WO2022123977A1 - 電圧制御型半導体素子の駆動装置 - Google Patents

電圧制御型半導体素子の駆動装置 Download PDF

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正裕 田岡
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    • H02H3/093—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess current with timing means

Definitions

  • the present invention relates to a drive device for a voltage-controlled semiconductor element.
  • an inverter device applied to a variable speed device of a motor is provided with a power element that performs power conversion, a drive circuit that controls and drives this power element, a protection circuit, and a control circuit that controls these in an integrated manner.
  • a semiconductor device called an intelligent power module (hereinafter referred to as IPM) in which a power element excluding a control circuit, a drive circuit, and a protection circuit are integrated into one package has been commercialized.
  • a voltage control type semiconductor element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) is used.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • IPM generally has a short-circuit protection circuit that monitors the current flowing through the power element and can protect the power element so that the power element is not destroyed when a short-circuit current flows through the power element.
  • Patent Document 1 As such a short-circuit protection circuit, there is known a technique of limiting the short-circuit current by lowering the gate voltage when the short-circuit current flowing through the power element is detected (see, for example, Patent Document 1).
  • Patent Document 1 when a short-circuit current is detected, the short-circuit detection is canceled only for a predetermined period immediately after the operation start command is input to prevent the occurrence of short-circuit erroneous detection.
  • the short circuit protection circuit In the short circuit protection circuit, the short circuit is detected and the protection circuit operates, and when the gate voltage of the power element is lowered to cut off the current, the gate voltage is gradually lowered. At this time, if noise enters before the gate cutoff is completed, the gate voltage may be temporarily increased and the power element may be turned on again. On the contrary, when the gate cutoff ability is high and the current is cut off from a large current, the gate voltage is lowered below the specified gate voltage at which the protection circuit operates, and after the erroneous cutoff due to this, the power element is turned on again. It may end up. In this case, the power element repeats erroneous interruption at high speed, which causes an excessive surge voltage to continue.
  • the present invention has been made in view of such a point, and provides a drive device for a voltage-controlled semiconductor element capable of suppressing a continuous short circuit caused by a malfunction and suppressing a short circuit peak current flowing at that time.
  • the purpose is to do.
  • one proposal provides a drive device for a voltage-controlled semiconductor element.
  • the drive device of this voltage-controlled semiconductor element has a short-circuit current detection circuit that detects the short-circuit current of the voltage-controlled semiconductor element and a time setting that represents a predetermined length of time when the short-circuit current detection circuit detects the short-circuit current.
  • a timer circuit that outputs a signal and a control that outputs a step-down voltage that is lowered to a voltage lower than the power supply voltage only during the period when the power supply voltage applied to the power supply terminal is received from the timer circuit and the time setting signal is received, as the control power supply voltage. It is equipped with a variable power supply voltage circuit.
  • the drive device for the voltage-controlled semiconductor element having the above configuration has an advantage that a continuous short circuit due to a malfunction is suppressed and a short circuit peak current flowing at that time is suppressed.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of a drive device for a voltage-controlled semiconductor element according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a waveform diagram of a main part showing the operation of the drive device for a voltage-controlled semiconductor element.
  • FIG. 1 shows an IGBT 10 as a voltage-controlled semiconductor element and a control IC (Integrated Circuit) 20 as a drive device for driving the IGBT, and the IGBT 10 and the control IC 20 constitute an IPM. ..
  • the IGBT 10 is configured by combining a main IGBT through which a main current flows and a sense IGBT that divides the current of this main IGBT into a current of about 1 / 10,000 and outputs the current.
  • the sense IGBT has the same structure as the main IGBT and has a smaller size than the main IGBT, the gate and collector are shared with the gate and collector of the main IGBT, and the sense emitter is independent of the emitter of the main IGBT. ing.
  • the IGBT 10 also has an FWD (Free Wheeling Diode) 12 connected in antiparallel to a collector and an emitter. That is, the anode of the FWD 12 is connected to the emitter of the IGBT 10, and the cathode of the FWD 12 is connected to the collector of the IGBT 10.
  • FWD Free Wheeling Diode
  • the control IC 20 has an IN terminal that receives an input signal that turns the IGBT 10 on or off, an AE terminal that outputs an alarm signal, a VCS terminal that receives a power supply voltage VCS, an OUT terminal that outputs a gate voltage Vg that drives the IGBT 10, and a sense current. Has an OC terminal for inputting.
  • the control IC 20 also has a ground potential GND terminal to which the emitter of the IGBT 10 is connected.
  • the control IC 20 has an input signal detection circuit 22 that detects and outputs an input signal, the input of the input signal detection circuit 22 is connected to the IN terminal, and the output of the input signal detection circuit 22 is the first of the predriver 24. It is connected to one input.
  • the output of the predriver 24 is connected to the input of the IGBT drive circuit 26, the soft cutoff circuit 28 and the non-latch-up (hereinafter referred to as NLU) circuit 30, and the output of the IGBT drive circuit 26, the soft cutoff circuit 28 and the NLU circuit 30 is , Is connected to the OUT terminal.
  • the OUT terminal is connected to the gate of the IGBT 10.
  • the IGBT drive circuit 26 outputs a gate voltage Vg that drives the IGBT 10 on or off based on the signal received from the input signal detection circuit 22. That is, when the IGBT drive circuit 26 is driven on, the source current for charging the gate capacitance of the IGBT 10 is output, and when the IGBT 10 is off-driven (cut off), the charge charged in the gate capacitance of the IGBT 10 is extracted.
  • the gate voltage Vg is output.
  • the withdrawal of charge from the gate capacitance is carried out by dividing the withdrawal capacity into two stages. Immediately after receiving the off-drive signal, charge extraction is performed with a low extraction capacity, and charge extraction after a predetermined time is performed with 100% extraction capacity.
  • the soft cutoff circuit 28 outputs a gate voltage Vg that gradually cuts off the IGBT 10 with a pull-out capacity smaller than the pull-out capacity immediately after the cutoff by the IGBT drive circuit 26 when the overcurrent state of the IGBT continues for more than a predetermined time. do.
  • the NLU circuit 30 outputs a gate voltage Vg that suppresses the short-circuit current when a short circuit of the IGBT 10 is detected, and outputs a gate voltage Vg that cuts off the IGBT 10 when the suppression current continues for more than a predetermined time. do.
  • the OC terminal of the control IC 20 is connected to the sense emitter of the IGBT 10.
  • the OC terminal is also connected to one terminal of the sense resistor 32, the other terminal of the sense resistor 32 is connected to one terminal of the sense resistor 34, and the other terminal of the sense resistor 34 is connected to ground. ing.
  • the OC terminal is further connected to the cathode of the Zener diode 36, and the anode of the Zener diode 36 is connected to the ground.
  • the sense resistors 32 and 34 constitute a voltage dividing circuit that converts the sense voltage Vs into a sense voltage Vs by passing a sense current input to the OC terminal and divides the sense voltage Vs.
  • the Zener diode 36 is for protecting the sense voltage Vs from becoming abnormally high due to noise or the like.
  • One terminal of the sense resistor 32 is connected to the non-inverting input terminal of the overcurrent detecting comparator 38, and the inverting input terminal of the overcurrent detecting comparator 38 is connected to the positive electrode terminal of the reference voltage source 40 to be a reference.
  • the negative electrode terminal of the voltage source 40 is connected to the ground.
  • the output terminal of the overcurrent detection comparator 38 is connected to the delay circuit 42.
  • the overcurrent detection comparator 38 compares the sense voltage Vs with the voltage of the reference voltage source 40 corresponding to the overcurrent detection threshold value. When the sense voltage Vs exceeds the overcurrent detection threshold value, the overcurrent detection comparator 38 determines that the overcurrent has been detected, and outputs a high (H) level overcurrent detection signal. This overcurrent detection signal is input to the delay circuit 42 and is delayed for a predetermined time.
  • the output of the delay circuit 42 is connected to the first input of the or circuit 44, and the output of the or circuit 44 is connected to the second input of the predriver 24 and the input of the alarm output circuit 46.
  • the output of the alarm output circuit 46 is connected to the AE terminal.
  • the common connection portion of the sense resistors 32 and 34 is connected to the non-inverting input terminal of the short-circuit detecting comparator 48, and the inverting input terminal of the short-circuit detecting comparator 48 is connected to the positive electrode terminal of the reference voltage source 50.
  • the negative electrode terminal of the reference voltage source 50 is connected to the ground.
  • the output terminal of the short-circuit detection comparator 48 is connected to the delay circuit 52 and the third input of the pre-driver 24.
  • the short circuit detection comparator 48 compares the voltage dividing voltage Vsc of the sense voltage Vs with the voltage of the reference voltage source 50 corresponding to the short circuit detection threshold value Vscth. When the voltage dividing voltage Vsc of the sense voltage Vs exceeds the short-circuit detection threshold Vscth, the short-circuit detection comparator 48 determines that the short-circuit current has been detected, and outputs a high (H) level short-circuit current detection signal.
  • This short-circuit current detection signal is input to the third input of the predriver 24, and is also input to the delay circuit 52 to be delayed by a predetermined delay time tdASC. The output of the delay circuit 52 is connected to the second input of the or circuit 44.
  • the voltage divider circuit shared with the sense resistors 32 and 34 for overcurrent detection, the short-circuit detection comparator 48, and the reference voltage source 50 constitute the short-circuit current detection circuit 51.
  • the control IC 20 also has a control power supply voltage variable circuit 54 capable of varying the control power supply voltage inside the control IC 20.
  • the control power supply voltage variable circuit 54 includes MOSFETs 56 and 58 constituting switch elements, inverter circuits 60 and 62, and a buck converter circuit 64.
  • the source of the MOSFETs 56 and 58 is connected to the VCS terminal, the drain of the MOSFET 56 is connected to the output of the control power supply voltage variable circuit 54, and the drain of the MOSFET 58 is connected to the input of the buck converter circuit 64.
  • the output of the buck converter circuit 64 is connected to the output of the control power supply voltage variable circuit 54.
  • the input of the inverter circuit 60 is connected to the output of the timer circuit 66, and the input of the timer circuit 66 is connected to the output of the short circuit detection comparator 48.
  • the output of the inverter circuit 60 is connected to the gate of the MOSFET 56 and the input of the inverter circuit 62, and the output of the inverter circuit 62 is connected to the gate of the MOSFET 58.
  • the step-down converter circuit 64 has a function of stepping down the power supply voltage VCS of the VCS terminal.
  • the control power supply voltage variable circuit 54 lowers the control power supply voltage Vcc from a voltage substantially equal to the power supply voltage VCS to the voltage output by the step-down converter circuit 64.
  • Set the time Output the time setting signal is the period from when the short-circuit current detection circuit 51 detects the short-circuit current and starts to decrease the gate voltage Vg until the gate voltage Vg or the sense voltage Vs becomes 0 when the short-circuit current is detected again.
  • a pulse width time tPW of a predetermined length longer than that is set.
  • the timer circuit 66 When the short-circuit current detection circuit 51 does not detect a short circuit, the timer circuit 66 outputs an H level signal, and after the short-circuit current detection circuit 51 detects the short circuit, the pulse width time tPW is low (L). Outputs the level time setting signal.
  • the control power supply voltage variable circuit 54 When the short-circuit current detection circuit 51 does not detect a short circuit, the control power supply voltage variable circuit 54 outputs the power supply voltage VCS of the VCS terminal as the control power supply voltage Vcc by turning on the MOSFET 56 and turning off the MOSFET 58.
  • the MOSFET 56 When the short-circuit current detection circuit 51 detects a short circuit, the MOSFET 56 is turned off and the MOSFET 58 is turned on during the period of the pulse width time tPW set by the timer circuit 66.
  • the control power supply voltage variable circuit 54 outputs the voltage stepped down from the power supply voltage VCS by the step-down converter circuit 64 as the control power supply voltage Vcc during the period of the pulse width time tPW.
  • the control IC 20 also has a power supply voltage drop detection protection circuit 68.
  • the power supply voltage drop detection protection circuit 68 includes resistors 70, 72, 74, switches 76, 78, a comparator 80, a reference voltage source 82, and a delay circuit 84.
  • One terminal of the resistor 70 is connected to the VCS terminal, the other terminal of the resistor 70 is connected to one terminal of the resistor 72, and the other terminal of the resistor 72 is connected to one terminal of the resistor 74.
  • the other terminal of the resistor 74 is connected to ground.
  • the common connection of the resistors 70 and 72 is connected to the inverting input terminal of the comparator 80 via the switch 76, and the common connection of the resistors 72 and 74 is the inverting input terminal of the comparator 80 via the switch 78. It is connected to the.
  • the non-inverting input terminal of the comparator 80 is connected to the positive electrode terminal of the reference voltage source 82, and the negative electrode terminal of the reference voltage source 82 is connected to the ground.
  • the output terminal of the comparator 80 is connected to the input of the delay circuit 84, and the output of the delay circuit 84 is connected to the control terminal of the switches 76 and 78 and the third input of the or circuit 44.
  • the voltage of the reference voltage source 82 is set to a voltage at which the circuit inside the control IC 20 does not operate normally due to a decrease in the power supply voltage VCS of the VCS terminal.
  • the power supply voltage drop detection protection circuit 68 when the voltage obtained by dividing the power supply voltage VCS supplied from the outside by the resistors 70, 72, 74 becomes lower than the voltage of the reference voltage source 82, the comparator 80 outputs an H level signal. Output. When the time for outputting the H level signal exceeds the time set by the delay circuit 84, the delay circuit 84 outputs the H level signal. This H level signal switches the switches 76 and 78, and switches the voltage input to the comparator 80 to a voltage further divided. As a result, the power supply voltage drop detection protection circuit 68 has a hysteresis characteristic that detects a drop in the power supply voltage VCS and maintains the state when the state continues for a predetermined time.
  • this control IC 20 In normal operation, when an input signal for turning on / off the IGBT 10 is input to the IN terminal, the input signal is input to the IGBT drive circuit 26 via the input signal detection circuit 22 and the predriver 24.
  • the IGBT drive circuit 26 When the IGBT drive circuit 26 is turned on, the source current for charging the gate capacitance of the IGBT is output, and when the IGBT 10 is turned off (cut off), the gate is such that the charge charged in the gate capacitance of the IGBT 10 is extracted.
  • the voltage Vg is output.
  • the overcurrent detection comparator 38 When the sense voltage Vs corresponding to the sense current exceeds the overcurrent detection threshold value of the reference voltage source 40, the overcurrent detection comparator 38 outputs an H level overcurrent detection signal. If the overcurrent detection continues beyond the delay time set by the delay circuit 42, the delay circuit 42 outputs an H-level signal. This signal is input to the predriver 24 and the alarm output circuit 46 via the or circuit 44.
  • the pre-driver 24 instructs the soft cutoff circuit 28 to pull out the charge charged in the gate capacitance of the IGBT 10 with a pull-out capacity lower than the pull-out capacity of the IGBT drive circuit 26, and gradually shuts off the IGBT 10.
  • the alarm output circuit 46 receives the notification of the occurrence of an abnormality from the or circuit 44, the alarm output circuit 46 notifies the outside of the occurrence of the abnormality via the AE terminal.
  • FIG. 2 shows, from the top, the voltage divider voltage Vsc of the sense voltage Vs, the control power supply voltage Vcc output by the control power supply voltage variable circuit 54, the gate voltage Vg, and the collector current Ic.
  • the gate voltage Vg rises.
  • the collector current Ic starts to flow, and the voltage dividing voltage Vsc of the sense voltage Vs rises.
  • the short-circuit detection comparator 48 when the voltage dividing voltage Vsc exceeds the short-circuit detection threshold Vscth, the short-circuit detection comparator 48 outputs an H-level short-circuit current detection signal.
  • This short-circuit current detection signal is first notified to the pre-driver 24, and the NLU circuit 30 is operated to output a gate voltage Vg that suppresses the short-circuit current.
  • the timer circuit 66 outputs an H level time setting signal during normal operation of the control IC 20.
  • the control power supply voltage variable circuit 54 since the inverter circuit 60 outputs the L level signal and the inverter circuit 62 outputs the H level signal, the MOSFET 56 is on and the MOSFET 58 is off. As a result, the control power supply voltage variable circuit 54 outputs the input power supply voltage VCS as the control power supply voltage Vcc.
  • the timer circuit 66 when the timer circuit 66 receives the short-circuit current detection signal from the short-circuit detection comparator 48, it outputs the L-level time setting signal for the period of the pulse width time tPW.
  • the control power supply voltage variable circuit 54 since the inverter circuit 60 outputs the H level signal and the inverter circuit 62 outputs the L level signal, the MOSFET 56 is turned off and the MOSFET 58 is turned on.
  • the control power supply voltage variable circuit 54 outputs the voltage stepped down from the power supply voltage VCS to the step-down level by the step-down converter circuit 64 as the control power supply voltage Vcc.
  • the gate voltage Vg is lowered from the charging voltage Vgch1 at the time of ON to the charging voltage Vgch2.
  • the gate voltage Vg can be lowered from the low charge voltage Vgch2 in a short time, so that stable protection operation becomes possible.
  • the peak current IcP1 of the collector current Ic can also be reduced to the peak current IcP2.
  • the delay circuit 52 outputs an H level signal. This signal is input to the predriver 24 and the alarm output circuit 46 via the or circuit 44.
  • the predriver 24 instructs the soft cutoff circuit 28 to cut off the soft, and the alarm output circuit 46 notifies the outside of the occurrence of an abnormality via the AE terminal.
  • the gate voltage Vg gradually decreases from the gate voltage VgNLU held by the NLU circuit 30, and the IGBT 10 is gradually cut off.
  • the step-down level of the control power supply voltage Vcc by the buck converter circuit 64 is set higher than the protection threshold by the reference voltage source 82 of the power supply voltage drop detection protection circuit 68.
  • the step-down level by the step-down converter circuit 64 can be set to be equal to or lower than the protection threshold value by the reference voltage source 82. In this case, when the gate voltage Vg drops to the charging voltage Vgch2 due to the stepping down of the control power supply voltage Vcc, the short circuit cannot be prevented again, the short circuit protection is surely performed by the power supply voltage drop detection protection circuit 68. Can be done.

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Abstract

誤動作を起因とする連続短絡を抑制し、そのときに流れる短絡ピーク電流を抑制する。　ＩＧＢＴ（１０）の短絡電流を検出する短絡検出用比較器（４８）と、短絡検出用比較器（４８）が短絡電流を検出したとき、所定のパルス幅時間ｔＰＷを設定するタイマ回路（６６）と、制御電源電圧Ｖｃｃを可変することができる制御電源電圧可変回路（５４）とを備えている。制御電源電圧可変回路（５４）は、正常動作時は電源電圧ＶＣＣを制御電源電圧Ｖｃｃとして出力し、短絡電流が検出されたときは、パルス幅時間ｔＰＷの期間だけ降圧コンバータ回路（６４）によって降圧された電圧を制御電源電圧Ｖｃｃとして出力する。これにより、最初の短絡の検出の後に再度短絡が発生しても、制御電源電圧Ｖｃｃの降圧によりＩＧＢＴ（１０）のゲート電圧Ｖｇが低減されているので、短絡の要因となるノイズ等の発生を防止することができる。

Description

電圧制御型半導体素子の駆動装置
　本発明は、電圧制御型半導体素子の駆動装置に関する。
　一般に、モータの可変速装置などに適用されるインバータ装置は、電力変換を行うパワー素子、このパワー素子を制御駆動する駆動回路、保護回路、およびこれらを統括制御する制御回路を備えている。これらの構成のうち、制御回路を除くパワー素子、駆動回路および保護回路を一つのパッケージに集約したインテリジェント・パワー・モジュール（以下、ＩＰＭという）と呼ばれる半導体装置が製品化されている。
　パワー素子には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）またはＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）のような電圧制御型半導体素子が用いられている。
　ＩＰＭは、一般に、パワー素子に流れる電流を監視し、パワー素子に短絡電流が流れたときに、パワー素子が破壊されないようにパワー素子を保護することができる短絡保護回路を備えている。
　このような短絡保護回路として、パワー素子に流れる短絡電流を検出したときに、ゲート電圧を低下させることによって短絡電流を制限する技術が知られている（たとえば、特許文献１参照）。この特許文献１では、短絡電流を検出したときに、運転開始指令入力直後の所定の期間のみ、短絡検出をキャンセルして短絡誤検出の発生を防止している。
　また、パワー素子に流れる短絡電流を検出したときにゲート電圧を低下させ、ゲート電圧の低下によりゲート配線を流れる電流を検出して短絡電流を検出する回路が動作状態にあることを確認してから、パワー素子をオフにするように駆動電圧を変化させる短絡保護回路も知られている（たとえば、特許文献２参照）。この短絡保護回路によれば、駆動回路からパワー素子のゲートまでのゲート配線が長くなるほど配線の高周波インピーダンスが大きくなることで高周波ノイズの電流が流れ難くなって、短絡検出時の駆動回路でのノイズによる誤動作を防止している。
特開２００５－２０８４３号公報 国際公開第２０１６／０３８７１７号
　短絡保護回路には、短絡を検出して保護回路が動作し、パワー素子のゲート電圧を下げて電流遮断を行うとき、ゲート電圧を徐々に低下させる。このとき、ゲート遮断が完了する前にノイズが入るとゲート電圧を一時的に上げてしまい、再度パワー素子をオンしてしまうことがある。逆に、ゲート遮断能力が高く大電流から遮断する場合には、ゲート電圧を保護回路が動作する規定のゲート電圧よりも下げてしまい、これによる誤遮断の後に、再度、パワー素子をオンしてしまうことがある。この場合、パワー素子は、高速で誤遮断を繰り返すことになり、過大なサージ電圧が続く要因ともなる。
　本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、誤動作を起因とする連続短絡を抑制し、そのときに流れる短絡ピーク電流を抑制することができる電圧制御型半導体素子の駆動装置を提供することを目的とする。
　本発明では、上記の課題を解決するために、１つの案では、電圧制御型半導体素子の駆動装置が提供される。この電圧制御型半導体素子の駆動装置は、電圧制御型半導体素子の短絡電流を検出する短絡電流検出回路と、短絡電流検出回路が短絡電流を検出したときに所定の長さの時間を表す時間設定信号を出力するタイマ回路と、電源端子に印加された電源電圧を受けてタイマ回路から時間設定信号を受けている期間だけ電源電圧より低い電圧に低下させた降圧電圧を制御電源電圧として出力する制御電源電圧可変回路と、を備えている。
　上記構成の電圧制御型半導体素子の駆動装置は、誤動作を起因とする連続短絡が抑制され、そのときに流れる短絡ピーク電流が抑制されるという利点がある。
　本発明の上記および他の目的、特徴および利点は本発明の例として好ましい実施の形態を表す添付の図面と関連した以下の説明により明らかになるであろう。
本発明の実施の形態に係る電圧制御型半導体素子の駆動装置の一例を示す図である。 電圧制御型半導体素子の駆動装置の動作を示す要部波形図である。
　以下、本発明の実施の形態について、電圧制御型半導体素子をＩＧＢＴとしたＩＰＭの場合を例に図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の説明において、端子名とその端子における電圧、信号などは、同じ符号を用いることがある。
　図１は本発明の実施の形態に係る電圧制御型半導体素子の駆動装置の一例を示す図、図２は電圧制御型半導体素子の駆動装置の動作を示す要部波形図である。
　図１には、電圧制御型半導体素子とするＩＧＢＴ１０と、このＩＧＢＴを駆動する駆動装置である制御ＩＣ（Integrated Circuit）２０とが示されており、ＩＧＢＴ１０および制御ＩＣ２０は、ＩＰＭを構成している。
　ＩＧＢＴ１０は、主電流が流れるメインＩＧＢＴとこのメインＩＧＢＴの電流を１万分の１程度の電流に分流して出力するセンスＩＧＢＴとを組み合わせて構成したものが用いられている。センスＩＧＢＴは、メインＩＧＢＴと同一構造を有し、メインＩＧＢＴよりも小さなサイズを有していて、ゲートおよびコレクタがメインＩＧＢＴのゲートおよびコレクタと共有され、センスエミッタは、メインＩＧＢＴのエミッタと独立している。ＩＧＢＴ１０は、また、コレクタおよびエミッタにＦＷＤ（Free Wheeling Diode）１２が逆並列に接続されている。すなわち、ＦＷＤ１２のアノードは、ＩＧＢＴ１０のエミッタに接続され、ＦＷＤ１２のカソードは、ＩＧＢＴ１０のコレクタに接続されている。
　制御ＩＣ２０は、ＩＧＢＴ１０をオンまたはオフさせる入力信号を受けるＩＮ端子、アラーム信号を出力するＡＥ端子、電源電圧ＶＣＣを受けるＶＣＣ端子、ＩＧＢＴ１０を駆動するゲート電圧Ｖｇを出力するＯＵＴ端子、および、センス電流を入力するＯＣ端子とを有している。制御ＩＣ２０は、また、グランド電位のＧＮＤ端子を有し、ＩＧＢＴ１０のエミッタが接続されている。
　制御ＩＣ２０は、入力信号を検出して出力する入力信号検出回路２２を有し、入力信号検出回路２２の入力は、ＩＮ端子に接続され、入力信号検出回路２２の出力は、プリドライバ２４の第１入力に接続されている。
　プリドライバ２４の出力は、ＩＧＢＴ駆動回路２６、ソフト遮断回路２８およびノンラッチアップ（以下、ＮＬＵという）回路３０の入力に接続され、ＩＧＢＴ駆動回路２６、ソフト遮断回路２８およびＮＬＵ回路３０の出力は、ＯＵＴ端子に接続されている。ＯＵＴ端子は、ＩＧＢＴ１０のゲートに接続されている。
　ＩＧＢＴ駆動回路２６は、入力信号検出回路２２から受けた信号に基づいてＩＧＢＴ１０をオンまたはオフ駆動するゲート電圧Ｖｇを出力する。すなわち、ＩＧＢＴ駆動回路２６は、ＩＧＢＴ１０をオン駆動するとき、ＩＧＢＴ１０のゲート容量を充電するソース電流を出力し、ＩＧＢＴ１０をオフ駆動（遮断）するときは、ＩＧＢＴ１０のゲート容量に充電された電荷を引き抜くようなゲート電圧Ｖｇを出力する。ゲート容量からの電荷の引き抜きは、引き抜き能力を２段階に分けて実施される。オフ駆動の信号を受信した直後の電荷の引き抜きは、低い引き抜き能力で実施され、所定時間後の電荷の引き抜きは、１００％の引き抜き能力で実施される。
　ソフト遮断回路２８は、ＩＧＢＴ１０の過電流状態が所定時間を超えて継続したとき、ＩＧＢＴ駆動回路２６による遮断直後の引き抜き能力よりも小さな引き抜き能力でＩＧＢＴ１０を徐々に遮断するようなゲート電圧Ｖｇを出力する。
　ＮＬＵ回路３０は、ＩＧＢＴ１０の短絡が検出されたとき、短絡電流を抑え込むようなゲート電圧Ｖｇを出力し、抑制電流が所定時間を超えて継続したときには、ＩＧＢＴ１０を遮断するようなゲート電圧Ｖｇを出力する。
　制御ＩＣ２０のＯＣ端子は、ＩＧＢＴ１０のセンスエミッタに接続されている。ＯＣ端子は、また、センス抵抗３２の一方の端子に接続され、センス抵抗３２の他方の端子は、センス抵抗３４の一方の端子に接続され、センス抵抗３４の他方の端子は、グランドに接続されている。ＯＣ端子は、さらに、ツェナーダイオード３６のカソードに接続され、ツェナーダイオード３６のアノードは、グランドに接続されている。
　センス抵抗３２，３４は、ＯＣ端子に入力されたセンス電流を流すことによりセンス電圧Ｖｓに変換すると共にそのセンス電圧Ｖｓを分圧する分圧回路を構成する。ツェナーダイオード３６は、センス電圧Ｖｓがノイズの混入等により異常に高くならないよう保護するためのものである。
　センス抵抗３２の一方の端子は、過電流検出用比較器３８の非反転入力端子に接続され、過電流検出用比較器３８の反転入力端子は、基準電圧源４０の正極端子に接続され、基準電圧源４０の負極端子は、グランドに接続されている。過電流検出用比較器３８の出力端子は、遅延回路４２に接続されている。
　過電流検出用比較器３８は、センス電圧Ｖｓを過電流検出閾値に相当する基準電圧源４０の電圧と比較する。センス電圧Ｖｓが過電流検出閾値を超えると、過電流検出用比較器３８は、過電流を検出したと判断し、ハイ（Ｈ）レベルの過電流検出信号を出力する。この過電流検出信号は、遅延回路４２に入力され、所定時間遅延される。
　遅延回路４２の出力は、オア回路４４の第１入力に接続され、オア回路４４の出力は、プリドライバ２４の第２入力とアラーム出力回路４６の入力とに接続されている。アラーム出力回路４６の出力は、ＡＥ端子に接続されている。
　センス抵抗３２，３４の共通の接続部は、短絡検出用比較器４８の非反転入力端子に接続され、短絡検出用比較器４８の反転入力端子は、基準電圧源５０の正極端子に接続され、基準電圧源５０の負極端子は、グランドに接続されている。短絡検出用比較器４８の出力端子は、遅延回路５２とプリドライバ２４の第３入力とに接続されている。
　短絡検出用比較器４８は、センス電圧Ｖｓの分圧電圧Ｖｓｃを短絡検出閾値Ｖｓｃｔｈに相当する基準電圧源５０の電圧と比較する。センス電圧Ｖｓの分圧電圧Ｖｓｃが短絡検出閾値Ｖｓｃｔｈを超えると、短絡検出用比較器４８は、短絡電流を検出したと判断し、ハイ（Ｈ）レベルの短絡電流検出信号を出力する。この短絡電流検出信号は、プリドライバ２４の第３入力に入力され、また、遅延回路５２に入力されて所定の遅延時間ｔｄＡＳＣだけ遅延される。遅延回路５２の出力は、オア回路４４の第２入力に接続されている。なお、過電流検出用のセンス抵抗３２，３４と共用される分圧回路、短絡検出用比較器４８および基準電圧源５０は、短絡電流検出回路５１を構成している。
　制御ＩＣ２０は、また、制御ＩＣ２０の内部の制御電源電圧を可変することができる制御電源電圧可変回路５４を有している。この制御電源電圧可変回路５４は、スイッチ素子を構成するＭＯＳＦＥＴ５６，５８と、インバータ回路６０，６２と、降圧コンバータ回路６４とを有している。
　ＭＯＳＦＥＴ５６，５８のソースは、ＶＣＣ端子に接続され、ＭＯＳＦＥＴ５６のドレインは、この制御電源電圧可変回路５４の出力に接続され、ＭＯＳＦＥＴ５８のドレインは、降圧コンバータ回路６４の入力に接続されている。降圧コンバータ回路６４の出力は、この制御電源電圧可変回路５４の出力に接続されている。インバータ回路６０の入力は、タイマ回路６６の出力に接続され、タイマ回路６６の入力は、短絡検出用比較器４８の出力に接続されている。インバータ回路６０の出力は、ＭＯＳＦＥＴ５６のゲートとインバータ回路６２の入力とに接続され、インバータ回路６２の出力は、ＭＯＳＦＥＴ５８のゲートに接続されている。降圧コンバータ回路６４は、ＶＣＣ端子の電源電圧ＶＣＣを降圧する機能を有している。タイマ回路６６は、短絡電流検出回路５１が短絡電流を検出したときに、制御電源電圧可変回路５４が制御電源電圧Ｖｃｃを電源電圧ＶＣＣにほぼ等しい電圧から降圧コンバータ回路６４が出力する電圧に降圧する時間を設定する時間設定信号を出力する。この時間設定信号は、短絡電流検出回路５１が短絡電流を検出してゲート電圧Ｖｇの低下を開始してから再度短絡電流を検出したときのゲート電圧Ｖｇまたはセンス電圧Ｖｓが０になるまでの期間よりも長い所定の長さのパルス幅時間ｔＰＷを設定している。タイマ回路６６は、短絡電流検出回路５１が短絡を検出していないとき、Ｈレベルの信号を出力し、短絡電流検出回路５１が短絡を検出してからパルス幅時間ｔＰＷの期間、ロー（Ｌ）レベルの時間設定信号を出力する。
　この制御電源電圧可変回路５４は、短絡電流検出回路５１が短絡を検出していないとき、ＭＯＳＦＥＴ５６がオンし、ＭＯＳＦＥＴ５８がオフすることで、ＶＣＣ端子の電源電圧ＶＣＣを制御電源電圧Ｖｃｃとして出力する。短絡電流検出回路５１が短絡を検出したときは、タイマ回路６６によって設定されたパルス幅時間ｔＰＷの期間、ＭＯＳＦＥＴ５６がオフし、ＭＯＳＦＥＴ５８がオンする。これにより、制御電源電圧可変回路５４は、パルス幅時間ｔＰＷの期間、降圧コンバータ回路６４により電源電圧ＶＣＣから降圧された電圧を制御電源電圧Ｖｃｃとして出力する。
　制御ＩＣ２０は、また、電源電圧低下検出保護回路６８を有している。電源電圧低下検出保護回路６８は、抵抗７０，７２，７４と、スイッチ７６，７８と、比較器８０と、基準電圧源８２と、遅延回路８４とを有している。
　抵抗７０の一方の端子は、ＶＣＣ端子に接続され、抵抗７０の他方の端子は、抵抗７２の一方の端子に接続され、抵抗７２の他方の端子は、抵抗７４の一方の端子に接続され、抵抗７４の他方の端子は、グランドに接続されている。抵抗７０，７２の共通の接続部は、スイッチ７６を介して比較器８０の反転入力端子に接続され、抵抗７２，７４の共通の接続部は、スイッチ７８を介して比較器８０の反転入力端子に接続されている。比較器８０の非反転入力端子は、基準電圧源８２の正極端子に接続され、基準電圧源８２の負極端子はグランドに接続されている。比較器８０の出力端子は、遅延回路８４の入力に接続され、遅延回路８４の出力は、スイッチ７６，７８の制御端子とオア回路４４の第３入力とに接続されている。基準電圧源８２の電圧は、ＶＣＣ端子の電源電圧ＶＣＣが低下することによって制御ＩＣ２０の内部の回路が正常に動作しなくなる電圧に設定されている。
　電源電圧低下検出保護回路６８は、外部から供給された電源電圧ＶＣＣを抵抗７０，７２，７４で分圧した電圧が基準電圧源８２の電圧より低くなると、比較器８０は、Ｈレベルの信号を出力する。このＨレベルの信号を出力している時間が遅延回路８４によって設定された時間を超えると、遅延回路８４は、Ｈレベルの信号を出力する。このＨレベルの信号は、スイッチ７６，７８を切り換え、比較器８０に入力する電圧をさらに分圧した電圧に切り換える。これにより、電源電圧低下検出保護回路６８は、電源電圧ＶＣＣの低下を検出し、その状態が所定時間継続したとき、その状態を維持するようなヒステリシス特性を有している。
　次に、この制御ＩＣ２０の動作について説明する。正常動作時では、ＩＧＢＴ１０をオン・オフする入力信号がＩＮ端子に入力されると、その入力信号は、入力信号検出回路２２およびプリドライバ２４を介してＩＧＢＴ駆動回路２６に入力される。ＩＧＢＴ駆動回路２６は、ＩＧＢＴ１０をオンするときは、ＩＧＢＴ１０のゲート容量を充電するソース電流を出力し、ＩＧＢＴ１０をオフ（遮断）するときは、ＩＧＢＴ１０のゲート容量に充電された電荷を引き抜くようなゲート電圧Ｖｇを出力する。
　次に、ＩＧＢＴ１０をオンしているときに、ＩＧＢＴ１０に過電流が流れた場合について説明する。センス電流に相当するセンス電圧Ｖｓが基準電圧源４０の過電流検出閾値を超えると、過電流検出用比較器３８は、Ｈレベルの過電流検出信号を出力する。過電流検出が遅延回路４２によって設定された遅延時間を超えて継続すると、遅延回路４２は、Ｈレベルの信号を出力する。この信号は、オア回路４４を介してプリドライバ２４およびアラーム出力回路４６に入力される。プリドライバ２４は、ソフト遮断回路２８に指示し、ＩＧＢＴ１０のゲート容量に充電された電荷を、ＩＧＢＴ駆動回路２６の引き抜き能力よりも低い引き抜き能力で引き抜き、ＩＧＢＴ１０を徐々に遮断する。アラーム出力回路４６は、オア回路４４から異常発生の通知を受けると、ＡＥ端子を介して外部へ異常発生を通知する。
　次に、ＩＧＢＴ１０をオンしているときに、ＩＧＢＴ１０に短絡電流が流れた場合について、図２を参照しながら説明する。なお、図２では、上から、センス電圧Ｖｓの分圧電圧Ｖｓｃ、制御電源電圧可変回路５４が出力する制御電源電圧Ｖｃｃ、ゲート電圧Ｖｇ、および、コレクタ電流Ｉｃを示している。
　まず、時刻ｔ０にて、ＩＧＢＴ駆動回路２６がＩＧＢＴ１０をオンする信号を出力すると、ゲート電圧Ｖｇが上昇していく。ゲート電圧ＶｇがＩＧＢＴ１０のオン閾値Ｖｏｎｔｈを超えると、コレクタ電流Ｉｃが流れ始め、センス電圧Ｖｓの分圧電圧Ｖｓｃが上昇するようになる。
　ここで、分圧電圧Ｖｓｃが短絡検出閾値Ｖｓｃｔｈを超えると、短絡検出用比較器４８は、Ｈレベルの短絡電流検出信号を出力する。この短絡電流検出信号は、まず、プリドライバ２４に通知され、ＮＬＵ回路３０を動作させて、短絡電流を抑え込むようなゲート電圧Ｖｇを出力する。
　一方、タイマ回路６６は、制御ＩＣ２０の正常動作時には、Ｈレベルの時間設定信号を出力している。このとき、制御電源電圧可変回路５４では、インバータ回路６０がＬレベルの信号を出力し、インバータ回路６２がＨレベルの信号を出力しているので、ＭＯＳＦＥＴ５６がオン、ＭＯＳＦＥＴ５８がオフとなっている。これにより、制御電源電圧可変回路５４は、入力された電源電圧ＶＣＣを制御電源電圧Ｖｃｃとして出力している。
　ここで、タイマ回路６６は、短絡検出用比較器４８から短絡電流検出信号を受けると、パルス幅時間ｔＰＷの期間、Ｌレベルの時間設定信号を出力する。このとき、制御電源電圧可変回路５４では、インバータ回路６０がＨレベルの信号を出力し、インバータ回路６２がＬレベルの信号を出力しているので、ＭＯＳＦＥＴ５６がオフ、ＭＯＳＦＥＴ５８がオンとなる。これにより、制御電源電圧可変回路５４は、降圧コンバータ回路６４によって電源電圧ＶＣＣから降圧レベルまで降圧された電圧を制御電源電圧Ｖｃｃとして出力する。
　したがって、制御電源電圧Ｖｃｃが降圧レベルまで低下した状態では、コレクタ電流Ｉｃのように、高い電流値からの急激な遮断または高レベルのノイズの混入があって、時刻ｔ１にて高いゲート電圧Ｖｇが入力されて再度短絡電流が流れる誤動作が発生することがある。このような場合でも、制御ＩＣ２０は、時刻ｔ０以降と同様の振る舞いをしようとする。
　このとき、制御電源電圧Ｖｃｃが降圧レベルまで低下されていることによって、ゲート電圧Ｖｇがオン時の充電電圧Ｖｇｃｈ１から充電電圧Ｖｇｃｈ２まで低下される。これにより、ゲート電圧Ｖｇを低い充電電圧Ｖｇｃｈ２から短い時間で低下することができるので、安定した保護動作が可能となる。また、コレクタ電流Ｉｃのピーク電流ＩｃＰ１も、ピーク電流ＩｃＰ２までの低減が可能となる。
　その後、短絡検出状態が遅延回路５２によって設定された遅延時間ｔｄＡＳＣを超えて継続すると、遅延回路５２は、Ｈレベルの信号を出力する。この信号は、オア回路４４を介してプリドライバ２４およびアラーム出力回路４６に入力される。プリドライバ２４は、ソフト遮断回路２８にソフト遮断を指示し、アラーム出力回路４６は、ＡＥ端子を介して外部へ異常発生を通知する。
　ソフト遮断回路２８によるソフト遮断において、ゲート電圧Ｖｇは、ＮＬＵ回路３０で保持されていたゲート電圧ＶｇＮＬＵから徐々に低下していって、ＩＧＢＴ１０を徐々に遮断する。
　なお、制御電源電圧可変回路５４では、降圧コンバータ回路６４による制御電源電圧Ｖｃｃの降圧レベルを電源電圧低下検出保護回路６８の基準電圧源８２による保護閾値よりも高く設定している。しかし、降圧コンバータ回路６４による降圧レベルを基準電圧源８２による保護閾値以下に設定することもできる。この場合、制御電源電圧Ｖｃｃを降圧したことによってゲート電圧Ｖｇが充電電圧Ｖｇｃｈ２まで低下する効果でも再短絡を防止することができないときに、電源電圧低下検出保護回路６８によって確実に短絡保護をすることができる。
　以上、実施の形態に基づき、本発明の電圧制御型半導体素子の駆動装置の一観点について説明してきたが、これらは一例にすぎず、上記の記載に限定されるものではない。
　上記については単に本発明の原理を示すものである。さらに、多数の変形、変更が当業者にとって可能であり、本発明は上記に示し、説明した正確な構成および応用例に限定されるものではなく、対応するすべての変形例および均等物は、添付の請求項およびその均等物による本発明の範囲とみなされる。
　１０　ＩＧＢＴ
　１２　ＦＷＤ
　２０　制御ＩＣ
　２２　入力信号検出回路
　２４　プリドライバ
　２６　ＩＧＢＴ駆動回路
　２８　ソフト遮断回路
　３０　ＮＬＵ回路
　３２，３４　センス抵抗
　３６　ツェナーダイオード
　３８　過電流検出用比較器
　４０　基準電圧源
　４２　遅延回路
　４４　オア回路
　４６　アラーム出力回路
　４８　短絡検出用比較器
　５０　基準電圧源
　５１　短絡電流検出回路
　５２　遅延回路
　５４　制御電源電圧可変回路
　５６，５８　ＭＯＳＦＥＴ
　６０，６２　インバータ回路
　６４　降圧コンバータ回路
　６６　タイマ回路
　６８　電源電圧低下検出保護回路
　７０，７２，７４　抵抗
　７６，７８　スイッチ
　８０　比較器
　８２　基準電圧源
　８４　遅延回路

Claims (6)

  1. 　電圧制御型半導体素子の駆動装置において、
    　前記電圧制御型半導体素子の短絡電流を検出する短絡電流検出回路と、
    　前記短絡電流検出回路が短絡電流を検出したときに所定の長さの時間を表す時間設定信号を出力するタイマ回路と、
    　電源端子に印加された電源電圧を受けて前記タイマ回路から前記時間設定信号を受けている期間だけ前記電源電圧より低い電圧に低下させた降圧電圧を制御電源電圧として出力する制御電源電圧可変回路と、
    　を備えている、電圧制御型半導体素子の駆動装置。
  2. 　前記制御電源電圧可変回路は、前記タイマ回路から前記時間設定信号を受けていないときオンされて前記電源電圧を前記制御電源電圧として出力し、前記時間設定信号を受けたときオフされる第１スイッチ素子と、前記時間設定信号を受けていないときオフされ、前記時間設定信号を受けたときオンされる第２スイッチ素子と、前記第２スイッチ素子がオンしたとき前記電源電圧を降圧し、降圧した電圧を前記制御電源電圧として出力する降圧コンバータ回路とを有する、請求項１記載の電圧制御型半導体素子の駆動装置。
  3. 　前記タイマ回路が出力する前記時間設定信号は、前記短絡電流検出回路が短絡電流を検出して前記電圧制御型半導体素子のゲート電圧が低下を開始してから再度短絡電流を検出したときの前記電圧制御型半導体素子のゲート電圧が０になるまでの期間よりも長い時間に設定されている、請求項１記載の電圧制御型半導体素子の駆動装置。
  4. 　前記短絡電流検出回路は、短絡電流を検出したときにノンラッチアップ回路により短絡電流を抑え込むように前記電圧制御型半導体素子のゲート電圧を制御し、短絡電流を検出してから所定時間後にソフト遮断回路により前記ゲート電圧を徐々に低下させる、請求項１記載の電圧制御型半導体素子の駆動装置。
  5. 　前記電源電圧の低下を検出して前記電圧制御型半導体素子のゲート電圧を徐々に低下させる信号を出力する電源電圧低下検出保護回路を備えている、請求項１記載の電圧制御型半導体素子の駆動装置。
  6. 　前記制御電源電圧可変回路は、前記降圧電圧の降圧レベルを前記電源電圧低下検出保護回路が前記電源電圧の低下を検出する閾値以下に設定した、請求項５記載の電圧制御型半導体素子の駆動装置。
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