JP3217566B2 - 連続波レーダ - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は連続波レーダ〔ＣＷ(Con
tinual Wave)レーダ〕に関する。このＣＷレーダは、自
動車等の移動体に搭載され、高い周波数帯の電波を前方
の車や障害物等の目標物に照射し、その反射波を受信す
ることによって、目標物との相対速度を検出するもので
ある。
tinual Wave)レーダ〕に関する。このＣＷレーダは、自
動車等の移動体に搭載され、高い周波数帯の電波を前方
の車や障害物等の目標物に照射し、その反射波を受信す
ることによって、目標物との相対速度を検出するもので
ある。
【０００２】また、ＣＷレーダの他のものとして、ＦＭ
(Frequency Modulation)−ＣＷレーダがある。これは、
ＦＭ変調のかけられた高周波の電波を目標物に照射し、
その反射波を受信することによって目標物との相対速度
及び相対距離を検出するものである。
(Frequency Modulation)−ＣＷレーダがある。これは、
ＦＭ変調のかけられた高周波の電波を目標物に照射し、
その反射波を受信することによって目標物との相対速度
及び相対距離を検出するものである。
【０００３】このようなＣＷレーダにおいては、低ノイ
ズ、また小型で低コストのものが要求されている。近
年、ニーズの高まりつつある自動車搭載型のものは特に
それらの要求が強い。
ズ、また小型で低コストのものが要求されている。近
年、ニーズの高まりつつある自動車搭載型のものは特に
それらの要求が強い。
【０００４】
【従来の技術】図５に従来のＣＷレーダのブロック構成
図を示し、その説明を行う。但し、ＣＷレーダは自動車
に搭載されているものとする。
図を示し、その説明を行う。但し、ＣＷレーダは自動車
に搭載されているものとする。
【０００５】この図に示すＣＷレーダは、ドップラーシ
フトを利用したものであり、一定周波数のＣＷ波の送信
信号（図６参照）と、ドップラーシフトにより周波数偏
移を起こした反射波（図７参照）との差の信号周波数で
あるビート周波数（図８参照）を検出することにより、
相対速度を測定するものである。
フトを利用したものであり、一定周波数のＣＷ波の送信
信号（図６参照）と、ドップラーシフトにより周波数偏
移を起こした反射波（図７参照）との差の信号周波数で
あるビート周波数（図８参照）を検出することにより、
相対速度を測定するものである。
【０００６】但し、図６〜図８は信号の周波数ｆと時間
ｔとの関係図であり、図７に示す信号Ｓ２は図６に示す
信号Ｓ１が周波数偏移を起こしたものであり、図８に示
す信号Ｓ３は信号Ｓ１とＳ２との差から得られたもので
ある。
ｔとの関係図であり、図７に示す信号Ｓ２は図６に示す
信号Ｓ１が周波数偏移を起こしたものであり、図８に示
す信号Ｓ３は信号Ｓ１とＳ２との差から得られたもので
ある。
【０００７】図５に示すＣＷレーダは、発振器１と、ハ
イブリッド回路２と、送信アンテナ３と、受信アンテナ
４と、ミキサ５と、ＭＰＵを内蔵した信号処理回路６と
を具備して構成されている。
イブリッド回路２と、送信アンテナ３と、受信アンテナ
４と、ミキサ５と、ＭＰＵを内蔵した信号処理回路６と
を具備して構成されている。
【０００８】発振器１は、図６に示す一定周波数の高周
波信号Ｓ１を出力する。その高周波信号Ｓ１がハイブリ
ッド回路２で分岐され、一方の信号Ｓ１は図示せぬ送信
機を介してアンテナ３から電波Ｍ１として前方に出力さ
れる。
波信号Ｓ１を出力する。その高周波信号Ｓ１がハイブリ
ッド回路２で分岐され、一方の信号Ｓ１は図示せぬ送信
機を介してアンテナ３から電波Ｍ１として前方に出力さ
れる。
【０００９】この出力された電波Ｍ１は例えば図示せぬ
前方を走行する他車で反射し、反射波Ｍ２として返って
くる。反射波Ｍ２はアンテナ４で受信され、図示せぬ受
信機に入力される。その受信機により得られる図７に示
す周波数の信号Ｓ２が、ハイブリッド回路２から出力さ
れる他方の信号Ｓ１′とミキサ７で混合される。
前方を走行する他車で反射し、反射波Ｍ２として返って
くる。反射波Ｍ２はアンテナ４で受信され、図示せぬ受
信機に入力される。その受信機により得られる図７に示
す周波数の信号Ｓ２が、ハイブリッド回路２から出力さ
れる他方の信号Ｓ１′とミキサ７で混合される。
【００１０】この混合により図８に示す周波数の信号Ｓ
３が生成され、信号処理回路６へ出力される。信号処理
回路６は、信号Ｓ３より自車と他車との相対速度を求め
る。次に、図９を参照してＦＭ−ＣＷレーダを説明す
る。但し、ＦＭ−ＣＷレーダは自動車に搭載されている
ものとする。
３が生成され、信号処理回路６へ出力される。信号処理
回路６は、信号Ｓ３より自車と他車との相対速度を求め
る。次に、図９を参照してＦＭ−ＣＷレーダを説明す
る。但し、ＦＭ−ＣＷレーダは自動車に搭載されている
ものとする。
【００１１】図９に示すＦＭ−ＣＷレーダは、ＦＭ変調
がかけられた送信信号（図１０参照）と、その反射波
（図１１参照）との差のビート周波数（図１２参照）を
検出することにより、相対速度及び相対距離を検出する
ものである。
がかけられた送信信号（図１０参照）と、その反射波
（図１１参照）との差のビート周波数（図１２参照）を
検出することにより、相対速度及び相対距離を検出する
ものである。
【００１２】但し、反射波は、図１０に示す送信信号が
ドップラーシフトによる周波数偏移を起こした信号（図
１３参照）と、送信信号が伝播距離による位相遅延を起
こした信号（図１４参照）とが合成されたものである。
ドップラーシフトによる周波数偏移を起こした信号（図
１３参照）と、送信信号が伝播距離による位相遅延を起
こした信号（図１４参照）とが合成されたものである。
【００１３】図９に示すＦＭ−ＣＷレーダは、変調信号
発生器１１と、電圧制御発振器１２と、ハイブリッド回
路１３と、送信アンテナ１４と、受信アンテナ１５と、
ミキサ１６と、ＭＰＵを内蔵した信号処理回路１７とを
具備して構成されている。
発生器１１と、電圧制御発振器１２と、ハイブリッド回
路１３と、送信アンテナ１４と、受信アンテナ１５と、
ミキサ１６と、ＭＰＵを内蔵した信号処理回路１７とを
具備して構成されている。
【００１４】変調信号発生器１１は、所定周波数の三角
波である変調信号Ｓ５を電圧制御発振器１２へ出力す
る。変調信号Ｓ５は、電圧制御発振器１２の発振信号に
ＦＭ変調をかけるためのものである。
波である変調信号Ｓ５を電圧制御発振器１２へ出力す
る。変調信号Ｓ５は、電圧制御発振器１２の発振信号に
ＦＭ変調をかけるためのものである。
【００１５】即ち、電圧制御発振器１２からは、発振信
号が三角波（変調信号）Ｓ５によりＦＭ変調された図１
０に示す信号Ｓ６が出力される。また、電圧制御発振器
１２の出力信号Ｓ６の周波数は、変調信号（三角波）Ｓ
５のレベルを変更することによって変化する。
号が三角波（変調信号）Ｓ５によりＦＭ変調された図１
０に示す信号Ｓ６が出力される。また、電圧制御発振器
１２の出力信号Ｓ６の周波数は、変調信号（三角波）Ｓ
５のレベルを変更することによって変化する。
【００１６】このようにして得られる信号Ｓ６がハイブ
リッド回路１３で分岐され、一方の信号Ｓ６はアンテナ
１４から電波Ｍ３として前方に出力される。この出力さ
れた電波Ｍ３は例えば前方の他車で反射され、反射波Ｍ
４として返ってくる。
リッド回路１３で分岐され、一方の信号Ｓ６はアンテナ
１４から電波Ｍ３として前方に出力される。この出力さ
れた電波Ｍ３は例えば前方の他車で反射され、反射波Ｍ
４として返ってくる。
【００１７】反射波Ｍ４はアンテナ１５で受信され、こ
の受信により得られる図１１に示す信号Ｓ７が、ハイブ
リッド回路１３から出力される他方の信号Ｓ６′（図１
０参照）とミキサ１６で混合される。この混合により得
られる図１２に示す信号Ｓ８が信号処理回路１７へ出力
される。
の受信により得られる図１１に示す信号Ｓ７が、ハイブ
リッド回路１３から出力される他方の信号Ｓ６′（図１
０参照）とミキサ１６で混合される。この混合により得
られる図１２に示す信号Ｓ８が信号処理回路１７へ出力
される。
【００１８】信号Ｓ８は、反射波Ｍ４によるドップラ周
波数成分と、電圧制御発振器１２から出力された周波数
成分との混合信号なので、信号処理回路１７で、その周
波数成分を検出して演算することにより自車と他車との
相対速度及び相対距離を求めることができる。
波数成分と、電圧制御発振器１２から出力された周波数
成分との混合信号なので、信号処理回路１７で、その周
波数成分を検出して演算することにより自車と他車との
相対速度及び相対距離を求めることができる。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述の図９
に示したＦＭ−ＣＷレーダにおいては、電圧制御発振器
１２の発振信号にＦＭ変調をかけるため、ＡＭ(Amplitu
de Modulation)ノイズが発生し、適正な相対速度及び相
対距離が求められなくなる問題がある。
に示したＦＭ−ＣＷレーダにおいては、電圧制御発振器
１２の発振信号にＦＭ変調をかけるため、ＡＭ(Amplitu
de Modulation)ノイズが発生し、適正な相対速度及び相
対距離が求められなくなる問題がある。
【００２０】電圧制御発振器１２の発振信号は周波数特
性を持つので、ミキサ１６の構成素子にその発振信号に
応じたＡＭ成分が生じることになる。ＦＭ変調をかけた
時のＡＭ成分はビート周波数に近い周波数となり、フィ
ルタ等でカットすることは難しく、ノイズ成分となって
しまう。
性を持つので、ミキサ１６の構成素子にその発振信号に
応じたＡＭ成分が生じることになる。ＦＭ変調をかけた
時のＡＭ成分はビート周波数に近い周波数となり、フィ
ルタ等でカットすることは難しく、ノイズ成分となって
しまう。
【００２１】ＡＭノイズを何とか抑圧しようとすると、
その構成が複雑となり、レーダ全体の構成が複雑かつ大
規模となり実用的でなくなる。図５に示したＣＷレーダ
は、相対速度しか検出できないので、目標物が遠ざかっ
ているのか近づいているのかを求めることが出来ない問
題がある。
その構成が複雑となり、レーダ全体の構成が複雑かつ大
規模となり実用的でなくなる。図５に示したＣＷレーダ
は、相対速度しか検出できないので、目標物が遠ざかっ
ているのか近づいているのかを求めることが出来ない問
題がある。
【００２２】図５に示すＣＷレーダにおいて、送信信号
Ｓ１の周波数をｆ0 として図１５にその周波数スペクト
ル図を示す。目標物が接近している場合の受信信号Ｓ２
の周波数をｆ1 、離反している場合の受信信号Ｓ２の周
波数をｆ2 として同図に示す。この図１５から分かるよ
うに、接近時には受信信号Ｓ２の周波数ｆ1 は高い方に
ずれ、離反時には受信信号Ｓ２の周波数ｆ2 は低い方に
ずれる。
Ｓ１の周波数をｆ0 として図１５にその周波数スペクト
ル図を示す。目標物が接近している場合の受信信号Ｓ２
の周波数をｆ1 、離反している場合の受信信号Ｓ２の周
波数をｆ2 として同図に示す。この図１５から分かるよ
うに、接近時には受信信号Ｓ２の周波数ｆ1 は高い方に
ずれ、離反時には受信信号Ｓ２の周波数ｆ2 は低い方に
ずれる。
【００２３】しかし、受信信号Ｓ２をミキサ５で処理し
て得られる図１６に示す信号Ｓ３の周波数ｆ3 は、送信
信号Ｓ２の周波数ｆ0 と受信信号Ｓ２の周波数ｆ1 又は
ｆ2との差でしかない。従って、接近時に得られるもの
か離反時に得られるものかが区別できない。
て得られる図１６に示す信号Ｓ３の周波数ｆ3 は、送信
信号Ｓ２の周波数ｆ0 と受信信号Ｓ２の周波数ｆ1 又は
ｆ2との差でしかない。従って、接近時に得られるもの
か離反時に得られるものかが区別できない。
【００２４】本発明は、このような点に鑑みてなされた
ものであり、移動体搭載時にその相対速度を検出できる
と共に移動体が目標物に対して接近しているか離反して
いるかを検出することができ、ＡＭノイズが発生するこ
となく、簡単な構成で小型化することができる連続波レ
ーダを提供することを目的としている。
ものであり、移動体搭載時にその相対速度を検出できる
と共に移動体が目標物に対して接近しているか離反して
いるかを検出することができ、ＡＭノイズが発生するこ
となく、簡単な構成で小型化することができる連続波レ
ーダを提供することを目的としている。
【００２５】
【課題を解決するための手段】図１に本発明の連続波レ
ーダの原理図を示す。図中、１は発振手段であり、一定
周波数の発振信号Ｓ１を出力するものである。
ーダの原理図を示す。図中、１は発振手段であり、一定
周波数の発振信号Ｓ１を出力するものである。
【００２６】２は分岐手段であり、発振手段１に作動的
に接続され、発振信号Ｓ１を分岐するものである。３は
送信アンテナであり、分岐手段２に作動的に接続され、
分岐手段２で分岐された一方の発振信号Ｓ１を放射する
ものである。
に接続され、発振信号Ｓ１を分岐するものである。３は
送信アンテナであり、分岐手段２に作動的に接続され、
分岐手段２で分岐された一方の発振信号Ｓ１を放射する
ものである。
【００２７】４は受信アンテナであり、送信アンテナ３
から放射された電波Ｍ１が目標物に反射してくる電波Ｍ
２を受信するものである。２１はミキサであり、受信ア
ンテナ４及び分岐手段２に作動的に接続され、分岐手段
２で分岐された他方の発振信号Ｓ１′の周波数に基づ
き、受信アンテナで得られる受信信号Ｓ２の上側波帯の
周波数の第１信号Ｓ１３及び受信信号Ｓ２の下側波帯の
周波数の第２信号Ｓ１４を検出するものである。
から放射された電波Ｍ１が目標物に反射してくる電波Ｍ
２を受信するものである。２１はミキサであり、受信ア
ンテナ４及び分岐手段２に作動的に接続され、分岐手段
２で分岐された他方の発振信号Ｓ１′の周波数に基づ
き、受信アンテナで得られる受信信号Ｓ２の上側波帯の
周波数の第１信号Ｓ１３及び受信信号Ｓ２の下側波帯の
周波数の第２信号Ｓ１４を検出するものである。
【００２８】６は信号処理手段であり、ミキサ２１に作
動的に接続され、第１及び第２信号Ｓ１３，Ｓ１４を演
算処理することにより目標物との相対速度を検出し、か
つ第１信号Ｓ１３を演算処理することにより目標物の接
近を検出すると共に第２信号Ｓ１４を演算処理すること
により目標物の離反を検出するものである。
動的に接続され、第１及び第２信号Ｓ１３，Ｓ１４を演
算処理することにより目標物との相対速度を検出し、か
つ第１信号Ｓ１３を演算処理することにより目標物の接
近を検出すると共に第２信号Ｓ１４を演算処理すること
により目標物の離反を検出するものである。
【００２９】
【作用】上述した本発明の連続波レーダが移動体に搭載
されているものとする。連続波レーダの発振手段１から
一定周波数の発振信号Ｓ１が出力され、分岐手段２で分
岐される。分岐された一方の信号Ｓ１が送信アンテナ３
から電波Ｍ１として前方の移動体である目標物へ放射さ
れたものとする。
されているものとする。連続波レーダの発振手段１から
一定周波数の発振信号Ｓ１が出力され、分岐手段２で分
岐される。分岐された一方の信号Ｓ１が送信アンテナ３
から電波Ｍ１として前方の移動体である目標物へ放射さ
れたものとする。
【００３０】電波Ｍ１が目標物で反射してくる電波Ｍ２
が受信アンテナ４で受信され、この受信により得られる
受信信号Ｓ２がミキサ２１に入力される。ここで目標物
が移動体に接近している場合は、ミキサ２１において、
発振信号Ｓ１′の周波数に基づき受信信号Ｓ２の上側波
帯の周波数の第１信号Ｓ１３が検出される。目標物が移
動体に離反している場合は、ミキサ２１において、発振
信号Ｓ１′の周波数に基づき受信信号Ｓ２の下側波帯の
周波数の第２信号Ｓ１４が検出される。
が受信アンテナ４で受信され、この受信により得られる
受信信号Ｓ２がミキサ２１に入力される。ここで目標物
が移動体に接近している場合は、ミキサ２１において、
発振信号Ｓ１′の周波数に基づき受信信号Ｓ２の上側波
帯の周波数の第１信号Ｓ１３が検出される。目標物が移
動体に離反している場合は、ミキサ２１において、発振
信号Ｓ１′の周波数に基づき受信信号Ｓ２の下側波帯の
周波数の第２信号Ｓ１４が検出される。
【００３１】信号処理手段６において、第１信号Ｓ１３
が演算処理されることにより目標物の接近を検出され
る。第２信号Ｓ１４が演算処理されることにより目標物
の離反が検出される。更に第１及び第２信号Ｓ１３，Ｓ
１４の何れかにより移動体と目標物との相対速度が検出
される。
が演算処理されることにより目標物の接近を検出され
る。第２信号Ｓ１４が演算処理されることにより目標物
の離反が検出される。更に第１及び第２信号Ｓ１３，Ｓ
１４の何れかにより移動体と目標物との相対速度が検出
される。
【００３２】このように目標物との相対速度、及び目標
物が接近／離反状態のいずれにあるかを検出できる。発
振手段１としては一定周波数の発振信号Ｓ１を出力でき
るものであればよいので、小型、低価格のものを使用で
きる。発振信号に変調をかけないのでその変調が起因す
るノイズが生じることがない。
物が接近／離反状態のいずれにあるかを検出できる。発
振手段１としては一定周波数の発振信号Ｓ１を出力でき
るものであればよいので、小型、低価格のものを使用で
きる。発振信号に変調をかけないのでその変調が起因す
るノイズが生じることがない。
【００３３】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の一実施例につ
いて説明する。図２は本発明の一実施例によるＣＷレー
ダのブロック構成図である。この図において、図５に示
した従来例の各部に対応する部分には同一符号を付し、
その説明を省略する。
いて説明する。図２は本発明の一実施例によるＣＷレー
ダのブロック構成図である。この図において、図５に示
した従来例の各部に対応する部分には同一符号を付し、
その説明を省略する。
【００３４】図２に示すＣＷレーダが図５の従来例と異
なる点は、ミキサにイメージキャンセルミキサ２１を用
いたことにある。メージキャンセルミキサ２１は、発振
器１の発振信号（送信信号）Ｓ１の周波数を基に、ドッ
プラーシフトした受信信号Ｓ２の上側波帯及び下側波帯
の周波数を取り出せるものである。
なる点は、ミキサにイメージキャンセルミキサ２１を用
いたことにある。メージキャンセルミキサ２１は、発振
器１の発振信号（送信信号）Ｓ１の周波数を基に、ドッ
プラーシフトした受信信号Ｓ２の上側波帯及び下側波帯
の周波数を取り出せるものである。
【００３５】上側波帯の周波数は、受信信号Ｓ２の周波
数が送信信号Ｓ１の周波数よりも高い場合のものであ
る。この場合は、前方の車が近づいていることがドップ
ラー効果の理論から理解できる。
数が送信信号Ｓ１の周波数よりも高い場合のものであ
る。この場合は、前方の車が近づいていることがドップ
ラー効果の理論から理解できる。
【００３６】下側波帯の周波数は、受信信号Ｓ２の周波
数が送信信号Ｓ１の周波数よりも低い場合のものであ
る。この場合は、前方の車が遠ざかっていることが理解
できる。
数が送信信号Ｓ１の周波数よりも低い場合のものであ
る。この場合は、前方の車が遠ざかっていることが理解
できる。
【００３７】メージキャンセルミキサ２１の構成を図３
に示し、その説明を行う。図３に示すメージキャンセル
ミキサ２１は、第１及び第２入力ポート２３，２４と、
第１及び第２出力ポート２５，２６と、第１入力ポート
２３に入力端が接続された９０度ハイブリッド回路２７
と、第２入力ポート２４に入力端が接続された０度ハイ
ブリッド回路２８と、９０度ハイブリッド回路２７の一
方の出力端及び０度ハイブリッド回路の一方の出力端に
入力端が接続された第１ミキサ２９と、９０度ハイブリ
ッド回路２７の他方の出力端及び０度ハイブリッド回路
の他方の出力端に入力端が接続された第２ミキサ３０
と、第１及び第２ミキサ２９，３０の出力端に入力端が
接続され、且つ第１及び第２出力ポート２５，２６に出
力端が接続された９０度ハイブリッド回路３１とを具備
して構成されている。
に示し、その説明を行う。図３に示すメージキャンセル
ミキサ２１は、第１及び第２入力ポート２３，２４と、
第１及び第２出力ポート２５，２６と、第１入力ポート
２３に入力端が接続された９０度ハイブリッド回路２７
と、第２入力ポート２４に入力端が接続された０度ハイ
ブリッド回路２８と、９０度ハイブリッド回路２７の一
方の出力端及び０度ハイブリッド回路の一方の出力端に
入力端が接続された第１ミキサ２９と、９０度ハイブリ
ッド回路２７の他方の出力端及び０度ハイブリッド回路
の他方の出力端に入力端が接続された第２ミキサ３０
と、第１及び第２ミキサ２９，３０の出力端に入力端が
接続され、且つ第１及び第２出力ポート２５，２６に出
力端が接続された９０度ハイブリッド回路３１とを具備
して構成されている。
【００３８】第１入力ポート２３には、図２に示す受信
アンテナ４が反射波Ｍ２を受信することにより得られる
受信信号Ｓ２が供給される。第２入力ポート２４には、
ハイブリッド回路２で分岐された発振器１の出力信号Ｓ
１′が供給される。
アンテナ４が反射波Ｍ２を受信することにより得られる
受信信号Ｓ２が供給される。第２入力ポート２４には、
ハイブリッド回路２で分岐された発振器１の出力信号Ｓ
１′が供給される。
【００３９】第１ポート２３に供給された受信信号Ｓ２
は９０度ハイブリッド回路２７に入力され、位相差が９
０度の２つの信号に分岐されて、第１及び第２ミキサ２
９，３０の一方の入力端に入力される。
は９０度ハイブリッド回路２７に入力され、位相差が９
０度の２つの信号に分岐されて、第１及び第２ミキサ２
９，３０の一方の入力端に入力される。
【００４０】第２ポート２４に供給された信号Ｓ１’は
０度ハイブリッド回路２８に入力され、位相差が同じ２
つの信号に分岐されて、第１及び第２ミキサ２９，３０
の他方の入力端に入力される。
０度ハイブリッド回路２８に入力され、位相差が同じ２
つの信号に分岐されて、第１及び第２ミキサ２９，３０
の他方の入力端に入力される。
【００４１】第１ミキサ２９において、９０度位相のず
らされた受信信号Ｓ２と、発振器１の出力信号Ｓ１′と
が混合され、９０度ハイブリッド回路３１の一方の入力
端へ出力される。この入力される信号をＳ１１とする。
らされた受信信号Ｓ２と、発振器１の出力信号Ｓ１′と
が混合され、９０度ハイブリッド回路３１の一方の入力
端へ出力される。この入力される信号をＳ１１とする。
【００４２】第２ミキサ３０において、位相がずれてい
ない受信信号Ｓ２と、発振器１の出力信号Ｓ１’とが混
合され、９０度ハイブリッド回路３１の他方の入力端へ
入力される。この入力される信号をＳ１２とする。
ない受信信号Ｓ２と、発振器１の出力信号Ｓ１’とが混
合され、９０度ハイブリッド回路３１の他方の入力端へ
入力される。この入力される信号をＳ１２とする。
【００４３】このように２つのミキサ２９，３０に分岐
される入力信号の一方の信号Ｓ２を位相差が９０度にな
るように２つのミキサ２９，３０に入力させ、もう一方
の入力信号Ｓ１’を位相差が０になるように２つのミキ
サ２９，３０に入力させた場合の２つのミキサ２９，３
０の出力Ｓ１１，Ｓ１２の位相差が９０度となる。ここ
で、上記を式で表す。ωS2を信号Ｓ２の位相速度（Ｓ２
の周波数に比例）、ωS1'を信号Ｓ１’の位相速度（Ｓ
１’の周波数に比例）とする。 （ａ） ωS1'＞ωS2のとき（Ｓ１’＞Ｓ２）、 Ｓ１１＝sin(ωS1'-ωS2）t （１） とすると、 Ｓ１２＝sin｛(ωS1'-ωS2）t＋９０｝ （２） （ｂ） ωS1'＜ωS2のとき（Ｓ１’＜Ｓ２）、 Ｓ１１＝sin(ωS1'-ωS2）t＝sin｛-(ωS2-ωS1'）t｝ ＝-[-sin｛(ωS2-ωS1'）t+１８０｝] ＝sin｛(ωS2-ωS1'）t＋１８０｝ （３） Ｓ１２＝sin｛(ωS1'-ωS2）t+９０｝ ＝sin｛-(ωS2-ωS1'）t＋９０｝ ＝-sin｛(ωS2-ωS1'）t−９０｝ ＝-[-sin｛(ωS2-ωS1'）t−９０＋１８０｝］ ＝sin｛(ωS2-ωS1'）t＋９０｝ （４） となる。 このように、 信号Ｓ１１及び信号Ｓ１２の位相
が、互いに９０度ずれた関係となるように第１及び第２
ミキサ２９，３０から出力されるようになっている。そ
の位相関係を、図４の９０度ハイブリッド回路３１の構
成図に、実線矢印３３及び３４、又は破線矢印３５及び
３６で示す。
される入力信号の一方の信号Ｓ２を位相差が９０度にな
るように２つのミキサ２９，３０に入力させ、もう一方
の入力信号Ｓ１’を位相差が０になるように２つのミキ
サ２９，３０に入力させた場合の２つのミキサ２９，３
０の出力Ｓ１１，Ｓ１２の位相差が９０度となる。ここ
で、上記を式で表す。ωS2を信号Ｓ２の位相速度（Ｓ２
の周波数に比例）、ωS1'を信号Ｓ１’の位相速度（Ｓ
１’の周波数に比例）とする。 （ａ） ωS1'＞ωS2のとき（Ｓ１’＞Ｓ２）、 Ｓ１１＝sin(ωS1'-ωS2）t （１） とすると、 Ｓ１２＝sin｛(ωS1'-ωS2）t＋９０｝ （２） （ｂ） ωS1'＜ωS2のとき（Ｓ１’＜Ｓ２）、 Ｓ１１＝sin(ωS1'-ωS2）t＝sin｛-(ωS2-ωS1'）t｝ ＝-[-sin｛(ωS2-ωS1'）t+１８０｝] ＝sin｛(ωS2-ωS1'）t＋１８０｝ （３） Ｓ１２＝sin｛(ωS1'-ωS2）t+９０｝ ＝sin｛-(ωS2-ωS1'）t＋９０｝ ＝-sin｛(ωS2-ωS1'）t−９０｝ ＝-[-sin｛(ωS2-ωS1'）t−９０＋１８０｝］ ＝sin｛(ωS2-ωS1'）t＋９０｝ （４） となる。 このように、 信号Ｓ１１及び信号Ｓ１２の位相
が、互いに９０度ずれた関係となるように第１及び第２
ミキサ２９，３０から出力されるようになっている。そ
の位相関係を、図４の９０度ハイブリッド回路３１の構
成図に、実線矢印３３及び３４、又は破線矢印３５及び
３６で示す。
【００４４】但し、図４における実線矢印３３及び３４
は、受信信号Ｓ２の周波数が送信信号Ｓ１の周波数より
も低い場合の位相を示し、破線矢印３５及び３６は受信
信号Ｓ２の周波数が送信信号Ｓ１の周波数よりも低い場
合の位相を示す。これは、他の実線矢印３５，３６，３
７，３８、及び破線矢印３９，４０，４１，４２におい
ても同様とする。
は、受信信号Ｓ２の周波数が送信信号Ｓ１の周波数より
も低い場合の位相を示し、破線矢印３５及び３６は受信
信号Ｓ２の周波数が送信信号Ｓ１の周波数よりも低い場
合の位相を示す。これは、他の実線矢印３５，３６，３
７，３８、及び破線矢印３９，４０，４１，４２におい
ても同様とする。
【００４５】式（１）又は式（３）で表される信号Ｓ１
１、式（２）又は式（４）で表される信号Ｓ１２が９０
度ハイブリッド回路３１に入力されると、各々の信号は
位相差が９０度で出力端２５，２６に分配される。９０
度ハイブリッドの特性より、出力Ｓ１１は出力端２５で
の位相に対して、出力端２６では位相が９０°遅れる。
同様に、信号Ｓ１２は出力端２６での位相に対して、出
力端２５では位相が９０°遅れる。これを式で表すと次
のようになる。 （ａ） ωS1'＞ωS2のとき、 式（１）で表される信号Ｓ１１は、 信号端２５において、sin｛(ωS1'-ωS2）t＋９０｝ （５） 信号端２６において、sin｛(ωS1'-ωS2）t＋１８０｝ （６） 式（２）で表される信号Ｓ１２は、 信号端２６において、sin｛(ωS1'-ωS2）t＋９０＋９０｝ ＝sin｛(ωS1'-ωS2）t＋１８０｝ （７） 信号端２５において、sin｛(ωS1'-ωS2）t＋９０＋９０＋９０｝ ＝sin｛(ωS1'-ωS2）t＋２７０｝ （８） となる。 （ｂ） ωS1'＜ωS2のとき、 式（３）で表される信号Ｓ１１は、 信号端２５において、sin｛(ωS2-ωS1'）t＋１８０＋９０｝ ＝sin｛(ωS2-ωS1'）t＋２７０｝ （９） 信号端２６において、sin｛(ωS2-ωS1'）t＋１８０＋９０＋９０｝ ＝sin｛(ωS2-ωS1'）t＋３６０｝ ＝sin｛(ωS2-ωS1'）t｝ （１０） 式（４）で表される信号Ｓ１２は、 信号端２６において、sin｛(ωS2-ωS1'）t＋９０＋９０｝ ＝sin｛(ωS2-ωS1'）t＋１８０｝ （１１） 信号端２５において、sin｛(ωS2-ωS1'）t＋９０＋９０＋９０｝ ＝sin｛(ωS2-ωS1'）t＋２７０｝ （１２） 次に、出力端２５，２６で信号が合成されるのを見てみ
る。 （ａ） ωS1'＞ωS2（Ｓ１’＞Ｓ２）のとき、 出力端
２５では、式（５）で表される信号と式（８）で表され
る信号とが合成される。しかし、位相が１８０度違い、
逆相の関係にあるので打ち消されて出力されない。出力
端２６では、式（６）で表される信号と式（７）で表さ
れる信号とが合成される。位相が同相なのでそのまま合
成され出力される。 （ｂ） ωS1'＜ωS2（Ｓ１’＜Ｓ２）のとき、 出力端
２５では、式（９）で表される信号と式（１２）で表さ
れる信号とが合成される。位相が同相なのでそのまま合
成され出力される。出力端２６では、式（１０）で表さ
れる信号と式（１１）で表される信号とが合成される。
しかし、位相が１８０度違い、逆相の関係にあるので打
ち消されて出力されない。 このように、Ｓ１’＞Ｓ２の
場合は、出力端２６に出力され、Ｓ１’＜Ｓ２の場合
は、出力端２５に出力され、区別されることが分かる。
図４を参照して、これを説明する。実線矢印３３と３４
の位相関係にある信号Ｓ１１とＳ１２とが９０度ハイブ
リッド回路３１に入力されたとする。この場合、信号Ｓ
１１の実線矢印３３で示す位相は、実線矢印３５で示す
ように９０度ずらされて第１出力ポート２５に出力さ
れ、且つ実線矢印３６で示すように１８０度ずらされて
第２出力ポート２６に出力される。
１、式（２）又は式（４）で表される信号Ｓ１２が９０
度ハイブリッド回路３１に入力されると、各々の信号は
位相差が９０度で出力端２５，２６に分配される。９０
度ハイブリッドの特性より、出力Ｓ１１は出力端２５で
の位相に対して、出力端２６では位相が９０°遅れる。
同様に、信号Ｓ１２は出力端２６での位相に対して、出
力端２５では位相が９０°遅れる。これを式で表すと次
のようになる。 （ａ） ωS1'＞ωS2のとき、 式（１）で表される信号Ｓ１１は、 信号端２５において、sin｛(ωS1'-ωS2）t＋９０｝ （５） 信号端２６において、sin｛(ωS1'-ωS2）t＋１８０｝ （６） 式（２）で表される信号Ｓ１２は、 信号端２６において、sin｛(ωS1'-ωS2）t＋９０＋９０｝ ＝sin｛(ωS1'-ωS2）t＋１８０｝ （７） 信号端２５において、sin｛(ωS1'-ωS2）t＋９０＋９０＋９０｝ ＝sin｛(ωS1'-ωS2）t＋２７０｝ （８） となる。 （ｂ） ωS1'＜ωS2のとき、 式（３）で表される信号Ｓ１１は、 信号端２５において、sin｛(ωS2-ωS1'）t＋１８０＋９０｝ ＝sin｛(ωS2-ωS1'）t＋２７０｝ （９） 信号端２６において、sin｛(ωS2-ωS1'）t＋１８０＋９０＋９０｝ ＝sin｛(ωS2-ωS1'）t＋３６０｝ ＝sin｛(ωS2-ωS1'）t｝ （１０） 式（４）で表される信号Ｓ１２は、 信号端２６において、sin｛(ωS2-ωS1'）t＋９０＋９０｝ ＝sin｛(ωS2-ωS1'）t＋１８０｝ （１１） 信号端２５において、sin｛(ωS2-ωS1'）t＋９０＋９０＋９０｝ ＝sin｛(ωS2-ωS1'）t＋２７０｝ （１２） 次に、出力端２５，２６で信号が合成されるのを見てみ
る。 （ａ） ωS1'＞ωS2（Ｓ１’＞Ｓ２）のとき、 出力端
２５では、式（５）で表される信号と式（８）で表され
る信号とが合成される。しかし、位相が１８０度違い、
逆相の関係にあるので打ち消されて出力されない。出力
端２６では、式（６）で表される信号と式（７）で表さ
れる信号とが合成される。位相が同相なのでそのまま合
成され出力される。 （ｂ） ωS1'＜ωS2（Ｓ１’＜Ｓ２）のとき、 出力端
２５では、式（９）で表される信号と式（１２）で表さ
れる信号とが合成される。位相が同相なのでそのまま合
成され出力される。出力端２６では、式（１０）で表さ
れる信号と式（１１）で表される信号とが合成される。
しかし、位相が１８０度違い、逆相の関係にあるので打
ち消されて出力されない。 このように、Ｓ１’＞Ｓ２の
場合は、出力端２６に出力され、Ｓ１’＜Ｓ２の場合
は、出力端２５に出力され、区別されることが分かる。
図４を参照して、これを説明する。実線矢印３３と３４
の位相関係にある信号Ｓ１１とＳ１２とが９０度ハイブ
リッド回路３１に入力されたとする。この場合、信号Ｓ
１１の実線矢印３３で示す位相は、実線矢印３５で示す
ように９０度ずらされて第１出力ポート２５に出力さ
れ、且つ実線矢印３６で示すように１８０度ずらされて
第２出力ポート２６に出力される。
【００４６】また、信号Ｓ１２の実線矢印３４で示す位
相は、実線矢印３７で示すように１８０度ずらされて第
１出力ポート２５に出力され、且つ実線矢印３８で示す
ように９０度ずらされて第２出力ポート２６に出力され
る。
相は、実線矢印３７で示すように１８０度ずらされて第
１出力ポート２５に出力され、且つ実線矢印３８で示す
ように９０度ずらされて第２出力ポート２６に出力され
る。
【００４７】この場合、第２出力ポート２６に出力され
る信号Ｓ１１とＳ１２とは、その位相が実線矢印３６及
び３８で示すように逆位相関係にあるので打ち消される
ことになる。
る信号Ｓ１１とＳ１２とは、その位相が実線矢印３６及
び３８で示すように逆位相関係にあるので打ち消される
ことになる。
【００４８】一方、第１出力ポート２５に出力される信
号Ｓ１１とＳ１２とは、その位相が実線矢印３５及び３
７で示すように同相関係にあるので合成されることにな
り、その合成信号が第１出力ポート２５から図３に示す
信号処理回路６へ出力される。この出力信号をＳ１３と
する。
号Ｓ１１とＳ１２とは、その位相が実線矢印３５及び３
７で示すように同相関係にあるので合成されることにな
り、その合成信号が第１出力ポート２５から図３に示す
信号処理回路６へ出力される。この出力信号をＳ１３と
する。
【００４９】このようにミキサ３１から出力される信号
Ｓ１３の周波数は、受信信号Ｓ２の周波数が送信信号Ｓ
１の周波数よりも低い場合、即ち受信信号Ｓ２の下側波
帯のものなので、それを信号処理回路６で演算処理する
ことによって、前方の車が遠ざかっていることを検出で
きる。
Ｓ１３の周波数は、受信信号Ｓ２の周波数が送信信号Ｓ
１の周波数よりも低い場合、即ち受信信号Ｓ２の下側波
帯のものなので、それを信号処理回路６で演算処理する
ことによって、前方の車が遠ざかっていることを検出で
きる。
【００５０】次に、破線矢印３５と３６の位相関係にあ
る信号Ｓ１１とＳ１２とが９０度ハイブリッド回路３１
に入力されたとする。この場合、信号Ｓ１１の破線矢印
３５で示す位相は、破線矢印３９で示すように９０度ず
らされて第１出力ポート２５に出力され、且つ破線矢印
４０で示すように１８０度ずらされて第２出力ポート２
６に出力される。
る信号Ｓ１１とＳ１２とが９０度ハイブリッド回路３１
に入力されたとする。この場合、信号Ｓ１１の破線矢印
３５で示す位相は、破線矢印３９で示すように９０度ず
らされて第１出力ポート２５に出力され、且つ破線矢印
４０で示すように１８０度ずらされて第２出力ポート２
６に出力される。
【００５１】また、信号Ｓ１２の破線矢印３６で示す位
相は、破線矢印４１で示すように１８０度ずらされて第
１出力ポート２５に出力され、且つ破線矢印４２で示す
ように９０度ずらされて第２出力ポート２６に出力され
る。
相は、破線矢印４１で示すように１８０度ずらされて第
１出力ポート２５に出力され、且つ破線矢印４２で示す
ように９０度ずらされて第２出力ポート２６に出力され
る。
【００５２】この場合、第１出力ポート２５に出力され
る信号Ｓ１１とＳ１２とは、その位相が破線矢印３９及
び４１で示すように逆位相関係にあるので打ち消される
ことになる。
る信号Ｓ１１とＳ１２とは、その位相が破線矢印３９及
び４１で示すように逆位相関係にあるので打ち消される
ことになる。
【００５３】一方、第２出力ポート２６に出力される信
号Ｓ１１とＳ１２とは、その位相が破線矢印４０及び４
２で示すように同相関係にあるので合成されることにな
り、その合成信号が第２出力ポート２６から信号処理回
路６へ出力される。この出力信号をＳ１４とする。
号Ｓ１１とＳ１２とは、その位相が破線矢印４０及び４
２で示すように同相関係にあるので合成されることにな
り、その合成信号が第２出力ポート２６から信号処理回
路６へ出力される。この出力信号をＳ１４とする。
【００５４】このようにミキサ３１から出力される信号
Ｓ１４の周波数は、受信信号Ｓ２の周波数が送信信号Ｓ
１の周波数よりも高い場合、即ち受信信号Ｓ２の上側波
帯のものなので、それを信号処理回路６で演算処理する
ことによって、前方の車が近づいていることを検出でき
る。
Ｓ１４の周波数は、受信信号Ｓ２の周波数が送信信号Ｓ
１の周波数よりも高い場合、即ち受信信号Ｓ２の上側波
帯のものなので、それを信号処理回路６で演算処理する
ことによって、前方の車が近づいていることを検出でき
る。
【００５５】以上説明したＣＷレーダによれば、前方の
車の接近／離反状態を検出することができる。また、構
成が容易で、図９に示したＦＭ−ＣＷレーダのように電
圧制御発振器でなく一般的な発振器１を使用して構成で
きるので、小規模かつ低コストで実現することができ
る。更にＣＷ波を送信信号Ｓ１に使用しているので、Ｆ
Ｍ−ＣＷレーダのようなノイズを発生することもない。
車の接近／離反状態を検出することができる。また、構
成が容易で、図９に示したＦＭ−ＣＷレーダのように電
圧制御発振器でなく一般的な発振器１を使用して構成で
きるので、小規模かつ低コストで実現することができ
る。更にＣＷ波を送信信号Ｓ１に使用しているので、Ｆ
Ｍ−ＣＷレーダのようなノイズを発生することもない。
【００５６】また、前方の車の接近／離反状態を検出で
きるので、衝突防止用レーダとして用いることができ
る。これは、前方の車が所定距離まで近づいたときにブ
レーキがかかるようにすればよい。
きるので、衝突防止用レーダとして用いることができ
る。これは、前方の車が所定距離まで近づいたときにブ
レーキがかかるようにすればよい。
【００５７】更に、自動操縦制御用レーダとしても用い
ることができる。これは、接近／離反に応じて自動車を
減速／加速させることにより、前方の車との距離を安全
な一定間隔に保持するようにすればよい。
ることができる。これは、接近／離反に応じて自動車を
減速／加速させることにより、前方の車との距離を安全
な一定間隔に保持するようにすればよい。
【００５８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の連続波レ
ーダによれば、移動体搭載時にその相対速度を検出でき
ると共に移動体が目標物に対して接近しているか離反し
ているかを検出することができる効果がある。また、Ａ
Ｍノイズが発生することなく、簡単な構成で小型化かつ
低コスト化を図ることができる効果がある。
ーダによれば、移動体搭載時にその相対速度を検出でき
ると共に移動体が目標物に対して接近しているか離反し
ているかを検出することができる効果がある。また、Ａ
Ｍノイズが発生することなく、簡単な構成で小型化かつ
低コスト化を図ることができる効果がある。
【図１】本発明の原理図である。
【図２】本発明の一実施例によるＣＷレーダのブロック
構成図である。
構成図である。
【図３】図２に示すメージキャンセルミキサのブロック
構成図である。
構成図である。
【図４】図３に示す第１及び第２出力ポートが接続され
た９０度ハイブリッド回路の構成図である。
た９０度ハイブリッド回路の構成図である。
【図５】従来のＣＷレーダのブロック構成図である。
【図６】図５に示す送信信号Ｓ１の周波数ｆと時間ｔと
の関係を示す図である。
の関係を示す図である。
【図７】図５に示す受信信号Ｓ２の周波数ｆと時間ｔと
の関係を示す図である。
の関係を示す図である。
【図８】図５に示す信号Ｓ３の周波数（ビート周波数）
Δｆと時間ｔとの関係を示す図である。
Δｆと時間ｔとの関係を示す図である。
【図９】従来のＦＭ−ＣＷレーダのブロック構成図であ
る。
る。
【図１０】図９に示す受信信号Ｓ６の周波数ｆと時間ｔ
との関係を示す図である。
との関係を示す図である。
【図１１】図９に示す受信信号Ｓ７の周波数ｆと時間ｔ
との関係を示す図である。
との関係を示す図である。
【図１２】図９に示す信号Ｓ８の周波数（ビート周波
数）Δｆと時間ｔとの関係を示す図である。
数）Δｆと時間ｔとの関係を示す図である。
【図１３】図１０に示す送信信号Ｓ６の周波数偏移を起
こした場合の図である。
こした場合の図である。
【図１４】図１０に示す送信信号Ｓ６の位相遅延を起こ
した場合の図である。
した場合の図である。
【図１５】送信波と目標物の接近／離反時の受信波との
周波数スペクトル図である。
周波数スペクトル図である。
【図１６】図５に示すミキサの出力信号の周波数スペク
トル図である。
トル図である。
１ 発振手段 ２ 分岐手段 ３ 送信アンテナ ４ 受信アンテナ ６ 信号処理手段 ２１ ミキサ Ｓ１，Ｓ１′ 発振信号 Ｓ２ 受信信号 Ｓ１３ 第１信号 Ｓ１４ 第２信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01S 7/00 - 7/42 G01S 13/00 - 13/95
Claims (3)
- 【請求項１】 一定周波数の発振信号(S1)を出力する発
振手段(1) と、 該発振手段(1) に作動的に接続され、該発振信号(S1)を
２つに分岐する第１分岐手段(2) と、 該第１分岐手段(2) に作動的に接続され、該第１分岐手
段(2) で分岐された一方の発振信号(S1)を放射する送信
アンテナ(3) と、 該送信アンテナ(3) から放射された電波(M1)が目標物で
反射された反射電波(M2)を受信する受信アンテナ(4)
と、 該受信アンテナ(4) 及び該第１分岐手段(2) に作動的に
接続され、該第１分岐手段(2) で分岐された他方の発振
信号(S1 ′) の周波数に基づき、該受信アンテナ(4) で
得られる受信信号(S2)の上側波帯の周波数の第１信号(S
13) 及び該受信信号(S2)の下側波帯の周波数の第２信号
(S14) を検出する第１ミキサ(21)と、 該第１ミキサ(21)に作動的に接続され、該第１及び第２
信号(S13,S14) を演算処理することにより該目標物との
相対速度を検出し、かつ該第１信号(S13) を演算処理す
ることにより該目標物の接近を検出すると共に該第２信
号(S14) を演算処理することにより該目標物の離反を検
出する信号処理手段(6) とを具備したことを特徴とする
連続波レーダ。 - 【請求項２】 前記ミキサ(21)は、イメージキャンセル
ミキサから構成されることを特徴とする請求項１記載の
連続波レーダ。 - 【請求項３】 前記イメージキャンセルミキサは、前記
受信信号(S2)の位相を９０度ずらして分岐する第２分岐
手段(27)と、前記発振信号(S1)を分岐する第３分岐手段
(28)と、該第２及び第３分岐手段(28)に作動的に接続さ
れ、該第２分岐手段(27)の一方の出力信号と該第３分岐
手段(28)の一方の出力信号とを混合して出力する第２ミ
キサ(29)と、該第２及び第３分岐手段(28)に作動的に接
続され、該第２分岐手段(27)の他方の出力信号と該第３
分岐手段(28)の他方の出力信号とを混合し、この混合に
より得られる信号の位相が該第２ミキサ(29)の出力信号
の位相と９０度ずれるように処理する第３ミキサ(30)
と、該第２及び第３ミキサ(30)に作動的に接続され、該
第２ミキサ(29)の出力信号の位相を９０度ずらして第１
出力端へ出力すると共に１８０度ずらして第２出力端へ
出力し、また、該第３ミキサ(30)の出力信号の位相を１
８０度ずらして該第１出力端へ出力すると共に９０度ず
らして該第２出力端へ出力することにより、該第１出力
端から前記第１信号(S13) を出力し、該第２出力端から
前記第２信号(S14) を出力する第４分岐手段(31)とから
構成されることを特徴とする請求項２記載の連続波レー
ダ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33644693A JP3217566B2 (ja) | 1993-12-28 | 1993-12-28 | 連続波レーダ |
| GB9413640A GB2285358B (en) | 1993-12-28 | 1994-07-06 | Continual wave radar |
| US08/272,261 US5506585A (en) | 1993-12-28 | 1994-07-08 | Continuous wave radar effective for preventing collision of mobile object |
Applications Claiming Priority (1)
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