WO2021255813A1 - 電力変換装置、及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

電力変換装置、及び電動パワーステアリング装置 Download PDF

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晃 古川
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    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • This application relates to a power conversion device and an electric power steering device.
  • Patent Document 1 discloses a shunt resistor for current detection or a power conversion device capable of reducing power loss due to a switching element.
  • the power loss in the shunt resistor is reduced by shifting the three-phase voltage command in the positive direction.
  • the duty of the maximum phase which is less than the current detection time and the current detection becomes impossible, is attached to 100%, and the current accuracy is ensured by performing the current detection in the other two phases.
  • Patent Document 2 the difference in on-time for each switching element is reduced by changing the shift direction of the voltage command in the case of left steering and the case of right steering of the handle equipped in the vehicle, and switching is performed.
  • a power conversion device that reduces the bias of heat loss for each element is disclosed.
  • Patent Document 3 discloses a PWM amplifier having a small peak value of an input current and a small effective value without increasing the circuit scale, and the PWM amplifier of the first axis and the PWM amplifier 2 at predetermined intervals of a triangular wave are disclosed.
  • a technique is disclosed in which the bias signals of the PWM amplifiers on the axis are alternately exchanged so as not to limit the on-time of the transistors constituting the upper arm or the lower arm.
  • the three-phase voltage command is shifted in the positive direction in order to reduce the power loss in the shunt resistor.
  • the power loss in the shunt resistor can be reduced, but the conduction loss in the high potential side switching element becomes larger than the conduction loss in the low potential side switching element.
  • the shunt resistance often has a smaller thermal resistance than the switching element. Further, even if the thermal resistance is the same, heat generation due to the shunt resistor can be suppressed by using a non-contact current detector instead of the shunt resistor.
  • the bias signal is switched, but for example, when the current is detected by the current detector inserted in series with the low potential side switching element, the bias signal is transmitted in the negative direction.
  • the current can be detected without any problem, but when the bias signal is given in the positive direction, there is a problem that the current undetectable phase increases as compared with the case where the bias signal is not given.
  • the present application discloses a technique for solving the above-mentioned problems, and an object of the present invention is to provide a power conversion device and an electric power steering device that eliminate the bias of the calorific value while ensuring the current detection accuracy. And.
  • the power conversion device disclosed in the present application is a power conversion device having a DC power supply that outputs a DC voltage and is connected to an AC rotating machine having three or more phases of n-phase windings. It has a high-potential side switching element and a low-potential side switching element, switches and controls the high-potential side switching element and the low-potential side switching element based on an on / off signal, and converts the DC voltage into an AC voltage.
  • the power converter applied to the n-phase winding and A voltage command is calculated based on a current detector inserted in series with the high-potential side switching element or the low-potential side switching element to obtain a detection current of each phase, and a current command of the AC rotating machine, and the voltage command is obtained.
  • a control unit that outputs the on / off signal by comparing the applied voltage obtained by the first offset correction and the second offset correction with the carrier signal is provided.
  • the control unit The first offset correction and the second offset correction are switched in a cycle shorter than the electric angle period of the AC rotating machine, and the first offset correction performs at least n-2 phases of each phase current of the AC rotating machine.
  • the first shift amount is determined so as to be a detectable applied voltage, the first shift amount is equally subtracted for all the voltage commands to calculate the applied voltage, and the second offset correction is performed.
  • the average value in the electric angle cycle determines the second shift amount whose sign is opposite to the average value in the electric angle cycle of the first shift amount, and the second shift amount is equal to all the voltage commands. It is characterized in that the applied voltage is calculated by subtracting.
  • a power conversion device that eliminates the bias of the calorific value while ensuring the current detection accuracy can be obtained.
  • FIG. 5 is an overall configuration diagram in which an AC rotary machine is controlled by the power conversion device according to the first embodiment. It is operation
  • FIG. It is a flowchart explaining the operation of the 1st offset correction in the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the three-phase applied voltage of the modulation factor 85% at the time of determining the 1st shift amount in the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the three-phase applied voltage of the modulation factor 100% at the time of determining the 1st shift amount in the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a flowchart explaining the operation of the 2nd offset correction in the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the three-phase applied voltage of the modulation factor 85% at the time of determining the 2nd shift amount in the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the 3 phase applied voltage of the modulation factor 100% at the time of determining the 2nd shift amount in the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the 1st shift amount of FIG. 4A and FIG. 4B, and the 2nd shift amount of FIG. 6A and FIG. 6B. It is a figure which shows the 1st shift amount of FIG. 4A and FIG.
  • FIG. 4B It is a flowchart explaining another operation of the 1st offset correction in the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the waveform of the applied voltage when the 2nd shift amount is given so that the applied voltage of the maximum phase of the three-phase applied voltage becomes the maximum value of a carrier signal.
  • FIG. shows the waveform of the applied voltage when the 2nd shift amount is given so that the applied voltage of the maximum phase of the three-phase applied voltage becomes the maximum value of a carrier signal.
  • FIG. 5 is a waveform diagram of the applied voltage when the maximum value of the applied voltage at which the current can be detected is 0.4 and the modulation factor is 2 ⁇ 3 / 5 in the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a waveform diagram of the applied voltage when the maximum value of the applied voltage at which the current can be detected is 0.4 and the modulation factor is 2 ⁇ 3 / 5 in the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a waveform diagram of an applied voltage when the maximum value of the applied voltage at which current can be detected is 0.4 and the modulation factor is 0.7 in the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a waveform diagram of an applied voltage when the maximum value of the applied voltage at which current can be detected is 0.4 and the modulation factor is 0.7 in the power conversion device according to the first embodiment. It is a figure which shows the operation timing of the voltage command calculator, the offset calculator, and the on / off signal generator used in the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 5 is an overall configuration diagram in which an AC rotary machine is controlled by the power conversion device according to the second embodiment. It is operation explanatory drawing of the on / off signal generator used in the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a flowchart explaining the operation of the 1st offset correction in the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. 1 It is a figure which shows the three-phase applied voltage of the modulation factor 85% at the time of determining the 1st shift amount in the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a figure which shows the three-phase applied voltage of the modulation factor 100% at the time of determining the 1st shift amount in the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a flowchart explaining the operation of the 2nd offset correction in the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. 17A and FIG. 17B shows the 1st shift amount of FIG. 17A and FIG. 17B, and the 2nd shift amount of FIGS. 19A and 19B.
  • FIG. 17A and FIG. 17B shows the 1st shift amount of FIG. 17A and FIG. 17B, and the 2nd shift amount of FIGS. 19A and 19B.
  • FIG. 19A and 19B It is a flowchart explaining another operation of the 1st offset correction in the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. 5 is a waveform diagram of the applied voltage when the maximum value of the applied voltage at which the current can be detected is 0.4 and the modulation factor is 2 ⁇ 3 / 5 in the power conversion device according to the second embodiment.
  • FIG. 5 is a waveform diagram of the applied voltage when the maximum value of the applied voltage at which the current can be detected is 0.4 and the modulation factor is 2 ⁇ 3 / 5 in the power conversion device according to the second embodiment.
  • FIG. 5 is a waveform diagram of an applied voltage when the maximum value of the applied voltage at which current can be detected is 0.4 and the modulation factor is 0.7 in the power conversion device according to the second embodiment.
  • FIG. 5 is a waveform diagram of an applied voltage when the maximum value of the applied voltage at which current can be detected is 0.4 and the modulation factor is 0.7 in the power conversion device according to the second embodiment. It is a block diagram which shows the whole structure of the electric power steering apparatus which concerns on Embodiment 3.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram in which an AC rotary machine is controlled by the power conversion device according to the first embodiment.
  • the AC rotary machine 1 is a three-phase AC rotary machine in which the three-phase windings U1, V1, and W1 are housed in the stator of the rotary machine.
  • Examples of the AC rotating machine include a permanent magnet synchronous rotating machine, an induction rotating machine, a synchronous reluctance rotating machine, and the like, but the present embodiment is any rotating machine as long as it is an AC rotating machine having three or more phases of n-phase windings. May be used.
  • the DC power supply 2 outputs a DC voltage V dc to the power converter 3.
  • the DC power supply 2 includes all devices that output a DC voltage, such as a battery, a DC-DC converter, a diode rectifier, and a PWM rectifier.
  • the smoothing capacitor 4 is connected in parallel with the DC power supply 2 to suppress fluctuations in the bus current and realize a stable DC current.
  • an equivalent series resistance Rc and a lead inductance Lc exist in addition to the true capacitor capacity C.
  • the power converter 3 uses a reverse conversion circuit (inverter), and based on the on / off signals Cup1, Qun1, Qbp1, Qvn1, Qwp1, and Qwn1, the high-potential side switching elements Supp1, Swp1, Swp1, and the low-potential side.
  • the DC voltage Vdc input from the DC power supply 2 is converted into electric power, and the voltage is applied to the three-phase windings U1, V1, and W1 of the AC rotating machine 1.
  • the currents I u1 , I v1 , and I w 1 are energized.
  • the on / off signal Cup1 is a signal for turning on / off the high potential side switching element Sup1 of the power converter 3, and the on / off signal Qun1 turns on the low potential side switching element Sun1 of the power converter 3. / It is a signal to turn off.
  • the on / off signal Qvp1 is a signal for turning on / off the high potential side switch Svp1 of the power converter 3, and the on / off signal Qvn1 turns on / off the low potential side switching element Svn1 of the power converter 3. It is a signal to do.
  • the on / off signal Qwp1 is a signal for turning on / off the high potential side switching element Swp1 of the power converter 3, and the on / off signal Qwn1 turns on / off the low potential side switching element Swn1 of the power converter 3. It is a signal to turn off.
  • the on / off signals Cup1, Qun1, Qvp1, Qvn1, Qwp1, and Qwn1
  • if the value is 1 the signal to turn on the corresponding switching element is output, while if the value is 0, the corresponding switching is output. It is assumed that a signal for turning off the element is output.
  • semiconductor switches such as IGBTs, bipolar transistors, and MOS power transistors and diodes connected in antiparallel are used.
  • the control unit 5 includes a voltage command calculator 6, an offset calculator 7, and an on / off signal generator 8.
  • the voltage command calculator 6 calculates the three-phase voltage commands V u1 , V v1 , and V w1 , which are voltages applied to the three-phase windings U1, V1, and W1 that drive the AC rotary machine 1, and sends the offset calculator 7 to the offset calculator 7. Output.
  • the current command of the AC rotary machine 1 is set as the control command, and the three-phase windings U1, V1, which are detected by the current detector 9 described later.
  • a current feedback control that calculates the three-phase voltage commands V u1 , V v1 , and V w 1 by proportional integration control is used so that the deviations of the currents I u1 , I v1 , and I w 1 flowing through W1 are zero. Since such control is a known technique, detailed description thereof will be omitted.
  • the offset calculator 7 calculates the three-phase applied voltages V u1 c, V v1 c, and V w1 c by the first offset correction and the second offset correction based on the three-phase voltage commands V u1 , V v1 , and V w1. ..
  • the first offset correction the first shift amount Volts1 is determined so that the applied voltage can detect the current detection of at least one of the three-phase currents, and the three-phase voltage commands V u1 , V v1 , and V w1 are the first.
  • One shift amount Volts1 is subtracted to obtain three-phase applied voltages V u11 c, V v11 c, and V w11 c.
  • the second shift amount Vofs2 whose sign is opposite to the average value in the electric angle period of the first shift amount Vofs1 is determined, and the three-phase voltage command V u1 is determined.
  • the second shift amount Vofs2 is subtracted from V v1 and V w1 to obtain the three-phase applied voltages V u12 c, V v12 c, and V w12 c.
  • the three-phase voltage command V u1 , V v1 , and V w1 are given in descending order of the maximum phase three-phase voltage command V max1 (hereinafter referred to as the maximum phase V max1 ) and the intermediate phase three-phase voltage command V mid1 (hereinafter referred to as the maximum phase V max1).
  • the maximum phase V max1 the maximum phase three-phase voltage command
  • V mid1 the intermediate phase three-phase voltage command V mid1
  • the maximum phase correction 3-phase applied voltage V max1 c (hereinafter referred to as the maximum phase V max1 c), the intermediate phase correction 3-phase applied voltage V mid1 c, and the minimum phase corrected 3-phase applied voltage. It will be described as V min1 c (hereinafter referred to as the minimum phase V min1 c).
  • the on / off signal generator 8 outputs on / off signals Cup1, Qun1, Qvp1, Qvn1, Qwp1, and Qwn1 based on the three-phase applied voltages V u1 c, V v1 c, and V w1 c, and also outputs a second.
  • the on / off signals Cup2, Qun2, Qbp2, Qvn2, Qwp2, and Qwn2 are output based on the three-phase applied voltages V u2 c, V v2 c, and V w2 c.
  • FIG. 2 is an operation explanatory diagram of the on / off signal generator 8.
  • the detection timing t s indicates the timing of current detection.
  • the current detector 9 is provided in series with each phase of the low-potential side switching elements Sun1, Svn1, and Swn1 of the power converter 3, and the currents I u1 , I v1 , and the currents I u1, I v1, flowing through the three-phase windings U1, V1, and W1 are provided. I w1 is detected.
  • the current detection resistance element determined in consideration of the time required for the current detector 9 to detect the current (ringing convergence time included in the detection waveform, conversion time of the analog / digital converter, and time required for sample / hold). the lower limit of the conduction time) to a t i. 2, the current detector in order to accurately detect the detection timing t s at 9, ON / OFF signals according to the electric power converter 3 during the period from t s -t i to t s Qup1, Qun1, Qvp1 , Qvn1, Qwp1, Qwn1 from 0 to 1 and from 1 to 0 should not occur. If this switching occurs , noise is mixed in the detected currents I u1 , I v1 , and I w 1, and as a result, vibration or noise is generated from the AC rotating machine 1.
  • the maximum phase V max1 the c 3-phase application voltage V u1 c, the V v1 c, V w1 c It is necessary to satisfy the following equation (1) as the maximum value.
  • what is within t i / 2 is because the influence of noise later on / off signals from the set time t 2 later than this occurs by the switching from 1 to 0, or from 1 0 be.
  • the detection timing t in the case of setting the detection timing t s from the time t 2 after t i / 2, can be the largest set the applied voltage V max c of the maximum phase, the detection timing t satisfies the following equation (2) Three-phase current can be detected in s. Further, the time t i may be taken into account also the convergence time of the current disturbance due to the influence of the switching noise of the other phases, the time around the detection timing in all the phases as well as maximum phase if the t i It is possible to detect the current with high accuracy by avoiding the switching in. By updating the on / off signal at the valley of the carrier signal Cl as shown in FIG.
  • the ratio of the maximum value of the applied voltage at which the current can be detected to the DC voltage (hereinafter referred to as the maximum applied voltage ratio) is K m.
  • K m V dc hereinafter referred to as the maximum applied voltage
  • K m satisfies the following equation (3).
  • the period T c is 50 [mu] s
  • the modulation factor K that can up phase V max1 c below 0.4V dc is less than 90%
  • three-phase detection is possible.
  • the maximum phase V max1 c is 0.4 V dc or more, so that two phases other than the maximum phase can be detected, and the remaining one phase is known from the detectable two phases. It can be estimated and obtained by the method of.
  • FIG. 3 is a flowchart illustrating the operation of the first offset correction.
  • step S120 the three-phase voltage instruction V u1, V v1, V w1 , in decreasing order, the maximum phase V max1, intermediate phase V mid1, substitutes the minimum phase V min1.
  • step S121 it is determined whether the modulation factor K is 90% or less, and if true (YES), step S122 is executed, and if false (NO), step S123 is executed.
  • the determination may be made using the difference between the maximum phase V max 1 and the minimum phase V min 1.
  • step S122 the first shift amount Vofs1 is determined so that the maximum phase V max c of the three-phase applied voltage is 0.4 V dc or less at which the current can be detected.
  • step S123 it is determined whether the difference between the voltage command of the maximum phase and the voltage command of the intermediate phase is less than 0.1 V dc. If it is true (YES), step S124 is executed, and if it is false (NO), it is executed. Step S125 is executed.
  • step S124 in order to maximize the time from the switching of the maximum phase to the detection timing t s , the first shift amount Vofs 1 is determined so that the minimum phase V min c of the three-phase applied voltage is ⁇ 0.5 V dc. ..
  • step S125 in order to stop the switching of the maximum phase, the first shift amount Vofs1 is determined so that the maximum phase V max c of the three-phase applied voltage becomes 0.5 V dc.
  • the three-phase applied voltage having a modulation factor K of 85% is shown in FIG. 4A
  • the three-phase applied voltage having a modulation factor K of 100% is shown in FIG. 4B, so that a detection current of two or more phases can be obtained in the entire region.
  • the first shift amount Vofs1 may be a value that can obtain a detection current of at least one phase.
  • the modulation factor K By setting the modulation factor K to the third specified value K 3 or less that satisfies the following equation (4), the applied voltage of the maximum phase can be set to the maximum applied voltage or less, and the detection current of at least one phase or more can be detected in the entire region. can get.
  • the broken line a indicates the three-phase applied voltage V u11 c
  • the alternate long and short dash line b indicates the three-phase applied voltage V v11 c
  • the solid line c indicates the three-phase applied voltage V w11 c.
  • the modulation factor K is when third larger than the prescribed value K 3, the applied voltage of the maximum phase below maximum applied voltage K m V dc, or one or more phase currents by the maximum value of the carrier signal Cl It can be detected with high accuracy. If the modulation rate is large, larger than the maximum applied voltage K m V dc applied voltage is the intermediate phase, and, although it may be less than the maximum value of the carrier signal Cl, for example as described in Patent Document 5, 2 times By providing the detection timing of, the current of one or more phases can be detected with high accuracy, and the remaining two phases can be estimated.
  • FIG. 5 is a flowchart illustrating the operation of the second offset correction. 5
  • step S130 in descending order of the three-phase voltage instruction V u1, V v1, V w1 , the maximum phase V max1, intermediate phase V mid1, substitutes the minimum phase V min1.
  • step S131 it is determined whether the modulation factor K is 90% or less, and if true (YES), step S132 is executed, and if false (NO), step S133 is executed.
  • step S132 the second shift amount Vofs 2 is determined so that the minimum phase V min c of the three-phase applied voltage becomes ⁇ 0.4 V dc corresponding to step S122.
  • step S133 it is determined whether the difference between the voltage command of the intermediate phase and the voltage command of the minimum phase is less than 0.1 V dc. If it is true (YES), step S134 is executed, and if it is false (NO), it is executed. Step S135 is executed.
  • step S134 the second shift amount Vofs 2 is determined so that the maximum phase V max c of the three-phase applied voltage becomes 0.5 V dc corresponding to step S124 of FIG.
  • step S135 the second shift amount Vofs 2 is determined so that the minimum phase V min c of the three-phase applied voltage is ⁇ 0.5 V dc corresponding to step S125 in FIG.
  • the three-phase applied voltage having a modulation factor K of 85% is shown in FIG. 6A
  • the three-phase applied voltage having a modulation factor K of 100% is shown in FIG. 6B.
  • the broken line a indicates the three-phase applied voltage V u12 c
  • the alternate long and short dash line b indicates the three-phase applied voltage V v12 c
  • the solid line c indicates the three-phase applied voltage V w12 c.
  • I uvw indicates the phase current amplitude
  • V uvw indicates the phase voltage amplitude
  • ⁇ indicates the phase difference between the phase voltage and the phase current, that is, the power factor angle.
  • the offset f ( ⁇ ) satisfies the following equation (11), so that the calorific value of the high potential side switching element Sup1 and the calorific value of the low potential side switching element Sun1 can be obtained. It is possible to make them equivalent.
  • FIGS. 7A and 7B show the first shift amount Vofs1 of FIGS. 4A and 4B, and the second shift amount Vofs2 of FIGS. 6A and 6B.
  • the signal obtained by inverting the sign of the first shift amount Vofs1 and shifting the phase by 180 deg coincides with the second shift amount Vofs2 and satisfies the equation (11).
  • the amount and the calorific value of the low potential side switching element Sun1 can be equalized.
  • the broken line d indicates the second shift amount Vofs2
  • the solid line e indicates the first shift amount Vofs1.
  • step S122a the calculation flowchart of the first offset correction may be as shown in FIG. 8 as step S122a.
  • step S122a of FIG. 8 the applied voltage of the minimum phase V min1 to a minimum value of the carrier signal Cl, to maximize the time from the switching of the maximum phase V max1 to the detection timing t s, improve the accuracy of current detection can.
  • the second shift amount may be given so that the applied voltage of the maximum phase V max1 of the three-phase applied voltage becomes the maximum value of the carrier signal Cl.
  • FIGS. 9A and 9B the waveforms of the applied voltage when the maximum applied voltage ratio K m is 0.4 and the modulation factor K is 0.7 are shown in FIGS. 9A and 9B.
  • the broken line f indicates a three-phase applied voltage V u12 c
  • the alternate long and short dash line g indicates a three-phase applied voltage V v12 c
  • the solid line h indicates a three-phase applied voltage V w12 c.
  • the broken line i indicates the three-phase applied voltage V u11 c
  • the alternate long and short dash line j indicates the three-phase applied voltage V v11 c
  • the solid line k indicates the three-phase applied voltage V w11 c.
  • the modulation factor K when the modulation factor K is high, the electric angle that changes in the carrier period is large, so that the time spent in the region where the difference between the voltage commands of the maximum phase and the intermediate phase is small is short.
  • the calculation flowchart of the first offset correction may be as shown in FIG.
  • the modulation factor K is larger than the third specified value K 3 given at the maximum applied voltage ratio K m + 0.5, the switching for one phase can be stopped by setting the maximum value of the carrier signal Cl, so that the other phase can be stopped. It is possible to accurately detect a current of one phase or more while suppressing a current detection error due to switching noise. In addition, it is possible to reduce the processing load by reducing conditional branching.
  • the modulation factor K when the modulation factor K is low, the amplitude of the voltage command is small and there is a degree of freedom in selecting the first shift amount. Therefore, when the modulation factor K is equal to or less than the first specified value K 1, the first shift amount may be set to zero.
  • the first predetermined value K 1 may satisfy the following equation (12). By setting the second shift amount to zero, it is possible to equalize the calorific value. At this time, when the maximum applied voltage ratio K m is 0.4 and the modulation factor K is 2 ⁇ 3 / 5, the waveforms of the applied voltage are shown in FIGS. 11A and 11B.
  • the three-phase applied voltages V u11 c, V v11 c, V w11 c obtained by the first offset correction and the three-phase applied voltages V u12 c, V v12 c, V w12 c obtained by the second offset correction are equivalent. It will be a thing.
  • the broken line l indicates the three-phase applied voltage V u12 c
  • the alternate long and short dash line m indicates the three-phase applied voltage V v12 c
  • the solid line n indicates the three-phase applied voltage V w12 c.
  • the broken line o indicates the three-phase applied voltage V u11 c
  • the alternate long and short dash line p indicates the three-phase applied voltage V v11 c
  • the solid line q indicates the three-phase applied voltage V w11 c.
  • the first shift amount is calculated based on the second specified value K 2 as in the following equation (13). That is, the first shift amount is determined regardless of the modulation factor K at that time.
  • the second shift amount may be determined so that the sum with the first shift amount becomes zero, so the following equation (14) is used.
  • the second predetermined value K 2 may satisfy the following equation (15).
  • the broken line l indicates the three-phase applied voltage V u12 c
  • the alternate long and short dash line m indicates the three-phase applied voltage V v12 c
  • the solid line n indicates the three-phase applied voltage V w12 c.
  • the broken line o indicates the three-phase applied voltage V u11 c
  • the alternate long and short dash line p indicates the three-phase applied voltage V v11 c
  • the solid line q indicates the three-phase applied voltage V w11 c.
  • the second shift amount may be set so that the following equation (16) holds by using the constant K pn based on the on-resistance.
  • FIG. 13 is a diagram showing the operation timings of the voltage command calculator 6, the offset calculator 7, and the on / off signal generator 8.
  • Cup1 (m-1), Qun1 (m-1), Qbp1 (m-1), Qvn1 (m-1), Qwp1 (m-1), and Qwn1 (m-1) are first offset corrected. It is an on / off signal based on the three-phase applied voltage V u1 (m-1) c, V v1 (m-1) c, and V w1 (m-1) c obtained in the above.
  • the applied voltage due to the first offset correction that can detect the current is output, so by detecting the mth I u1 (m), I v1 (m), and I w1 (m).
  • the three-phase voltage commands V u1 (m), V v1 (m), and V w1 (m) are calculated, and the first is based on the three-phase voltage commands V u1 (m), V v1 (m), and V w1 (m).
  • the three-phase applied voltage V u1 (m) c, V v1 (m) c, and V w1 (m) c are calculated by the two offset correction.
  • V w1 (3-phase applied by the first offset correction based on m) voltage V u1 (m + 1) c , V v1 (m + 1) c, calculates a V w1 (m + 1) c . It should be noted that the phase of the previous three-phase voltage commands V u1 (m), V v1 (m), and V w1 (m) may be advanced by the amount of the rotation change of the AC rotating machine 1.
  • the (m + 2) th I u1 (m + 2), I v1 (m + 2), and I w1 (m + 2) are detected.
  • the three-phase voltage commands V u1 (m + 2), V v1 (m + 2), and V w1 (m + 2) are calculated, and based on the three-phase voltage commands V u1 (m + 2), V v1 (m + 2), and V w1 (m + 2).
  • the three-phase applied voltages V u1 (m + 2) c, V v1 (m + 2) c, and V w1 (m + 2) c are calculated by the second offset correction.
  • the voltage command is calculated based on the detected phase current, and the second offset does not consider whether or not the current can be detected in order to equalize the calorific value.
  • the applied voltage generated by the correction is output, the voltage command is not updated to equalize the calorific value while obtaining an accurate detection current, and the processing load is suppressed by stopping the calculation due to the inaccurate detection current. can.
  • the wasted time from the detection current to the reflection of the applied voltage can be minimized, so that the current detection accuracy is improved without deteriorating the control response. And it becomes possible to realize equalization of the calorific value.
  • FIG. 14 is an overall configuration diagram in which the AC rotating machine is controlled by the power conversion device according to the second embodiment.
  • the power conversion device according to the second embodiment has a different current detector 9a from the power conversion device according to the first embodiment.
  • the current detector 9a is provided in series with each phase of the power converter 3 high-potential side switching elements Sup1, Spp1, and Swp1, and detects the currents I u1 , I v1 , and I w 1 flowing through the three-phase winding.
  • FIG. 15 is an operation explanatory diagram of the on / off signal generator used in the power conversion device according to the second embodiment, and is a diagram corresponding to FIG. 2 of the first embodiment.
  • a current detector for accurately detected by the detection timing t s of the 9a, on / off signal to the power converter 3 during the period from t s -t i to t s Qup1, Qun1, Qvp1 , Qvn1, Qwp1, Qwn1 from 0 to 1 and from 1 to 0 should not occur. If this switching occurs , noise is mixed in the detected currents I u1 , I v1 , and I w 1, and as a result, the AC rotating machine 1 causes vibration or noise.
  • the high potential side switching elements Sup1, Svp1, Swp1 the current detector 9a is inserted in series with the ratio with respect to the DC voltage of the minimum value of detectable current applied voltage (hereinafter, referred to as the minimum applied voltage ratio.)
  • the K S Then, when the applied voltage is K S V dc (hereinafter referred to as the minimum applied voltage) or more, the current can be detected accurately.
  • K S satisfies the following equation (17).
  • the period T c is 50 [mu] s
  • the current detector 9a is when the time t i required for the detection of current of 4.9 ⁇ s, the modulation ratio K as possible minimum phase V min1 c than -0.4 V dc 90%
  • the modulation ratio K as possible minimum phase V min1 c than -0.4 V dc 90%
  • three-phase detection is possible.
  • the minimum phase V min1 c is smaller than -0.4 V dc , so that two phases other than the minimum phase can be detected, and the remaining one phase is from the detectable two phases. It can be estimated and obtained by a known method. Further, as shown in FIG.
  • FIG. 16 is a flowchart illustrating the operation of the first offset correction in the power conversion device according to the second embodiment.
  • FIG. 16 is different from step S122b to step S125b with respect to FIG. 3 of the first embodiment.
  • step S122b the first shift amount is determined so that the minimum phase V min c of the three-phase applied voltage is ⁇ 0.4 V dc or more at which the current can be detected.
  • step S123b it is determined whether the difference between the voltage command of the intermediate phase and the voltage command of the minimum phase is less than 0.1 V dc. If it is true (YES), step S124b is executed, and if it is false (NO), it is executed. Step S125b is executed.
  • step S124b in order to maximize the time from the switching of the minimum phase to the detection timing t s , the first shift amount is determined so that the maximum phase V max c of the three-phase applied voltage is 0.5 V dc.
  • step S125b in order to stop the switching of the minimum phase, the first shift amount is determined so that the minimum phase V min c of the three-phase applied voltage becomes ⁇ 0.5 V dc.
  • the three-phase applied voltage having a modulation factor K of 85% is shown in FIG. 17A
  • the three-phase applied voltage having a modulation factor K of 100% is shown in FIG. 17B, so that a detection current of two or more phases can be obtained in the entire region.
  • the first shift amount may be a value that can obtain a detection current of at least one phase or more.
  • the applied voltage of the minimum phase can be set to be equal to or higher than the minimum applied voltage, and at least one phase or more can be detected in the entire region. You can get the current.
  • the broken line a indicates the three-phase applied voltage V u11 c
  • the alternate long and short dash line b indicates the three-phase applied voltage V v11 c
  • the solid line c indicates the three-phase applied voltage V w11 c.
  • FIG. 18 is a flowchart illustrating the operation of the second offset correction.
  • FIG. 18 is different from step S132b to step S135b with respect to FIG. 5 of the first embodiment.
  • step S132b the second shift amount is determined so that the maximum phase V max c of the three-phase applied voltage becomes 0.4 V dc corresponding to step S122 b of FIG.
  • step S133b it is determined whether the difference between the voltage command of the maximum phase and the voltage command of the intermediate phase is less than 0.1 V dc. If it is true (YES), step S134b is executed, and if it is false (NO), it is executed. Step S135b is executed.
  • step S134b the second shift amount is determined so that the minimum phase V min c of the three-phase applied voltage becomes ⁇ 0.5 V dc corresponding to step S124 b in FIG.
  • step S135b the second shift amount is determined so that the maximum phase V max c of the three-phase applied voltage becomes 0.5 V dc corresponding to step S125 b of FIG.
  • the three-phase applied voltage having a modulation factor K of 85% is shown in FIG. 19A
  • the three-phase applied voltage having a modulation factor K of 100% is shown in FIG. 19B.
  • the broken line a indicates the three-phase applied voltage V u12 c
  • the alternate long and short dash line b indicates the three-phase applied voltage V v12 c
  • the solid line c indicates the three-phase applied voltage V w12 c.
  • FIGS. 20A and 20B show the first shift amount of FIG. 17A, the second shift amount of FIG. 19A, the first shift amount of FIG. 17B, and the second shift amount of FIG. 19B.
  • the signal in which the sign of the first shift amount is inverted and the phase is shifted by 180 deg matches the second shift amount and satisfies the equation (11).
  • the calorific value of the low potential side switching elements Sun1, Svn1, and Swn1 can be equalized.
  • the broken line d indicates the second shift amount Vofs2
  • the solid line e indicates the first shift amount Vofs1.
  • step S122c the calculation flowchart of the first offset correction may be as shown in FIG. 21 as step S122c.
  • step S122c of FIG. 21 by the maximum phase voltage applied V max1 of 3-phase applied voltage and the maximum value of the carrier signal Cl, to maximize the time from the switching of the minimum phase V min1 to the detection timing t s, The current detection accuracy can be improved.
  • the second shift amount may be given so that the applied voltage of the minimum phase V min 1 becomes the minimum value of the carrier signal Cl.
  • the minimum applied voltage ratio K S is -0.4
  • Figure 22A the waveform of the applied voltage when the modulation ratio K is 0.85, shown in Figure 22B.
  • the broken line f indicates the three-phase applied voltage V u12 c
  • the alternate long and short dash line g indicates the three-phase applied voltage V v12 c
  • the solid line h indicates the three-phase applied voltage V w12 c.
  • the broken line i indicates the three-phase applied voltage V u11 c
  • the alternate long and short dash line j indicates the three-phase applied voltage V v11 c
  • the solid line k indicates the three-phase applied voltage V w11 c.
  • step S123b in FIG. The calculation flowchart of the first offset correction may be as shown in FIG. If third greater than the prescribed value K 3 the modulation factor K is given by 0.5-K S is, it is possible to stop switching of one phase by the minimum value of the carrier signal Cl, the other phase switching noise It is possible to accurately detect one or more phases of current while suppressing the current detection error due to the above. In addition, it is possible to reduce the processing load by reducing conditional branching.
  • the first shift amount may be set to zero. Since the applied voltage of the minimum phase must be equal to or higher than the minimum applied voltage K S V dc in order to accurately detect the current, the first specified value K 1 may satisfy the following equation (19). By setting the second shift amount to zero, it is possible to equalize the calorific value.
  • the minimum applied voltage ratio K S is 0.4
  • the waveform of the applied voltage when the modulation ratio K is 2 ⁇ 3 / 5 is FIG. 24A, and FIG. 24B.
  • V u11 c, V v11 c, V w11 c obtained by the first offset correction and the V u12 c, V v12 c, V w12 c obtained by the second offset correction are equivalent.
  • the broken line l indicates the three-phase applied voltage V u12 c
  • the alternate long and short dash line m indicates the three-phase applied voltage V v12 c
  • the solid line n indicates the three-phase applied voltage V w12 c.
  • the broken line o indicates the three-phase applied voltage V u11 c
  • the alternate long and short dash line p indicates the three-phase applied voltage V v11 c
  • the solid line q indicates the three-phase applied voltage V w11 c.
  • the first shift amount is calculated based on the second specified value K 2 as in the following equation (20). That is, the first shift amount is determined regardless of the modulation factor K at that time.
  • the second shift amount may be determined so that the sum with the first shift amount becomes zero, so the following equation (21) is used.
  • the applied voltage of the minimum phase needs to be equal to or higher than the minimum applied voltage K S V dc. Therefore, the second specified value K 2 may satisfy the following equation (22).
  • the minimum applied voltage ratio K S is -0.4
  • Figure 25A the waveform of the applied voltage when the modulation ratio K is 0.7
  • Figure 25B the waveform of the applied voltage when the modulation ratio K is 0.7
  • the broken line l indicates the three-phase applied voltage V u12 c
  • the alternate long and short dash line m indicates the three-phase applied voltage V v12 c
  • the solid line n indicates the three-phase applied voltage V w12 c.
  • the broken line o indicates the three-phase applied voltage V u11 c
  • the alternate long and short dash line p indicates the three-phase applied voltage V v11 c
  • the solid line q indicates the three-phase applied voltage V w11 c.
  • FIG. 26 is a block diagram showing the overall configuration of the electric power steering device according to the third embodiment.
  • the electric power steering device 10 includes a drive device 11, and the drive device 11 includes the power conversion device described in the first embodiment or the second embodiment and the AC rotation controlled by the power conversion device. It is shown as a device that integrally includes the machine 1.
  • the torque sensor 13 detects the steering torque and outputs it to the drive device 11. Further, the vehicle speed sensor 14 detects the traveling speed of the vehicle and outputs it to the drive device 11.
  • the drive device 11 generates an auxiliary torque for assisting the steering torque from the AC rotary machine 1 based on the steering torque input from the torque sensor 13 and the traveling speed input from the vehicle speed sensor 14, and the front wheel 15 of the vehicle. Supply to the steering mechanism.
  • the drive device 11 may be configured to generate auxiliary torque based on inputs other than the torque sensor 13 and the speed sensor 14.
  • the power conversion device can be applied to the control device of the electric power steering device that generates the torque that assists the steering torque of the steering system in the AC rotary machine 1. ..
  • the control device of the electric power steering device that generates the torque that assists the steering torque of the steering system in the AC rotary machine 1. ..
  • a known method of estimating the steering torque from the applied voltage, the number of revolutions, or the like may be used without using the torque sensor.
  • a known method of controlling by the estimated road surface reaction force or the like may be used without using the vehicle speed sensor.

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Abstract

第１オフセット補正と第２オフセット補正を交流回転機（１）の電気角周期よりも短い周期Ｔｃで切り替え、前記第１オフセット補正は、交流回転機（１）の各相電流（Ｉｕ１、Ｉｖ２、Ｉｗ１）のうち少なくともｎ－２相を検出可能な印加電圧となるように、第１シフト量（Ｖｏｆｓ１）を決定し、すべての電圧指令に対して等しく第１シフト量（Ｖｏｆｓ１）を減算して前記印加電圧を算出し、前記第２オフセット補正は、電気角周期における平均値が、第１シフト量（Ｖｏｆｓ１）の電気角周期における平均値に対して符号が逆となる第２シフト量（Ｖｏｆｓ２）を決定し、すべての前記電圧指令に対して等しく第２シフト量（Ｖｏｆｓ２）を減算して前記印加電圧を算出する。

Description

電力変換装置、及び電動パワーステアリング装置
　本願は、電力変換装置、及び電動パワーステアリング装置に関するものである。
　従来、例えば電動パワーステアリング装置に使用されるモータ制御装置に、インバータなどの電力変換装置が用いられている。
　例えば特許文献１には、電流検出用のシャント抵抗、あるいはスイッチング素子による電力損失を低減できる電力変換装置が開示されている。この特許文献１では、３相の電圧指令を正の方向にシフトすることによってシャント抵抗での電力損失を低減している。また、電流検出時間未満となって電流検出が不可能になる最大相のデューティを１００％に張り付け、他の２相にて電流検出を行うことにより電流精度を確保している。
　また、例えば特許文献２には、車両に装備されるハンドルの左操舵の場合と右操舵の場合において、電圧指令のシフト方向を変えることにより、スイッチング素子ごとのオン時間の差を小さくし、スイッチング素子ごとの熱損失の偏りを低減する電力変換装置が開示されている。
　さらに、例えば特許文献３においては、回路規模を大きくせずに、入力電流のピーク値、及び実効値の小さいＰＷＭアンプが開示されており、三角波の所定周期ごとに１軸目のＰＷＭアンプと２軸目のＰＷＭアンプのバイアス信号を交互に交換することにより、上側アームまたは下側アームを構成するトランジスタのオン時間の制限にかからないようにした技術が開示されている。
特開２００９－１７６７１号公報 特開２０１２－１６１１５４号公報 特開２００７－３０６７０５号公報 特開２０１２－１７０２７７号公報 国際公開ＷＯ２０１６／１４３１２１Ａ１号パンフレット
　特許文献１に開示された電力変換装置においては、シャント抵抗での電力損失を低減するために、３相の電圧指令を正の方向にシフトしている。この方法を用いることによりシャント抵抗での電力損失は低減できるが、高電位側スイッチング素子での導通損失は低電位側スイッチング素子での導通損失に対して大きくなる。
　シャント抵抗はスイッチング素子に比べると熱抵抗が小さい場合が多い。また、熱抵抗が同等であってもシャント抵抗の代わりに非接触の電流検出器を用いることによりシャント抵抗による発熱は抑制できる。このような場合、上側アームと下側アームでの発熱状態に偏りが生じる特許文献１の方法では、低電位側スイッチング素子の温度に余裕があっても、発熱量の大きい高電位側スイッチング素子の温度上昇によって過熱保護による機能制限がかかる。
　また、特許文献２に開示された電力変換装置では、高変調率の領域では、シフトさせる方向によって電流検出精度に差が生じるため、いずれかの巻線組において騒音あるいは振動が悪化するという問題がある。また、操舵トルクの方向によって各巻線組の電圧指令のシフト方向を切り替えるため、ハンドルがロックした場合に固定方向の操舵トルクが入力される状態が続くと、発熱の偏りが生じる。
　さらに、特許文献３に開示されたＰＷＭアンプでは、バイアス信号を切り替えているが、例えば低電位側スイッチング素子に直列に挿入された電流検出器で電流検出を行うとき、負の方向にバイアス信号を与える場合には問題なく電流検出できるものの、正の方向にバイアス信号を与える場合にはバイアス信号を与えない場合に比べて電流検出不能相が増加してしまう問題がある。
　本願は、前記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、電流検出精度を確保しつつ発熱量の偏りを解消する電力変換装置、及び電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。
　本願に開示される電力変換装置は、直流電圧を出力する直流電源を備え、３相以上のｎ相巻線を有する交流回転機に接続される電力変換装置であって、
　高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を有し、オン／オフ信号に基づいて前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子をスイッチング制御し、前記直流電圧を交流電圧に変換して前記ｎ相巻線に印加する電力変換器と、
　前記高電位側スイッチング素子または前記低電位側スイッチング素子に直列に挿入され各相の検出電流を得る電流検出器と、前記交流回転機の電流指令に基づいて電圧指令を演算すると共に、前記電圧指令に対して第１オフセット補正及び第２オフセット補正で得られる印加電圧と搬送波信号とを比較することにより、前記オン／オフ信号を出力する制御部と、を備え、
　前記制御部は、
　前記第１オフセット補正と前記第２オフセット補正を前記交流回転機の電気角周期よりも短い周期で切り替え、前記第１オフセット補正は、前記交流回転機の各相電流のうち少なくともｎ－２相を検出可能な印加電圧となるように、第１シフト量を決定し、すべての前記電圧指令に対して等しく前記第１シフト量を減算して前記印加電圧を算出し、前記第２オフセット補正は、電気角周期における平均値が、前記第１シフト量の電気角周期における平均値に対して符号が逆となる第２シフト量を決定し、すべての前記電圧指令に対して等しく前記第２シフト量を減算して前記印加電圧を算出することを特徴とする。
　本願に開示される電力変換装置によれば、電流検出精度を確保しつつ発熱量の偏りを解消する電力変換装置が得られる。
実施の形態１に係る電力変換装置により交流回転機を制御する全体構成図である。 実施の形態１に係る電力変換装置に用いられるオン／オフ信号発生器の動作説明図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における第１オフセット補正の演算を説明するフローチャートである。 実施の形態１に係る電力変換装置における第１シフト量を決定するときの変調率８５％の３相印加電圧を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における第１シフト量を決定するときの変調率１００％の３相印加電圧を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における第２オフセット補正の演算を説明するフローチャートである。 実施の形態１に係る電力変換装置における第２シフト量を決定するときの変調率８５％の３相印加電圧を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における第２シフト量を決定するときの変調率１００％の３相印加電圧を示す図である。 図４Ａ及び図４Ｂの第１シフト量、図６Ａ及び図６Ｂの第２シフト量を示す図である。 図４Ａ及び図４Ｂの第１シフト量、図６Ａ及び図６Ｂの第２シフト量を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における第１オフセット補正の別の演算を説明するフローチャートである。 ３相印加電圧の最大相の印加電圧を搬送波信号の最大値となるように第２シフト量を与えたときの印加電圧の波形を示す図である。 ３相印加電圧の最大相の印加電圧を搬送波信号の最大値となるように第２シフト量を与えたときの印加電圧の波形を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における第１オフセット補正の更に別の演算を説明するフローチャートである。 実施の形態１に係る電力変換装置において、電流検出可能な印加電圧の最大値が０．４、変調率が２√３／５の場合の印加電圧の波形図である。 実施の形態１に係る電力変換装置において、電流検出可能な印加電圧の最大値が０．４、変調率が２√３／５の場合の印加電圧の波形図である。 実施の形態１に係る電力変換装置において、電流検出可能な印加電圧の最大値が０．４、変調率が０．７の場合の印加電圧の波形図である。 実施の形態１に係る電力変換装置において、電流検出可能な印加電圧の最大値が０．４、変調率が０．７の場合の印加電圧の波形図である。 実施の形態１に係る電力変換装置に用いられる電圧指令演算器、オフセット演算器、及びオン／オフ信号発生器の動作タイミングを示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置により交流回転機を制御する全体構成図である。 実施の形態２に係る電力変換装置に用いられるオン／オフ信号発生器の動作説明図である。 実施の形態２に係る電力変換装置における第１オフセット補正の演算を説明するフローチャートである。 実施の形態２に係る電力変換装置における第１シフト量を決定するときの変調率８５％の３相印加電圧を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置における第１シフト量を決定するときの変調率１００％の３相印加電圧を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置における第２オフセット補正の演算を説明するフローチャートである。 実施の形態２に係る電力変換装置における第２シフト量を決定するときの変調率８５％の３相印加電圧を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置における第２シフト量を決定するときの変調率１００％の３相印加電圧を示す図である。 図１７Ａ及び図１７Ｂの第１シフト量、図１９Ａ及び図１９Ｂの第２シフト量を示す図である。 図１７Ａ及び図１７Ｂの第１シフト量、図１９Ａ及び図１９Ｂの第２シフト量を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置における第１オフセット補正の別の演算を説明するフローチャートである。 ３相印加電圧の最小相の印加電圧を搬送波信号の最小値となるように第２シフト量を与えたときの印加電圧の波形を示す図である。 ３相印加電圧の最小相の印加電圧を搬送波信号の最小値となるように第２シフト量を与えたときの印加電圧の波形を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置における第１オフセット補正の更に別の演算を説明するフローチャートである。 実施の形態２に係る電力変換装置において、電流検出可能な印加電圧の最大値が０．４、変調率が２√３／５の場合の印加電圧の波形図である。 実施の形態２に係る電力変換装置において、電流検出可能な印加電圧の最大値が０．４、変調率が２√３／５の場合の印加電圧の波形図である。 実施の形態２に係る電力変換装置において、電流検出可能な印加電圧の最大値が０．４、変調率が０．７の場合の印加電圧の波形図である。 実施の形態２に係る電力変換装置において、電流検出可能な印加電圧の最大値が０．４、変調率が０．７の場合の印加電圧の波形図である。 実施の形態３に係る電動パワーステアリング装置の全体構成を示すブロック図である。
　以下、本願の実施の形態について図を参照しながら説明する。なお、各図において同一または相当する部分については、同一符号を付して説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る電力変換装置により交流回転機を制御する全体構成図である。
　図１において、交流回転機１は、３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１が回転機の固定子に納められている３相交流回転機である。交流回転機として、永久磁石同期回転機、誘導回転機、同期リラクタンス回転機等が挙げられるが、本実施の形態は３相以上のｎ相巻線を有する交流回転機であれば何れの回転機を用いてもよい。
　直流電源２は、電力変換器３に直流電圧Ｖｄｃを出力する。この直流電源２として、バッテリー、ＤＣ－ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等、直流電圧を出力する全ての機器を含む。
　平滑コンデンサ４は、直流電源２に並列に接続され、母線電流の変動を抑制して安定した直流電流を実現する。ここでは細かく図示しないが、真のコンデンサ容量Ｃ以外に等価直列抵抗Ｒｃ、リードインダクタンスＬｃが存在する。
　電力変換器３は、逆変換回路（インバータ）を用いて、オン／オフ信号Ｑｕｐ１、Ｑｕｎ１、Ｑｖｐ１、Ｑｖｎ１、Ｑｗｐ１、Ｑｗｎ１に基づいて、高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１、及び低電位側スイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｎ１をオン／オフすることによって、直流電源２から入力した直流電圧Ｖｄｃを電力変換して交流回転機１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１に電圧を印加し、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を通電する。ここで、オン／オフ信号Ｑｕｐ１は、電力変換器３の高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ１をオン／オフする信号であり、オン／オフ信号Ｑｕｎ１は、電力変換器３の低電位側スイッチング素子Ｓｕｎ１をオン／オフする信号である。また、オン／オフ信号Ｑｖｐ１は、電力変換器３の高電位側スイッチＳｖｐ１をオン／オフする信号であり、オン／オフ信号Ｑｖｎ１は、電力変換器３の低電位側スイッチング素子Ｓｖｎ１をオン／オフする信号である。さらに、オン／オフ信号Ｑｗｐ１は、電力変換器３の高電位側スイッチング素子Ｓｗｐ１をオン／オフする信号であり、オン／オフ信号Ｑｗｎ１は、電力変換器３の低電位側スイッチング素子Ｓｗｎ１をオン／オフする信号である。以後、オン／オフ信号Ｑｕｐ１、Ｑｕｎ１、Ｑｖｐ１、Ｑｖｎ１、Ｑｗｐ１、Ｑｗｎ１において、その値が１であれば対応するスイッチング素子をオンする信号が出力され、一方、その値が０であれば対応するスイッチング素子をオフする信号が出力されるものとする。なお、スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１、Ｓｕｎ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｎ１としては、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチとダイオードとを逆並列に接続したものを用いる。
　制御部５は、電圧指令演算器６、オフセット演算器７、オン／オフ信号発生器８を備えている。電圧指令演算器６は、交流回転機１を駆動する３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１に印加する電圧である３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を演算し、オフセット演算器７へ出力する。３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１の演算方法としては、制御指令として交流回転機１の電流指令に設定し、後述する電流検出器９で検出された３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１を流れる電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１の偏差を零とするように、比例積分制御によって３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を演算する電流フィードバック制御などを使用する。このような制御は、公知技術なので詳細な説明は省略する。
　オフセット演算器７は、３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１に基づいて、第１オフセット補正及び第２オフセット補正によって３相印加電圧Ｖｕ１ｃ、Ｖｖ１ｃ、Ｖｗ１ｃを演算する。第１オフセット補正では、３相電流のうち少なくとも１相の電流検出を検出可能な印加電圧となるように第１シフト量Ｖｏｆｓ１を決定し、３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１から第１シフト量Ｖｏｆｓ１を減算して３相印加電圧Ｖｕ１１ｃ、Ｖｖ１１ｃ、Ｖｗ１１ｃを得る。第２オフセット補正では、電気角周期における平均値が、第１シフト量Ｖｏｆｓ１の電気角周期における平均値に対して符号が逆となる第２シフト量Ｖｏｆｓ２を決定し、３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１から第２シフト量Ｖｏｆｓ２を減算して３相印加電圧Ｖｕ１２ｃ、Ｖｖ１２ｃ、Ｖｗ１２ｃを得る。そして、第１オフセット補正で得られた３相印加電圧Ｖｕ１１ｃ、Ｖｖ１１ｃ、Ｖｗ１１ｃ、または第２オフセット補正で得られた３相印加電圧Ｖｕ１２ｃ、Ｖｖ１２ｃ、Ｖｗ１２ｃを３相印加電圧Ｖｕ１ｃ、Ｖｖ１ｃ、Ｖｗ１ｃとして出力する。
　以下では、３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を大きい順に、最大相の３相電圧指令Ｖｍａｘ１（以下、最大相Ｖｍａｘ１と称する。）、中間相３相電圧指令Ｖｍｉｄ１（以下、中間相Ｖｍｉｄ１と称する。）、最小相３相電圧指令Ｖｍｉｎ１（以下、最小相Ｖｍｉｎ１と称する。）とし、オフセット補正で得られた３相印加電圧Ｖｕ１ｃ、Ｖｖ１ｃ、Ｖｗ１ｃを大きい順に、最大相の補正３相印加電圧Ｖｍａｘ１ｃ（以下、最大相Ｖｍａｘ１ｃと称する。）、中間相の補正３相印加電圧Ｖｍｉｄ１ｃ、最小相の補正３相印加電圧Ｖｍｉｎ１ｃ（以下、最小相Ｖｍｉｎ１ｃと称する。）として説明する。
　オン／オフ信号発生器８は、３相印加電圧Ｖｕ１ｃ、Ｖｖ１ｃ、Ｖｗ１ｃに基づいてオン／オフ信号Ｑｕｐ１、Ｑｕｎ１、Ｑｖｐ１、Ｑｖｎ１、Ｑｗｐ１、Ｑｗｎ１を出力すると共に、第２の３相印加電圧Ｖｕ２ｃ、Ｖｖ２ｃ、Ｖｗ２ｃに基づいてオン／オフ信号Ｑｕｐ２、Ｑｕｎ２、Ｑｖｐ２、Ｑｖｎ２、Ｑｗｐ２、Ｑｗｎ２を出力する。
　図２は、オン／オフ信号発生器８の動作説明図である。図２において、符号Ｃｌは搬送波信号であり、時間ｔ１及び時間ｔ３で最小値－０．５Ｖｄｃ、時間ｔ２で最大値０．５Ｖｄｃを有する周期Ｔｃの三角波である。搬送波信号Ｃｌと３相印加電圧Ｖｕ１ｃを比較し、３相印加電圧Ｖｕ１ｃが大きければ「Ｑｕｐ１＝１、かつＱｕｎ１＝０」を出力し、小さければ「Ｑｕｐ１＝０、かつＱｕｎ１＝１」を出力する。同様に、搬送波信号Ｃｌと３相印加電圧Ｖｖ１ｃを比較し、３相印加電圧Ｖｖ１ｃが大きければ「Ｑｖｐ１＝１、かつＱｖｎ１＝０」を出力し、小さければ「Ｑｖｐ１＝０、かつＱｖｎ１＝１」を出力する。同様に、搬送波信号Ｃｌと３相印加電圧Ｖｗ１ｃを比較し、３相印加電圧Ｖｗ１ｃが大きければ「Ｑｗｐ１＝１、かつＱｗｎ１＝０」を出力し、小さければ「Ｑｗｐ１＝０、かつＱｗｎ１＝１」を出力する。なお、検出タイミングｔｓは電流検出のタイミングを示している。
　電流検出器９は、電力変換器３の低電位側スイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｎ１の各相に直列に設けられており、３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１を流れる電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を検出する。
　ここで、電流検出器９が電流の検出に要する時間（検出波形に含まれるリンギング収束時間、あるいはアナログ／デジタル変換器の変換時間、サンプル／ホールドに要する時間を考慮して定まる電流検出用抵抗素子への通電時間の下限値）をｔｉとする。図２において、電流検出器９での検出タイミングｔｓで正確に検出するためには、ｔｓ－ｔｉからｔｓまでの間に電力変換器３に係るオン／オフ信号Ｑｕｐ１、Ｑｕｎ１、Ｑｖｐ１、Ｑｖｎ１、Ｑｗｐ１、Ｑｗｎ１の０から１、及び１から０への切替りを生じさせない必要がある。この切替りを生じさせてしまうと、検出した電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１にノイズが混入し、結果として交流回転機１より振動あるいは騒音が発生する原因となる。
　検出タイミングｔｓを時間ｔ２からｔｉ／２以内だけ後に設定した場合に正確に検出できるためには、最大相Ｖｍａｘ１ｃを３相印加電圧Ｖｕ１ｃ、Ｖｖ１ｃ、Ｖｗ１ｃの最大値として次式（１）を満たす必要がある。ここで、ｔｉ／２以内としているのは、これより後に設定すると時間ｔ２より後でオン／オフ信号が０から１、あるいは１から０に切り替わることで発生するノイズの影響を受けるためである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　式（１）から、検出タイミングｔｓを時間ｔ２からｔｉ／２後に設定した場合に、最大相の印加電圧Ｖｍａｘｃを最も大きく設定でき、次式（２）を満たせば検出タイミングｔｓにて３相の電流を検出することができる。さらに、時間ｔｉは、他相のスイッチングノイズの影響による電流乱れの収束時間も考慮に入れてもよく、その場合には最大相だけではなく全ての相において検出タイミングを中心とした時間ｔｉにおけるスイッチングを回避することにより精度の良い電流を検出することが可能である。
　図２のように搬送波信号Ｃｌの谷でオン／オフ信号を更新することで、搬送波信号Ｃｌの山を中心として略対称なオン／オフ信号を実現でき、１回の印加電圧によって電流検出の可否を判断することができ、好適である。なお、搬送波信号Ｃｌの山でオン／オフ信号を更新する場合には、搬送波信号Ｃｌの山を挟む２回の印加電圧を考慮して電流検出の可否を判断すればよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　低電位側スイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｎ１に直列に挿入された電流検出器９では、電流検出可能な印加電圧の最大値の前記直流電圧に対する比（以下、最大印加電圧比という。）をＫｍとした場合、印加電圧がＫｍＶｄｃ（以下、最大印加電圧という。）以下の場合に精度よく電流検出を行うことができる。ここで、Ｋｍは次式（３）を満たす。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　例えば、周期Ｔｃが５０μｓ、電流検出器９が電流の検出に要する時間ｔｉが４．９μｓの場合には、最大相Ｖｍａｘ１ｃを０．４Ｖｄｃ以下にできる変調率Ｋが９０％以下では３相検出可能である。変調率Ｋが９０％を超える領域では、最大相Ｖｍａｘ１ｃが０．４Ｖｄｃ以上となるため、最大相以外の２相が検出可能であり、残りの１相は検出可能な２相から公知の方法で推定して得ることができる。
　以下では、最大印加電圧比Ｋｍを０．４とした場合を例として説明する。
　まず、第１オフセット補正の演算について説明する。
　図３は、第１オフセット補正の演算を説明するフローチャートである。図３において、ステップＳ１２０では、３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を、大きい順に、最大相Ｖｍａｘ１、中間相Ｖｍｉｄ１、最小相Ｖｍｉｎ１へ代入する。
　ステップＳ１２１では、変調率Ｋが９０％以下であるかを判定し、真（ＹＥＳ）であればステップＳ１２２を実行し、偽（ＮＯ）であればステップＳ１２３を実行する。なお、例えば特許文献４の図８に示すように、最大相Ｖｍａｘ１と最小相Ｖｍｉｎ１との差を用いて判定してもよい。
　ステップＳ１２２では、３相印加電圧の最大相Ｖｍａｘｃが電流検出可能な０．４Ｖｄｃ以下となるように第１シフト量Ｖｏｆｓ１を決定する。
　ステップＳ１２３では、最大相の電圧指令と中間相の電圧指令の差が０．１Ｖｄｃ未満であるかを判定し、真（ＹＥＳ）であればステップＳ１２４を実行し、偽（ＮＯ）であればステップＳ１２５を実行する。
　ステップＳ１２４では、最大相のスイッチングから検出タイミングｔｓまでの時間を最大化するため、３相印加電圧の最小相Ｖｍｉｎｃが－０．５Ｖｄｃとなるように第１シフト量Ｖｏｆｓ１を決定する。
　ステップＳ１２５では、最大相のスイッチングを停止するため、３相印加電圧の最大相Ｖｍａｘｃが０．５Ｖｄｃとなるように第１シフト量Ｖｏｆｓ１を決定する。このとき、変調率Ｋが８５％の３相印加電圧は図４Ａ、変調率Ｋが１００％の３相印加電圧は図４Ｂとなり、全領域で２相以上の検出電流を得ることができる。
　変調率Ｋによっては一部１相のみ検出可能となる場合があるが、第１シフト量Ｖｏｆｓ１は少なくとも１相以上の検出電流を得られる値とすればよい。
　変調率Ｋが次式（４）を満たす第３規定値Ｋ３以下とすることにより、最大相の印加電圧を最大印加電圧以下とすることができ、全領域で少なくとも１相以上の検出電流を得られる。なお、図４Ａ及び図４Ｂにおいて、破線ａは３相印加電圧Ｖｕ１１ｃ、一点鎖線ｂは３相印加電圧Ｖｖ１１ｃ、実線ｃは３相印加電圧Ｖｗ１１ｃをそれぞれ示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　また、変調率Ｋが第３規定値Ｋ３より大きい場合には、最大相の印加電圧を最大印加電圧Ｋ ｍ Ｖｄｃ以下、または搬送波信号Ｃｌの最大値とすることによって１相以上の電流を精度よく検出可能である。変調率が大きい場合には、中間相の印加電圧が最大印加電圧ＫｍＶｄｃより大きく、かつ、搬送波信号Ｃｌの最大値未満となることがあるが、例えば特許文献５のように、２回の検出タイミングを設けることで１相以上の電流を精度よく検出でき、残りの２相は推定することが可能である。
　次に、第２オフセット補正の演算について説明する。図５は、第２オフセット補正の演算を説明するフローチャートである。
　図５において、ステップＳ１３０では、３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を大きい順に、最大相Ｖｍａｘ１、中間相Ｖｍｉｄ１、最小相Ｖｍｉｎ１へ代入する。
　ステップＳ１３１では、変調率Ｋが９０％以下であるかを判定し、真（ＹＥＳ）であればステップＳ１３２を実行し、偽（ＮＯ）であればステップＳ１３３を実行する。
　ステップＳ１３２では、ステップＳ１２２に対応して、３相印加電圧の最小相Ｖｍｉｎｃが－０．４Ｖｄｃとなるように第２シフト量Ｖｏｆｓ２を決定する。
　ステップＳ１３３では、中間相の電圧指令と最小相の電圧指令の差が０．１Ｖｄｃ未満であるかを判定し、真（ＹＥＳ）であればステップＳ１３４を実行し、偽（ＮＯ）であればステップＳ１３５を実行する。
　ステップＳ１３４では、図３のステップＳ１２４に対応して、３相印加電圧の最大相Ｖｍａｘｃが０．５Ｖｄｃとなるように第２シフト量Ｖｏｆｓ２を決定する。
　ステップＳ１３５では、図３のステップＳ１２５に対応して、３相印加電圧の最小相Ｖｍｉｎｃが－０．５Ｖｄｃとなるように第２シフト量Ｖｏｆｓ２を決定する。このとき、変調率Ｋが８５％の３相印加電圧は図６Ａ、変調率Ｋが１００％の３相印加電圧は図６Ｂとなる。なお、図６Ａ及び図６Ｂにおいて、破線ａは３相印加電圧Ｖｕ１２ｃ、一点鎖線ｂは３相印加電圧Ｖｖ１２ｃ、実線ｃは３相印加電圧Ｖｗ１２ｃをそれぞれ示している。
　次に、Ｕ１相の高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ１及び低電位側スイッチング素子Ｓｕｎ１の発熱量について説明する。
　搬送波信号Ｃｌの１周期の時間に対する高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ１のオン時間比率をＤｕ１、スイッチング素子のオン抵抗をＲｏｎとすると、高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ１の発熱量Ｐｕｐ１、及び低電位側スイッチング素子Ｓｕｎ１の発熱量Ｐｕｎ１は、次式（５）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　ここで、電流Ｉｕ１及び３相電圧指令Ｖｕ１は、次式（６）で与えられる。（６）式において、Ｉｕｖｗは相電流振幅、Ｖｕｖｗは相電圧振幅、γは相電圧と相電流の位相差、すなわち力率角を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　オフセット演算器７により得られる３相印加電圧Ｖｕ１ｃを次式（７）で表すと、第１シフト量Ｖｏｆｓ１及び第２シフト量Ｖｏｆｓ２から決定するオフセットをｆ（θ）とすると、搬送波信号Ｃｌの１周期の時間に対する高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ１のオン時間比率Ｄｕ１は次式（８）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　式（６）及び式（８）を式（５）に代入すると、発熱量Ｐｕｐ１及びＰｕｎ１は、次式（９）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　電気角１周期における高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ１の発熱量と低電位側スイッチング素子Ｓｕｎ１の発熱量を同等にするためには次式（１０）が成り立てばよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　つまり、第１シフト量Ｖｏｆｓ１及び第２シフト量から、オフセットｆ（θ）が次式（１１）を満たすことにより、高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ１の発熱量と低電位側スイッチング素子Ｓｕｎ１の発熱量を同等にすることが可能である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　図７Ａ及び図７Ｂは、図４Ａ及び図４Ｂの第１シフト量Ｖｏｆｓ１、図６Ａ及び図６Ｂの第２シフト量Ｖｏｆｓ２を示している。第１シフト量Ｖｏｆｓ１の符号を反転して１８０ｄｅｇ位相をずらした信号が、第２シフト量Ｖｏｆｓ２と一致し、式（１１）を満たしており、電気角１周期における高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ１の発熱量と低電位側スイッチング素子Ｓｕｎ１の発熱量の均等化が実現できている。なお、図７Ａ及び図７Ｂにおいて、破線ｄは第２シフト量Ｖｏｆｓ２、実線ｅは第１シフト量Ｖｏｆｓ１を示している。
　また、図３のステップＳ１２２の代わりに、ステップＳ１２２ａとして、第１オフセット補正の演算フローチャートを図８のようにしてもよい。
　図８のステップＳ１２２ａにおいて、最小相Ｖｍｉｎ１の印加電圧を搬送波信号Ｃｌの最小値とすることにより、最大相Ｖｍａｘ１のスイッチングから検出タイミングｔｓまでの時間を最大化して、電流検出精度を向上できる。
　なお、３相印加電圧の最大相Ｖｍａｘ１の印加電圧を搬送波信号Ｃｌの最大値となるように第２シフト量を与えればよい。このとき、最大印加電圧比Ｋｍが０．４、変調率Ｋが０．７の場合の印加電圧の波形を図９Ａ及び図９Ｂに示している。図９Ａにおいて、破線ｆは３相印加電圧Ｖｕ１２ｃ、一点鎖線ｇは３相印加電圧Ｖｖ１２ｃ、実線ｈは３相印加電圧Ｖｗ１２ｃを示す。また、図９Ｂにおいて、破線ｉは３相印加電圧Ｖｕ１１ｃ、一点鎖線ｊは３相印加電圧Ｖｖ１１ｃ、実線ｋは３相印加電圧Ｖｗ１１ｃを示している。
　また、変調率Ｋが高い場合は搬送波周期に変化する電気角が大きいので、最大相と中間相の電圧指令の差が小さい領域に滞在する時間が短いため、図３のステップＳ１２３を除いて、第１オフセット補正の演算フローチャートを図１０のようにしてもよい。
　変調率Ｋが最大印加電圧比Ｋｍ＋０．５で与えられる第３規定値Ｋ３より大きい場合には、搬送波信号Ｃｌの最大値とすることによって１相分のスイッチングを停止できるため、他相のスイッチングノイズによる電流検出誤差を抑制しつつ、１相以上の電流を精度よく検出可能となる。また、条件分岐を減らすことによって処理負荷の低減を図ることが可能である。
　また、変調率Ｋが低い場合には、電圧指令の振幅が小さく第１シフト量の選択に自由度がある。そこで、変調率Ｋが第１規定値Ｋ１以下の場合には第１シフト量を零としてもよい。電流検出を精度よく行うためには、最大相の印加電圧が最大印加電圧ＫｍＶｄｃ以下である必要があるため、第１規定値Ｋ１は次式（１２）を満たせばよい。第２シフト量も零とすることで、発熱量の均等化を図ることができる。このとき、最大印加電圧比Ｋｍが０．４、変調率Ｋが２√３／５の場合の印加電圧の波形は図１１Ａ及び図１１Ｂとなる。第１オフセット補正により得られる３相印加電圧Ｖｕ１１ｃ、Ｖｖ１１ｃ、Ｖｗ１１ｃと、第２オフセット補正により得られる３相印加電圧Ｖｕ１２ｃ、Ｖｖ１２ｃ、Ｖｗ１２ｃは、同等のものとなる。なお、図１１Ａにおいて、破線ｌは３相印加電圧Ｖｕ１２ｃ、一点鎖線ｍは３相印加電圧Ｖｖ１２ｃ、実線ｎは３相印加電圧Ｖｗ１２ｃを示している。また、図１１Ｂにおいて、破線ｏは３相印加電圧Ｖｕ１１ｃ、一点鎖線ｐは３相印加電圧Ｖｖ１１ｃ、実線ｑは３相印加電圧Ｖｗ１１ｃを示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　また、変調率Ｋが第２規定値Ｋ２以下のシフト量を固定したい場合には、第１シフト量を次式（１３）のように第２規定値Ｋ２に基づいて算出する。つまり、その時々の変調率Ｋに関係無く第１シフト量を決定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　第２シフト量は、第１シフト量との和が零となるように定めればよいので、次式（１４）とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　電流検出を精度よく行うためには、最大相の印加電圧が最大印加電圧ＫｍＶｄｃ以下である必要があるため、第２規定値Ｋ２は次式（１５）を満たせばよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　このとき、最大印加電圧比Ｋｍが０．４、変調率Ｋが０．７の場合の印加電圧の波形を図１２Ａ、図１２Ｂに示す。式（１４）のようにシフト量を一定とすることにより、中性点電圧の低次の変動を抑制できる。特に、取得した中性点電圧または３相電圧の平均値によって故障または異常を検知する構成では、中性点電圧の変動を抑制した本構成は判定精度に優れる。図１２Ａにおいて、破線ｌは３相印加電圧Ｖｕ１２ｃ、一点鎖線ｍは３相印加電圧Ｖｖ１２ｃ、実線ｎは３相印加電圧Ｖｗ１２ｃを示している。また、図１２Ｂにおいて、破線ｏは３相印加電圧Ｖｕ１１ｃ、一点鎖線ｐは３相印加電圧Ｖｖ１１ｃ、実線ｑは３相印加電圧Ｖｗ１１ｃを示している。
　なお、高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１の熱抵抗と低電位側スイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｎ１の熱抵抗が異なる場合、あるいは高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１のオン抵抗と低電位側スイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｎ１のオン抵抗が異なる場合などには、それに基づいた定数Ｋｐｎを用いて次式（１６）が成り立つように第２シフト量とすればよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　図１３は、電圧指令演算器６、オフセット演算器７、及びオン／オフ信号発生器８の動作タイミングを示す図である。ここで、Ｑｕｐ１（ｍ－１）、Ｑｕｎ１（ｍ－１）、Ｑｖｐ１（ｍ－１）、Ｑｖｎ１（ｍ－１）、Ｑｗｐ１（ｍ－１）、Ｑｗｎ１（ｍ－１）は、第１オフセット補正により得られた３相印加電圧Ｖｕ１（ｍ－１）ｃ、Ｖｖ１（ｍ－１）ｃ、Ｖｗ１（ｍ－１）ｃに基づくオン／オフ信号である。
　タイミングｔ（ｍ）では、電流検出可能な第１オフセット補正による印加電圧が出力されているため、ｍ番目のＩｕ１（ｍ）、Ｉｖ１（ｍ）、Ｉｗ１（ｍ）を検出することによって３相電圧指令Ｖｕ１（ｍ）、Ｖｖ１（ｍ）、Ｖｗ１（ｍ）を算出し、３相電圧指令Ｖｕ１（ｍ）、Ｖｖ１（ｍ）、Ｖｗ１（ｍ）に基づいて第２オフセット補正によって３相印加電圧Ｖｕ１（ｍ）ｃ、Ｖｖ１（ｍ）ｃ、Ｖｗ１（ｍ）ｃを算出する。
　タイミングｔ（ｍ＋１）では、発熱量の均等化のための第２オフセット補正による印加電圧が出力されているため、電流検出は行わず前回の３相電圧指令Ｖｕ１（ｍ）、Ｖｖ１（ｍ）、Ｖｗ１（ｍ）に基づいて第１オフセット補正によって３相印加電圧Ｖｕ１（ｍ＋１）ｃ、Ｖｖ１（ｍ＋１）ｃ、Ｖｗ１（ｍ＋１）ｃを算出する。なお、前回の３相電圧指令Ｖｕ１（ｍ）、Ｖｖ１（ｍ）、Ｖｗ１（ｍ）に対して、交流回転機１の回転変化分だけ位相を進めたものを使用してもよい。
　タイミングｔ（ｍ＋２）では、電流検出可能な第１オフセット補正による印加電圧が出力されているため、（ｍ＋２）番目のＩｕ１（ｍ＋２）、Ｉｖ１（ｍ＋２）、Ｉｗ１（ｍ＋２）を検出することによって３相電圧指令Ｖｕ１（ｍ＋２）、Ｖｖ１（ｍ＋２）、Ｖｗ１（ｍ＋２）を算出し、３相電圧指令Ｖｕ１（ｍ＋２）、Ｖｖ１（ｍ＋２）、Ｖｗ１（ｍ＋２）に基づいて第２オフセット補正によって３相印加電圧Ｖｕ１（ｍ＋２）ｃ、Ｖｖ１（ｍ＋２）ｃ、Ｖｗ１（ｍ＋２）ｃを算出する。
　つまり、電流検出可能な第１オフセット補正により生成した印加電圧の出力時には、検出した各相電流に基づいて電圧指令を演算し、発熱量の均等化のため電流検出の可否を考慮しない第２オフセット補正により生成した印加電圧の出力時には、電圧指令を更新しないことによって、精度のよい検出電流を得つつ発熱量の均等化を図り、精度の悪い検出電流による演算を停止することで処理負荷を抑制できる。
　第１オフセット補正と第２オフセット補正を搬送波周期で切り替えることによって、検出電流から印加電圧反映までの無駄時間を最小限に抑制することができるため、制御応答を悪化させずに電流検出精度の向上及び発熱量の均等化を実現することが可能となる。
実施の形態２．
　次に、実施の形態２に係る電力変換装置について説明する。
　図１４は、実施の形態２に係る電力変換装置により交流回転機を制御する全体構成図である。実施の形態２に係る電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置に対して電流検出器９ａが異なる。
　電流検出器９ａは、電力変換器３高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１の各相に直列に設けられており、３相巻線を流れる電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を検出する。
　図１５は、実施の形態２に係る電力変換装置に用いられるオン／オフ信号発生器の動作説明図で、実施の形態１の図２に相当する図である。
　図１５において、電流検出器９ａでの検出タイミングｔｓで正確に検出するためには、ｔｓ－ｔｉからｔｓまでの間に電力変換器３へのオン／オフ信号Ｑｕｐ１、Ｑｕｎ１、Ｑｖｐ１、Ｑｖｎ１、Ｑｗｐ１、Ｑｗｎ１の０から１、及び１から０への切替りを生じさせない必要がある。この切替りを生じさせてしまうと、検出した電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１にノイズが混入し、結果として交流回転機１より振動、あるいは騒音の原因となってしまう。
　高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１に直列に挿入された電流検出器９ａでは、電流検出可能な印加電圧の最小値の前記直流電圧に対する比（以下、最小印加電圧比という。）をＫＳとした場合、印加電圧がＫＳＶｄｃ（以下、最小印加電圧という。）以上の場合に精度よく電流検出を行うことができる。ここで、ＫＳは次式（１７）を満たす。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　例えば、周期Ｔｃが５０μｓ、電流検出器９ａが電流の検出に要する時間ｔｉが４．９μｓの場合には、最小相Ｖｍｉｎ１ｃを－０．４Ｖｄｃ以上にできる変調率Ｋが９０％以下では３相検出可能である。変調率Ｋが９０％を超える領域では、最小相Ｖｍｉｎ１ｃが－０．４Ｖｄｃより小さくなるため、最小相以外の２相が検出可能であり、残りの１相は検出可能な２相から公知の方法で推定して得ることができる。また、図１５に示すように、搬送波信号Ｃｌの山でオン／オフ信号を更新することで、搬送波信号Ｃｌの谷を中心として略対称なオン／オフ信号を実現でき、１回の印加電圧によって電流検出の可否を判断することができ好適である。なお、搬送波信号Ｃｌの谷でオン／オフ信号を更新する場合には、搬送波信号Ｃｌの谷を挟む２回の印加電圧を考慮して電流検出の可否を判断すればよい。
　以下では、最小印加電圧比ＫＳを－０．４とした場合を例として説明する。
　図１６は、実施の形態２に係る電力変換装置における第１オフセット補正の演算を説明するフローチャートである。図１６は、実施の形態１の図３に対し、ステップＳ１２２ｂからステップＳ１２５ｂが異なる。
　ステップＳ１２２ｂでは、３相印加電圧の最小相Ｖｍｉｎｃが電流検出可能な－０．４Ｖｄｃ以上となるように第１シフト量を決定する。
　ステップＳ１２３ｂでは、中間相の電圧指令と最小相の電圧指令の差が０．１Ｖｄｃ未満であるかを判定し、真（ＹＥＳ）であればステップＳ１２４ｂを実行し、偽（ＮＯ）であればステップＳ１２５ｂを実行する。
　ステップＳ１２４ｂでは、最小相のスイッチングから検出タイミングｔｓまでの時間を最大化するため、３相印加電圧の最大相Ｖｍａｘｃが０．５Ｖｄｃとなるように第１シフト量を決定する。
　ステップＳ１２５ｂでは、最小相のスイッチングを停止するため、３相印加電圧の最小相Ｖｍｉｎｃが－０．５Ｖｄｃとなるように第１シフト量を決定する。このとき、変調率Ｋが８５％の３相印加電圧は図１７Ａ、変調率Ｋが１００％の３相印加電圧は図１７Ｂとなり、全領域で２相以上の検出電流を得ることができる。変調率Ｋによっては一部１相のみ検出可能となる場合があるが、第１シフト量は少なくとも１相以上の検出電流を得られる値とすればよい。
　つまり、変調率Ｋが次式（１８）を満たす第３規定値Ｋ３以下とすることにより、最小相の印加電圧を最小印加電圧以上とすることができ、全領域で少なくとも１相以上の検出電流を得られる。なお、図１７Ａ及び図１７Ｂにおいて、破線ａは３相印加電圧Ｖｕ１１ｃ、一点鎖線ｂは３相印加電圧Ｖｖ１１ｃ、実線ｃは３相印加電圧Ｖｗ１１ｃをそれぞれ示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　また、変調率Ｋが第３規定値Ｋ３より大きい場合には、最小相の印加電圧を最小印加電圧ＫＳＶｄｃ以上、または搬送波信号Ｃｌの最小値とすることによって１相以上の電流を精度よく検出可能である。
　図１８は、第２オフセット補正の演算を説明するフローチャートである。図１８は、実施の形態１の図５に対してステップＳ１３２ｂからステップＳ１３５ｂが異なる。
　ステップＳ１３２ｂでは、図１６のステップＳ１２２ｂに対応して、３相印加電圧の最大相Ｖｍａｘｃが０．４Ｖｄｃとなるように第２シフト量を決定する。
　ステップＳ１３３ｂでは、最大相の電圧指令と中間相の電圧指令の差が０．１Ｖｄｃ未満であるかを判定し、真（ＹＥＳ）であればステップＳ１３４ｂを実行し、偽（ＮＯ）であればステップＳ１３５ｂを実行する。
　ステップＳ１３４ｂでは、図１６のステップＳ１２４ｂに対応して、３相印加電圧の最小相Ｖｍｉｎｃが－０．５Ｖｄｃとなるように第２シフト量を決定する。
　ステップＳ１３５ｂでは、図１６のステップＳ１２５ｂに対応して、３相印加電圧の最大相Ｖｍａｘｃが０．５Ｖｄｃとなるように第２シフト量を決定する。このとき、変調率Ｋが８５％の３相印加電圧は図１９Ａ、変調率Ｋが１００％の３相印加電圧は図１９Ｂとなる。なお、図１９Ａ及び図１９Ｂにおいて、破線ａは３相印加電圧Ｖｕ１２ｃ、一点鎖線ｂは３相印加電圧Ｖｖ１２ｃ、実線ｃは３相印加電圧Ｖｗ１２ｃをそれぞれ示している。
　図２０Ａ及び図２０Ｂは、図１７Ａの第１シフト量及び図１９Ａの第２シフト量、図１７Ｂの第１シフト量及び図１９Ｂの第２シフト量を示している。
　第１シフト量の符号を反転して１８０ｄｅｇ位相をずらした信号が、第２シフト量と一致し、式（１１）を満たしており、電気角１周期における高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１の発熱量と、低電位側スイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｎ１の発熱量の均等化が実現できている。なお、図２０Ａ及び図２０Ｂにおいて、破線ｄは第２シフト量Ｖｏｆｓ２、実線ｅは第１シフト量Ｖｏｆｓ１を示している。
　また、図１６のステップＳ１２２ｂの代わりに、ステップＳ１２２ｃとして、第１オフセット補正の演算フローチャートを図２１のようにしてもよい。
　図２１のステップＳ１２２ｃにおいて、３相印加電圧の最大相Ｖｍａｘ１の印加電圧を搬送波信号Ｃｌの最大値とすることにより、最小相Ｖｍｉｎ１のスイッチングから検出タイミングｔｓまでの時間を最大化して、電流検出精度を向上できる。なお、最小相Ｖｍｉｎ１の印加電圧を搬送波信号Ｃｌの最小値となるように第２シフト量を与えればよい。このとき、最小印加電圧比ＫＳが－０．４、変調率Ｋが０．８５の場合の印加電圧の波形を図２２Ａ、図２２Ｂに示す。なお、図２２Ａにおいて、破線ｆは３相印加電圧Ｖｕ１２ｃ、一点鎖線ｇは３相印加電圧Ｖｖ１２ｃ、実線ｈは３相印加電圧Ｖｗ１２ｃを示す。また、図９Ｂにおいて、破線ｉは３相印加電圧Ｖｕ１１ｃ、一点鎖線ｊは３相印加電圧Ｖｖ１１ｃ、実線ｋは３相印加電圧Ｖｗ１１ｃを示している。
　また、変調率Ｋが高い場合は搬送波周期に変化する電気角が大きいので、最大相と中間相の電圧指令の差が小さい領域に滞在する時間が短いため、図１６のステップＳ１２３ｂを除いて、第１オフセット補正の演算フローチャートを図２３のようにしてもよい。
　変調率Ｋが０．５－ＫＳで与えられる第３規定値Ｋ３より大きい場合には、搬送波信号Ｃｌの最小値とすることによって１相分のスイッチングを停止できるため、他相のスイッチングノイズによる電流検出誤差を抑制しつつ、１相以上の電流を精度よく検出可能となる。また、条件分岐を減らすことによって処理負荷の低減を図ることが可能である。
　また、変調率Ｋが低い場合には電圧指令の振幅が小さく第１シフト量の選択に自由度がある。そこで、変調率Ｋが第１規定値Ｋ１以下の場合には第１シフト量を零としてもよい。電流検出を精度よく行うためには、最小相の印加電圧が最小印加電圧ＫＳＶｄｃ以上である必要があるため、第１規定値Ｋ１は次式（１９）を満たせばよい。第２シフト量も零とすることで、発熱量の均等化を図ることができる。このとき、最小印加電圧比ＫＳが０．４、変調率Ｋが２√３／５の場合の印加電圧の波形は図２４Ａ、図２４Ｂとなる。第１オフセット補正により得られるＶｕ１１ｃ、Ｖｖ１１ｃ、Ｖｗ１１ｃと第２オフセット補正により得られるＶｕ１２ｃ、Ｖｖ１２ｃ、Ｖｗ１２ｃは、同等のものとなる。なお、図２４Ａにおいて、破線ｌは３相印加電圧Ｖｕ１２ｃ、一点鎖線ｍは３相印加電圧Ｖｖ１２ｃ、実線ｎは３相印加電圧Ｖｗ１２ｃを示している。また、図２４Ｂにおいて、破線ｏは３相印加電圧Ｖｕ１１ｃ、一点鎖線ｐは３相印加電圧Ｖｖ１１ｃ、実線ｑは３相印加電圧Ｖｗ１１ｃを示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
　また、変調率Ｋが第２規定値Ｋ２以下の場合には、第１シフト量を次式（２０）のように第２規定値Ｋ２に基づいて算出する。つまり、その時々の変調率Ｋに関係無く第１シフト量を決定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　第２シフト量は、第１シフト量との和が零となるように定めればよいので、次式（２１）とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
　電流検出を精度よく行うためには、最小相の印加電圧が最小印加電圧ＫＳＶｄｃ以上である必要があるため、第２規定値Ｋ２は次式（２２）を満たせばよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
　このとき、最小印加電圧比ＫＳが－０．４、変調率Ｋが０．７の場合の印加電圧の波形を図２５Ａ、図２５Ｂに示す。式（２１）のようにシフト量を一定とすることにより、中性点電圧の低次の変動を抑制できる。特に、取得した中性点電圧または３相電圧の平均値によって故障または異常を検知する構成では、中性点電圧の変動を抑制した本構成は判定精度に優れる。なお、図２５Ａにおいて、破線ｌは３相印加電圧Ｖｕ１２ｃ、一点鎖線ｍは３相印加電圧Ｖｖ１２ｃ、実線ｎは３相印加電圧Ｖｗ１２ｃを示している。また、図２５Ｂにおいて、破線ｏは３相印加電圧Ｖｕ１１ｃ、一点鎖線ｐは３相印加電圧Ｖｖ１１ｃ、実線ｑは３相印加電圧Ｖｗ１１ｃを示している。
　以上のように、実施の形態２に係る電力変換装置においても、実施の形態１と同様の効果が得られる。
実施の形態３．
　次に、実施の形態３について説明する。実施の形態３は、実施の形態１あるいは実施の形態２において説明した電力変換装置を、車両に搭載される電動パワーステアリング装置に適用した例について説明する。
　図２６は、実施の形態３に係る電動パワーステアリング装置の全体構成を示すブロック図である。
　図２６において、電動パワーステアリング装置１０は駆動装置１１を備えており、駆動装置１１は、実施の形態１あるいは実施の形態２で説明した電力変換装置と、その電力変換装置で制御される交流回転機１とを一体的に含む装置として図示している。
　車両の運転者がハンドル１２によって、車両のステアリング機構に操舵トルクを発生させると、トルクセンサ１３は、その操舵トルクを検出して駆動装置１１に出力する。また、車速センサ１４は、車両の走行速度を検出して駆動装置１１に出力する。
　駆動装置１１は、トルクセンサ１３から入力される操舵トルク、及び車速センサ１４から入力される走行速度に基づいて、操舵トルクを補助する補助トルクを交流回転機１から発生し、車両の前輪１５のステアリング機構に供給する。駆動装置１１は、トルクセンサ１３及び速度センサ１４以外の入力に基づいて補助トルクを発生するように構成してもよい。
　このように、実施の形態１あるいは実施の形態２に係る電力変換装置は、ステアリング系の操舵トルクを補助するトルクを交流回転機１に発生させる電動パワーステアリング装置の制御装置に適用することができる。これにより、過熱保護性能が良好で、トルクリプル及び騒音の小さい操舵系を有する電動パワーステアリング装置を得ることができる。なお、トルクセンサを使用せず、印加電圧あるいは回転数などから操舵トルクを推定する公知の方法を用いてもよい。また、車速センサを使用せず、推定した路面反力などにより制御を行う公知の方法を用いてもよい。
　本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
１　交流回転機、２　直流電源、３　電力変換器、４　平滑コンデンサ、５　制御部、６　電圧指令演算器、７　オフセット演算器、８　オン／オフ信号発生器、９　電流検出器、１０　電動パワーステアリング装置、１１　駆動装置、１２　ハンドル、１３　トルクセンサ、１４　車速センサ、１５　前輪、Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１　３相巻線、Ｑｕｐ１、Ｑｕｎ１、Ｑｖｐ１、Ｑｖｎ１、Ｑｗｐ１、Ｑｗｎ１　オン／オフ信号、Ｑｕｐ２、Ｑｕｎ２、Ｑｖｐ２、Ｑｖｎ２、Ｑｗｐ２、Ｑｗｎ２　オン／オフ信号、Ｓｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１　高電位側スイッチング素子、Ｓｕｎ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｎ１　低電位側スイッチング素子、Ｖｏｆｓ１　第１シフト量、Ｖｏｆｓ２　第２シフト量、Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１　３相電圧指令、Ｖｕ１ｃ、Ｖｖ１ｃ、Ｖｗ１ｃ、Ｖｕ１２ｃ、Ｖｖ１２ｃ、Ｖｗ１２ｃ　３相印加電圧、Ｃｌ　搬送波信号。

Claims (24)

  1. 　直流電圧を出力する直流電源を備え、３相以上のｎ相巻線を有する交流回転機に接続される電力変換装置であって、
    　高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を有し、オン／オフ信号に基づいて前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子をスイッチング制御し、前記直流電圧を交流電圧に変換して前記ｎ相巻線に印加する電力変換器と、
    　前記高電位側スイッチング素子または前記低電位側スイッチング素子に直列に挿入され各相の検出電流を得る電流検出器と、
    　前記交流回転機の電流指令に基づいて電圧指令を演算すると共に、前記電圧指令に対して第１オフセット補正及び第２オフセット補正で得られる印加電圧と搬送波信号とを比較することにより、前記オン／オフ信号を出力する制御部と、
    を備え、
    　前記制御部は、
    　前記第１オフセット補正と前記第２オフセット補正を前記交流回転機の電気角周期よりも短い周期で切り替え、
    　前記第１オフセット補正は、前記交流回転機の各相電流のうち少なくともｎ－２相を検出可能な印加電圧となるように、第１シフト量を決定し、すべての前記電圧指令に対して等しく前記第１シフト量を減算して前記印加電圧を算出し、
    　前記第２オフセット補正は、電気角周期における平均値が、前記第１シフト量の電気角周期における平均値に対して符号が逆となる第２シフト量を決定し、すべての前記電圧指令に対して等しく前記第２シフト量を減算して前記印加電圧を算出することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記第１オフセット補正は、前記各相電流のうち検出可能な相数を最大化する印加電圧となるように、前記第１シフト量を決定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記第１シフト量の電気角周期における平均値と、前記第２シフト量の電気角周期における平均値との和は零であることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記第１オフセット補正と前記第２オフセット補正の切替周期は、前記搬送波信号の周期であることを特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載の電力変換装置。
  5. 　前記制御部は、
    　前記第１オフセット補正により生成した前記印加電圧の出力時に、検出した前記各相電流に基づいて前記電圧指令を演算し、
    　前記第２オフセット補正により生成した前記印加電圧の出力時に、前記電圧指令を更新しないことを特徴とする請求項１から４の何れか一項に記載の電力変換装置。
  6. 　前記電流検出器は、前記低電位側スイッチング素子に直列に挿入されており、前記印加電圧が電流検出の可能な印加電圧の最大値の前記直流電圧に対する比をＫｍ、前記直流電圧をＶｄｃとした場合、ＫｍＶｄｃ以下において電流検出が可能であるとき、
    　前記第１オフセット補正は、前記ＫｍＶｄｃ以下の印加電圧となるように、前記第１シフト量を決定することを特徴とする請求項１から５の何れか一項に記載の電力変換装置。
  7. 　前記第１シフト量は、変調率が電流検出の可能な範囲に基づく第１規定値以下の場合に零とすることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 　前記第１規定値は、次式を満たすことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  9. 　前記第１シフト量は、変調率が電流検出の可能な範囲に基づく第２規定値以下の場合に次式であることを特徴とする請求項６から８の何れか一項に記載の電力変換装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
  10. 　前記第２規定値は、次式を満たすことを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
  11. 　前記第１オフセット補正は、変調率が電流検出の可能な範囲に基づく第３規定値以下の場合に、３相印加電圧の最小相の電圧指令に対応して演算される印加電圧が前記搬送波信号の最小値と等しくなるように、前記第１シフト量を決定することを特徴とする請求項６から１０の何れか一項に記載の電力変換装置。
  12. 　前記第３規定値は、次式を満たすことを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
  13. 　前記第１オフセット補正は、変調率が電流検出の可能な範囲に基づく第３規定値より大の場合に、３相印加電圧の最大相の電圧指令に対応して演算される印加電圧が前記搬送波信号の最大値となるように、前記第１シフト量を決定することを特徴とする請求項６から１２の何れか一項に記載の電力変換装置。
  14. 　前記第１オフセット補正は、変調率が電流検出の可能な範囲に基づく第３規定値より大の場合に、３相印加電圧の最大相の電圧指令に対応して演算される印加電圧が、前記ＫｍＶｄｃ以下、または前記搬送波信号の最大値となるように、前記第１シフト量を決定することを特徴とする請求項６から１２の何れか一項に記載の電力変換装置。
  15. 　前記電流検出器は、前記高電位側スイッチング素子に直列に挿入されており、前記印加電圧が、電流検出の可能な印加電圧の最小値の前記直流電圧に対する比をＫＳ、前記直流電圧をＶｄｃとした場合、ＫＳＶｄｃ以上において電流検出が可能であるとき、
    　前記第１オフセット補正は、前記ＫＳＶｄｃ以上の印加電圧となるように、前記第１シフト量を決定することを特徴とする請求項１から５の何れか一項に記載の電力変換装置。
  16. 　前記第１シフト量は、変調率が電流検出の可能な範囲に基づく第１規定値以下の場合に零とすることを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置。
  17. 　前記第１規定値は、次式を満たすことを特徴とする請求項１６に記載の電力変換装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
  18. 　前記第１シフト量は、変調率が電流検出の可能な範囲に基づく第２規定値以下の場合に、次式とすることを特徴とする請求項１５から１７の何れか一項に記載の電力変換装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
  19. 　前記第２規定値は、次式を満たすことを特徴とする請求項１８に記載の電力変換装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
  20. 　前記第１オフセット補正は、変調率が電流検出の可能な範囲に基づく第３規定値以下の場合に、３相印加電圧の最大相の電圧指令に対応して演算される印加電圧が前記搬送波信号の最大値と等しくなるように、前記第１シフト量を決定することを特徴とする請求項１５から１９の何れか一項に記載の電力変換装置。
  21. 　前記第３規定値は、次式を満たすことを特徴とする請求項２０に記載の電力変換装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
  22. 　前記第１オフセット補正は、変調率が電流検出の可能な範囲に基づく第３規定値より大の場合に、３相印加電圧の最小相の電圧指令に対応して演算される印加電圧が前記搬送波信号の最小値となるように、前記第１シフト量を決定することを特徴とする請求項１５から２１の何れか一項に記載の電力変換装置。
  23. 　前記第１オフセット補正は、変調率が電流検出の可能な範囲に基づく第３規定値より大の場合に、３相印加電圧の最小相の電圧指令に対応して演算される印加電圧が、前記ＫＳＶｄｃ以上、または前記搬送波信号の最小値となるように、前記第１シフト量を決定することを特徴とする請求項１５から２１の何れか一項に記載の電力変換装置。
  24. 　請求項１から２３の何れか一項に記載の電力変換装置と、
    　前記電力変換装置により制御される交流回転機を含む駆動装置と、
    を備えたことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
PCT/JP2020/023528 2020-06-16 2020-06-16 電力変換装置、及び電動パワーステアリング装置 WO2021255813A1 (ja)

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