WO2022054357A1 - 電力変換装置 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a power conversion device, and more particularly to an estimation of an induced voltage coefficient that controls the drive of a magnet motor.
- Patent Document 1 estimates the induced voltage coefficient of a magnet motor based on a voltage command value, a current detection value, an electric circuit constant, and a frequency estimation value for a power converter with respect to high-precision control of the magnet motor. The technology is disclosed.
- the control method disclosed in Patent Document 1 is a voltage command value (v ⁇ , v ⁇ ) of the DC amount of the ⁇ -axis component of the magnetic flux axis and the ⁇ -axis component of the torque axis, and current detection (i ⁇ , i ⁇ ).
- the electric circuit constants of the magnet motor resistance R, d-axis inductance L d , q-axis inductance L q
- the induced voltage coefficient ⁇ is estimated based on the equation (1).
- equation (1) is affected by the voltage drop of the inductance (w 1 L q i ⁇ and w 1 L di ⁇ ), and the estimation accuracy of the induced voltage coefficient due to the setting error of the inductances L d and L q May deteriorate.
- An object of the present invention is to provide a power conversion device that realizes highly accurate control characteristics by estimating an induced voltage coefficient that controls a magnet motor without rotary auto-tuning.
- a preferred aspect of the present invention makes it possible to estimate the induced voltage coefficient of the magnet motor using active power or reactive power during the actual operation of the magnet motor.
- a preferred embodiment of the present invention is a power conversion device that controls a magnet motor. The first electric power is calculated based on the output voltage and the output current of the magnet motor. The second power is calculated based on the electric circuit constant, current command, output frequency and induced voltage coefficient of the magnet motor. The induced voltage coefficient is estimated so that the first power follows the second power, and the induced voltage coefficient is estimated.
- a power conversion device that controls the drive of the magnet motor according to the induced voltage coefficient is disclosed.
- the present invention by estimating the induced voltage coefficient of the magnet motor during actual operation, it is possible to realize highly accurate control characteristics without adjusting the electric circuit constant of the magnet motor.
- FIG. 1 The figure which shows the structural example of the power conversion apparatus which concerns on Example 1.
- the figure which shows the control characteristic when the power conversion device by the comparative example is used.
- the figure which shows the control characteristic when the power conversion apparatus by Example 1 is used.
- FIG. 1 The figure which shows the structural example of the power conversion apparatus which concerns on Example 1.
- Example 5 The figure which shows an example of the estimation calculation part of the induced voltage coefficient which concerns on Example 5.
- FIG. 1 shows a configuration example of the power conversion device according to the first embodiment.
- the power conversion device 1 includes a magnet motor 10, a power converter 2, a DC power supply 3, a current detector 4, a coordinate conversion unit 5, a speed control calculation unit 6, an estimation calculation unit 7 for an estimated induced voltage coefficient, and a vector control calculation unit 8. , A frequency / phase estimation calculation unit 9, and a coordinate conversion unit 11.
- the magnet motor 1, the power conversion device 2, the DC power supply 3, and the current detector 4 are composed of hardware, and the other components 5 to 11 are programmed in one or more processing units (CPUs). It is a function (software function) realized by execution.
- the constituent parts 5 to 11 may be simply referred to as a control unit or a controller.
- the magnet motor 10 outputs a motor torque that is a combination of a torque component due to the magnetic flux of the permanent magnet and a torque component due to the inductance of the armature winding.
- the power converter 2 inputs three-phase AC voltage command values v u * , v v * , v w * , and outputs a voltage value proportional to the voltage command values v u * , v v * , v w * .
- the output voltage value and the output frequency value of the magnet motor 10 are variably controlled.
- the DC power supply 3 supplies a DC voltage to the power converter 2.
- the current detector 4 detects the three-phase alternating currents i u , i v , and i w of the magnet motor 10, and outputs the detected values i uc , i vc , and i w c.
- the coordinate conversion unit 5 has three-phase alternating currents i u , i v , i w detected values i uc , i vc , i w c, and phase estimated values ⁇ dc to d-axis and q-axis current detected values i dc , Output i qc .
- the speed control calculation unit 6 calculates the torque command value ⁇ * based on the frequency command value ⁇ r * and the frequency estimation value ⁇ r ⁇ , and outputs the q-axis current command value i q * by dividing by the torque coefficient. do.
- the estimation calculation unit 7 of the induced voltage coefficient has voltage command values v dc ** , v qc ** , current detection values i dc , i qc , current command values i dc * , i qc * , and frequency on the d-axis and q-axis. Based on the estimated value ⁇ r ⁇ , the estimated value K e ** of the induced voltage coefficient is calculated and output.
- the vector control calculation unit 8 estimates the induced voltage coefficient K e ** , the current command values i d * , i q * on the d-axis and the q-axis, the current command values i dc , i qc , and the frequency estimation that becomes the output frequency. Based on the value ⁇ r ⁇ , the calculated d-axis and q-axis voltage command values v dc ** and v qc ** are output.
- the frequency / phase estimation calculation unit 9 has voltage command values v dc ** , v qc ** , q-axis inductance value L q * , frequency estimation value ⁇ r ⁇ , and current for the control axes d c axis and q c axis.
- the estimated value of the phase error ⁇ ⁇ which is the deviation between the rotation phase estimated value ⁇ dc of the power converter 2 and the actual rotation phase ⁇ d , is obtained.
- the calculation is performed, and the frequency estimation value ⁇ r ⁇ and the phase estimation value ⁇ dc are output based on this estimation value.
- the coordinate conversion unit 11 converts the voltage command values v dc * , v qc ** for the d-axis and the q-axis, and the voltage command values v u * , v v * , v w * for the three-phase AC from the phase estimation value ⁇ dc . Output.
- the speed control calculation unit 6 performs the torque command ⁇ * and the current command value of the q-axis according to the equation (2) by proportional control and integral control so that the frequency estimated value ⁇ r ⁇ follows the frequency command value ⁇ r * . Calculate i q * .
- K sp proportional gain of velocity control
- K si integral gain of velocity control
- P m pole logarithm
- the vector control calculation unit 8 has a resistance set value R * , which is an electric circuit constant of the magnet motor 10, a d-axis inductance set value L d * , a q-axis inductance set value L q * , and an induced voltage.
- R * resistance set value
- K e * coefficient values K e * , d-axis and q-axis current command values i d * , i q * and the frequency estimation value ⁇ r ⁇
- the voltage reference values v for the d-axis and q-axis according to equation (3). Outputs dc * and v qc * .
- K pd proportional gain of d-axis current control
- K id integrated gain of d-axis current control
- K pq proportional gain of q-axis current control
- K iq integrated gain of q-axis current control
- the voltage command values v dc ** and v qc ** on the d-axis and the q-axis are calculated.
- the equation (6) is based on the voltage command values v dc ** , v qc ** , current detection values i dc , i qc of the d-axis and q-axis, and the electric circuit constants of the magnet motor 10. ),
- the phase error estimated value ⁇ c is calculated, the frequency estimated value ⁇ r ⁇ is calculated according to the equation (7), and the phase estimated value ⁇ dc is calculated according to the equation (8).
- Kp pll proportional gain of PLL control
- Ki pll integrated gain of PLL control
- FIG. 2 shows a configuration example of the estimation calculation unit 7 of the induced voltage coefficient in the first embodiment.
- the initial value 71 of the coefficient of the induced voltage is K e * .
- the first active power calculation unit 72 uses the equations (d-axis and q-axis voltage command values v dc ** and v qc ** and the d-axis and q-axis current detection values i dc and i qc . According to 9), the first active power P c is calculated.
- the output of the first power calculation unit 72 is passed through the absolute value calculation unit 73, and the absolute value
- the second active power calculation unit 74 has current command values i d * , i q * , frequency estimation value ⁇ r ⁇ , and electric circuit constants of the magnet motor 10, R, L d , and L q for the d-axis and q-axis. And, using the estimated value K e ** of the induced voltage coefficient, the second active power P c ⁇ is calculated according to the equation (10).
- the output of the second power calculation unit 74 is passed through the absolute value calculation unit 75 to calculate the absolute value
- the PI control unit 76 sets P (proportional) + I (so that the absolute value
- the low-pass filter (LPF) 77 has a gain with a time constant of T, a correction value ⁇ K e0 * of the induced voltage coefficient is input, and a correction value ⁇ K e * is output. Using the correction value ⁇ K e * and the initial value K e * of the induced voltage coefficient, the estimated value K e ** of the induced voltage coefficient is calculated according to Eq. (11).
- the voltage command values v dc * and v qc * on the d-axis and the q-axis and the current detection values i dc and i q c are used, and the set value K e * of the induced voltage coefficient is obtained by the equation (9).
- the estimated value K e ** of the induced voltage coefficient is automatically adjusted so that the absolute value
- the control characteristics can be improved with high accuracy.
- FIG. 4 shows the control characteristics according to this embodiment.
- the estimation calculation unit 7 of the induced voltage coefficient is operated, and the same load torque as in the comparative example of FIG. 3 is given. Since the induced voltage coefficient K e is estimated with high accuracy (K e ⁇ K e ** ), the frequency deviation ( ⁇ r / 2p- ⁇ r ⁇ / 2p) is small even in the D region in the figure, and it is highly accurate. It can be seen that there are control characteristics.
- the voltage detector 21 and the current detector 22 are connected to the power conversion device 1 that drives the magnet motor 10, and the encoder 23 is attached to the shaft of the magnet motor 10. Further, for example, a personal computer (PC) is connected to the voltage detector 21, the current detector 22, and the encoder 23, each of these detected values is acquired, and the program is executed for processing. This processing mainly executes the processing of the calculation unit 24 of the vector voltage / current component and the processing of the calculation unit 25 according to the equation 12.
- the calculation unit 24 of the vector voltage / current component has the voltage detection value (v uc , v vc , v wc ) of the three-phase AC, which is the output of the voltage detector 21, and the current detection value (i uc ,) of the three-phase AC.
- i vc , i wc accepting the position ⁇ that is the output of the encoder, calculate the detected value ⁇ rc that differentiates the position ⁇ from v dc and v qc of the vector voltage component and i dc and i qc of the vector current component. do.
- the calculation unit 25 calculates the estimated value K e ⁇ of the induced voltage coefficient using the equation (12).
- an encoder may be attached to the magnet motor 10 to detect the frequency ⁇ rc .
- FIG. 6 shows an example of the estimation calculation unit 7 of the induced voltage coefficient.
- the gains (K p , K i ) of the proportional control and the integral control are set as fixed values in the estimation calculation unit 7 of the induced voltage coefficient.
- the gain (K p , K i ) is changed according to the frequency estimation value ⁇ r ⁇ and the current command value i q * on the q axis.
- the induced voltage coefficient estimation calculation unit 7 shown in FIG. 6 has the same configuration as the induced voltage coefficient estimation calculation unit 7 of the first embodiment (FIG. 2).
- the input value and the output value of the PI control 762 are different from those of the first embodiment, but the other components are the same as those of FIG.
- the gains (K p , K i ) of the proportional control and the integral control are changed in substantially proportional to the frequency estimated value ⁇ r ⁇ and the current command value i q * on the q axis. Then, the absolute value
- highly accurate control characteristics can be realized in a shorter time even in the low speed range to the high speed range and from the light load to the heavy load.
- FIG. 7 shows an example of the estimation calculation unit 7 of the induced voltage coefficient.
- the first active power P c is calculated from the d-axis and q-axis voltage command values v dc ** and v qc ** and the current detection values i dc and i q c.
- the active power P c is calculated by using the amplitude value V 1 * of the voltage command of the three-phase AC, the amplitude value i 1 of the current detection, and the cosine signal of the phase ⁇ vi .
- the induced voltage coefficient estimation calculation unit 7 shown in FIG. 7 has the same configuration as the induced voltage coefficient estimation calculation unit 7 of the first embodiment (FIG. 2).
- the calculation in the first active power calculation unit 723 is different from that of the first embodiment, but the other components are the same as those in FIG. That is, in the first active power calculation unit 723 of FIG. 7, the amplitude value V 1 * of the voltage command of the three-phase AC is given by Eq. (13), the amplitude value i 1 of the current detection value is given by Eq. (14), and the phase.
- the ⁇ vi is obtained from the equation (15), and the active power P c is calculated using the equation (16).
- FIG. 8 shows an example of the estimation calculation unit 7 of the induced voltage coefficient.
- the first active power P c is calculated from the d-axis and q-axis voltage command values v dc ** and v qc ** and the current detection values i dc and i q c, but in the fourth embodiment.
- the active power P c is calculated using the DC voltage value E DC and the DC current value I DC of the power converter 3.
- the induced voltage coefficient estimation calculation unit 7 shown in FIG. 8 has the same configuration as the induced voltage coefficient estimation calculation unit 7 of the first embodiment (FIG. 2).
- the calculation in the first active power calculation unit 724 is different from that of the first embodiment, but the other components are the same as those in FIG. That is, in the first active power calculation unit 724 of FIG. 8, the first active power based on the equation (17) is used by using the DC voltage detection value E DC and the DC current detection value I DC of the power converter 2. Calculate P c .
- high-precision control characteristics can be realized as in the first embodiment.
- FIG. 9 shows an example of the estimation calculation unit 7 of the induced voltage coefficient.
- two active powers the first and the second, are used, but in the fifth embodiment, two active powers are used.
- the induced voltage coefficient estimation calculation unit 7 shown in FIG. 9 has the same configuration as the induced voltage coefficient estimation calculation unit 7 of the first embodiment (FIG. 2).
- the operations in the first ineffective power calculation unit 725 and the second ineffective power calculation unit 745 are different from those in the first active power calculation unit 72 and the second active power calculation unit 74 in the first embodiment, but other than that.
- the constituent parts of the above are the same as those in FIG. That is, the first reactive power calculation unit 725 formulates the first reactive power Q c using the voltage command values v dc * and v qc * on the d-axis and the q-axis and the current detection values i dc and i q c. Calculate according to (18).
- the output of the first reactive power calculation unit 725 is passed through the absolute value calculation unit 73, and the absolute value
- the second reactive power calculation unit 745 has d-axis and q-axis current command values i dc * , i qc * , frequency estimation value ⁇ r ⁇ , and electrical circuit constants of the magnet motor 10, R, L d , and L q . And, using the estimated value K e ** of the induced voltage coefficient, the second reactive power Q c ⁇ is calculated according to the equation (19).
- the output of the second reactive power calculation unit 745 is passed through the absolute value calculation unit 75, and the absolute value of the second reactive power Q c ⁇
- the PI control unit 76 sets P (proportional) + I so that the absolute value
- the LPF77 has a gain whose time constant is T, a correction value ⁇ K e0 * of the induced voltage coefficient is input, and the correction value ⁇ K e * is calculated.
- the estimated value K e ** of the induced voltage coefficient is calculated according to Eq. (11).
- the induced voltage coefficient is set so that the absolute value
- FIG. 10 shows an example of the estimation calculation unit 7 of the induced voltage coefficient.
- the calculation of the reactive power is performed.
- the first reactive power Q c is calculated from the voltage command values v dc ** and v qc ** of the d-axis and the q-axis and the current detection values i dc and i q c, but in the sixth embodiment.
- the reactive power Q c is calculated using the amplitude value V 1 * of the voltage command of the three-phase AC, the amplitude value i 1 of the current detection, and the phase ⁇ vi .
- the induced voltage coefficient estimation calculation unit 7 shown in FIG. 10 has the same configuration as the induced voltage coefficient estimation calculation unit 7 of the fifth embodiment (FIG. 9).
- the calculation in the first reactive power calculation unit 726 is different from that in the first reactive power calculation unit 725 in the fifth embodiment, but the other components are the same as those in FIG.
- the amplitude value V 1 * of the voltage command of the three-phase AC is calculated by the equation (13), and the amplitude value i 1 of the current detection value is calculated by the equation (14). Then, the phase ⁇ vi is calculated by the equation (20) using the sine signal.
- FIG. 11 shows an example of the estimation calculation unit 7 of the induced voltage coefficient.
- a method of calculating active power and a method of calculating ineffective power are used in Examples 4 to 5, but in Example 7, an ineffective power method is used in a low speed range and an active power method is used in a high speed range. Is used to switch between the two.
- the electromotive force coefficient estimation calculation unit 7112 corresponds to the induced voltage coefficient estimation calculation unit 7 in the first embodiment (FIG. 2)
- the electromotive force coefficient estimation calculation unit 7114 corresponds to the fifth embodiment (FIG. 9).
- FIG. 11 shows the first active power calculation unit 72 and the second active power calculation unit 74, and the first reactive power calculation unit 725 and the second reactive power calculation in the estimation calculation unit 7 of the induced voltage coefficient.
- the part 745 is shown mainly, and the other constituent parts are not shown.
- the changeover switch 716 estimates the induced voltage coefficient so as to select the output signal of the electromotive voltage coefficient estimation calculation unit 7114 in the low speed range and the output signal of the electromotive voltage coefficient estimation calculation unit 7112 in the medium and high speed range. Output as the value K e ** .
- this switching operation for example, using the electric circuit constant of the magnet motor 10 and the frequency estimation value ⁇ r ⁇ , if the equation (21) is satisfied, it is determined to be in the medium-high speed range, and if it is not satisfied, it is determined to be in the low-speed range. You can do it with.
- the low speed region can be made less sensitive to the resistance setting error (that is, the resistance is not included in the equation (19)).
- the sensitivity to the inductance setting error can be reduced (that is, the difference in inductance (L d * -L q * ) in equation (10) becomes small). This makes it possible to realize highly accurate control characteristics in the entire speed range.
- FIG. 12 is a block diagram of the power conversion device according to the eighth embodiment.
- Examples 1 to 7 are examples of calculating the electric power and estimating the induced voltage coefficient.
- the eighth embodiment is an example of estimating the temperature of the magnet motor 1.
- a rotor temperature estimation calculation unit 121 and a higher-level controller 122 such as a PLC (programmable logic controller) or IOT that manages the state of the magnet motor are added.
- PLC programmable logic controller
- IOT programmable logic controller
- the rotor temperature estimation calculation unit 121 calculates the rotor temperature estimation value Temp (° C) of the magnet motor 1 using the estimated value K e ** of the induced voltage coefficient using the equation (27).
- the induced voltage coefficient at a temperature of 20 ° C is set to K e 0 .
- the temperature estimation value Temp is fed back to the controller 122, and the controller 122 determines the optimum pattern of the torque current command id * and the excitation current command using the equation (28).
- high-precision control characteristics can be realized as in the first embodiment.
- Example 9 shows an example in which the power conversion device according to Examples 1 to 8 is applied to a magnet motor drive system.
- This magnet motor drive system has a power conversion device 1 and an induction motor 1 driven by the power conversion device 1.
- a terminal 31 such as a personal computer (PC) 311 or a tablet 312 or a smartphone 313 is connected to the power conversion device 1.
- the response frequency or control gain (proportional gain 26, integral) of the control set in the proportional control or the integral control is stored.
- the gain 27 is set. Since the terminal 31 controls the power conversion device 1, it may be said to be a higher-level device.
- the proportional gain 26 and the integrated gain 27 of the power conversion device 1 can be set and changed according to an instruction from the terminal 31. In another example, the proportional gain 26 and the integrated gain 27 of the power conversion device 1 can be set and changed according to the instruction of the digital operator 112 of the power conversion device 1.
- the proportional gain 26 and the integrated gain 27 can be set on a fieldbus such as a PLC, a local area network connected to a computer, or an IOT controller.
- a fieldbus such as a PLC, a local area network connected to a computer, or an IOT controller.
- FIG. 13 shows the power conversion device 1 (FIG. 1) according to the first embodiment, it may be according to the second to sixth embodiments.
- Examples 1 to 8 described above can be further modified in various ways. Hereinafter, some modification examples will be described.
- the current detection values i dc and i qc are used for the equation (9) which is the first active power Pc and the equation (18) which is the first reactive power Qc.
- Current command values i d * and i q * may be used.
- the current command values i d * and i q * were used for the equation (10) which is the second active power Pc ⁇ and the equation (19) which is the second reactive power Qc ⁇ , but the current detection value i You may use dc and i qc .
- voltage correction values ⁇ v dc and ⁇ v qc are created from the current command values i d * and i q * and the current detection values i dc and i q c , and the voltage correction values and vector control are controlled.
- the calculation shown in the equation (3) for adding the voltage reference value is performed, but the current command values i d * and i q * and the current detection values i dc and i q c are used in the equation (22) used for the vector control calculation. Even if the intermediate current command values i d ** and i q ** shown are created and the vector control operation shown in Eq. (23) is performed using the frequency estimation value ⁇ r ⁇ and the electric circuit constant of the magnet motor 10. good.
- K pd1 proportional gain of d-axis current control
- K id1 integrated gain of d-axis current control
- K pq1 q-axis current control proportional gain
- K iq1 q-axis current control integrated gain
- T d d Axis electrical time constant (L d / R)
- T q q Axis electrical time constant (L q / R)
- the voltage correction values ⁇ v d_p * and d of the d-axis proportional calculation component used for the vector control calculation create the voltage correction value ⁇ v d_i * of the integral calculation component of the axis, the voltage correction value ⁇ v q_p * of the proportional calculation component of the q axis, and the voltage correction value ⁇ v q_i * of the integral calculation component of the q axis by Eq.
- the vector control operation may be performed by the equation (25) using the value estimation ⁇ r ⁇ and the electric circuit constant of the magnet motor 10.
- K pd2 proportional gain of d-axis current control
- K id2 integrated gain of d-axis current control
- K pq2 proportional gain of q-axis current control
- K iq2 integrated gain of q-axis current control
- the vector control operation may be performed by.
- the frequency / phase estimation calculation unit 9 calculates the frequency estimation value by the equation (7), but the magnet motor 10 is equipped with an encoder and the frequency detection value is calculated from the encoder signal. Is also good.
- the power conversion device 1 includes a magnet motor 10, a power conversion device 2, a DC power supply 3, and a current detector 4 composed of hardware, and other components 5 to 10 are composed of hardware.
- a part or all of other constituent parts 5 to 10 may be configured by hardware.
- the switching element constituting the power converter 2 is a Si (silicon) semiconductor element, it is wide such as SiC (silicon carbide) or GaN (gallum nitride). It may be a bandgap semiconductor element.
- power conversion having highly accurate control characteristics is performed by using active power and reactive power without adjusting the electric circuit constant of the magnet motor set in the controller.
- the device can be realized.
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Abstract
回転型オートチューニング無しに、磁石モータの誘起電圧係数を推定することで、高精度な制御特性を実現する。 磁石モータの出力電圧と出力電流を基に第1の電力Pcを算出し、磁石モータの電気回路定数、電流指令、出力周波数および誘起電圧係数を基に第2の電力Pc
^を算出する。算出された第1の電力が第2の電力を追従するように誘起電圧係数を推定して、その誘起電圧係数に従って磁石モータの駆動を制御する。
Description
本発明は、電力変換装置に係り、特に、磁石モータの駆動を制御する誘起電圧係数の推定に関する。
永久磁石を用いたモータを高効率にセンサレス制御する電力変換装置が知られている。例えば、特許文献1には、磁石モータの高精度な制御に関して、電力変換器への電圧指令値、電流検出値、電気回路定数および周波数推定値に基づいて、磁石モータの誘起電圧係数を推定する技術が開示されている。
特許文献1に開示された制御方法は、磁束軸のγ軸成分と、トルク軸のδ軸成分の直流量の電圧指令値(vγ,vδ)と、電流検出(iγ,iδ)と、磁石モータの電気回路定数(抵抗R、d軸インダクタンスLd、q軸インダクタンスLq)とを用いて、式(1)に基づき、誘起電圧係数Φを推定する。
ここで、式(1)にはインダクタンスの電圧降下分(w1Lqiδおよびw1Ldiγ)の影響が入り、インダクタンスLd、Lqの設定誤差による誘起電圧係数の推定精度が劣化することが考えられる。
この推定精度の劣化を防ぐために、磁石モータを無負荷状態で回転させて、誘起電圧係数の調整を行なう必要がある。この調整を回転型オートチューニング(A.T)という。この調整作業は、顧客の機械装置に磁石モータを据付ける前に実施しなければならず、結果的に作業時間が増加することになる。
本発明の目的は、回転型オートチューニング無しに、磁石モータを制御する誘起電圧係数を推定することで、高精度な制御特性を実現する電力変換装置を提供することにある。
上記課題を解決するために、本発明の好ましい一側面は、磁石モータの実運転中に、有効電力または無効電力を用いて、磁石モータの誘起電圧係数を推定することを可能にする。
本発明の好ましい実施例は、磁石モータを制御する電力変換装置であって、
該磁石モータの出力電圧と出力電流を基に第1の電力を算出し、
該磁石モータの電気回路定数、電流指令、出力周波数および誘起電圧係数を基に第2の電力を算出し、
前記第1の電力が前記第2の電力を追従するように前記誘起電圧係数を推定し、
前記誘起電圧係数に従って前記磁石モータの駆動を制御する電力変換装置、が開示される。
本発明の好ましい実施例は、磁石モータを制御する電力変換装置であって、
該磁石モータの出力電圧と出力電流を基に第1の電力を算出し、
該磁石モータの電気回路定数、電流指令、出力周波数および誘起電圧係数を基に第2の電力を算出し、
前記第1の電力が前記第2の電力を追従するように前記誘起電圧係数を推定し、
前記誘起電圧係数に従って前記磁石モータの駆動を制御する電力変換装置、が開示される。
本発明によれば、実運転中に磁石モータの誘起電圧係数を推定することで、磁石モータの電気回路定数の調整無しに、高精度な制御特性を実現することができる。
以下、図面を用いて、幾つかの好ましい実施例を詳細に説明する。なお、各図における共通の構成については同一の参照番号を付してある。また、以下に説明する各実施例は例示であって、これらの実施例に限定されるものではない。
図1は、実施例1に係る電力変換装置の構成例を示す。
電力変換装置1は、磁石モータ10、電力変換器2、直流電源3、電流検出器4、座標変換部5、速度制御演算部6、推定誘起電圧係数の推定演算部7、ベクトル制御演算部8、周波数・位相推定演算部9、座標変換部11を有して構成される。好ましい例では、磁石モータ1、電力変換装器2、直流電源3、電流検出器4はハードウェアで構成され、他の構成部位5~11は、1または複数の処理装置(CPU)においてプログラムの実行により実現される機能(ソフトウェア機能)である。構成部位5~11を、単に制御部またはコントローラと言うことがある。
電力変換装置1は、磁石モータ10、電力変換器2、直流電源3、電流検出器4、座標変換部5、速度制御演算部6、推定誘起電圧係数の推定演算部7、ベクトル制御演算部8、周波数・位相推定演算部9、座標変換部11を有して構成される。好ましい例では、磁石モータ1、電力変換装器2、直流電源3、電流検出器4はハードウェアで構成され、他の構成部位5~11は、1または複数の処理装置(CPU)においてプログラムの実行により実現される機能(ソフトウェア機能)である。構成部位5~11を、単に制御部またはコントローラと言うことがある。
ここで、磁石モータ10は、永久磁石の磁束によるトルク成分と電機子巻線のインダクタンスによるトルク成分を合成したモータトルクを出力する。
電力変換器2は、3相交流の電圧指令値vu *、vv *、vw *を入力し、電圧指令値vu *、vv *、vw *に比例した電圧値を出力し、磁石モータ10の出力電圧値と出力周波数値を可変制御する。直流電源3は、電力変換器2に直流電圧を供給する。
電力変換器2は、3相交流の電圧指令値vu *、vv *、vw *を入力し、電圧指令値vu *、vv *、vw *に比例した電圧値を出力し、磁石モータ10の出力電圧値と出力周波数値を可変制御する。直流電源3は、電力変換器2に直流電圧を供給する。
電流検出器4は、磁石モータ10の3相の交流電流iu、iv、iwを検出し、検出値であるiuc、ivc、iwcを出力する。なお、電流検出器4は、誘導モータ1の3相の内の2相、例えばu相とw相の交流電流を検出し、交流条件(iu+iv+iw=0)から、v相の交流電流を、iv=-(iu+iw)として求めてもよい。
座標変換部5は、3相の交流電流iu、iv、iwの検出値iuc、ivc、iwcと、位相推定値θdcからd軸およびq軸の電流検出値idc、iqcを出力する。
速度制御演算部6は、周波数指令値ωr *と周波数推定値ωr ^に基づいてトルク指令値τ*を演算し、トルク係数で除算することよりq軸の電流指令値iq *を出力する。
速度制御演算部6は、周波数指令値ωr *と周波数推定値ωr ^に基づいてトルク指令値τ*を演算し、トルク係数で除算することよりq軸の電流指令値iq *を出力する。
誘起電圧係数の推定演算部7は、d軸およびq軸の電圧指令値vdc
**、vqc
**、電流検出値idc、iqc、電流指令値idc
*、iqc
*、周波数推定値ωr
^に基づいて、誘起電圧係数の推定値Ke
**を演算して、出力する。
ベクトル制御演算部8は、誘起電圧係数の推定値Ke
**、d軸およびq軸の電流指令値id
*、iq
*、電流指令値idc、iqc、出力周波数となる周波数推定値ωr
^に基づいて、演算したd軸およびq軸の電圧指令値vdc
**、vqc
**を出力する。
周波数・位相推定演算部9は、制御軸であるdc軸およびqc軸の電圧指令値vdc
**、vqc
**、q軸インダクタンス値Lq
*、周波数推定値ωr
^、電流検出値idc、iqcおよび永久磁石モータ10の電気回路定数を用いて、電力変換器2の回転位相推定値θdcと実際の回転位相θdとの偏差である位相誤差Δθの推定値を演算して、この推定値に基づいて周波数推定値ωr
^と位相推定値θdcを出力する。
座標変換部11は、d軸とq軸の電圧指令値vdc *、vqc **と、位相推定値θdcから3相交流の電圧指令値vu *、vv *、vw *を出力する。
座標変換部11は、d軸とq軸の電圧指令値vdc *、vqc **と、位相推定値θdcから3相交流の電圧指令値vu *、vv *、vw *を出力する。
最初に、本実施例の特徴である誘起電圧係数の推定演算部7を用いた場合のセンサレスベクトル制御方式の基本動作について説明する。
速度制御演算部6は、周波数指令値ωr *に周波数推定値ωr ^が追従するように、比例制御と積分制御により、式(2)に従い、トルク指令τ*とq軸の電流指令値iq *を演算する。
速度制御演算部6は、周波数指令値ωr *に周波数推定値ωr ^が追従するように、比例制御と積分制御により、式(2)に従い、トルク指令τ*とq軸の電流指令値iq *を演算する。
ベクトル制御演算部8は、第1に、磁石モータ10の電気回路定数である抵抗の設定値R*、d軸インダクタンスの設定値Ld
*、q軸のインダクタンスの設定値Lq
*、誘起電圧係数の値Ke
*、d軸およびq軸の電流指令値id
*、iq
*と周波数推定値ωr
^を用いて、式(3)に従い、d軸およびq軸の電圧基準値vdc
*、vqc
*を出力する。
第2に、d軸およびq軸の電流指令値id
*、iq
*に各成分の電流検出値idc、iqcが追従するように、比例制御と積分制御により、式(4)に従い、d軸およびq軸の電圧補正値Δvdc、Δvqcを演算する。
ここで、
Kpd:d軸の電流制御の比例ゲイン、Kid:d軸の電流制御の積分ゲイン
Kpq:q軸の電流制御の比例ゲイン、Kiq:q軸の電流制御の積分ゲイン
Kpd:d軸の電流制御の比例ゲイン、Kid:d軸の電流制御の積分ゲイン
Kpq:q軸の電流制御の比例ゲイン、Kiq:q軸の電流制御の積分ゲイン
さらに、式(5)に従い、d軸およびq軸の電圧指令値vdc
**、vqc
**を演算する。
周波数・位相演算部9では、d軸およびq軸の電圧指令値vdc
**、vqc
**、電流検出値idc、iqcと磁石モータ10の電気回路定数に基づいて、式(6)に従い位相誤差推定値Δθcを演算し、式(7)に従い周波数推定値ωr
^を演算し、式(8)に従い位相推定値θdcを演算する。
図2は、実施例1における誘起電圧係数の推定演算部7の構成例を示す。
誘起電圧の係数の初期値71は、Ke
*である。第1の有効電力演算部72は、d軸およびq軸の電圧指令値vdc
**、vqc
**と、d軸およびq軸の電流検出値idc、iqcを用いて、式(9)に従い、第1の有効電力Pcを演算する。
力行/回生の両方の運転モードに対応するため、第1の電力演算部72の出力を絶対値演算部73に通して、第1の有効電力Pcの絶対値|Pc|を演算する。
第2の有効電力演算部74は、d軸およびq軸の電流指令値id
*、iq
*、周波数推定値ωr
^、磁石モータ10の電気回路定数であるR、Ld、Lqと、誘起電圧係数の推定値Ke
**を用いて、式(10)に従い、第2の有効電力Pc
^を演算する。
力行/回生の両方の運転モードに対応するため、第2の電力演算部74の出力を絶対値演算部75に通して、第2の有効電力Pc
^の絶対値|Pc
^|を演算する。
PI制御部76は、第1の有効電力Pcの絶対値|Pc|が第2の有効電力Pc
^の絶対値|Pc
^|に追従するように、P(比例)+I(積分)制御を行い、誘起電圧係数の補正値ΔKe0
*を演算する。
ローパスフィルタ(L.P.F)77は、時定数がTのゲインを持ち、誘起電圧係数の補正値ΔKe0
*が入力され、補正値ΔKe
*を出力する。補正値ΔKe
*と誘起電圧係数の初期値Ke
*を用いて、式(11)に従い、誘起電圧係数の推定値Ke
**を演算する。
次に、本実施例により実現される高精度な制御特性(図4)について、比較例(図3)を用いて説明する。
図3は、本実施例による誘起電圧係数の推定演算部7を用いない比較例(すなわちΔKe *=0)場合の制御特性を示す。
図3は、本実施例による誘起電圧係数の推定演算部7を用いない比較例(すなわちΔKe *=0)場合の制御特性を示す。
式(2)に示すトルク指令値τ*とq軸の電流指令値iq
*、式(5)に示すd軸およびq軸の電圧指令値vdc
**、vqc
**の演算式に含まれる設定値Ke
*に誤差がある場合のシミュレーション結果を示す。
上段はトルク指令値τ*、中段は周波数指令ωr *と磁石モータの周波数ωr、下段は誘起電圧係数Keとその設定値Ke *を表わしている。
上段はトルク指令値τ*、中段は周波数指令ωr *と磁石モータの周波数ωr、下段は誘起電圧係数Keとその設定値Ke *を表わしている。
図3において、時刻A点からランプ状の負荷トルクを与え始め、時刻B点まで変化させ、電流による発熱によりC点から誘起電圧係数Keがゆっくりと減少する場合を想定した。B点経過後(右側)はトルクを与えたままの状態である。図中のD領域において磁石モータの周波数ωr/2pと指令値ωr
*/2πの偏差が発生していることがわかる。
一方、本実施例では、d軸およびq軸の電圧指令値vdc
*、vqc
*と電流検出値idc、iqcを用いて、式(9)により誘起電圧係数の設定値Ke
*の情報を含まない第1の有効電力Pcを演算する。さらに、d軸およびq軸の電流指令値id
*、iq
*、周波数推定値ωr
^、磁石モータの電気回路定数R、Ld、Lqと誘起電圧係数の推定値Ke
**を用いて、式(10)により第2の有効電力Pc
^を演算する。
第2の有効電力Pc
^の絶対値|Pc
^|が、第1の有効電力Pcの絶対値|Pc|に追従するように、誘起電圧係数の推定値Ke
**を自動調整し、推定値Ke
**を速度制御演算部6、ベクトル制御演算部8に用いることで、制御特性を高精度に改善することができる。
図4に、本実施例による制御特性を示す。
本実施例では、誘起電圧係数の推定演算部7を動作させ、図3の比較例と同様な負荷トルクを与えている。誘起電圧係数Keを高精度に推定する(Ke≒Ke **)ため、図中のD領域においても周波数の偏差(ωr/2p- ωr ^/2p)が少なく、高精度な制御特性があることがわかる。
本実施例では、誘起電圧係数の推定演算部7を動作させ、図3の比較例と同様な負荷トルクを与えている。誘起電圧係数Keを高精度に推定する(Ke≒Ke **)ため、図中のD領域においても周波数の偏差(ωr/2p- ωr ^/2p)が少なく、高精度な制御特性があることがわかる。
<制御特性の確認>
次に、図5を用いて、本実施例による制御特性の確認について説明する。
磁石モータ10を駆動する電力変換装置1に、電圧検出器21、電流検出器22を接続し、磁石モータ10のシャフトにエンコーダ23を取り付ける。さらに、電圧検出器21、電流検出器22、エンコーダ23に、例えばパーソナルコンピュータ(PC)を接続して、これらの各検出値を取得して、プログラムを実行させて処理する。この処理は主に、ベクトル電圧・電流成分の計算部24の処理と、式12による計算部25の処理を実行する。
次に、図5を用いて、本実施例による制御特性の確認について説明する。
磁石モータ10を駆動する電力変換装置1に、電圧検出器21、電流検出器22を接続し、磁石モータ10のシャフトにエンコーダ23を取り付ける。さらに、電圧検出器21、電流検出器22、エンコーダ23に、例えばパーソナルコンピュータ(PC)を接続して、これらの各検出値を取得して、プログラムを実行させて処理する。この処理は主に、ベクトル電圧・電流成分の計算部24の処理と、式12による計算部25の処理を実行する。
すなわち、ベクトル電圧・電流成分の計算部24は、電圧検出器21の出力である三相交流の電圧検出値(vuc、vvc、vwc)、三相交流の電流検出値(iuc、ivc、iwc)、エンコーダの出力である位置θを受け入れて、ベクトル電圧成分のvdc、vqc、ベクトル電流成分のidc、iqcと、位置θを微分した検出値ωrcを演算する。
計算部25は、式(12)を用いて、誘起電圧係数の推定値Ke ^を演算する。
計算部25は、式(12)を用いて、誘起電圧係数の推定値Ke ^を演算する。
電力変換器2のコントローラに設定される誘起電圧係数Ke
*がずれても(変更しても)、誘起電圧係数Ke
^の大きさは変わらずに正しく検出されることがわかる。誘起電圧係数Ke
*に対する誘起電圧係数Ke
^の値、またはそれら係数の経過を示すグラフをPCの画面に表示することで、本実施例による制御特性の効果を確認できる。
なお、本実施例では周波数推定値ωr
^を演算しているが、磁石モータ10にエンコーダを取り付けて、周波数ωrcを検出するようにしてもよい。
本実施例によれば、d軸およびq軸のインダクタンス設定値Ld
*、Lq
*に誤差があっても、d軸の電流指令値id
*をゼロ付近に設定すれば、式(10)の第2成分が低感度化されるため、力行/回生の運転モードに係わらず、高精度な制御特性を実現することができる。
図6を参照して、実施例2に係る電力変換装置について説明する。図6は誘起電圧係数の推定演算部7の一例を示す。
実施例1では、誘起電圧係数の推定演算部7において、比例制御と積分制御のゲイン(Kp、Ki)を固定値としている。一方、実施例2では、周波数推定値ωr ^やq軸の電流指令値iq *に応じて、ゲイン(Kp、Ki)を変化させる。
実施例1では、誘起電圧係数の推定演算部7において、比例制御と積分制御のゲイン(Kp、Ki)を固定値としている。一方、実施例2では、周波数推定値ωr ^やq軸の電流指令値iq *に応じて、ゲイン(Kp、Ki)を変化させる。
図6に示す、誘起電圧係数の推定演算部7は、実施例1(図2)の誘起電圧係数の推定演算部7と同様の構成である。PI制御762の入力値と出力値が実施例1と相違するが、他の構成部位は、図2と同じである。
実施例2では、PI制御762において、周波数推定値ωr
^やq軸の電流指令値iq
*に略比例して、比例制御と積分制御のゲイン(Kp、Ki)を変化させることで、第1の有効電力Pcの絶対値|Pc|が、第2の有効電力Pc
^の絶対値|Pc
^|に、周波数や電流値に応じて変化する。これにより、低速域から高速域、軽負荷から重負荷においても、より短時間で高精度な制御特性を実現できる。
図7を参照して、実施例3に係る電力変換装置について説明する。図7は誘起電圧係数の推定演算部7の一例を示す。
実施例1では、d軸およびq軸の電圧指令値vdc **、vqc **と電流検出値idc、iqcから、第1の有効電力Pcを演算する構成とした。一方、実施例3では、三相交流の電圧指令の振幅値V1 *と電流検出の振幅値i1および位相θviの余弦信号を用いて、有効電力Pcを演算する。
実施例1では、d軸およびq軸の電圧指令値vdc **、vqc **と電流検出値idc、iqcから、第1の有効電力Pcを演算する構成とした。一方、実施例3では、三相交流の電圧指令の振幅値V1 *と電流検出の振幅値i1および位相θviの余弦信号を用いて、有効電力Pcを演算する。
図7に示す、誘起電圧係数の推定演算部7は、実施例1(図2)の誘起電圧係数の推定演算部7と同様の構成である。第1の有効電力演算部723における演算が実施例1と相違するが、他の構成部位は、図2と同じである。すなわち、図7の、第1の有効電力演算部723では、三相交流の電圧指令の振幅値V1
*を式(13)、電流検出値の振幅値i1を式(14)、および位相θviを式(15)より求め、式(16)を用いて有効電力Pcを演算する。
実施例3によれば、実施例1と同様に高精度な制御特性を実現することができる。
図8を参照して、実施例4に係る電力変換装置について説明する。図8は誘起電圧係数の推定演算部7の一例を示す。
実施例1では、d軸およびq軸の電圧指令値vdc **、vqc **と電流検出値idc、iqcから、第1の有効電力Pcを演算するが、実施例4では電力変換器3の直流電圧値EDCと直流電流値IDCを用いて有効電力Pcを演算する。
実施例1では、d軸およびq軸の電圧指令値vdc **、vqc **と電流検出値idc、iqcから、第1の有効電力Pcを演算するが、実施例4では電力変換器3の直流電圧値EDCと直流電流値IDCを用いて有効電力Pcを演算する。
図8に示す、誘起電圧係数の推定演算部7は、実施例1(図2)の誘起電圧係数の推定演算部7と同様の構成である。第1の有効電力演算部724における演算が実施例1と相違するが、他の構成部位は、図2と同じである。すなわち、図8の、第1の有効電力演算部724では、電力変換器2の直流電圧検出値EDC、直流電流検出値IDCを用いて、式(17)に基づいて第1の有効電力Pcを演算する。
実施例4によれば、実施例1と同様に、高精度な制御特性を実現することができる。
図9を参照して、実施例5に係る電力変換装置について説明する。図9は誘起電圧係数の推定演算部7の一例を示す。
実施例1では、第1および第2の2つの有効電力を用いたが、実施例5では、2つの無効電力を用いる。
実施例1では、第1および第2の2つの有効電力を用いたが、実施例5では、2つの無効電力を用いる。
図9に示す、誘起電圧係数の推定演算部7は、実施例1(図2)の誘起電圧係数の推定演算部7と同様の構成である。第1の無効電力演算部725および第2の無効電力演算部745における演算が、実施例1における第1の有効電力演算部72および第2の有効電力演算部74のものと相違するが、他の構成部位は、図2と同じである。すなわち、第1の無効電力演算部725は、d軸およびq軸の電圧指令値vdc
*、vqc
*と電流検出値idc、iqcを用いて、第1の無効電力Qcを式(18)に従い、演算する。
力行/回生の両方の運転モードに対応するため、第1の無効電力演算部725の出力を絶対値演算部73に通して、第1の無効電力Qcの絶対値|Qc|を演算する。
第2の無効電力演算部745は、d軸およびq軸の電流指令値idc
*、iqc
*、周波数推定値ωr
^、磁石モータ10の電気回路定数であるR、Ld、Lqと、誘起電圧係数の推定値Ke
**を用いて、第2の無効電力Qc
^を式(19)に従い、演算する。
力行/回生の両方の運転モードに対応するため、第2の無効電力演算部745の出力を絶対値演算部75に通して、第2の無効電力Qc
^の絶対値| Qc
^|を演算する。PI制御部76は、第1の無効電力Qcの絶対値|Qc|が、第2の無効電力Qc
^の絶対値|Qc
^|に追従するように、P(比例)+I(積分)制御を行い、誘起電圧係数の補正値ΔKe0
*を演算する。
L.P.F77は、時定数がTのゲインを持ち、誘起電圧係数の補正値ΔKe0
*が入力され、補正値ΔKe
*を演算する。補正値ΔKe
*と誘起電圧係数の設定値Ke
*を用いて、誘起電圧係数の推定値Ke **を、式(11)に従い演算する。
実施例5によれば、第1の無効電力Qcの絶対値|Qc|に、第2の無効電力Qc
^の絶対値|Qc
^|が追従するように、誘起電圧係数の設定値Ke
*を修正する。これにより、抵抗の設定値R*に誤差があっても、力行/回生の運転モードに係わらず高精度な制御特性を実現することができる。
図10を参照して、実施例6に係る電力変換装置について説明する。図10は誘起電圧係数の推定演算部7の一例を示す。
実施例6も実施例5と同様に、無効電力の演算を行う。実施例5では、d軸およびq軸の電圧指令値vdc **、vqc **と電流検出値idc、iqcから、第1の無効電力Qcを演算するが、実施例6では三相交流の電圧指令の振幅値V1 *と電流検出の振幅値i1、および位相θviを用いて、無効電力Qcを演算する。
実施例6も実施例5と同様に、無効電力の演算を行う。実施例5では、d軸およびq軸の電圧指令値vdc **、vqc **と電流検出値idc、iqcから、第1の無効電力Qcを演算するが、実施例6では三相交流の電圧指令の振幅値V1 *と電流検出の振幅値i1、および位相θviを用いて、無効電力Qcを演算する。
図10に示す、誘起電圧係数の推定演算部7は、実施例5(図9)の誘起電圧係数の推定演算部7と同様の構成である。第1の無効電力演算部726における演算が、実施例5における第1の無効電力演算部725のものと相違するが、他の構成部位は、図9と同じである。
図10において、第1の無効電力演算部726では、三相交流の電圧指令の振幅値V1
*を式(13)により演算し、電流検出値の振幅値i1を式(14)により演算し、および位相θviを正弦信号を用いて、無効電力Qcを式(20)により演算する。
実施例6によれば、実施例5と同様に、力行/回生の両方のトルクモードに係わらず、高精度な制御特性を実現することができる。
図11を参照して、実施例7に係る電力変換装置について説明する。図11は誘起電圧係数の推定演算部7の一例を示す。
実施例1~3は有効電力を演算する方式、実施例4~5は無効効電力を演算する方式を用いるとしたが、実施例7は、低速域は無効電力方式、高速域は有効電力方式を用いて、両者を切り替える構成である。
実施例1~3は有効電力を演算する方式、実施例4~5は無効効電力を演算する方式を用いるとしたが、実施例7は、低速域は無効電力方式、高速域は有効電力方式を用いて、両者を切り替える構成である。
図11において、起電圧係数の推定演算部7112は、実施例1(図2)における誘起電圧係数の推定演算部7に相当し、起電圧係数の推定演算部7114は、実施例5(図9)における誘起電圧係数の推定演算部7に相当する。なお、図11は、誘起電圧係数の推定演算部7における、第1の有効電力演算部72および第2の有効電力演算部74、および第1の無効電力演算部725および第2の無効電力演算部745を主眼に図示して、他の構成部位の図示は省略されている。
切替スイッチ716は、低速域では起電圧係数の推定演算部7114の出力信号を選択し、中高速域では起電圧係数の推定演算部7112の出力信号を選択するように、それぞれ誘起電圧係数の推定値Ke
**として出力する。この切替え動作は例えば、磁石モータ10の電気回路定数と周波数推定値ωr
^を用いて、式(21)を満たしていれば中高速域と判断し、満たしていなければ低速域と判断することで行える。
実施例7によれば、低速域は抵抗の設定誤差に低感度化することができる(すなわち、式(19)に抵抗を含まないため)。中高速域はインダクタンスの設定誤差に低感度化することができる(すなわち、式(10)のインダクタンスの差分(Ld
*-Lq
*)が小さくなるため)。これにより、全速度域において高精度な制御特性を実現することができる。
図12は、実施例8に係る電力変換装置の構成図である。
実施例1乃至7は電力を演算して誘起電圧係数を推定する例である。これに対して、実施例8は磁石モータ1の温度を推定する例である。
図12に示す、電力変換装置1に、ロータ温度推定演算部121と、磁石モータの状態を管理するPLC(プログラマブル・ロジック・コントローラ)やIOT等の上位のコントローラ122が追加される。他の構成は図1と同一である。
実施例1乃至7は電力を演算して誘起電圧係数を推定する例である。これに対して、実施例8は磁石モータ1の温度を推定する例である。
図12に示す、電力変換装置1に、ロータ温度推定演算部121と、磁石モータの状態を管理するPLC(プログラマブル・ロジック・コントローラ)やIOT等の上位のコントローラ122が追加される。他の構成は図1と同一である。
ロータ温度推定演算部121は、誘起電圧係数の推定値Ke**を用いて、磁石モータ1のロータ温度推定値Temp(°C)を、式(27)を用いて演算する。ここで、温度100°Cの変化で誘起電圧係数が10%低減すると想定し、温度20°Cでの誘起電圧係数をKe0とした。
更に、温度推定値Tempがコントローラ122にフィードバックされて、コントローラ122が、式(28)を用いて、トルク電流指令id*と励磁電流指令の最適パターンを決定する。
実施例8によれば、実施例1と同様に、高精度な制御特性を実現することができる。
図13を参照して、実施例9に係る磁石モータ駆動システムについて説明する。実施例9は、実施例1乃至8による電力変換装置を磁石モータ駆動システムに適用した例を示す。
この磁石モータ駆動システムは、電力変換装置1と、それにより駆動される誘導モータ1を有する。更に、一例では、電力変換装置1に、パーソナルコンピュータ(PC)311、タブレット312、スマートフォン313などの端末31が接続される。また、電力変換装置1に搭載される電力変換器2または他の構成部位を含むマイクロコンピュータの内部メモリには、比例制御または積分制御に設定する制御の応答周波数あるいは制御ゲイン(比例ゲイン26、積分ゲイン27)が設定される。端末31は電力変換装置1を制御する関係上、上位装置と言ってもよい。
一例では、端末31からの指示により、電力変換装置1の比例ゲイン26、積分ゲイン27を設定し、変更することができる。また他の例では、電力変換装置1が有するデジタル・オペレータ112の指示により、電力変換装置1の比例ゲイン26、積分ゲイン27を設定し、変更することができる。
なお、上記の比例ゲイン26および積分ゲイン27は、PLC、コンピュータと接続するローカル・エリア・ネットワーク、IOTコントローラなどのフィールドバス上に設定することもできる。
なお、図13は、実施例1による電力変換装置1(図1)が示しているが、実施例2乃至6によるものでもよい。
なお、図13は、実施例1による電力変換装置1(図1)が示しているが、実施例2乃至6によるものでもよい。
実施例9の誘導モータ駆動システムによれば、位置センサレスベクトル制御において高精度な制御特性を実現することができる。
その他の変形例
上記した実施例1乃至8は、更に種々変形して実施することができる。以下、幾つかの変形例について述べる。 例えば、実施例1乃至2においては、第1の有効電力Pcである式(9)と第1の無効電力Qcである式(18)には電流検出値idc、iqcを用いたが、電流指令値id*、iq*を用いてもよい。また、第2の有効電力Pc^である式(10)と第2の無効電力Qc^である式(19)には電流指令値id *、iq *を用いたが、電流検出値idc、iqcを用いてもよい。
上記した実施例1乃至8は、更に種々変形して実施することができる。以下、幾つかの変形例について述べる。 例えば、実施例1乃至2においては、第1の有効電力Pcである式(9)と第1の無効電力Qcである式(18)には電流検出値idc、iqcを用いたが、電流指令値id*、iq*を用いてもよい。また、第2の有効電力Pc^である式(10)と第2の無効電力Qc^である式(19)には電流指令値id *、iq *を用いたが、電流検出値idc、iqcを用いてもよい。
また、実施例1乃至7においては、電流指令値id
*、iq
*と電流検出値idc、iqcから電圧修正値Δvdc、Δvqcを作成し、この電圧修正値とベクトル制御の電圧基準値を加算する式(3)に示す演算を行っているが、電流指令値id
*、iq
*と電流検出値idc、iqcからベクトル制御演算に使用する式(22)に示す中間的な電流指令値id
**、iq
**を作成し、周波数推定値ωr
^および磁石モータ10の電気回路定数を用いて式(23)に示すベクトル制御演算を行ってもよい。
ここで、
Kpd1:d軸の電流制御の比例ゲイン、Kid1:d軸の電流制御の積分ゲイン
Kpq1:q軸の電流制御の比例ゲイン、Kiq1:q軸の電流制御の積分ゲイン
Td:d軸の電気時定数(Ld/R)、Tq:q軸の電気時定数(Lq/R)
Kpd1:d軸の電流制御の比例ゲイン、Kid1:d軸の電流制御の積分ゲイン
Kpq1:q軸の電流制御の比例ゲイン、Kiq1:q軸の電流制御の積分ゲイン
Td:d軸の電気時定数(Ld/R)、Tq:q軸の電気時定数(Lq/R)
また、他の例として、電流指令値id
**、iq
*と電流検出値idc、iqcから、ベクトル制御演算に使用するd軸の比例演算成分の電圧修正値Δvd_p
*、d軸の積分演算成分の電圧修正値Δvd_i
*、q軸の比例演算成分の電圧修正値Δvq_p
*、q軸の積分演算成分の電圧修正値Δvq_i
* を式(24)により作成し、周波数値推定ωr
^および磁石モータ10の電気回路定数を用いた式(25)によりベクトル制御演算を行ってもよい。
ここで、
Kpd2:d軸の電流制御の比例ゲイン、Kid2:d軸の電流制御の積分ゲイン
Kpq2:q軸の電流制御の比例ゲイン、Kiq2:q軸の電流制御の積分ゲイン
Kpd2:d軸の電流制御の比例ゲイン、Kid2:d軸の電流制御の積分ゲイン
Kpq2:q軸の電流制御の比例ゲイン、Kiq2:q軸の電流制御の積分ゲイン
また、d軸の電流指令値id
*およびq軸の電流検出値iqcの一次遅れ信号iqctd、周波数推定値ωr
^と、誘導モータ1の電気回路定数を用いて、式(26)によりベクトル制御演算を行ってもよい。
さらに他の例として、上記実施例では周波数・位相推定演算部9において、式(7)により周波数推定値を演算したが、磁石モータ10にエンコーダを取りつけ、エンコーダ信号から周波数検出値を演算しても良い。
また、電力変換装置1は、好ましい例(図1参照)では、磁石モータ10、電力変換装器2、直流電源3、電流検出器4はハードウェアで構成され、他の構成部位5~10は処理装置(CPU)におけるプログラムの実行により実現されるとしたが、他の例によれば、他の構成部位5~10の一部または全てをハードウェアで構成してもよい。
なお、上記した全ての実施例において、電力変換器2を構成するスイッチング素子としては、Si(シリコン)半導体素子であっても、SiC(シリコンカーバイト)やGaN(ガリュームナイトライド)などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。
以上説明したように、幾つかの実施例によれば、有効電力や無効電力を利用することで、コントローラに設定する磁石モータの電気回路定数の調整なしに、高精度な制御特性を有する電力変換装置を実現できる。
1…電力変換装置、10…磁石モータ、2…電力変換器、3…直流電源、4…電流検出器、5…座標変換部、6…速度制御演算部、7…推定誘起電圧係数の推定演算部、8…ベクトル制御演算部、9…周波数・位相推定演算部、11…座標変換部、
121…ロータ温度推定演算部、122…コントローラ、
112…電力変換装置のデジタル・オペレータ、21…電圧検出器、22…電流検出器、23…エンコーダ、24…ベクトル電流成分の計算部、25…各部電流波形の観測部、26…比例ゲイン、27…積分ゲイン、31…端末
id *…d軸の電流指令値、iq *…q軸電流の指令値、ωr ^…周波数推定値、ωr…磁石モータ10の周波数、vdc *、 vdc **、vdc **、vdc ***、vdc ****、vdc *****…d軸の電圧指令値、
vqc *、 vqc **、vqc ***、vqc ****、vqc *****…q軸の電圧指令値、PC…第1の有効電力、PC ^…第2の有効電力、QC…第1の無効電力、QC ^…第2の無効電力、Ke *…誘起電圧係数の設定値、ΔKe *…誘起電圧係数の補正値、Ke **…誘起電圧係数の推定値
121…ロータ温度推定演算部、122…コントローラ、
112…電力変換装置のデジタル・オペレータ、21…電圧検出器、22…電流検出器、23…エンコーダ、24…ベクトル電流成分の計算部、25…各部電流波形の観測部、26…比例ゲイン、27…積分ゲイン、31…端末
id *…d軸の電流指令値、iq *…q軸電流の指令値、ωr ^…周波数推定値、ωr…磁石モータ10の周波数、vdc *、 vdc **、vdc **、vdc ***、vdc ****、vdc *****…d軸の電圧指令値、
vqc *、 vqc **、vqc ***、vqc ****、vqc *****…q軸の電圧指令値、PC…第1の有効電力、PC ^…第2の有効電力、QC…第1の無効電力、QC ^…第2の無効電力、Ke *…誘起電圧係数の設定値、ΔKe *…誘起電圧係数の補正値、Ke **…誘起電圧係数の推定値
Claims (15)
- 磁石モータを制御する電力変換装置であって、
該磁石モータの出力電圧と出力電流を基に第1の電力を算出し、
該磁石モータの電気回路定数、電流指令、出力周波数および誘起電圧係数を基に第2の電力を算出し、
前記第1の電力が前記第2の電力を追従するように前記誘起電圧係数を推定し、
前記誘起電圧係数に従って前記磁石モータの駆動を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。 - 前記第1の電力は、前記磁石モータの出力電圧と出力電流を基に算出した第1の有効電力であり、
前記第2の電力は、前記磁石モータの電気回路定数、電流指令、出力周波数および誘起電圧係数を基に算出した第2の有効電力である、
請求項1の電力変換装置。 - 前記第1の電力は、前記磁石モータの出力電圧と出力電流を基に算出した第1の無効電力であり、
前記第2の電力は、前記磁石モータの電気回路定数、電流指令、出力周波数および誘起電圧係数を基に算出した第2の無効電力である、
請求項1の電力変換装置。 - 前記磁石モータの磁束軸であるd軸およびトルク軸であるq軸の電流指令値と電流検出値および出力周波数を用いて、d軸およびq軸の電圧指令値を出力するベクトル制御演算部を有し、
前記第1の有効電力は、前記d軸およびq軸の同成分の電圧指令値と電流検出値を乗算して、それらを加算して求め、
前記第2の有効電力は、前記磁石モータの電気回路定数、d軸およびq軸の電流指令値、出力周波数および誘起電圧係数から演算して求め、
前記第1の有効電力が前記第2の有効電力に追従するように、前記誘起電圧係数を制御する
請求項2の電力変換装置。 - 前記磁石モータの磁束軸であるd軸およびトルク軸であるq軸の電流指令値と電流検出値および出力周波数を用いて、d軸およびq軸の電圧指令値を出力するベクトル制御演算部を有し、
前記第1の有効電力は、電力変換器の直流電圧検出値と直流電流検出値を乗算して求め、
前記第2の有効電力は、前記磁石モータの電気回路定数、d軸およびq軸の電流指令値、出力周波数および誘起電圧係数から演算して求め、
前記第1の有効電力が前記第2の有効電力に追従するように、前記誘起電圧係数を制御する
請求項2の電力変換装置。 - 前記磁石モータの三相交流の電流指令値と電流検出値および出力周波数を用いて、三相交流の電圧指令値を出力するベクトル制御演算部を有し、
前記第1の有効電力は、三相交流の1相分の電圧振幅値と電流振幅値および電圧指令値と電流検出値の位相差の余弦信号を乗算して求め、
前記第2の有効電力は、前記磁石モータの電気回路定数、d軸およびq軸の電流指令値、出力周波数および誘起電圧係数から演算して求め、
前記第1の有効電力が前記第2の有効電力に追従するように、前記誘起電圧係数を制御する
請求項2の電力変換装置。 - 前記磁石モータの磁束軸であるd軸およびトルク軸であるq軸の電流指令値と電流検出値および出力周波数を用いて、d軸およびq軸の電圧指令値を出力するベクトル制御演算部を有し、
前記第1の無効電力は、d軸およびq軸の異成分の電圧指令値と電流検出値を乗算し、それらを減算して求め、
前記第2の無効電力は、前記磁石モータの電気回路定数、d軸およびq軸の電流指令値、出力周波数および誘起電圧係数から演算して求め、
前記第1の無効電力が前記第2の無効電力に追従するように、前記誘起電圧係数を制御する
請求項3の電力変換装置。 - 前記磁石モータの三相交流の電流指令値と電流検出値および出力周波数を用いて、三相交流の電圧指令値を出力するベクトル制御演算部を有し、
前記第1の無効電力は、三相交流の1相分の電圧振幅値と電流振幅値および電圧指令値と電流検出値の位相差の正弦信号を乗算して求め、
前記第2の無効電力は、前記磁石モータの電気回路定数、d軸およびq軸の電流指令値、出力周波数および誘起電圧係数から演算して求め、
前記第1の無効電力が前記第2の無効電力に追従するように、前記誘起電圧係数を制御する
請求項3の電力変換装置。 - 前記第1の有効電力と前記第2の有効電力の偏差を零とするように、または前記第1の有効電力と前記第2の無効電力の偏差を零とするように、前記誘起電圧係数を演算する
請求項1乃至8の何れかの項に記載の電力変換装置。 - 前記磁石モータの電気回路定数と周波数推定値の関係を基準にして、
前記磁石モータが低速域の場合には前記第1の有効電力と前記第2の有効電力 の偏差を零とするように、比例制御および積分制御し、
前記磁石モータが中高域の場合には前記第1の無効電力と前記第2の無効電力の偏差を零とするように、比例制御および積分制御する
請求項9の電力変換装置。 - 前記磁石モータの出力周波数あるいはq軸の電流指令値の少なくともいずれか一方に基づいて、前記比例制御と前記積分制御の制御ゲインを自動修正する
請求項9または10の電力変換装置。 - 前記比例制御あるいは前記積分制御に設定する制御の応答周波数あるいは制御ゲインは、該電力変換装置に接続される端末または該電力変換装置のデジタル・オペレータからの指示により設定、変更可能である
請求項9乃至11のいずれかの項記載の電力変換装置。 - 前記誘起電圧係数を用いて、磁石モータ内部のロータ温度を推定するロータ温度推定演算部を有する
請求項1乃至12のいずれかの項記載の電力変換装置。 - 前記誘起電圧係数をコントローラにフィードバックして、該コントローラがトルク電流指令と励磁電流指令の最適パターンを決定する
請求項13の電力変換装置。 - 前記誘起電圧係数または前記ロータ温度の推定値をコントローラにフィードバックして、該コントローラが磁石モータの状態を管理する請求項13の電力変換装置。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
EP21866318.5A EP4213370A1 (en) | 2020-09-09 | 2021-06-14 | Power conversion device |
CN202180058767.8A CN116057827A (zh) | 2020-09-09 | 2021-06-14 | 电力转换装置 |
US18/021,220 US20230299700A1 (en) | 2020-09-09 | 2021-06-14 | Power Conversion Device |
KR1020237004212A KR20230034392A (ko) | 2020-09-09 | 2021-06-14 | 전력 변환 장치 |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2020151558A JP7449204B2 (ja) | 2020-09-09 | 2020-09-09 | 電力変換装置 |
JP2020-151558 | 2020-09-09 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
WO2022054357A1 true WO2022054357A1 (ja) | 2022-03-17 |
Family
ID=80631498
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
PCT/JP2021/022592 WO2022054357A1 (ja) | 2020-09-09 | 2021-06-14 | 電力変換装置 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US20230299700A1 (ja) |
EP (1) | EP4213370A1 (ja) |
JP (1) | JP7449204B2 (ja) |
KR (1) | KR20230034392A (ja) |
CN (1) | CN116057827A (ja) |
WO (1) | WO2022054357A1 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN118171220B (zh) * | 2024-05-13 | 2024-07-12 | 雅砻江流域水电开发有限公司 | 一种水电站转子温度异常预警方法、***、设备及介质 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH11235100A (ja) * | 1998-02-13 | 1999-08-27 | Yaskawa Electric Corp | 電動機の制御方法 |
JP2003164188A (ja) | 2001-11-22 | 2003-06-06 | Mitsubishi Electric Corp | 永久磁石電動機装置、冷凍サイクル装置、永久磁石電動機の駆動方法 |
JP2006087263A (ja) * | 2004-09-17 | 2006-03-30 | Yaskawa Electric Corp | 同期電動機の制御方法及び同期電動機制御装置 |
JP2007159212A (ja) * | 2005-12-02 | 2007-06-21 | Hitachi Ltd | 永久磁石同期モータのベクトル制御装置,インバータモジュール、及び永久磁石同期電動機モータ定数表示システム |
JP2010098911A (ja) * | 2008-10-20 | 2010-04-30 | Hitachi Ltd | 永久磁石同期モータの制御装置及びその制御方法 |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP6261396B2 (ja) * | 2014-03-13 | 2018-01-17 | 日本特殊陶業株式会社 | 永久磁石式同期モータのベクトル制御装置及び磁石磁束推定装置 |
-
2020
- 2020-09-09 JP JP2020151558A patent/JP7449204B2/ja active Active
-
2021
- 2021-06-14 EP EP21866318.5A patent/EP4213370A1/en active Pending
- 2021-06-14 WO PCT/JP2021/022592 patent/WO2022054357A1/ja unknown
- 2021-06-14 CN CN202180058767.8A patent/CN116057827A/zh active Pending
- 2021-06-14 KR KR1020237004212A patent/KR20230034392A/ko unknown
- 2021-06-14 US US18/021,220 patent/US20230299700A1/en active Pending
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH11235100A (ja) * | 1998-02-13 | 1999-08-27 | Yaskawa Electric Corp | 電動機の制御方法 |
JP2003164188A (ja) | 2001-11-22 | 2003-06-06 | Mitsubishi Electric Corp | 永久磁石電動機装置、冷凍サイクル装置、永久磁石電動機の駆動方法 |
JP2006087263A (ja) * | 2004-09-17 | 2006-03-30 | Yaskawa Electric Corp | 同期電動機の制御方法及び同期電動機制御装置 |
JP2007159212A (ja) * | 2005-12-02 | 2007-06-21 | Hitachi Ltd | 永久磁石同期モータのベクトル制御装置,インバータモジュール、及び永久磁石同期電動機モータ定数表示システム |
JP2010098911A (ja) * | 2008-10-20 | 2010-04-30 | Hitachi Ltd | 永久磁石同期モータの制御装置及びその制御方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR20230034392A (ko) | 2023-03-09 |
JP2022045784A (ja) | 2022-03-22 |
EP4213370A1 (en) | 2023-07-19 |
CN116057827A (zh) | 2023-05-02 |
US20230299700A1 (en) | 2023-09-21 |
JP7449204B2 (ja) | 2024-03-13 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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121 | Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application |
Ref document number: 21866318 Country of ref document: EP Kind code of ref document: A1 |
|
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|
NENP | Non-entry into the national phase |
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