない期間に係るデータのみに周波数シフトを行い、区別がつくようにしている。この周波数シフト用の複素数は、以降「周波数シフト複素数」と称する。周波数シフト複素数を乗算した結果は、スペクトル算出部４１へ送られる。なお、上記は周波数シフト用に複素数を乗算した場合についての説明だが、本開示技術はこれに限定したものではない。例えば上記周波数シフト複素数のうちの実部（例えばＣｏｓ（ω_０ｔ））を用いた場合でもよく、同様の効果が得られる。
　レーダ信号無と特定された期間中、アナログデジタル変換部１１からのデジタルデータは繰り返し出力される。周波数変換部３１は繰り返し出力された複数のデジタルデータのそれぞれに対し、周波数シフト複素数を乗算する処理を、繰り返し実施する。

　スペクトル算出部４１は、制御部２から出力された制御信号を参照して、レーダ信号出力部１からレーダ信号が出力されている期間を特定する。
　スペクトル算出部４１は、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータのうち、レーダ信号出力中と特定された期間中のデジタルデータと周波数変換部３１から得られるデジタルデータを加算する。
　スペクトル算出部４１は、加算したデータをレンジＦＦＴすることで、周波数スペクトルを算出する。
　レーダ信号出力中と特定された期間中、アナログデジタル変換部１１からデジタルデータも周波数変換部３１からのデジタルデータも、繰り返し出力される。スペクトル算出部４１は上記の加算処理を、繰り返し実施する。
　スペクトル算出部４１は、加算したデジタルデータのそれぞれをレンジＦＦＴすることで、複数の周波数スペクトルを算出する。
　スペクトル算出部４１は、算出した複数の周波数スペクトルを距離速度スペクトル算出部４２及び電磁ノイズスペクトル算出部４３へ出力する。

　距離速度スペクトル算出部４２は、スペクトル算出部４１から出力された複数の周波数スペクトルを取得する。
　距離速度スペクトル算出部４２は、取得した複数の周波数スペクトルのうち、サンプリング周波数ｆｓの１／２以下に相当する前半部のデータに対してドップラＦＦＴすることで、距離速度スペクトルを算出する。
　距離速度スペクトル算出部４２は、距離速度スペクトルを距離速度情報算出部５１へ出力する。

　電磁ノイズスペクトル算出部４３は、スペクトル算出部４１から出力された複数の周波数スペクトルを取得する。
　電磁ノイズスペクトル算出部４３は、取得した複数の周波数スペクトルのうち、サンプリング周波数ｆｓの１／２より上から１以下に相当する後半部のデータに対してドップラＦＦＴすることで、電磁ノイズスペクトルを算出する。
　電磁ノイズスペクトル算出部４３は、電磁ノイズスペクトルを電磁ノイズ情報算出部５２へ出力する。

　距離速度情報算出部５１は、距離速度スペクトル算出部４２から出力された距離速度スペクトルにおけるスペクトル値のピーク値を検出する。
　距離速度情報算出部５１は、検出したピーク値の距離速度に係るビート周波数及びドップラ周波数のそれぞれを検出処理部５３へ出力する。

　電磁ノイズ情報算出部５２は、電磁ノイズスペクトル算出部４３から出力された電磁ノイズスペクトルにおけるスペクトル値のピーク値を検出する。
　電磁ノイズ情報算出部５２は、検出したピーク値の電磁ノイズの周波数及びドップラ周波数のそれぞれを検出処理部５３へ出力する。

　検出処理部５３は、２種類の周波数を用いて真の観測対象までの距離及び観測対象との相対速度のそれぞれを算出する。２種類の周波数は、距離速度情報算出部５１により算出された距離速度に係るビート周波数及びドップラ周波数と、電磁ノイズ情報算出部５２により算出された電磁ノイズの周波数及びドップラ周波数と、である。

　信号処理部１２における観測対象までの距離及び観測対象との相対速度の算出処理は、以下の具体的な説明により明らかになる。
　図３は、信号処理部１２における観測対象までの距離及び観測対象との相対速度の算出処理を示すフローチャートである。
　図４は、信号処理部１２における観測対象までの距離及び観測対象との相対速度の算出処理を示す説明図である。

　図４において、Ｌｏ（１），・・・，Ｌｏ（Ｋ）は、分配部５から周波数混合部９に出力された局部発振信号である。図４において発振信号はアップチャープが示されているが、これに限定するものではない。発振信号はダウンチャープでもよいし、アップチャープとダウンチャープとの組合せでもよい。本開示技術は、チャープとチャープとの間にレーザ信号が発振されないアイドル時間を有する発振信号を採用する。
　Ｒｘ（１），・・・，Ｒｘ（Ｋ）は、受信アンテナ７から周波数混合部９に出力された受信信号である。
　Ｋはチャープのインデックス番号であり、後述するドップラＦＦＴを行う時間範囲ごとにリセットされる。すなわちＫは、ドップラＦＦＴを行う時間範囲におけるチャープの数である。Ｋは２以上の整数である。
　図４の例では、周波数が一定の連続波の電磁ノイズがアナログデジタル変換部１１に入力されている。

　信号取得タイミング（１）は、レーダ信号が送信されている期間中にアナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータを取得するタイミングを示している。信号取得タイミング（１）は、レーダ信号出力部１からレーダ信号が出力されている期間に含まれており、信号取得タイミング（１）の長さは、局部発振信号の１周期と概ね同じ長さである。
　信号取得タイミング（２）は、レーダ信号が送信されていない期間中にアナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータを取得するタイミングを示している信号取得タイミング（２）の長さは、局部発振信号の１周期と概ね同じ長さである。

　Ｔは、局部発振信号（Ｌｏ（ｋ）（ｋ＝１，・・・，Ｋ））の掃引時間であり、ｕｓオーダの時間である。ＢＷは、局部発振信号（Ｌｏ（ｋ））の周波数帯域幅である。
　図４では、説明の簡単化のために、観測対象が１つである例を示している。しかし、これは一例に過ぎず、２つ以上の観測対象が存在していてもよい。図４では、説明の簡単化のために、電磁ノイズが１つである例を示している。しかし、これは一例に過ぎず、２つ以上の電磁ノイズがアナログデジタル変換部１１に入力されていてもよい。

　周波数変換部３１は、制御部２から出力された制御信号を参照して、レーダ信号出力部１からレーダ信号が出力されていない期間を特定する。
　周波数変換部３１は、レーダ信号無と特定された期間に含まれている信号取得タイミング（２）において、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータを取得する。
　周波数変換部３１は、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータのうち、レーダ信号無と特定された期間中のデジタルデータに対して、周波数シフト複素数を乗算する。周波数シフト複素数を乗算するデータは、Ｎ_ｓｍｐｌ（２以上の偶数）個存在する（図３のＳＴ１１で示されるステップ）。
　図４では、説明の簡単化のために、周波数がｆ_０＝ｆｓ／２の周波数シフト複素数を乗算した例を示している。しかし、これは一例に過ぎず、周波数シフト複素数の周波数はサンプリング周波数ｆｓのｎ―１／２倍（ｎは任意の整数）であれば良い。

　スペクトル算出部４１は、制御部２から出力された制御信号を参照して、レーダ信号出力部１からレーダ信号が出力されている期間を特定する。
　スペクトル算出部４１は、レーダ信号出力中と特定された期間に含まれている信号取得タイミング（１）において、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータを取得する。
　スペクトル算出部４１は、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータのうち、レーダ信号出力中と特定された期間中のＮ_ｓｍｐｌ個のデジタルデータと周波数変換部３１から得られるＮ_ｓｍｐｌ個のデジタルデータを加算する。
　スペクトル算出部４１は、前記加算したデジタルデータをＮ_ｓｍｐｌ点のレンジＦＦＴをすることで、周波数スペクトルを算出する（図３のＳＴ１２で示されるステップ）。

　図４において、ＦＦＴ（１）は、レンジＦＦＴを示している。デジタルデータがレンジＦＦＴされることで、反射波の受信信号（Ｒｘ（ｋ）（ｋ＝１，・・・，Ｋ））のスペクトル値が、以下の式（１）に示すビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）に積算される。

　式（１）において、Ｒはレーダ装置９０から観測対象までの距離を、ｃは光速を、それぞれ表す。

　スペクトル算出部４１によって、信号取得タイミング（１）のデジタルデータがレンジＦＦＴされることで、レーダ信号が出力されている期間の電磁ノイズのスペクトル値は、電磁ノイズの周波数がＦ_ｎ＿ｒの箇所に積算される。
　スペクトル算出部４１によって、信号取得タイミング（２）のデジタルデータに周波数がｆｓ／２の周波数シフト複素数が乗算される。周波数シフト複素数が乗算されたデジタルデータは、さらにレンジＦＦＴされる。この処理工程により、レーダ信号が出力されていない期間の電磁ノイズのスペクトル値は、電磁ノイズの周波数がＦ_ｎ＿ｒ＋ｆｓ／２の箇所に積算される。

　図４の例では送信されているレーダ信号がＫ回であるため、スペクトル算出部４１は、互いに異なるＮ_ｓｍｐｌ個のデジタルデータに対し、Ｎ_ｓｍｐｌ点のレンジＦＦＴをＫ回行う。Ｋ回のレンジＦＦＴによりスペクトル算出部４１は、Ｎ_ｓｍｐｌ点からなる周波数スペクトルをＫ個算出する。
　スペクトル算出部４１は、算出したＫ個のＮ_ｓｍｐｌ点から成る周波数スペクトルを距離速度スペクトル算出部４２及び電磁ノイズスペクトル算出部４３にそれぞれ出力する。

　距離速度スペクトル算出部４２は、スペクトル算出部４１から出力された複数の周波数スペクトルを取得する。
　距離速度スペクトル算出部４２は、取得した複数の周波数スペクトルのうち、周波数スペクトラムの前半半分（１～Ｎ_ｓｍｐｌ／２）のデータに対してＫ点のドップラＦＦＴをする。この工程により、Ｋ点からなる距離速度スペクトルが算出される（図３のＳＴ１３で示されるステップ）。

　図４において、ＦＦＴ（２）は、ドップラＦＦＴを示している。距離速度スペクトル算出部４２によって、Ｋ個の周波数スペクトルがドップラＦＦＴされることで、反射波の受信信号（Ｒｘ（ｋ））のスペクトル値が、以下の式（２）に示すドップラ周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｖ）に積算される。

　式（２）において、ｆは局部発振信号（Ｌｏ（ｋ））の中心周波数を、ｖはレーダ装置９０と観測対象との相対速度を、それぞれ表す。

　また、レーダ装置９０と電磁ノイズの発生源との相対速度に対応するドップラ周波数（Ｆ_ｎ＿ｖ）には、電磁ノイズのスペクトル値が積算される。
　図４の例では、連続波の電磁ノイズがアナログデジタル変換部１１に入力されており、電磁ノイズの周波数が変化していないため、電磁ノイズのスペクトル値が、電磁ノイズの周波数（Ｆ_ｎ＿ｒ）に積算されている。
　図４では、周波数スペクトラムの前半半分（１～Ｎ_ｓｍｐｌ／２）のデータを用いているものが示されている。このためスペクトル算出部４１は、互いに異なるＫ個のデジタルデータに対し、Ｋ点のドップラＦＦＴをＮ_ｓｍｐｌ／２回行い、Ｋ点からなる距離速度スペクトルをＮ_ｓｍｐｌ／２個算出している。

　距離速度スペクトル算出部４２は、距離速度スペクトルを距離速度情報算出部５１へ出力する。

　電磁ノイズスペクトル算出部４３は、取得した複数の周波数スペクトルのうち、周波数スペクトラムの後半半分（Ｎ_ｓｍｐｌ／２＋１～Ｎ_ｓｍｐｌ）のデータに対してＫ点のドップラＦＦＴを実施する。これにより、Ｋ点からなる電磁ノイズスペクトルが算出される（図３のＳＴ１４で示されるステップ）。

　図４において、ＦＦＴ（３）は、ドップラＦＦＴを示している。電磁ノイズスペクトル算出部４３によって、レーダ装置９０と電磁ノイズの発生源との相対速度に対応するドップラ周波数（Ｆ_ｎ＿ｖ）には、電磁ノイズのスペクトル値が積算される。
　図４の例では、連続波の電磁ノイズがアナログデジタル変換部１１に入力されており、電磁ノイズの周波数が変化していないため、電磁ノイズのスペクトル値が、電磁ノイズの周波数（Ｆ_ｎ＿ｒ）に積算されている。
　図４では、周波数スペクトラムの後半半分（Ｎ_ｓｍｐｌ／２＋１～Ｎ_ｓｍｐｌ）のデータを用いているものが示されている。このため電磁ノイズスペクトル算出部４３は、互いに異なるＫ個のデジタルデータに対し、Ｋ点のドップラＦＦＴをＮ_ｓｍｐｌ／２回行い、Ｋ点からなる電磁ノイズスペクトルをＮ_ｓｍｐｌ／２個算出している。

　電磁ノイズスペクトル算出部４３は、電磁ノイズスペクトルを電磁ノイズ情報算出部５２へ出する。

　距離速度情報算出部５１は、距離速度スペクトル算出部４２から距離速度スペクトルを受けると、距離速度スペクトルにおけるスペクトル値のピーク値を検出する。
　スペクトル値のピーク値を検出する処理自体は公知の技術であるため、ここでの詳細な説明が省略される。

　距離速度情報算出部５１は、検出したピーク値のビート周波数を、観測対象までの距離に対応するビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）として検出処理部５３へ出力する。
　距離速度情報算出部５１は、検出したピーク値のドップラ周波数を、観測対象との相対速度に対応するドップラ周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｖ）として検出処理部５３へ出力する。
　距離速度情報算出部５１は、レーダ信号が出力されている期間の電磁ノイズのスペクトル値もピーク値として検出してしまう。このため距離速度情報算出部５１は、電磁ノイズの周波数（Ｆ_ｎ＿ｒ）についても、観測対象までの距離に対応するビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）として検出処理部５３へ出力する。また、距離速度情報算出部５１は、電磁ノイズの発生源との相対速度に対応するドップラ周波数（Ｆ_ｎ＿ｖ）についても、観測対象との相対速度に対応するドップラ周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｖ）として検出処理部５３へ出力する（図３のＳＴ１５で示されるステップ）。

　電磁ノイズ情報算出部５２は、電磁ノイズスペクトル算出部４３から電磁ノイズスペクトルを受けると、電磁ノイズスペクトルにおけるスペクトル値のピーク値を検出する。
　スペクトル値のピーク値を検出する処理自体は公知の技術であるため、ここでの詳細な説明が省略される。
　電磁ノイズ情報算出部５２は、レーダ信号が出力されていない期間の電磁ノイズのスペクトル値をピーク値として検出する。このため電磁ノイズ情報算出部５２は、電磁ノイズの周波数（Ｆ_ｎ＿ｒ）についても、観測対象までの距離に対応するビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）として検出処理部５３へ出力する。ここで、スペクトル算出部４１の出力時のレーダ信号が出力されていない期間の電磁ノイズのスペクトル値の周波数はＦ_ｎ＿ｒ＋ｆｓ／２であることに留意する。電磁ノイズスペクトル算出部４３は、ドップラＦＦＴの際に、第１の周波数スペクトラムの後半半分（Ｎ_ｓｍｐｌ／２＋１～Ｎ_ｓｍｐｌ）のデータを用いる。このため電磁ノイズのスペクトル値の周波数はＦ_ｎ＿ｒ＋ｆｓ／２―ｆｓ／２＝Ｆ_ｎ＿ｒとなる。また、電磁ノイズ情報算出部５２は、電磁ノイズの発生源との相対速度に対応するドップラ周波数（Ｆ_ｎ＿ｖ）についても、観測対象との相対速度に対応するドップラ周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｖ）として検出処理部５３へ出力する（図３のＳＴ１６で示されるステップ）。

　検出処理部５３は、距離速度情報算出部５１から出力されたビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）及びドップラ周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｖ）の組を取得する。
　図４の距離速度情報算出結果の例では、１つの観測対象と、１つの電磁ノイズとに対応する２つのピークがあるため、検出処理部５３は、距離速度情報算出部５１から、ビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）及びドップラ周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｖ）の組を２つ取得する。
　検出処理部５３は、電磁ノイズ情報算出部５２から出力された電磁ノイズの周波数（Ｆ_ｎ＿ｒ）及びドップラ周波数（Ｆ_ｎ＿ｖ）の組を取得する。
　図４の電磁ノイズ情報算出結果の例では、１つの電磁ノイズに対応する１つのピークがあるため、検出処理部５３は、電磁ノイズ情報算出部５２から、電磁ノイズの周波数（Ｆ_ｎ＿ｒ）及びドップラ周波数（Ｆ_ｎ＿ｖ）の組を１つ取得する。
　検出処理部５３は、距離速度情報算出部５１から取得した２つの組の情報と、電磁ノイズ情報算出部５２から取得した１つの組の情報とを比較する。
　ビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）及びドップラ周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｖ）の２つの組のうち、一方の組は、電磁ノイズ情報算出部５２から取得した電磁ノイズの周波数（Ｆ_ｎ＿ｒ）及びドップラ周波数（Ｆ_ｎ＿ｖ）の１つの組と一致する。
　具体的には、２つのビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）のうち、１つのビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）は、電磁ノイズの周波数（Ｆ_ｎ＿ｒ）と一致する。また、電磁ノイズの周波数（Ｆ_ｎ＿ｒ）と一致しているビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）に対応するドップラ周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｖ）は、ドップラ周波数（Ｆ_ｎ＿ｖ）と一致する。

　検出処理部５３は、図４に示すように、ビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）及びドップラ周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｖ）における２つの組のうち、電磁ノイズの周波数（Ｆ_ｎ＿ｒ）及びドップラ周波数（Ｆ_ｎ＿ｖ）の組と一致する組を破棄する。
　図４の検出処理結果は、観測対象までの距離に対応するビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）及び観測対象との相対速度に対応するドップラ周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｖ）を示す説明図である。
　検出処理部５３は、破棄せずに残っている組に含まれているビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）から観測対象までの距離を算出する。
　検出処理部５３は、破棄せずに残っている組に含まれているドップラ周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｖ）から観測対象との相対速度を算出する（図３のＳＴ１７で示されるステップ）。

　ビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）から観測対象までの距離を算出する処理自体は公知の技術であるため、ここでの詳細な説明が省略される。また、ドップラ周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｖ）から観測対象との相対速度を算出する処理自体も公知の技術であるため、ここでの詳細な説明が省略される。

　以上のとおり実施の形態１に係るレーダ装置９０は上記構成を備えるため、レーダ信号を送信している期間とレーダ信号を送信していない期間のデジタルデータに対するレンジＦＦＴをまとめて同時に実現できる。このため実施の形態１に係るレーダ装置９０は、フーリエ変換の回数が従来に比べ少なくでき、観測対象の検出精度の劣化を抑えることができる。

実施の形態２．
　実施の形態１に係るレーダ装置９０では、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータのうち、レーダ信号が送信されていない期間中のデジタルデータに対する周波数変換処理を、信号処理部１２の周波数変換部３１で行っている。
　実施の形態２に係るレーダ装置９０は、周波数変換部６２を備える。周波数変換部６２は、例えばアナログ回路で構成されてもよい。
　実施の形態２では、区別のため明記する場合を除き、実施の形態１で用いた構成要素の符号と同じ符号が用いられる。また実施の形態２では、実施の形態１と重複する説明が適宜省略される。

　図５は、実施の形態２に係るレーダ装置９０の構成を示す構成図である。図５が示すとおり実施の形態２に係るレーダ装置９０は、それぞれ実施の形態１とは異なる制御部６１、周波数変換部６２、及び信号処理部６８を備える。

　制御部６１は、レーダ信号の出力を指示する制御信号（１）を信号源３へ出力する。信号源３は、制御部６１から制御信号（１）を受けると、連続波の周波数変調信号をレーダ信号として分配部５へ出力する。
　また、制御部６１は、レーダ信号の出力タイミングを示す制御信号（２）を周波数変換部６２及び信号処理部６８のそれぞれへ出力する。

　周波数変換部６２は、第１のスイッチ６３、第２のスイッチ６４、周波数混合部６５、フィルタ部６６及び第２信号源６７を備えている。

　第１のスイッチ６３は、一端が第２のスイッチ６４における出力側の一端と接続されて、他端が周波数混合部６５の入力側と接続されている。
　第１のスイッチ６３は、制御部６１から出力された制御信号（２）が示す出力タイミングに従って、レーダ信号が出力している期間は第２のスイッチ６４の入力側と、レーダ信号が出力していない期間は周波数混合部６５の入力側と、を繰り返し切り換える。

　周波数混合部６５は、第１のスイッチ６３から出力されたビート信号と第２信号源６７から出力された局部発振信号を混合することで、第１のスイッチ６３から出力された周波数と、局部発振信号の周波数との差分の周波数を有する第２のビート信号を生成する。
　周波数混合部６５は、生成した第２のビート信号をフィルタ部６６へ出力する。

　フィルタ部６６は、ＬＰＦ又はＢＰＦ等によって実現される。
　フィルタ部６６は、周波数混合部６５から出力された第２のビート信号に含まれているスプリアス等の不要な成分を抑圧し、不要成分抑圧後の第２のビート信号を第２のスイッチ６４へ出力する。

　第２信号源６７は、局部発振器又はＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）シンセサイザ等によって実現される。また第２信号源６７は、アナログデジタル変換部１１のクロック信号と共通化し、分周期又は逓倍器を用いて実現しても良い。
　第２信号源６７は、サンプリング周波数ｆｓのｎ―１／２倍（ｎは任意の整数）の周波数（ｆ_０＝（ｎ―１／２）ｆｓ）の局部発振信号を周波数混合部６５へ出力する。
　実施の形態１においては周波数がｆ_０の周波数シフト複素数が用いられ、レーダ信号が出力されていない期間に係るデータのみに周波数シフトがなされた。実施の形態２においては周波数がｆ_０の局部発振信号が周波数変換処理に用いられる。実施の形態２において見られる状況は、単一周波数の局部発信信号の振動が、レーダ信号が出力されていない期間に係る受信信号によって振幅変調されている、とも言える。振幅変調において変調される側の振動は、運搬波と呼ばれる。

　　第２のスイッチ６４は、一端が第１のスイッチ６３における出力側の一端と接続されて、他端がフィルタ部６６の出力側と接続されている。
　　第２のスイッチ６４は、制御部６１から出力された制御信号（２）が示す出力タイミングに従って、レーダ信号が出力している期間は第１のスイッチ６３の出力側と、レーダ信号が出力していない期間はフィルタ部６６の出力側とを繰り返し切り換える。
　第２のスイッチ６４は、レーダ信号が出力している期間はビート信号を、レーダ信号が出力していない期間は第２のビート信号を、アナログデジタル変換部１１へ出力する。

　信号処理部６８は、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータを用いて、観測対象までの距離及び観測対象との相対速度のそれぞれを算出する。

　実施の形態２に係るレーダ装置９０の動作は、図５～図７に沿った以下の説明により明らかになる。
　図６は、実施の形態２に係るレーダ装置９０の信号処理部６８の構成示す構成図である。図６が示すとおり実施の形態２に係るレーダ装置９０の信号処理部６８は、実施の形態１とは異なるスペクトル算出部４４を備える。信号処理部６８は、実施の形態１に係る周波数変換部３１及びスペクトル算出部４１に代えてスペクトル算出部４４を備える。

　スペクトル算出部４４は、制御部６１から出力された制御信号（２）を参照して、レーダ信号出力部１からレーダ信号が出力されている期間と、レーダ信号出力部１からレーダ信号が出力されていない期間とを特定する。
　スペクトル算出部４４は、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータのうち、デジタルデータ（Ａ）とデジタルデータ（Ｂ）とを加算する。デジタルデータ（Ａ）は、レーダ信号出力中と特定された期間中のデジタルデータである。デジタルデータ（Ｂ）は、レーダ信号無と特定された期間中のデジタルデータである。
　スペクトル算出部４４は、加算したデータをレンジＦＦＴすることで、周波数スペクトルを算出する。
　スペクトル算出部４４は、アナログデジタル変換部１１からデジタルデータが繰り返し出力されるため、繰り返しデジタルデータ（Ａ）とデジタルデータ（Ｂ）とを加算する。デジタルデータ（Ａ）は、レーダ信号が出力されている期間中のデジタルデータである。デジタルデータ（Ｂ）は、レーダ信号が出力されていない期間中のデジタルデータである。
　スペクトル算出部４４は、加算したデジタルデータのそれぞれをレンジＦＦＴすることで、複数の周波数スペクトルを算出する。
　スペクトル算出部４４は、算出した複数の周波数スペクトルを距離速度スペクトル算出部４２及び電磁ノイズスペクトル算出部４３へ出力する。

　図７は、実施の形態２に係る信号処理部６８における観測対象までの距離及び観測対象との相対速度の算出処理を示すフローチャートである。

　スペクトル算出部４４は、制御部６１から出力された制御信号を参照して、レーダ信号出力部１からレーダ信号が出力されている期間と、レーダ信号出力部１からレーダ信号が出力されていない期間とを特定する。
　スペクトル算出部４４は、レーダ信号出力中と特定された期間に含まれている信号取得タイミング（１）において、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータを取得する。
　スペクトル算出部４４は、レーダ信号無と特定された期間に含まれている信号取得タイミング（２）において、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータを取得する。
　スペクトル算出部４４は、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータのうち、デジタルデータ（Ａ）とデジタルデータ（Ｂ）とを加算する。デジタルデータ（Ａ）は、レーダ信号出力中と特定された期間中のＮ_ｓｍｐｌ個のデジタルデータである。デジタルデータ（Ｂ）は、レーダ信号無と特定された期間中のＮ_ｓｍｐｌ個のデジタルデータである。
　スペクトル算出部４４は、前記加算したデジタルデータをＮ_ｓｍｐｌ点のレンジＦＦＴをすることで、周波数スペクトルを算出する（図７のＳＴ２１で示されるステップ）。
　スペクトル算出部４４は、実施の形態１の構成のものと同様に、互いに異なるＮ_ｓｍｐｌ個のデジタルデータに対し、Ｎ_ｓｍｐｌ点のレンジＦＦＴをＫ回行い、Ｎ_ｓｍｐｌ点からなる周波数スペクトルをＫ個算出する。算出された周波数スペクトルは、距離速度スペクトル算出部４２及び電磁ノイズスペクトル算出部４３へ出力される。

　以上のとおり実施の形態２に係るレーダ装置９０は上記の構成を備えるため、レーダ信号を送信している期間とレーダ信号を送信していない期間のデジタルデータに対するレンジＦＦＴをまとめて同時に実現できる。これにより実施の形態２に係るレーダ装置９０は、実施の形態１の構成のものと同様に、フーリエ変換の回数が従来と比較して少なくでき、観測対象の検出精度の劣化を抑えることができる。

実施の形態３．
　実施の形態３に係るレーダ装置９０は、レーダ信号が出力していない期間中のビート信号に対し変復調処理を行う。このことにより、レーダ信号を送信している期間とレーダ信号を送信していない期間との双方の期間のデジタルデータに対し、まとめて同時にレンジＦＦＴが実施できる。まとめてのレンジＦＦＴは、実施の形態３に係る信号処理部７１で行われる。
　実施の形態３では、区別のため明記する場合を除き、既出の実施の形態で用いた構成要素の符号と同じ符号が用いられる。また実施の形態３では、既出の実施の形態と重複する説明が適宜省略される。

　図８は、実施の形態３に係るレーダ装置９０の信号処理部７１の構成を示す構成図である。図８が示すとおり実施の形態３に係る信号処理部７１は、実施の形態１に係る周波数変換部３１に代えて変調部３２及び復調部３３を備える。
　レーダ装置９０の実施の形態３に特有の動作は、以下の説明により明らかになる。

　図８に示される変調部３２は、制御部２から出力された制御信号を参照して、レーダ信号出力部１からレーダ信号が出力されていない期間を特定する。
　変調部３２は、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータのうち、レーダ信号無と特定された期間中のデジタルデータに対し、変調処理を行い、スペクトル算出部４５へ出力する。
　変調部３２は、アナログデジタル変換部１１からレーダ信号無と特定された期間中のデジタルデータが繰り返し出力されるため、繰り返し出力された複数のデジタルデータのそれぞれに対し変調処理を行う。変調処理された複数のデジタルデータは、それぞれスペクトル算出部４５へ出力される。

　スペクトル算出部４５は、制御部２から出力された制御信号を参照して、レーダ信号出力部１からレーダ信号が出力されている期間を特定する。
　スペクトル算出部４５は、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータのうち、デジタルデータ（Ａ）とデジタルデータ（Ｂ’）とを加算する。デジタルデータ（Ａ）は、レーダ信号出力中と特定された期間中のデジタルデータである。デジタルデータ（Ｂ’）は、変調部３２から得られるデジタルデータである。
　スペクトル算出部４５は、加算したデータをレンジＦＦＴすることで、周波数スペクトルを算出する。
　レーダ信号出力中と特定された期間中、アナログデジタル変換部１１からのデジタルデータも変調部３２からのデジタルデータも、繰り返し出力される。スペクトル算出部４５は上記の加算処理を、繰り返し実施する。
　スペクトル算出部４５は、加算したデジタルデータのそれぞれをレンジＦＦＴすることで、複数の周波数スペクトルを算出する。
　スペクトル算出部４５は、算出した複数の周波数スペクトルを距離速度スペクトル算出部４２及び復調部３３へ出力する。

　復調部３３は、スペクトル算出部４５から出力された周波数スペクトルに対し、復調処理を行い、電磁ノイズスペクトル算出部４６へ出力する。
　周波数スペクトルは、スペクトル算出部４５から繰り返し出力される。復調部３３は、繰り返し出力された複数の周波数スペクトルのそれぞれに対し、復調処理を実施する。復調処理された複数の周波数スペクトルは、電磁ノイズスペクトル算出部４６へ出力される。

　電磁ノイズスペクトル算出部４６は、復調部３３から出力された複数の周波数スペクトルを取得する。
　電磁ノイズスペクトル算出部４６は、取得した複数の周波数スペクトルのうち、サンプリング周波数ｆｓの１／２以下に相当する前半部のデータに対してドップラＦＦＴする。これにより、電磁ノイズスペクトルが算出される。
　電磁ノイズスペクトル算出部４６は、電磁ノイズスペクトルを電磁ノイズ情報算出部５２へ出力する。

　図９は、実施の形態３に係る信号処理部７１における観測対象までの距離及び観測対象との相対速度の算出処理を示すフローチャートである。
　図１０は、実施の形態３に係る信号処理部７１における観測対象までの距離及び観測対象との相対速度の算出処理を示す説明図である。

　変調部３２は、制御部２から出力された制御信号を参照して、レーダ信号出力部１からレーダ信号が出力されていない期間を特定する。
　変調部３２は、レーダ信号無と特定された期間に含まれている信号取得タイミング（２）において、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータを取得する。
　変調部３２は、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータのうち、レーダ信号無と特定された期間中のＮ_ｓｍｐｌ（２以上の偶数）個のデジタルデータに対し、変調処理を行う（図９のＳＴ３１で示されるステップ）。

　説明の簡単化のために図１０は、１又は－１を乗算する変調例を示している。しかし、これは一例に過ぎず、他の変調方式を用いても良い。

　スペクトル算出部４５は、制御部２から出力された制御信号を参照して、レーダ信号出力部１からレーダ信号が出力されている期間を特定する。
　スペクトル算出部４５は、レーダ信号出力中と特定された期間に含まれている信号取得タイミング（１）において、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータを取得する。
　スペクトル算出部４５は、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータのうち、レーダ信号出力中と特定された期間中のＮ_ｓｍｐｌ個のデジタルデータと変調部３２から得られるＮ_ｓｍｐｌ個のデジタルデータとを加算する。
　スペクトル算出部４５は、前記加算したデジタルデータをＮ_ｓｍｐｌ点のレンジＦＦＴをすることで、周波数スペクトルを算出する（図９のＳＴ３２で示されるステップ）。

　図１０において、ＦＦＴ（１）は、レンジＦＦＴを示している。デジタルデータがレンジＦＦＴされることで、反射波の受信信号（Ｒｘ（ｋ）（ｋ＝１，・・・，Ｋ））のスペクトル値が、式（１）に示すビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）に積算される。

　スペクトル算出部４５によって、信号取得タイミング（１）のデジタルデータがレンジＦＦＴされることで、レーダ信号が出力されている期間の電磁ノイズのスペクトル値は、電磁ノイズの周波数がＦ_ｎ＿ｒの箇所に積算される。
　スペクトル算出部４５によって、信号取得タイミング（２）のデジタルデータがレンジＦＦＴされることで、レーダ信号が出力されていない期間の電磁ノイズのスペクトル値は、電磁ノイズの周波数がＦ_ｎ＿ｒの箇所に積算される。

　スペクトル算出部４５は、実施の形態１の構成のものと同様に、互いに異なるＮ_ｓｍｐｌ個のデジタルデータに対し、Ｎ_ｓｍｐｌ点のレンジＦＦＴをＫ回行う。Ｋ回のレンジＦＦＴにより、Ｎ_ｓｍｐｌ点からなる周波数スペクトルがＫ個算出される。算出された周波数スペクトルは、距離速度スペクトル算出部４２及び復調部３３へ出力される。

　復調部３３は、スペクトル算出部４５から出力された周波数スペクトルを取得する。
　復調部３３は、取得した周波数スペクトルに対し、変調部３２の変調処理に合わせた復調処理を行う（図９のＳＴ３３で示されるステップ）。

　説明の簡単化のために図１０は、変調処理で乗算した１又は－１に－１を乗算することで復調する例を示している。

　復調部３３は、復調した第１の周波数スペクトルを電磁ノイズスペクトル算出部４６へ出力する。

　電磁ノイズスペクトル算出部４６は、復調部３３から出力された複数の復調した第１の周波数スペクトルを取得する。

　距離速度スペクトル算出部４２は、スペクトル算出部４５から出力された複数の周波数スペクトルを取得する。
　距離速度スペクトル算出部４２は、取得した複数の周波数スペクトルのうち、周波数スペクトラムの前半半分（１～Ｎ_ｓｍｐｌ／２）のデータに対してＫ点のドップラＦＦＴをする。このことにより、Ｋ点からなる距離速度スペクトルが算出される（図９のＳＴ１３で示されるステップ）。

　図１０において、ＦＦＴ（２）は、ドップラＦＦＴを示している。距離速度スペクトル算出部４２によって、Ｋ個の周波数スペクトルがドップラＦＦＴされることで、反射波の受信信号（Ｒｘ（ｋ））のスペクトル値が、式（２）に示すドップラ周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｖ）に積算される。

　レーダ装置９０とレーダ信号出力中の電磁ノイズの発生源との相対速度に対応するドップラ周波数（Ｆ_ｎ＿ｖ）には、電磁ノイズのスペクトル値が積算される。実施の形態１に係る図４の例では、連続波の電磁ノイズがアナログデジタル変換部１１に入力されており、電磁ノイズの周波数が変化していないため、電磁ノイズのスペクトル値が、電磁ノイズの周波数（Ｆ_ｎ＿ｒ）に積算されている。
　また、レーダ装置９０とレーダ信号無の電磁ノイズの発生源との相対速度に対応するドップラ周波数は、変調処理が施されているため、積算されずに拡散される。

　図１０は、第１の周波数スペクトラムの前半半分（１～Ｎ_ｓｍｐｌ／２）のデータを用いている例を示している。この例でのスペクトル算出部４１は、互いに異なるＫ個のデジタルデータに対し、Ｋ点のドップラＦＦＴをＮ_ｓｍｐｌ／２回行う。ドップラＦＦＴを行うことによりスペクトル算出部４５は、Ｋ点からなる距離速度スペクトルをＮ_ｓｍｐｌ／２個算出する。

　電磁ノイズスペクトル算出部４６は、取得した複数の復調した周波数スペクトルのうち、前半半分（１～Ｎ_ｓｍｐｌ／２）のデータに対してＫ点のドップラＦＦＴを行う。ドップラＦＦＴを行うことにより電磁ノイズスペクトル算出部４６は、Ｋ点からなる電磁ノイズスペクトルを算出する（図９のＳＴ３５で示されるステップ）。

　図１０において、ＦＦＴ（３）は、ドップラＦＦＴを示している。電磁ノイズスペクトル算出部４６によって、レーダ装置９０とレーダ信号無の電磁ノイズの発生源との相対速度に対応するドップラ周波数（Ｆ_ｎ＿ｖ）には、電磁ノイズのスペクトル値が積算される。図１０の例では、連続波の電磁ノイズがアナログデジタル変換部１１に入力されており、電磁ノイズの周波数が変化していないため、電磁ノイズのスペクトル値が、電磁ノイズの周波数（Ｆ_ｎ＿ｒ）に積算されている。

　図１０において、反射波の受信信号（Ｒｘ（ｋ））のスペクトル値は、復調処理が施されているため、ドップラ周波数は積算されずに、拡散される。
　また、レーダ装置９０とレーダ信号を送信している期間の受信信号と電磁ノイズの発生源との相対速度に対応するドップラ周波数は、復調処理が施されているため、積算されずに拡散される。

　図１０は、周波数スペクトラムの前半半分（１～Ｎ_ｓｍｐｌ／２）のデータを用いている例を示している。この例での電磁ノイズスペクトル算出部４６は、互いに異なるＫ個のデジタルデータに対し、Ｋ点のドップラＦＦＴをＮ_ｓｍｐｌ／２回行う。ドップラＦＦＴを行うことにより電磁ノイズスペクトル算出部４６は、Ｋ点からなる電磁ノイズスペクトルをＮ_ｓｍｐｌ／２個算出する。
電磁ノイズスペクトル算出部４６は、電磁ノイズスペクトルを電磁ノイズ情報算出部５２へ出力する。

　以上のとおり実施の形態３に係るレーダ装置９０は上記構成を備えるため、レーダ信号を送信している期間とレーダ信号を送信していない期間のデジタルデータに対するレンジＦＦＴをまとめて同時に実現できる。これにより実施の形態３に係るレーダ装置９０は、既出の実施の形態のものと同様に、フーリエ変換の回数が従来と比較して少なくでき、観測対象の検出精度の劣化を抑えることができる。

実施の形態４．
　実施の形態３は、レーダ信号が送信されていない期間中のデジタルデータに対する変調処理を、信号処理部７１の変調部３２で行う構成を備える。
　実施の形態４に係るレーダ装置９０は、変調処理部８２を備える。変調処理部８２は、例えばアナログ回路で構成されてもよい。
　実施の形態４では、区別のため明記する場合を除き、既出の実施の形態で用いた構成要素の符号と同じ符号が用いられる。また実施の形態４では、既出の実施の形態と重複する説明が適宜省略される。

　図１１は、実施の形態４に係るレーダ装置９０の構成を示す構成図である。図１１が示すとおり実施の形態４に係るレーダ装置９０は、実施の形態１の構成に加え、変調処理部８２を含む。
　変調処理部８２は、第１のスイッチ８３と、第２のスイッチ８４と、変調部８５と、を有する。

　制御部８１は、レーダ信号の出力を指示する制御信号（１）を信号源３へ出力する。信号源３は、制御部８１から制御信号（１）を受けると、連続波の周波数変調信号をレーダ信号として分配部５へ出力する。
　また、制御部８１は、レーダ信号の出力タイミングを示す制御信号（２）を変調処理部８２及び信号処理部８６のそれぞれへ出力する。

　第１のスイッチ８３は、一端が第２のスイッチ８４における出力側の一端と接続されて、他端が変調部８５の入力側と接続されている。
　第１のスイッチ８３は、制御部８１から出力された制御信号（２）が示す出力タイミングに従って、レーダ信号が出力している期間は第２のスイッチ８４の入力側と、レーダ信号が出力していない期間は変調部８５の入力側と、を繰り返し切り換える。

　変調部８５は、第１のスイッチ８３から出力されたビート信号に対し、変調処理を行い第２のビート信号を生成する。
　変調部８５は、生成した第２のビート信号を第２のスイッチ８４へ出力する。

　　第２のスイッチ８４は、制御部８１から出力された制御信号（２）が示す出力タイミングに従って、レーダ信号が出力している期間は第１のスイッチ８３の出力側と、レーダ信号が出力していない期間は変調部８５の出力側とを繰り返し切り換える。
　第２のスイッチ８４は、レーダ信号が出力している期間はビート信号を、レーダ信号が出力していない期間は第２のビート信号を、アナログデジタル変換部１１へ出力する。

　信号処理部８６は、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータを用いて、観測対象までの距離及び観測対象との相対速度のそれぞれを算出する。

　図１２は、実施の形態４に係るレーダ装置９０の信号処理部８６の構成を示す構成図である。実施の形態４に特有の動作は、以下の図に沿った説明により明らかになる。

　図１２に示すスペクトル算出部４７は、制御部８１から出力された制御信号（２）を参照して、レーダ信号出力部１からレーダ信号が出力されている期間と、レーダ信号出力部１からレーダ信号が出力されていない期間とを特定する。
　スペクトル算出部４７は、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータのうち、デジタルデータ（Ａ）とデジタルデータ（Ｂ）とを加算する。デジタルデータ（Ａ）は、レーダ信号出力中と特定された期間中のデジタルデータである。デジタルデータ（Ｂ）は、レーダ信号無と特定された期間中のデジタルデータである。
　スペクトル算出部４７は、加算したデータをレンジＦＦＴすることで、周波数スペクトルを算出する。
　スペクトル算出部４７は、アナログデジタル変換部１１からデジタルデータが繰り返し出力されるため、繰り返しとデジタルデータ（Ａ）とデジタルデータ（Ｂ）とを加算する。
　スペクトル算出部４７は、加算したデジタルデータのそれぞれをレンジＦＦＴすることで、複数の周波数スペクトルを算出する。
　スペクトル算出部４７は、算出した複数の周波数スペクトルを距離速度スペクトル算出部４２及び復調部３３へ出力する。

　図１３は、実施の形態４に係る信号処理部８６における観測対象までの距離及び観測対象との相対速度の算出処理を示すフローチャートである。

　スペクトル算出部４７は、制御部８１から出力された制御信号を参照して、レーダ信号出力部１からレーダ信号が出力されている期間と、レーダ信号出力部１からレーダ信号が出力されていない期間とを特定する。
　スペクトル算出部４７は、レーダ信号出力中と特定された期間に含まれている信号取得タイミング（１）において、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータを取得する。
　スペクトル算出部４７は、レーダ信号無と特定された期間に含まれている信号取得タイミング（２）において、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータを取得する。
　スペクトル算出部４７は、アナログデジタル変換部１１から出力されたデジタルデータのうち、デジタルデータ（Ａ）とデジタルデータ（Ｂ）とを加算する。デジタルデータ（Ａ）は、レーダ信号出力中と特定された期間中のＮ_ｓｍｐｌ個のデジタルデータである。デジタルデータ（Ｂ）は、レーダ信号無と特定された期間中のＮ_ｓｍｐｌ個のデジタルデータである。
　スペクトル算出部４７は、前記加算したデジタルデータをＮ_ｓｍｐｌ点のレンジＦＦＴをすることで、周波数スペクトルを算出する（図１３のＳＴ４１で示されるステップ）。
　スペクトル算出部４７は、実施の形態３の構成のものと同様に、互いに異なるＮ_ｓｍｐｌ個のデジタルデータに対し、Ｎ_ｓｍｐｌ点のレンジＦＦＴをＫ回行い、Ｎ_ｓｍｐｌ点からなる第１の周波数スペクトルをＫ個算出する。算出された周波数スペクトルは、距離速度スペクトル算出部４２及び復調部３３へ出力される。

　以上のとおり実施の形態４に示すレーダ装置９０は上記構成を備えるため、レーダ信号を送信している期間とレーダ信号を送信していない期間のデジタルデータに対するレンジＦＦＴをまとめて同時に実現できる。これにより実施の形態４に係るレーダ装置９０は、既出の実施の形態のものと同様に、フーリエ変換の回数が従来と比較して少なくでき、観測対象の検出精度の劣化を抑えることができる。

実施の形態５．
　図１４は、の実施の形態５に係るレーダ装置９０の信号処理部１２の構成を示す構成図である。図１４に示されるとおり実施の形態５に係る信号処理部１２は、実施の形態１の構成と実施の形態３の構成とを同時に備えるものである。具体的に実施の形態５に係る信号処理部１２は、上流から順に周波数変換部３１と、変調部３２と、スペクトル算出部４１と、復調部３３と、を有する。

　実施の形態１と実施の形態３とを組み合わせる構成は、レンジＦＦＴにおいて、折り返しのピーク周波数が生じる場合、及びフロアノイズが大きい場合に、特に効果を奏する。

　このように実施の形態５は実施の形態１と実施の形態３とを組み合わせたものだが、本明細書で示した実施の形態の組合せはこれに限定されるものではない。
　実施の形態１と実施の形態４、実施の形態２と実施の形態３、及び実施の形態２と実施の形態４、等の組合せの構成も、折り返しのピーク周波数が生じる場合、及びフロアノイズが大きい場合に、特に効果を奏する。

実施の形態６．
　実施の形態６に係るレーダ装置９０は、電磁ノイズスペクトル算出部４８に特徴がある。実施の形態６に係る電磁ノイズスペクトル算出部４８は、距離速度情報算出部５１で得られたビート周波数に基づいて、電磁ノイズの発生源との相対速度に対応するドップラ周波数（Ｆ_ｎ＿ｖ）を算出するためのデジタルデータの処理範囲を限定する。
　実施の形態６では、区別のため明記する場合を除き、既出の実施の形態で用いた構成要素の符号と同じ符号が用いられる。また実施の形態６では、既出の実施の形態と重複する説明が適宜省略される。

　図１５は、実施の形態６に係るレーダ装置９０の信号処理部１２の構成を示す構成図である。図１５が示すとおり実施の形態６に係る信号処理部１２は、実施の形態６に特有の電磁ノイズスペクトル算出部４８を有する。

　距離速度情報算出部５１は、実施の形態１と同様に、距離速度スペクトル算出部４２から得られる距離速度スペクトルを用いて、２種類の周波数を算出する。算出される周波数は、観測対象までの距離に対応するビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）及び観測対象との相対速度に対応するドップラ周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｖ）のそれぞれである。
　距離速度情報算出部５１は、実施の形態１と同様に、レーダ信号が出力されている期間の電磁ノイズのスペクトル値もピーク値として検出してしまう。このため、電磁ノイズの周波数（Ｆ_ｎ＿ｒ）も、観測対象までの距離に対応するビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）として算出されてしまう。また、距離速度情報算出部５１は、電磁ノイズの発生源との相対速度に対応するドップラ周波数（Ｆ_ｎ＿ｖ）についても、観測対象との相対速度に対応するドップラ周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｖ）として算出する。
　距離速度情報算出部５１は、算出したビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）及び算出したドップラ周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｖ）のそれぞれを検出処理部５３へ出力する。
　また、距離速度情報算出部５１は、算出したビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）を電磁ノイズスペクトル算出部４８へ出力する。

　電磁ノイズスペクトル算出部４８は、距離速度情報算出部５１により１つ以上のビート周波数が入力された場合、入力されたビート周波数情報に基づいて、取得した複数の周波数スペクトルのデジタルデータの範囲を限定し、Ｋ点のドップラＦＦＴを行う。このことで、Ｋ点からなる電磁ノイズスペクトルが算出される。
　電磁ノイズスペクトル算出部４８は、算出した電磁ノイズスペクトルを電磁ノイズ情報算出部５２へ出力する。

　実施の形態６に特有の信号処理部１２の動作は、以下の説明により明らかになる。前述のとおり実施の形態６に係る信号処理部１２の構成は、電磁ノイズスペクトル算出部４８以外は実施の形態１と同様である。実施の形態６に特有の動作は、電磁ノイズスペクトル算出部４８が行う第３の周波数スペクトラムの算出処理である。

　図１６は、実施の形態６に係る信号処理部１２における観測対象までの距離及び観測対象との相対速度の算出処理を示すフローチャートである。
　図１７は、信号処理部１２における観測対象までの距離及び観測対象との相対速度の算出処理を示す説明図である。

　距離速度情報算出部５１は、実施の形態１と同様に、観測対象までの距離に対応するビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）及び観測対象との相対速度に対応するドップラ周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｖ）のそれぞれを算出する。
　距離速度情報算出部５１は、実施の形態１と同様に、算出したビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）及び算出したドップラ周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｖ）のそれぞれを検出処理部５３へ出力する。
　また、距離速度情報算出部５１は、算出したビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）の情報を電磁ノイズスペクトル算出部４８へ出力する。

　電磁ノイズスペクトル算出部４８は、距離速度情報算出部５１がビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）の情報を出力すると、ビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）の情報を取得する。
　電磁ノイズスペクトル算出部４８は、スペクトル算出部４１がＫ個の周波数スペクトルを出力すると、Ｋ個の周波数スペクトルを取得する。
　電磁ノイズスペクトル算出部４８は、距離速度情報算出部５１から入力されたビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）の情報に対応するデジタルデータのみを用いて、実施の形態１と同様に、取得したＫ個の周波数スペクトルをドップラＦＦＴする。これにより、電磁ノイズに係る電磁ノイズスペクトルが算出される（図１６のＳＴ５１で示されるステップ）。

　図１７においてＦＦＴ（３）は、ドップラＦＦＴを示している。電磁ノイズスペクトル算出部４８によって、距離速度情報算出部５１から入力されたビート周波数（Ｆ_ｓｂ＿ｒ）の情報に対応するデジタルデータのみを用いて、Ｋ個の第１の周波数スペクトルがドップラＦＦＴされる。これにより、電磁ノイズのスペクトル値が、電磁ノイズの発生源との相対速度に対応するドップラ周波数（Ｆ_ｎ＿ｖ）に積算される。

　図１７は、距離速度情報算出部５１から取得したビート周波数情報が２個の場合を例示している。この場合、２か所のデジタルデータに対してドップラＦＦＴがなされ、２個の電磁ノイズスペクトルが算出される。
　電磁ノイズスペクトル算出部４８は、算出した２個の電磁ノイズスペクトルを電磁ノイズ情報算出部５２へ出力する。

　以上のとおり実施の形態６に係るレーダ装置９０は上記の構成を備えるため、実施の形態１で示した構成に比べも少ない回数のフーリエ変換で、観測対象の検出精度の劣化を抑えることができる。また、実施の形態６で述べた態様を、実施の形態２から実施の形態５までのいずれかに適用しても同様の効果が得られる。

実施の形態７．
　実施の形態７に係る車載装置は、実施の形態１～６で例示した本開示技術に係るレーダ装置９０を実装している車載装置である。
　実施の形態７では、区別のため明記する場合を除き、既出の実施の形態で用いた構成要素の符号と同じ符号が用いられる。また実施の形態７では、既出の実施の形態と重複する説明が適宜省略される。

　図１８は、実施の形態７に係る車載装置の構成を示す構成図である。図１８が示すとおり車載装置は、レーダ装置９０を有する。またレーダ装置９０は、車載装置の外にある自動車の制御ユニット９１へ出力結果を送るように構成されている。

　レーダ装置９０は、検出処理部５３により算出された観測対象までの距離及び観測対象との相対速度のそれぞれを自動車の制御ユニット９１へ出力する。
　また、レーダ装置９０は、電磁ノイズ情報算出部５２により算出された電磁ノイズの周波数（Ｆ_ｎ＿ｒ）及び電磁ノイズの発生源との相対速度に対応するドップラ周波数（Ｆ_ｎ＿ｖ）のそれぞれを自動車の制御ユニット９１へ出力する。

　自動車の制御ユニット９１は、自動車のエンジン、ステアリング又はブレーキ等を制御する装置である。

　実施の形態７に係る車載装置の動作は、以下の説明により明らかになる。
　レーダ装置９０は、検出処理部５３が、観測対象までの距離及び観測対象との相対速度のそれぞれを算出すると、観測対象までの距離及び観測対象との相対速度のそれぞれを自動車の制御ユニット９１へ出力する。
　電磁ノイズの周波数（Ｆ_ｎ＿ｒ）及びドップラ周波数（Ｆ_ｎ＿ｖ）は、それぞれ電磁ノイズ情報算出部５２により算出される。レーダ装置９０は、算出された電磁ノイズの周波数（Ｆ_ｎ＿ｒ）及びドップラ周波数（Ｆ_ｎ＿ｖ）のそれぞれを自動車の制御ユニット９１へ出力する。

　自動車の制御ユニット９１は、レーダ装置９０から取得した観測対象までの距離及び観測対象との相対速度のそれぞれに基づいて、例えば車載装置を備える自動車と観測対象との衝突の危険性を判定する。衝突の危険性を判定する方法は、どのような判定方法でもよい。自動車の制御ユニット９１は、公知の判定方法を用いてよい。
　自動車の制御ユニット９１は、衝突の危険性があると判定したときに、例えば、自動車のブレーキを自動的に作動してもよい。
　また、自動車の制御ユニット９１は、衝突の危険性があると判定したときに、例えば、自動車の進行方向が切り換わるように、ステアリングを制御してもよい。
　また、自動車の制御ユニット９１は、図示せぬセンサにより検知されたセンサ情報と、取得した観測対象までの距離及び取得した観測対象との相対速度とを組み合わせに基づいて、例えば、自動車の自動運転を実施してもよい。

　自動車の制御ユニット９１は、レーダ装置９０から出力された電磁ノイズの周波数（Ｆ_ｎ＿ｒ）及びドップラ周波数（Ｆ_ｎ＿ｖ）のそれぞれに基づいて、信頼性を判定するように構成されていてもよい。判定する信頼性の対象は、例えば、取得した観測対象までの距離及び取得した観測対象との相対速度のそれぞれとしてよい。信頼性を判定する方法は、どのような判定方法でもよい。自動車の制御ユニット９１は、公知の判定方法を用いてよい。
　自動車の制御ユニット９１は、信頼性が高いと判定した場合、取得した観測対象までの距離及び取得した観測対象との相対速度のそれぞれを用いて、例えば、自動車の自動運転を実施してもよい。
　自動車の制御ユニット９１は、信頼性が低いと判定した場合、例えば、自動車の自動運転を実施する際、取得した観測対象までの距離及び取得した観測対象との相対速度のそれぞれを使用しないようにしてよい。

　以上のとおり実施の形態７に係る車載装置は上記の構成を備えるため、レーダ装置９０からの情報を用いる自動車の制御ユニット９１が、衝突の危険性を判定し、自動運転に対する信頼性を高めることができる。

　本開示技術は、レーダ装置及びレーダ装置を備えた車載装置に応用でき、産業上の利用可能性を有する。

　１　レーダ信号出力部、　２　制御部（実施の形態１、３、５、６）、　３　信号源、　４　送受信部、　５　分配部、　６　送信アンテナ、　７　受信アンテナ、　８　ビート信号生成部、　９　周波数混合部、　１０　フィルタ部、　１１　アナログデジタル変換部、　１２　信号処理部（実施の形態１、５、６）、　３１　周波数変換部（実施の形態１、５、６）、　３２　変調部（実施の形態３、５）、　３３　復調部（実施の形態３、４、５）、　４１　スペクトル算出部（実施の形態１、５、６）、　４２　距離速度スペクトル算出部、　４３　電磁ノイズスペクトル算出部（実施の形態１、２、５）、　４４　スペクトル算出部（実施の形態２）、　４５　スペクトル算出部（実施の形態３）、　４６　電磁ノイズスペクトル算出部（実施の形態３、４）、　４７　スペクトル算出部（実施の形態４）、　４８　電磁ノイズスペクトル算出部（実施の形態６）、　５１　距離速度情報算出部、　５２　電磁ノイズ情報算出部、　５３　検出処理部、　６１　制御部（実施の形態２）、　６２　周波数変換部（実施の形態２）、　６３　第１のスイッチ（実施の形態２）、　６４　第２のスイッチ（実施の形態２）、　６５　周波数混合部（実施の形態２）、　６６　フィルタ部（実施の形態２）、　６７　第２信号源（実施の形態２）、　６８　信号処理部（実施の形態２）、　７１　信号処理部（実施の形態３）、　８１　制御部（実施の形態４）、　８２　変調処理部（実施の形態４）、　８３　第１のスイッチ（実施の形態４）、　８４　第２のスイッチ（実施の形態４）、　８５　変調部（実施の形態４）、　８６　信号処理部（実施の形態４）、　９０　レーダ装置、　９１　自動車の制御ユニット。

Claims

　チャープをレーダ信号として断続的に繰り返し出力するレーダ信号出力部と、
　前記レーダ信号を送信し、観測対象から反射された前記レーダ信号を反射波として受信する送受信部と、
　前記レーダ信号と前記反射波とからビート信号を生成するビート信号生成部と、
　前記ビート信号をデジタルデータに変換するアナログデジタル変換部と、
　前記デジタルデータを用いて、前記観測対象のレンジと相対速度とを検出する信号処理部と、を備え、
　前記信号処理部は、
　前記デジタルデータのうち、前記レーダ信号が出力されていない期間中のものに周波数変換を行う周波数変換部と、
　前記デジタルデータのうち、前記レーダ信号が出力されている期間中のものと前記周波数変換部が周波数変換を行ったものとを加算しレンジＦＦＴを行うスペクトル算出部と、
　前記スペクトル算出部がレンジＦＦＴを行った結果のうち、前半部に対してドップラＦＦＴを行う距離速度スペクトル算出部と、
　前記スペクトル算出部がレンジＦＦＴを行った前記結果のうち、後半部に対してドップラＦＦＴを行う電磁ノイズスペクトル算出部と、
を含むレーダ装置。
　チャープをレーダ信号として断続的に繰り返し出力するレーダ信号出力部と、
　前記レーダ信号を送信し、観測対象から反射された前記レーダ信号を反射波として受信する送受信部と、
　前記レーダ信号と前記反射波とからビート信号を生成するビート信号生成部と、
　前記ビート信号のうち、前記レーダ信号が出力されていない期間中のものにのみ周波数変換を行う周波数変換部と、
　前記周波数変換部が周波数変換したものをデジタルデータに変換するアナログデジタル変換部と、
　前記デジタルデータを用いて、前記観測対象のレンジと相対速度とを検出する信号処理部と、を備え、
　前記信号処理部は、
　前記デジタルデータのうち、前記レーダ信号が出力されている期間中のものと前記周波数変換部が周波数変換を行ったものとを加算しレンジＦＦＴを行うスペクトル算出部と、
　前記スペクトル算出部がレンジＦＦＴを行った結果のうち、前半部に対してドップラＦＦＴを行う距離速度スペクトル算出部と、
　前記スペクトル算出部がレンジＦＦＴを行った前記結果のうち、後半部に対してドップラＦＦＴを行う電磁ノイズスペクトル算出部と、
を含むレーダ装置。
　請求項１に記載のレーダ装置であって、
　前記周波数変換部に代えて、変調部と、復調部と、を有し、
　前記変調部は、前記デジタルデータのうち前記レーダ信号が出力されていない期間中のものに変調処理を行い、
　前記復調部は、前記スペクトル算出部から出力されたものに対し復調処理を行う、請求項１に記載のレーダ装置。
　前記変調処理は、周波数変換である請求項３に記載のレーダ装置。
　前記電磁ノイズスペクトル算出部は、レンジＦＦＴの前記結果に１つ以上のビート周波数が算出されたとき、前記デジタルデータのうち前記ビート周波数に対応するもののみにドップラＦＦＴを実施する請求項１から請求項４までのいずれか１項に記載のレーダ装置。
　請求項１から請求項５までのいずれか１項に記載のレーダ装置を備えた車載装置。