JP5034888B2

JP5034888B2 - 同期電動機のＶ／ｆ制御装置

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Publication number: JP5034888B2
Application number: JP2007296620A
Authority: JP
Inventors: 裕吾只野
Original assignee: Meidensha Corp
Current assignee: Meidensha Corp
Priority date: 2007-11-15
Filing date: 2007-11-15
Publication date: 2012-09-26
Anticipated expiration: 2027-11-15
Also published as: JP2009124872A

Description

本発明は、同期電動機のＶ／ｆ制御装置に係り、特に、電動機の無効電力制御に関する。

永久磁石同期電動機は、通常、回転子の磁極位置情報を位置センサで検出する必要があるが、使用環境によっては位置センサの取り付けが困難、あるいは低コスト化や位置センサ故障回避のために、位置センサがなくても駆動できるセンサレス制御法が数多く提案されている。

Ｖ／ｆ制御法は、電動機の一次電圧を回転数に合わせて一定に制御する手法であり、基本的に位置センサや電流センサを用いないオープンループ構成となる。しかし、Ｖ／ｆ制御法を同期電動機の駆動装置に適用した場合は、磁極位置を検出していないために負荷の急変などによって不安定な制御状態を招き、場合によっては脱調する可能性が高い。

図５は、一般的な電圧形ＰＷＭインバータによる同期電動機の駆動装置である。この装置をＶ／ｆ制御法で制御する場合に脱調なく安定化を図るために、同期電動機１の２相の電流を交流電流センサ２で検出し、このモータ電流に含まれる脈動成分をコントローラ３で抽出することでＰＷＭインバータ４の制御位相を補正する。５はＰＷＭインバータ４の直流電圧源、６は平滑コンデンサである。

このＶ／ｆ制御における安定化手法として、モータ電流検出値をインバータ電圧基準のγδ座標（インバータの電圧ベクトル方向をδ軸として、δ軸より９０度遅れた位相をγ軸とするインバータの直交座標）に変換し、γ軸電流の脈動成分を周波数指令値にフィードバックして安定化する手法がある（例えば、非特許文献１参照）。この手法では電流をフィードバックすることで負荷変動にも対応できる。

図６の（ａ）は、非特許文献１等で提案される同期電動機のＶ／ｆ安定化制御の構成図である。Ｖ／ｆ制御装置になるコントローラ３は、基本的にはｆ／Ｖ変換器３１では周波数指令値ω^*から所望の電圧振幅値になる電圧指令Ｖ^*を求める。このｆ／Ｖ変換は、駆動する同期電動機の定格速度と定格電圧の比率を用いる。積分器３２は周波数指令値ω^*の積分によってインバータ電圧指令値の位相θを求める。これら電圧指令Ｖ^*（ｖδ^*）と位相θおよびγ軸成分の電圧指令ｖγ^*から座標変換器３３がＰＷＭインバータ４の３相電圧指令値に変換する。ＰＷＭインバータ４は、各種ＰＷＭ手法、例えば一般的な三角波比較ＰＷＭ方式などによってインバータをＰＷＭ制御する。

Ｖ／ｆ安定化制御手段として、座標変換器３４は電流センサ２で検出するモータ電流ｉ_u，ｉ_wを、ＰＷＭインバータの一次電圧の位相情報θを基に座標変換してγ、δ軸の電流ｉγ，ｉδに変換し、安定化処理部３５は座標変換器３４からのδ軸電流ｉδを用いて補正周波数Δωを求め、補正周波数Δωで周波数指令値ω^*をω１^*に補正する。安定化処理部３５は、例えば、図６の（ｂ）に示す構成とし、ハイパスフィルタ３５Ａで直流に近い成分をカットして脈動成分（補正周波数Δω）のみを抽出し、安定化ゲイン設定器３５Ｂで補正ゲインＫ_iを決定する。

上記の同期電動機のＶ／ｆ安定化手法を低慣性のＰＭモータに適用した場合、フィードバックループに積分器が入るため、負荷変動や速度変動に対し、オーバーシュートや振動成分が残り、静定にも時間がかかる。この現象を改善する他のＶ／ｆ安定化制御方法として、ｑ軸トルク電流の脈動成分をインバータｄ軸電圧に直接フィードバックして（比例項）、応答の速い安定化制御を実現する方法も提案されている（例えば、非特許文献２参照）。

なお、モータ電流を検出するセンサを不要にする手法として、インバータの直流電流をシャント抵抗等で検出し、この直流電流からモータ電流を演算する手法もある（例えば、非特許文献３参照）。
伊東、豊崎、大沢「永久磁石同期電動機のＶ／ｆ制御の高性能化」、電学論Ｄ，１２２巻３号、２００２年山本、小野「低慣性ＰＭモータに適応するＶ／ｆ制御方式」、電気学会産業応用部門大会、１−５６、２００５年福本、渡邉、濱根、林「三相ＰＷインバータの直流電流検出による交流電流演算の一手法」、電学論Ｄ，１２７巻２号、２００７年

永久磁石同期電動機のＶ／ｆ制御装置において、前記の非特許文献１や２の手法では、モータ電流（少なくとも２相分）を検出して脈動成分を抽出し、その脈動を打ち消す方向に周波数指令値や電圧指令値を調整するフィードバック制御を行っている。このＶ／ｆ制御には交流電流センサが必要となるが、実用上はモータの過電流保護などの安全装置にもつ交流電流センサを利用することができる。しかし、低コストおよび小型化重視の用途では交流電流センサがコスト高の要因となるし、実装スペースの問題も発生する。

この点、非特許文献３の手法は、インバータの直流電流を１つのシャント抵抗で検出し、この直流電流から３相のモータ電流を再現することができ、３相電流を再現した後は非特許文献１あるいは２の手法を用いて、図６のようなブロック構成にしたＶ／ｆ安定化制御が考えられる。また、交流電流センサが不要となるため、低コスト化が実現できる。さらに、シャント抵抗器の両端電圧を直流電流情報として過電流保護を行っている場合にはシャント抵抗の追加が不要となる。

ここで、ＰＷＭインバータの直流電流は図７のようにＰＷＭパルスを含んだ波形となる。この瞬時のパルス電流値は、交流電流のいずれの相の情報を持っているので、ＰＷＭインバータの通電パターンから把握できる。そこで、非特許文献３ではパルス電流値を入手できるタイミングでＡ／Ｄ変換して、その瞬時電流値を基にモータの交流電流値を推定・再現している。このため、ＰＷＭインバータの直流電流からモータの交流３相電流を再現するには、高速のＡ／Ｄ変換器および複雑なソフトウェア演算処理が必要となる。

特に、ＰＷＭ制御のキャリア周波数を高くする用途、あるいは高速回転駆動を必要とする用途では、Ａ／Ｄ変換処理も高速に行う必要があり、コストアップの要因となるし、モータ電流の再現が困難となることが予測される。

これら課題を解決するものとして、インバータ直流母線のパルス状の電流からＰＷＭキャリア成分を除去するローパスフィルタ等を用いて平均化処理し、この直流平均電流に含まれる脈動成分（周波数変動分）を抑制するように周波数指令値を補正、またはインバータの直流平均電流に直流電圧検出値を乗じて直流平均電力を求め、この直流平均電力に含まれる脈動成分（周波数変動分）を抑制するように周波数指令値を補正するＶ／ｆ制御装置を本願出願人は既に提案している。この提案では、安定化ゲイン設定器３５Ｂの出力を周波数指令値ω^*が高くなるほど低くした補正値Δωを求めること、または直流平均電流または直流平均電力の検出値を周波数指令値ω^*で除算してトルク推定値を求め、このトルク推定値から直流に近い成分をカットした脈動成分を抽出して周波数指令値ω^*を補正することも提案している。

上記の直流平均電力による安定化制御のブロック構成図を図８の（ａ）に示す。図６における交流電流センサ２に代えて、直流母線の電流をシャント抵抗器７で検出し、シャント抵抗器７で検出するインバータ直流母線電流に比例した電圧ｖ_shからフィルタ平均処理部（ローパスフィルタ）３６で平均化処理した平均化電流ｉ_dcを求める。この平均化電流ｉ_dcは図９に示すように有効電流分になる。ＰＷＭインバータ４の直流電圧Ｖ_dcを電圧検出器８で検出する。３相電圧指令値生成部３７は、電圧指令Ｖ_mと位相θからＰＷＭインバータ４の３相電圧指令Ｖ^*を生成する。この演算式は下記のようになる。ＰＷＭインバータのスイッチングパターン生成方法は任意であるが、例えばキャリア比較方式によって電圧指令値とキャリア波をコンパレートしてＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭインバータおよび電動機を駆動する。

安定化処理部３５は、図８の（ｂ）に示すように、直流電圧Ｖ_dcと平均化電流ｉ_dcを乗算器３５Ｃで乗じて直流平均電力を求め、この直流平均電力を割り算器３５Ｄで周波数指令値ω^*で除算し、トルク推定値（Ｔ＾＝Ｐ／ω^*）を求め、これをハイパスフィルタ３５Ａの入力とする。この安定化処理により、直流電流・直流電圧検出値および周波数指令値からトルク推定値を演算して、そのトルク脈動成分を抑制するように周波数指令値を補正するので、高負荷時や高速回転時においても常にトルク変動に基づいて安定化制御を行うことができ、同期電動機のトルク変動に応じて全速度／全負荷領域でより安定なＶ／ｆ制御を実現できる。

ここで、電動機を高効率に制御するためには、電動機を力率１に制御することが好ましい。例えば電動機の回転に同期した回転座標（ｄ軸を永久磁石磁束方向とした直交２軸ｄｑ座標を定義する）において、突極性のない永久磁石同期電動機を用いた場合、ｄ軸電流を零とすることが好ましい。つまり、電動機における無効電流を零にして高効率化を図る。しかしながら、永久磁石同期電動機におけるＶ／ｆ制御は、磁極位置検出を行わないオープンループ制御が基本となる。そのため、ｄ軸電流を任意に高速制御することが難しい。

非特許文献１では、制御器における推定ｄｑ軸（γδ座標）の電圧指令値Ｖγ、Ｖδ、および、γδ回転座標系の位相を用いて電動機の交流電流を座標変換したＩγ、Ｉδを用いて、電動機の無効電力を零とするような高効率制御を間接的に実現している。

この手法は、交流電流センサにより、３相電流情報を直接入手することを必要とする。これに代えて、非特許文献３のように、交流電流センサレスで直流母線電流から３相交流電流を再現する手法を非特許文献１に適用すると無効電力制御を行うことができる。しかしながら、前述したとおり、非特許文献３の手法は、超高速駆動やＰＷＭ周波数が高い場合に実現困難となる。

この課題を解消するため、図８に示す構成とする場合、３相交流電流の再現は不可能となり、電流の位相情報を入手することが困難となり、非特許文献１のような無効電力制御ができない。また、電動機の銘板あるいは設計値で与えられる定格電圧と定格周波数の比率からＶ／ｆ変換比を決定していたため、この変換比がそのまま電動機の力率に影響するが、固定の変換比であると負荷変化時（例えば低負荷時）に無効電力を発生し、定常的にその状態の運転が続くと効率の低下を招くおそれがあった。

本発明の目的は、交流電流センサを不要にしたＶ／ｆ制御装置において、負荷変化にも電動機無効電力を零に制御できる同期電動機のＶ／ｆ制御装置を提供することにある。

本発明は、前記の課題を解決するため、同期電動機の回転速度および電動機負荷に相当するインバータ直流電力の状態に応じて常に電動機の無効電力が０になるよう電圧指令瞬時値Ｖ_mを制御するようにしたもので、以下の構成を特徴とする。

（１）同期電動機を電圧型インバータで駆動し、インバータの直流母線電流をローパスフィルタで平均化処理して、この直流平均電流に含まれる脈動成分を抑制するようにインバータの周波数指令値ω^*を補正する安定化処理手段を備えた同期電動機のＶ／ｆ制御装置において、
前記安定化処理手段で補正した周波数指令値と、前記直流平均電流と、インバータの直流電圧と、同期電動機定数をパラメータとして、同期電動機の力率が１になるようインバータの電圧指令瞬時値Ｖ_mを制御するｆ／Ｖ変換器を備えたことを特徴とする。

（２）同期電動機を電圧型インバータで駆動し、インバータの直流母線電流をローパスフィルタで平均化処理して、この直流平均電流とインバータの直流電圧および周波数指令値からトルク脈動を検出して、そのトルク脈動成分を抑制するように周波数指令値ω^*を補正する安定化処理手段を備えた同期電動機のＶ／ｆ制御装置において、
前記安定化処理手段で補正した周波数指令値と、前記直流平均電流と、インバータの直流電圧と、同期電動機定数をパラメータとして、同期電動機の力率が１になるようインバータの電圧指令瞬時値Ｖ_mを制御するｆ／Ｖ変換器を備えたことを特徴とする。

（３）前記ｆ／Ｖ変換器は、

φ₀：１相あたりの永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値、ω：電気角周波数、Ｌ：同期電動機の巻線インダクタンス値、Ｖ_dc：インバータの直流電圧、Ｉ_dc：インバータの直流平均電流
から前記電圧指令瞬時値Ｖ_mを求めることを特徴とする。

（４）前記ｆ／Ｖ変換器は、

φ₀：１相あたりの永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値、ω：電気角周波数、ｒ：同期電動機の巻線抵抗、Ｌ：同期電動機の巻線インダクタンス値、Ｖ_dc：インバータの直流電圧、Ｉ_dc：インバータの直流平均電流
から前記電圧指令瞬時値Ｖ_mを求めることを特徴とする。

（５）前記ｆ／Ｖ変換器は、

φ₀’：１相あたりの永久磁石による電機子鎖交磁束を温度補正した磁束の最大値、ω：電気角周波数、ｒ’：同期電動機の巻線抵抗を温度補正した抵抗、Ｌ：同期電動機の巻線インダクタンス値、Ｖ_dc：インバータの直流電圧、Ｉ_dc：インバータの直流平均電流
から前記電圧指令瞬時値Ｖ_mを求めることを特徴とする。

（６）前記安定化処理手段は、周波数指令値ω^*が高くなるほど前記補正値Δωを低くするゲインＫ_iにしたことを特徴とする。

（７）前記安定化処理手段は、前記トルク脈動推定値から直流に近い成分をカットした脈動成分を抽出して周波数指令値ω^*の補正値を得ることを特徴とする。

以上のとおり、本発明によれば、同期電動機の回転速度および電動機負荷に相当するインバータ直流電力の状態に応じて常に電動機の無効電力が０になるよう電圧指令瞬時値Ｖ_mを制御するようにしたため、交流電流センサを不要にしたＶ／ｆ制御装置において、負荷変化にも電動機無効電力を零に制御できる効果がある。

（実施形態１）
図１は、本実施形態を示す同期電動機のＶ／ｆ制御装置のブロック構成図である。同図が図８と異なる部分は、ｆ／Ｖ変換器３１に代えてｆ／Ｖ変換器３８とした点にある。

ｆ／Ｖ変換器３８は、フィードバック補償した周波数指令値ω１^*のほか、フィルタ平均処理部３６で求める直流平均電流ｉ_dcと、直流電圧Ｖ_dcと、電動機定数をパラメータとして電圧指令瞬時値Ｖ_mを求めることで、電動機無効電力を０（零）に制御する。このｆ／Ｖ変換を以下に説明する。

電動機の１相あたりの等価回路は、図２の（ａ）に示すとおりである。同図中、端子電圧実効値：Ｖ₀、無負荷誘起電圧実効値：Ｅ、巻線抵抗：ｒ、漏れインダクタンス：ｌ、有効インダクタンスＬａ、電機子電流実効値：Ｉ_0。

ここでは、直交２軸回転座標上で突極性のない永久磁石同期電動機を考え、１相のインダクタンス値をまとめて以下の式（１）に示すＬとする。

また、誘起電圧実効値Ｅは、以下の式で表すことができる。

ただし、φ₀は１相あたりの永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値、ωは電気角周波数である。

ここで、巻線抵抗ｒが十分に小さいと仮定する。また、電動機の３相電流／電圧は平衡であるとする。電動機の力率を１にするには、誘起電圧Ｅの位相と電機子電流Ｉ₀の位相を一致させればよい。図２の（ｂ）は、位相が一致した場合の電流・電圧の関係をベクトル図で示したものである。この関係から、図８のｆ／Ｖ変換器３１では電圧指令値（瞬時値）Ｖ_mを、以下の式で求めることができる。

ここで、誘起電圧Ｅと電機子電流Ｉ₀の位相が一致した場合の有効電力の関係から、以下の式が成り立つ。

Ｖ_dc：直流電圧、Ｉ_dc：直流平均電流
したがって、電機子電流実効値Ｉ₀は、（２）式と（４）式から、以下となる。

（２）式と（５）式を（３）式に代入し、Ｖ_mを求めると、以下となる。

この（６）式を見ると、平方根の中が速度起電力の項と直流電流（直流電力）の項で構成されている。つまり、（６）式に従って電圧指令瞬時値Ｖ_mを求めることで、回転速度（電気角周波数ω）と負荷に応じて電動機の無効電力を０とすることができる。

本実施形態では、図１中のｆ／Ｖ変換器３８が（６）式に従ってｆ／Ｖ変換を行うことで、交流電流センサを不要にしたＶ／ｆ安定化制御としながら、回転周波数だけでなく負荷状態にも対応したｆ／Ｖ変換を行って無効電力を０にすることができるので、高効率に制御することが可能となる。

（実施形態２）
実施形態１では、巻線抵抗ｒが十分に小さいと仮定して、その電圧降下の影響を無視していた。しかしながら、小型・低慣性な電動機になると、インダクタンス値Ｌも小さくなる場合が多く、ｒ≒０に近似すると高負荷時の電圧降下の影響を無視できないことがある。

そこで、本実施形態では巻線抵抗ｒの影響も考慮したｆ／Ｖ変換を可能とする。原理的には実施形態１と同様であり、電流・電圧の位相関係を図３にベクトル図で示す。この関係から、電圧指令値（瞬時値）Ｖ_mは、以下の式で求めることができる。

（２）式と（５）式を（７）式に代入すると、（８）式となる。

したがって、図１におけるｆ／Ｖ変換器３８の変換式を（８）式に置き換えれば、巻線抵抗ｒの電圧降下の影響も考慮した無効電力０の制御ができる。

本実施形態によれば、巻線抵抗ｒの電圧降下の影響も考慮することができるので、高精度に無効電力を零にする高効率な制御ができる。

（実施形態３）
実施形態１または実施形態２では、電動機のパラメータを用いて間接的に無効電力を零としている。電動機のパラメータの内、特に巻線抵抗ｒや永久磁石による鎖交磁束の最大値φ₀は、温度に依存して変動する。したがって、動作温度領域の広い用途に使用する場合は、パラメータが変動して前述の高効率ｆ／Ｖ変換に誤差を生じる。

そこで、本実施形態では、電動機の巻線等に設置した温度センサ、あるいは推定した温度情報等、何らかの手段で入手した温度情報を用いてパラメータの補正を行う。温度検出手段や温度情報の入手方法は限定しない。図４は、その構成図の一例である。

図４が図１と異なる部分は、温度検出器３９によって電動機１の動作温度を検出し、その温度情報を用いて温度係数器４０では予め設定される巻線抵抗ｒおよび鎖交磁束の最大値φ₀のパラメータを補正し、この補正後のパラメータｒ₀’、φ₀’をｆ／Ｖ変換器３８での電動機定数として与える。

例えば、実施形態２の（８）式は、補正後のｒ’、φ₀’を用いて以下の（９）式とする。

本実施形態によれば、電動機パラメータの温度変化を考慮したｆ／Ｖ変換式で、高効率な制御を行うことができる。

（変形例）
以上までの実施形態では、インバータの直流平均電流と直流電圧検出値および周波数指令値からトルク脈動を検出して、そのトルク脈動成分を抑制するように周波数指令値を補正する同期電動機のＶ／ｆ制御装置の場合を示すが、インバータの直流母線電流を平均化処理し、この直流平均電流に含まれる脈動成分（周波数変動分）を抑制するように周波数指令値を補正するＶ／ｆ制御装置に適用して同等の作用効果を奏する。

同様に、安定化ゲイン設定器３５Ｂの出力を周波数指令値ω^*が高くなるほど低くした補正値Δωを求めるＶ／ｆ制御装置に適用して同等の作用効果を奏する。

また、以上までの実施形態では、ｆ／Ｖ変換器３８は、（６）、（８）、（９）式の演算で電圧指令瞬時値Ｖ_mを求める場合を示すが、これら演算式に代えたテーブルデータを使って電圧指令瞬時値Ｖ_mを求めることができる。

実施形態１を示す同期電動機のＶ／ｆ制御装置のブロック構成図。電動機の１相あたりの等価回路と、電流・電圧のベクトル図。実施形態２における巻線抵抗を含む電流・電圧のベクトル図。実施形態３を示す同期電動機のＶ／ｆ制御装置のブロック構成図。電圧形ＰＷＭインバータによる同期電動機の駆動装置。同期電動機のＶ／ｆ安定化制御の従来構成図。ＰＷＭインバータの直流電流波形。直流平均電力による安定化制御のブロック構成図。フィルタ平均処理の電流波形図。

符号の説明

１同期電動機
２交流電流センサ
３コントローラ
４ＰＷＭインバータ
５直流電圧源
６平滑コンデンサ
７シャント抵抗器
３１、３８ｆ／Ｖ変換器
３２積分器
３５安定化処理部
３６フィルタ平均処理部
３７３相電圧指令値生成部

Claims

同期電動機を電圧型インバータで駆動し、インバータの直流母線電流をローパスフィルタで平均化処理して、この直流平均電流に含まれる脈動成分を抑制するようにインバータの周波数指令値ω^*を補正する安定化処理手段を備えた同期電動機のＶ／ｆ制御装置において、
前記安定化処理手段で補正した周波数指令値と、前記直流平均電流と、インバータの直流電圧と、同期電動機定数をパラメータとして、同期電動機の力率が１になるようインバータの電圧指令瞬時値Ｖ_mを制御するｆ／Ｖ変換器を備えたことを特徴とする同期電動機のＶ／ｆ制御装置。
同期電動機を電圧型インバータで駆動し、インバータの直流母線電流をローパスフィルタで平均化処理して、この直流平均電流とインバータの直流電圧および周波数指令値からトルク脈動を検出して、そのトルク脈動成分を抑制するように周波数指令値ω^*を補正する安定化処理手段を備えた同期電動機のＶ／ｆ制御装置において、
前記安定化処理手段で補正した周波数指令値と、前記直流平均電流と、インバータの直流電圧と、同期電動機定数をパラメータとして、同期電動機の力率が１になるようインバータの電圧指令瞬時値Ｖ_mを制御するｆ／Ｖ変換器を備えたことを特徴とする同期電動機のＶ／ｆ制御装置。
前記ｆ／Ｖ変換器は、

φ₀：１相あたりの永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値、ω：電気角周波数、Ｌ：同期電動機の巻線インダクタンス値、Ｖ_dc：インバータの直流電圧、Ｉ_dc：インバータの直流平均電流
から前記電圧指令瞬時値Ｖ_mを求めることを特徴とする請求項１または２に記載の同期電動機のＶ／ｆ制御装置。
前記ｆ／Ｖ変換器は、

φ₀：１相あたりの永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値、ω：電気角周波数、ｒ：同期電動機の巻線抵抗、Ｌ：同期電動機の巻線インダクタンス値、Ｖ_dc：インバータの直流電圧、Ｉ_dc：インバータの直流平均電流
から前記電圧指令瞬時値Ｖ_mを求めることを特徴とする請求項１または２に記載の同期電動機のＶ／ｆ制御装置。
前記ｆ／Ｖ変換器は、

φ₀’：１相あたりの永久磁石による電機子鎖交磁束を温度補正した磁束の最大値、ω：電気角周波数、ｒ’：同期電動機の巻線抵抗を温度補正した抵抗、Ｌ：同期電動機の巻線インダクタンス値、Ｖ_dc：インバータの直流電圧、Ｉ_dc：インバータの直流平均電流
から前記電圧指令瞬時値Ｖ_mを求めることを特徴とする請求項１または２に記載の同期電動機のＶ／ｆ制御装置。
前記安定化処理手段は、周波数指令値ω^*が高くなるほど前記補正値Δωを低くするゲインＫ_iにしたことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の同期電動機のＶ／ｆ制御装置。
前記安定化処理手段は、前記トルク脈動推定値から直流に近い成分をカットした脈動成分を抽出して周波数指令値ω^*の補正値を得ることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の同期電動機のＶ／ｆ制御装置。