WO2021241622A1 - 電力変換回路、半導体装置および電子機器 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a power conversion circuit, a semiconductor device and an electronic device.
- a power conversion circuit such as an AC (Alternating Current) -DC (Direct Current) converter or a DC-DC converter is used to convert the power generated by an energy harvesting device such as a vibration power generator. It is known that impedance matching is performed when the electric power generated by a vibration power generation device using a piezoelectric element is AC-DC converted (for example, Non-Patent Document 1).
- the input impedance of the power conversion circuit changes with the change of the input current, and it becomes difficult to match the output impedance of the environmental power generation device with the input impedance of the power conversion circuit.
- the input impedance is autonomously matched with the output impedance of the energy harvesting device in a step-up or step-down DC-DC converter in which the current flowing through the inductor is discontinuous. Therefore, the switching period is constant, and the inductance of the inductor is set to a predetermined value.
- Non-Patent Document 1 since power generation is assumed by an inorganic piezo element having a large capacitance component, a primary capacitor is not provided on the power conversion circuit side. However, depending on the energy harvesting device, a primary capacitor is provided at the input terminal of the power conversion circuit in order to stabilize the input voltage. For example, when an element having a small capacitance component such as an organic piezo element or a MEMS element is used, a primary capacitor may be provided.
- the preferred range of inductor inductance and primary capacitor capacitance to facilitate impedance matching when a primary capacitor is provided is unknown. If the impedance cannot be matched, the power conversion efficiency will decrease.
- Non-Patent Document 1 it may be difficult to set the inductance of the inductor within a predetermined range. For example, when the time fluctuation of the output of the power generation device is fast, it is necessary to set the switching frequency high in the method of making the switching cycle constant, and therefore the power consumption becomes high. When trying to reduce the power consumption, the inductance of the inductor deviates from a predetermined range, so that impedance matching may not be possible. If the impedances are not matched, the power conversion efficiency will decrease.
- the present invention has been made in view of the above problems, and an object thereof is to improve the power conversion efficiency.
- an input terminal to which an input current is input an output terminal to which an output voltage is output, a first capacitor having one end connected to the input terminal and the other end connected to a reference potential, and one end having the output terminal.
- a second capacitor connected to and the other end connected to a reference potential, one end connected to one end of the first capacitor, the other end connected to one end or the other end of the second capacitor, and the input current and Magnetic field energy is accumulated by flowing at least a part of the current output from the first capacitor as a first current, and the inductor that induces a second current for storing the second capacitor by the magnetic field energy is substantially constant.
- C1> 5 ⁇ T2 2 / (2 ⁇ L) can be configured.
- the input current can be a current generated by a vibration power generator.
- the output capacitance of the vibration power generation device when the output of the vibration power generation device is direct current, the output capacitance of the vibration power generation device is smaller than C1, and when the output of the vibration power generation device is alternating current, the output capacitance of the vibration power generation device is via a rectifying circuit.
- the output capacitance can be smaller than C1.
- the present invention includes a voltage conversion circuit that starts a voltage conversion operation that converts the input voltage and outputs it as an output voltage to the output terminal when the input voltage applied to the input terminal reaches the threshold voltage, and inputs the input to the input terminal.
- the threshold voltage when the current is large is a power conversion circuit higher than the threshold voltage when the input current is small.
- a setting circuit that sets the threshold voltage so that the threshold voltage when the input current is large is higher than the threshold voltage when the input current is small, based on the input current input to the input terminal.
- a determination circuit for determining whether or not the input voltage has reached the threshold voltage, and the power conversion circuit may be configured to start the voltage conversion operation based on the output of the determination circuit.
- one end is connected to the output terminal and the other end is connected to the reference potential, and one end is connected to the input terminal and the other end is one end and the other end of the capacitor.
- An inductor that is connected to either end of the capacitor and has at least a part of the input current flowing as a first current to store magnetic field energy and induces a second current by the magnetic field energy, and an inductor that is turned on to induce a second current.
- a control circuit for turning on the switching element when the input voltage reaches the threshold voltage can be provided.
- the output impedance of the power source connected to the input terminal is Zout and the threshold voltage when the input current input to the input terminal is Iin is Vth, 0.3 ⁇ Zout ⁇ Vth / Iin.
- the configuration can be ⁇ 3 ⁇ Zout.
- the present invention is a semiconductor device including the power conversion circuit and a functional circuit related to the power conversion circuit.
- the present invention is an electronic device including the power conversion circuit and a functional unit to which power is supplied from the power conversion circuit.
- the power conversion efficiency can be improved.
- FIG. 1 is a block diagram of a vibration power generation system using a power conversion circuit according to Examples 1 and 2 and a modification thereof.
- FIG. 2 is an example schematically showing the vibration applied to the vibration power generator, and is an example showing the acceleration with respect to time.
- 3 (a) to 3 (c) are circuit diagrams showing an example of the power conversion circuit used in the first embodiment.
- FIG. 4 is a diagram showing on and off of the switching element with respect to time in the first embodiment and the current IL flowing through the inductor.
- FIG. 5 is a circuit diagram of the power conversion circuit according to the first modification of the first embodiment.
- FIG. 6 is a diagram showing on and off, each current and voltage of the switching element with respect to time in the first modification of the first embodiment.
- FIG. 7 is a circuit diagram of the power conversion circuit according to the second embodiment.
- FIG. 8 is a circuit diagram showing a current detection circuit according to the second embodiment.
- FIG. 9 is a diagram showing on and off, each current and voltage of the switching element with respect to time in the second embodiment.
- 10 (a) is a block diagram of the semiconductor device according to the third embodiment, and
- FIG. 10 (b) is a block diagram of the electronic device according to the first modification of the third embodiment.
- the power conversion circuit according to the first embodiment has a primary capacitor.
- a preferable range such as the inductance of the inductor and the capacitance of the primary capacitor will be described.
- FIG. 1 is a block diagram of a vibration power generation system using a power conversion circuit according to Examples 1 and 2 and a modified example thereof.
- the power conversion circuit includes a voltage conversion circuit 10 and a control circuit 20 and the like described later in FIGS. 3 (a) to 3 (c) and the like. Capacitors C01 and C02 are included in the voltage conversion circuit 10, but are shown outside the voltage conversion circuit 10 in FIG.
- the vibration power generation system includes a vibration power generation device 14, a rectifier circuit 12, and a voltage conversion circuit 10.
- the vibration power generation device 14 is provided on, for example, a road or a bridge, and generates power by vibration when passing by a pedestrian, a vehicle, or the like.
- the rectifier circuit 12 rectifies the generated power.
- the voltage conversion circuit 10 converts the voltage of the rectified electric power.
- the primary capacitor C01 is connected to the input terminal Tin of the voltage conversion circuit 10, and the secondary capacitor C02 is connected to the output terminal Tout.
- the input current Iin is input to the input terminal Tin from the rectifier circuit 12.
- the voltage conversion circuit 10 converts the voltage V1 of the input terminal Tin into the voltage V2.
- the output voltage V2 is output from the output terminal Tout.
- the input impedance of the voltage conversion circuit 10 is Zin, and the output impedance of the vibration power generation device 14 via the rectifier circuit 12 is Zout.
- FIG. 2 is an example schematically showing the vibration applied to the vibration power generator, and is an example showing the acceleration with respect to time.
- FIG. 2 shows vibration when a pedestrian walks. As shown in FIG. 2, accelerations of various periods and frequencies are applied to the vibration power generator 14. As a result, the electric power output by the vibration power generation device 14 changes from moment to moment.
- the vibration power generation device 14 includes, for example, a vibrator that vibrates due to the vibration of the environment and a power generation element that converts the vibration of the vibrator into electric power.
- the power generation element is an inorganic piezoelectric element using an inorganic piezoelectric material such as PZT (lead zirconate titanate), for example, an organic piezoelectric element using an organic piezoelectric material such as PVDF (polyfluorovinylidene), or a MEMS (Micro Electro Mechanical). It is a MEMS element using Systems).
- the impedance Z of the inorganic piezoelectric element and the organic piezoelectric element has a large capacitance component Co, and Zo ⁇ 1 / i ⁇ Co.
- the Co of the inorganic piezoelectric element and the organic piezoelectric element is about 100 nF and about 1 nF, respectively.
- ⁇ / 2 ⁇ is the frequency of the output current of the piezoelectric element
- typical ⁇ / 2 ⁇ of the inorganic piezoelectric element is about 100 Hz, for example, 10 Hz to 1 kHz.
- the typical ⁇ / 2 ⁇ of the organic piezoelectric element is about 10 Hz, for example, 1 Hz to 100 Hz. Even if the vibration frequency in FIG.
- the ⁇ differs between the organic piezoelectric element and the inorganic piezoelectric element due to the difference in the resonance frequency of the vibrator and the like.
- the resistance component Ro is dominant, and Zo ⁇ Ro.
- the typical value of Ro of the MEMS element is about 1 M ⁇ .
- a typical ⁇ / 2 ⁇ of a MEMS element is about 100 Hz.
- the voltage V1 is relatively easy to stabilize even if the primary capacitor C01 is not provided.
- the voltage V1 is stabilized by providing the primary capacitor C01.
- the input impedance Zin of the voltage conversion circuit 10 is given by Equation 1.
- Zin (Iin / V1 + i ⁇ ⁇ ⁇ C1) -1 (Formula 1)
- ⁇ is the angular frequency of the fluctuation of the input current Iin.
- ⁇ corresponds to the angular frequency component of the vibration of the vibrator that vibrates in response to the acceleration shown in FIG. i is an imaginary unit.
- C1 is the capacitance of the capacitor C01.
- FIG. 3 (a) to 3 (c) are circuit diagrams showing an example of the power conversion circuit used in the first embodiment.
- FIG. 3A is a circuit diagram of a step-down DC-DC converter
- FIG. 3B is a circuit diagram of a step-up DC-DC converter
- FIG. 3C is an inverting DC-DC. It is a circuit diagram of a converter.
- the power conversion circuit includes a voltage conversion circuit 10 and a control circuit 20.
- nodes N1 to N3 are provided between the input terminal Tin and the output terminal Tout.
- One end of the capacitor C01 is connected to the node N1 and the other end is connected to the ground (reference potential).
- One end of the capacitor C02 is connected to the node N2, and the other end is connected to the ground (reference potential).
- the control circuit 20 outputs control signals S1 and S2 to the switching elements SW1 and SW2, respectively.
- control circuit 20 may be a dedicated logic circuit or a processor operated by software.
- one end of the inductor L0 is connected to the node N3 and the other end is connected to the node N2.
- One end of the switching element SW1 is connected to the node N1 and the other end is connected to the node N3.
- One end of the switching element SW2 is connected to the node N3, and the other end is connected to the ground.
- the voltage V2 is a voltage lower than the voltage V1.
- the switching elements SW1 and SW2 are turned off and on, respectively.
- the current I2 flows from the ground to the inductor L0 due to the magnetic field energy stored in the inductor L0 and reaches the node N2.
- the voltage V2 is maintained at a desired value.
- one end of the inductor L0 is connected to the node N1 and the other end is connected to the node N3.
- One end of the switching element SW1 is connected to the node N3, and the other end is connected to the ground.
- One end of the switching element SW2 is connected to the node N3, and the other end is connected to the node N2.
- the voltage V2 is higher than the voltage V1.
- the current I2 flows from the node N1 to the inductor L0 and reaches the node N2 due to the magnetic field energy stored in the inductor L0.
- the voltage V2 is maintained at a desired value.
- one end of the inductor L0 is connected to the node N3 and the other end is connected to the ground.
- One end of the switching element SW1 is connected to the node N1 and the other end is connected to the node N3.
- One end of the switching element SW2 is connected to the node N3, and the other end is connected to the node N2.
- the voltage V2 is a voltage whose sign is inverted from that of the voltage V1.
- the current I2 flows from the node N2 to the inductor L0 due to the magnetic field energy stored in the inductor L0 and reaches the ground.
- the voltage V2 is maintained at a desired value.
- at least a part of the input current Iin may be added to the current I1 in addition to the current output from the capacitor C01.
- FIG. 4 is a diagram showing on and off of the switching element with respect to time in the first embodiment and the current IL flowing through the inductor. As the current IL flowing through the inductor L0, the current I1 is shown by a solid line and the current I2 is shown by a broken line.
- the control circuit 20 controls the switching elements SW1 and SW2 to be turned off before the time t1.
- the control circuit 20 controls to turn on the switching element SW1 and keep the switching element SW2 off.
- the current IL increases between times t1 and t2.
- the rate of increase of the current IL is ⁇ VL / L.
- ⁇ VL is the voltage difference between both ends of the inductor L0.
- ⁇ VL V1-V2.
- Magnetic field energy is stored in the inductor L0.
- the control circuit 20 controls to turn off the switching element SW1 and turn on the switching element SW2.
- the timing at which the switching element SW1 is turned off and the timing at which the switching element SW2 is turned on may be slightly different.
- the magnetic field energy stored in the inductor L0 is converted into the current IL, and the current I2 flows.
- the current I2 decreases with time.
- the control circuit 20 turns off the switching element SW2 and controls to keep the switching element SW1 off.
- the on / off cycle of the switching elements SW1 and SW2 is T1 (switching cycle), the length of the on period of the switching element SW1 is T2, and the length of the on period of the switching element SW2 is T3.
- the output impedance Zout (that is, the combined impedance of the rectifier circuit 12 and the vibration power generation device 14) when the vibration power generation device 14 is viewed from the input terminal Tin of the voltage conversion circuit 10 via the rectifier circuit 12 is substantially a resistance component. It has been adjusted to. Therefore, the resistance component Re (Zin) of the input impedance Zin of the voltage conversion circuit 10 is matched with the output impedance Zout of the vibration power generation device 14, and the reactance component Im (Zin) of the input impedance Zin of the voltage conversion circuit 10 is matched with the resistance component Re. Make it smaller than (Zin). As a result, the input impedance Zin of the voltage conversion circuit 10 can be matched with the output impedance Zout of the vibration power generation device 14.
- the input current Iin is the average value of the current I1.
- the input current Iin is the average value of the current I1.
- the input current Iin is a value obtained by multiplying the average current of the current I1 in the period T2 by T2 / T1.
- the input impedance Zin does not depend on the input current Iin.
- the inductance L of the period T1, the period T2, and the inductor L0 is appropriately set so that the input impedance Zin shown in the formula 4 or the formula 5 substantially matches the output impedance Zout of the vibration power generation device 14.
- the input impedance Zin is the equation 5
- the values of the inductance L of the inductor L0, the period T1 and the period T2 are set so that the output impedance Zout is expressed as shown in the equation 6.
- Zout (2 ⁇ L ⁇ T1) / T2 2 (Formula 6)
- the value of the inductance L of the inductor L0 is set at the time of design, and the values of the period T1 and the period T2 are reflected in the parameters that control the on / off timing of the switching elements SW1 and SW2 by the control circuit 20.
- the input impedance Zin of the voltage conversion circuit 10 can be matched with the output impedance Zout of the vibration power generation device 14 regardless of the magnitude of the input current Iin.
- the inductance L, the period T1 and the period T2 are 0.3 ⁇ ((2 ⁇ L ⁇ T1) / T2 2 ) ⁇ Zout ⁇ 3 ⁇ ((2 ⁇ L). It is preferable to set in the range of ⁇ T1) / T2 2 ), and 0.5 ⁇ ((2 ⁇ L ⁇ T1) / T2 2 ) ⁇ Zout ⁇ 1.5 ⁇ ((2 ⁇ L ⁇ T1) / T2 2). ) Is more preferable. As a result, the input impedance Zin matches the output impedance Zout, and the power conversion efficiency is improved.
- the Zin of the input impedance can be set so as not to depend on the input current Iin. Therefore, by appropriately setting each value, the input impedance Zin of the voltage conversion circuit 10 can be autonomously matched with the output impedance Zout of the vibration power generation device 14.
- the period T3 is substantially constant in addition to the period T2.
- Equation 1 when ⁇ ⁇ C1 is larger than Iin / V1, ⁇ ⁇ C1 becomes an obstacle to impedance matching even if the input impedance Zin of Equations 4 and 5 is matched with the output impedance Zout. Therefore, it is preferable that Iin / V1 is sufficiently larger than ⁇ ⁇ C1. That is, it is preferable that the formula 7 is used. 1 / ( ⁇ ⁇ C1) ⁇ V1 / Iin (Formula 7) Equation 8 is preferable to Equations 5 and 7. C1 ⁇ (T2 2 / (2 ⁇ L)) / ( ⁇ ⁇ T1) (Formula 8)
- C1 ⁇ (T2 2 / (2 ⁇ L)) / ( ⁇ ⁇ T1) is preferable, C1 ⁇ (T2 2 / (2 ⁇ L)) / ( ⁇ ⁇ T1) / 5 is more preferable, and C1 ⁇ (T2 2 / (2 ⁇ L)) / ( ⁇ ⁇ T1) / 10 is more preferable.
- impedance matching between the output impedance Zout of the vibration power generation device 14 and the input impedance Zin of the voltage conversion circuit 10 becomes easy.
- the fluctuation amount ⁇ V1 of the voltage V1 can be obtained by Equation 9.
- Equation 11 C1> T2 2 / (2 ⁇ L) is preferable, C1> 5 ⁇ T2 2 / (2 ⁇ L) is more preferable, and C1> 10 ⁇ T2 2 / (2 ⁇ L) is further preferable. Thereby, the fluctuation of the voltage V1 can be reduced.
- T1 ⁇ 1 / ⁇ .
- T1 is preferably 300 ⁇ s or less.
- a fraction of T1 is appropriate for T2, for example, 100 ⁇ s.
- L and C1 from Equation 8 and 11, T2 2 / 2 «L ⁇ C1 «T2 2 / should satisfy (2 ⁇ T1 ⁇ ⁇ ).
- L 100 mH
- C1 150 nF is preferable.
- FIG. 5 is a circuit diagram of the power conversion circuit according to the first modification of the first embodiment.
- the power conversion circuit of the first modification of the first embodiment includes a voltage conversion circuit 10a and a control circuit 20a.
- One end of the switching element SW1 is connected to the node N1 and the other end is connected to the node N3a.
- One end of the inductor L0 is connected to the node N3a, and the other end is connected to the node N3b.
- One end of the switching element SW4 is connected to the node N3b, and the other end is connected to the node N2.
- the control circuit 20a outputs control signals S1 to S4 for turning on and off the switching elements SW1 to SW4, respectively.
- Other circuit configurations are the same as those in FIGS. 3 (a) to 3 (c) of the first embodiment, and the description thereof will be omitted.
- FIG. 6 is a diagram showing on and off of the switching element, each current and voltage with respect to time in the first modification of the first embodiment.
- the input current Iin changes every moment, but in FIG. 6, an example in which the input current Iin increases uniformly will be described.
- the control circuit 20a controls the switching elements SW1 to SW4 to be turned off until the time t1.
- the currents I1 and I2 are 0. Since the input current Iin charges the capacitor C01, the voltage V1 gradually increases.
- the control circuit 20a controls the switching elements SW1 and SW3 to be turned on and the switching elements SW2 and SW4 to be kept off. Between the times t1 and t2, the current I1 gradually increases. Since the capacitor C01 is discharged, the voltage V1 gradually decreases.
- the control circuit 20a controls to turn off the switching elements SW1 and SW3 and turn on the switching elements SW2 and SW4.
- the magnitudes of the current I1 immediately before the time t2 and the current I2 immediately after the time t2 are almost the same.
- the control circuit 20a controls to turn off the switching elements SW2 and SW4 and keep the switching elements SW1 and SW3 off.
- the currents I1 and I2 do not flow between the times t3 and t1', and the voltage V1 gradually increases.
- the switching elements SW1 and SW3 are turned on.
- the switching cycle T1, the period T2 in which the switching elements SW1 and SW3 are turned on, and the period T3 in which the switching elements SW2 and SW4 are turned on are substantially constant.
- the voltage V1 gradually increases while repeating up and down.
- one end of the inductor L0 is connected to one end of the capacitor C01 (first capacitor), and the other end is a capacitor. It is connected to one end of the C02 (second capacitor) on the node N2 side or the other end on the ground side.
- Magnetic field energy is stored in the inductor L0 by allowing at least a part of the input current Iin and the current output from the capacitor C01 to flow as the current I1 (first current).
- the capacitor C02 is stored by the current I2 (second current) induced by the magnetic field energy.
- the switching elements SW1 and SW2 are turned on and off in a substantially constant cycle T1, and the period T2 that is turned on during one cycle is substantially constant.
- the switching element SW1 switching elements SW1 and SW3 in the modification 1 of the first embodiment
- the current I1 flows through the inductor L0
- the switching element SW1 modification example 1 of the first embodiment
- the switching elements SW1 and SW3 are turned off.
- the input impedance Zin can be kept constant even if the input current Iin fluctuates. Therefore, the power conversion efficiency can be improved.
- the period T1, the period T2 and the period T3 are substantially constant, which allows a fluctuation of about ⁇ 20% or ⁇ 10%.
- ⁇ is an angular frequency corresponding to the vibration frequency of the vibration power generator 14.
- ⁇ is an angular frequency corresponding to the resonance frequency of the vibration power generation device 14.
- the vibration power generation device 14 has a resonance frequency
- ⁇ is an angular frequency corresponding to the resonance frequency of the vibration power generation device 14.
- the angular frequency corresponding to the resonance frequency having the largest input current Iin is defined as ⁇ .
- the anharmonic oscillator is vibrated in advance for this purpose, the input current Iin is measured, and the angular frequency corresponding to the largest peak from the result of Fourier series expansion is set to ⁇ .
- the voltage conversion circuit 10 or 10a is used for power conversion of an environmental power generation device such as a solar cell or a wind power generation device. May be good.
- the rectifier circuit 12 can be omitted.
- the amount of power generated by the energy harvesting device is liable to fluctuate, and the input impedance of the voltage conversion circuit 10 or 10a is liable to fluctuate.
- the input impedance of the voltage conversion circuit 10 or 10a can be matched with the output impedance of the energy harvesting device.
- the voltage conversion circuit 10 or 10a of Example 1 and its modifications may be used for other purposes.
- the capacitance of the vibration power generation device 14 is small, such as an organic piezoelectric element or a MEMS element, a primary capacitor C01 is provided to stabilize the voltage V1. Therefore, it is preferable that the range of the capacitance C1 of the capacitor C01 is the range of the equations 7 and 10. In this case, when the output of the vibration power generation device 14 is direct current, the output capacitance of the vibration power generation device 14 is smaller than the capacitance C1. Further, when the output of the vibration power generation device 14 is alternating current, the output capacitance of the vibration power generation device 14 via the rectifier circuit is smaller than that of C1.
- Example 2 for solving the second problem will be described.
- the period T1 and the period T2 are set to be constant, and the inductance L and the capacitance C1 are set so as to satisfy the equations 8 and 11.
- the switching frequency may become too high and the power consumption may increase.
- the period T1 and the period T2 do not have to be constant. Further, it is not necessary to set the inductance L and the capacitance C1 so as to satisfy the equations 8 and 11.
- Example 2 is an example of a step-down DC-DC converter.
- FIG. 7 is a circuit diagram of the power conversion circuit according to the second embodiment. As shown in FIG. 7, the comparator 22 outputs a high level as the voltage Vdc when the voltage V1 is equal to or higher than the threshold voltage Vth, and outputs a low level as the voltage Vdc when the voltage V1 is smaller than the threshold voltage Vth.
- the Vth setting circuit 24 sets the threshold voltage Vth based on the value of the input current Iin detected by the current detection circuit described later with reference to FIG.
- the control circuit 20b starts generating the control signals S1 and S2 when the voltage Vdc becomes high level. As a result, the voltage conversion circuit 10b starts the voltage conversion operation.
- Other circuit configurations are the same as those in FIG. 3A of the first embodiment, and the description thereof will be omitted.
- FIG. 8 is a circuit diagram showing a current detection circuit according to the second embodiment.
- the NFET M1 is connected between the capacitor C01 and the ground.
- the source of the NFET M1 is connected to the ground, the drain is connected to the node N4, and the gate is supplied with, for example, 1 V as the power supply voltage VDD.
- NFETM1 functions as a shunt resistor.
- the current detection circuit 26 includes a plurality of diodes D1 to D8 and comparators 25a to 25c.
- the diodes D1 to D8 are connected in series in the forward direction between the power supply terminal to which the power supply voltage VDD is supplied and the ground.
- Nodes N5a to N5c are provided at predetermined positions between the power supply terminal and the ground.
- the node N5a is located between the diodes D1 and the power supply terminal
- the node N5b is located between the diodes D4 and D5
- the node N5c is located between the diodes D7 and D8.
- Nodes N4 and nodes N5a to N5c are connected to the input terminals of the comparators 25a to 25c, respectively.
- the signals Va to Vc output by the comparators 25a to 25c are output to the Vth setting circuit 24.
- the current Im1 flows from the capacitor C01 to the ground via the NFET M1 in order to balance the amount of charge between the electrodes of the capacitor C01. If the current flowing from the capacitor C01 to the voltage conversion circuit is not taken into consideration, the current Im1 is substantially equal to the input current Iin.
- the potential V4 of the node N4 increases.
- the potential V5a of the node N5a is VDD
- the potential V5b of the node N5b is 5/8 ⁇ VDD
- the potential V5c of the node N5c is 1/8 ⁇ VDD.
- the potentials V5a to V5c can be arbitrarily set depending on the power supply voltage, the number of diodes D1 to D8, and the positions of the nodes N5a to N5c.
- the comparators 25a to 25c compare the potentials of the nodes N4 and the nodes N5a to N5c, respectively.
- the comparators 25a to 25c output high levels as signals Va to Vc when the potential of the node N4 is higher than the potential of the nodes N5a to N5c.
- the comparators 25a to 25c output low levels as signals Va to Vc when the potential of the node N4 is lower than the potential of the nodes N5a to N5c.
- the Vth setting circuit 24 sets the threshold voltage Vth to the smallest Vth1.
- the Vth setting circuit 24 sets the threshold voltage Vth to Vth2, which is higher than Vth1.
- the Vth setting circuit 24 sets the threshold voltage Vth to Vth3, which is higher than Vth2.
- the signals Va to Vc are all at high levels.
- the Vth setting circuit 24 sets the threshold voltage Vth to Vth4, which is higher than Vth3.
- the threshold voltage Vth can be set based on the input current Iin.
- the number of nodes N5a to N5c and the number of comparators 25a to 25c can be arbitrarily set.
- FIG. 9 is a diagram showing on and off, each current and voltage of the switching element with respect to time in the second embodiment.
- the Vth setting circuit 24 generates Vth so that the threshold voltage Vth increases as the input current Iin increases.
- the Vth setting circuit 24 sets the threshold voltage Vth to Vth1 when the input current Iin is in the range of Iin1, sets the threshold voltage Vth to Vth2 when the input current Iin is in the range of Iin2, and sets the threshold voltage Vth when the input current Iin is in the range of Iin3.
- the threshold voltage Vth is set so as to be approximately Zout ⁇ Iin.
- the Vth setting circuit 24 (setting circuit) preferably sets the threshold voltage Vth to 0.3 ⁇ Zout ⁇ Vth / Iin ⁇ 3 ⁇ Zout, and 0.5 ⁇ Zout ⁇ Vth / Iin ⁇ 1. It is more preferable to set it to be 5 ⁇ Zout. As a result, the input impedance Zin matches the output impedance Zout, and the power conversion efficiency is improved.
- the control circuit 20b controls the switching elements SW1 and SW2 to be turned off.
- the currents I1 and I2 are 0. Since the input current Iin charges the capacitor C01, the voltage V1 gradually increases. At time t1, when the voltage V1 reaches the threshold voltage Vth, the voltage Vdc becomes a high level.
- the control circuit 20b controls the switching element SW1 to be turned on and the switching element SW2 to be kept off during the period T2 after the voltage Vdc becomes high level. Between the times t1 and t2, the current I1 gradually increases. The voltage V1 gradually decreases.
- the control circuit 20b controls the switching element SW2 to be turned on and the switching element SW1 to be turned off.
- the current I1 becomes 0.
- the control circuit 20b turns off the switching element SW2 and controls to keep the switching element SW1 off.
- the currents I1 and I2 are zero.
- the voltage V1 gradually increases.
- the voltage Vdc becomes a high level.
- the threshold voltage Vth becomes Vth2, which is larger than Vth1.
- the threshold voltage Vth becomes Vth3, which is larger than Vth2.
- the voltage V1 increases as the input current Iin increases.
- the threshold voltage Vth is about the same as Zout ⁇ Iin, the voltage V1 becomes approximately Zout ⁇ Iin.
- the voltage conversion circuit 10b starts a voltage conversion operation of converting the input voltage V1 and outputting it to the output terminal Tout as the output voltage V2. do.
- the threshold voltage Vth when the input current Iin input to the input terminal Tin is large is higher than the threshold voltage Vth when the input current Iin is small.
- the threshold voltage Vth changes when the input current Iin fluctuates the change in the input impedance Zin can be reduced even if the input current Iin fluctuates. Therefore, the input impedance Zin can be matched with the output impedance Zout of the vibration power generation device 14. Therefore, the power conversion efficiency can be improved.
- the input impedance Zin can be matched with the output impedance Zout of the vibration power generation device 14. More preferably, 0.5 ⁇ Zout ⁇ Vth / Iin ⁇ 1.5 ⁇ Zout.
- the Vth setting circuit 24 is based on the input current Iin, and the threshold voltage Vth2 in the range of Iin2 where the input current Iin is large is the threshold voltage when the input current Iin is in the range of Iin1 which is small.
- the threshold voltage Vth is set so as to be higher than the voltage Vth1.
- the comparator 22 determines whether or not the input voltage V1 has reached the threshold voltage Vth.
- the voltage conversion circuit 10b starts a voltage conversion operation based on the output of the comparator 22. Thereby, the input impedance Zin can be matched with the output impedance Zout of the vibration power generation device 14. Therefore, the power conversion efficiency can be improved.
- a step-down DC-DC converter has been described as an example in Example 2, a step-up DC-DC converter or an inverting DC-DC converter as shown in FIGS. 3 (b) and 3 (c) may be used. That is, in the voltage conversion circuit 10b, one end of the inductor L0 is connected to the input terminal Tin, and the other end is connected to either one end of the capacitor C02 (second capacitor) or the other end. Magnetic field energy is stored in the inductor L0 when at least a part of the input current Iin flows as a current I1 (first current), and the capacitor C02 is stored by the current I2 (second current) induced by the magnetic field energy. .. When the switching element SW1 is turned on, the current I1 flows through the inductor L0, and when the current I2 flows through the inductor L0, the switching element SW1 is turned off.
- the control circuit 20b turns on the switching element SW1 when the input voltage V1 reaches the threshold voltage Vth. As a result, the voltage conversion operation of the voltage conversion circuit 10b is started.
- the Vth setting circuit 24 may set the threshold voltage Vth based on the information related to the input current Iin. ..
- the amplitude information of the MEMS element correlates with the output current amount of the MEMS element. Therefore, the Vth setting circuit 24 may set the threshold voltage Vth based on the amplitude information of the MEMS element.
- the MEMS element has a main MEMS oscillator that outputs power as an input current of a power conversion circuit, and a sensing MEMS oscillator having an amplitude similar to that of the main MEMS oscillator, and has a sensing MEMS vibration.
- the output current of the child may be changed into a voltage signal by a shunt resistance or the like, and may be used as amplitude information.
- the capacitance C1 of the capacitor C01 is limited.
- the capacitance C1 can be applied without limitation.
- the impedance is positively matched, the impedance matching is easier than in the first embodiment and the first modification thereof, and the power conversion efficiency is easily improved.
- the comparator 22 since the comparator 22 is used, the power consumption is large and the generated power of the vibration power generation device 14 is small (for example, when it is 100 nW or less), it may be difficult to apply. Since the comparator 22 does not have to be used in the first embodiment and the first modification thereof, it is easy to apply the case where the power consumption is small and the power generated by the vibration power generation device 14 is small (for example, when the power generation is 100 nW or less).
- the vibration power generation device 14 has been described as an example as the power source, but the power source may be another power generation device or the like.
- the power conversion circuit of Examples 1 and 2 and a modification thereof may be a SEPIC (Single-Ended Primary Inductor Converter) converter, a ZETA circuit, a Cuk circuit, a step-up chopper circuit, or a step-down chopper circuit.
- SEPIC Single-Ended Primary Inductor Converter
- the switching elements SW1 to SW4 are transistors such as FETs (Field Effect Transistors), IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors), and bipolar transistors.
- the control signals S1 to S4 are input to the gate or the base.
- the control signals S1 to S4 turn on and off between the source and drain of the switching elements SW1 to SW4 or between the emitter and collector.
- the switching elements SW2 and SW4 may be diodes.
- Example 3 is an example of a semiconductor device equipped with the power conversion circuits of Examples 1 and 2.
- FIG. 10A is a block diagram of the semiconductor device according to the third embodiment.
- the semiconductor device 30 includes a power conversion circuit 32, an input unit 34, a functional circuit 36, and an output unit 38.
- the semiconductor device 30 is, for example, a semiconductor chip or a package on which a semiconductor chip is mounted.
- the power conversion circuit 32 is the power conversion circuit according to the first or second embodiment.
- the input unit 34 is, for example, a terminal provided on a pad or a package provided on a semiconductor chip, and power is supplied from an external device such as a vibration power generator.
- the output unit 38 is, for example, a terminal provided on a pad or a package provided on a semiconductor chip, and supplies the electric power converted by the power conversion circuit 32 to an external device.
- the functional circuit 36 is a circuit related to the power conversion circuit, and includes, for example, at least a part of the control circuits 20, 20a, 20b, the Vth setting circuit 24, and the current detection circuit 26 that control the power conversion circuit.
- the semiconductor device 30 is a semiconductor chip
- a transistor, a capacitor, and an inductor constituting the switch of the power conversion circuit 32 are formed on a semiconductor substrate such as a silicon substrate. Further, at least a part of the transistor, the diode, and the passive element constituting the functional circuit 36 are formed on the semiconductor substrate.
- the semiconductor chip When the semiconductor device 30 is a package on which a semiconductor chip is mounted, the semiconductor chip includes a transistor constituting a switch of the power conversion circuit 32, control circuits 20, 20a, 20b as functional circuits 36, a Vth setting circuit 24, and a current detection circuit 26. At least a part of the transistors, diodes and passive elements constituting the above are formed. At least a part of the power conversion circuit 32 that is not formed on the semiconductor chip (for example, an inductor and a capacitor) may be mounted on the package.
- Modification 1 of the third embodiment is an example of an electronic device equipped with the power conversion circuits of the first and second embodiments.
- FIG. 10B is a block diagram of the electronic device according to the first modification of the third embodiment.
- the electronic device 40 is an electronic device that functions by an environmental power generation device such as a vibration power generation device, and is an environmental measurement device such as a street light, a display board, or a rain gauge.
- the electronic device 40 includes the power conversion circuit 42, the input unit 44, the functional unit 46, and the capacitor 48 of the first and second embodiments.
- the power conversion circuit 42 is the voltage conversion circuit 10, 10a or 10b according to the first or second embodiment.
- the input unit 44 is, for example, a terminal, and power is supplied from an external device such as a vibration power generator.
- the storage device 48 is, for example, a secondary battery or a capacitor, and stores the electric power converted by the power conversion circuit 42. The electric power converted by the power conversion circuit 42 or the electric power stored in the capacitor 48 is supplied to the functional unit 46 to exert its function.
- the power conversion circuit 32 may be mounted on the semiconductor device 30.
- the electronic device 40 may include a power conversion circuit 42. This improves the power efficiency of the electronic device 40.
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Abstract
電力変換回路は、一端が入力端子に接続され、他端が基準電位に接続された第1キャパシタと、一端が出力端子に接続され、他端が基準電位に接続された第2キャパシタと、一端が第1キャパシタの一端に接続され、他端が第2キャパシタの一端または他端に接続され、入力電流および第1キャパシタから出力される電流の少なくとも一部が第1電流として流れることにより磁界エネルギーが蓄積され、磁界エネルギーにより第2キャパシタを蓄電する第2電流を誘起するインダクタと、略一定の周期でオンおよびオフし、1周期の間にオンする期間が略一定であり、オンすることによりインダクタに第1電流が流れ、インダクタに第2電流が流れるときオフしているスイッチング素子と、を備える。
Description
本発明は、電力変換回路、半導体装置および電子機器に関する。
振動発電装置等の環境発電装置により発電された電力の変換には、AC(Alternating Current)-DC(Direct Current)コンバータやDC-DCコンバータ等の電力変換回路が用いられている。圧電素子を用いた振動発電装置により発電された電力をAC-DC変換するときにインピーダンス整合させることが知られている(例えば非特許文献1)。
Journal of Intelligent Material Systems and Structures, Vol. 21, pp. 1293-1301, September, 2010
環境発電装置では、発電量が刻々変化するため、電力変換回路に入力する入力電流が刻々変化する。入力電流の変化にともない電力変換回路の入力インピーダンスが変化し、環境発電装置の出力インピーダンスと電力変換回路の入力インピーダンスとが整合し難くなる。非特許文献1では、インダクタを流れる電流が不連続な昇圧型または降圧型のDC-DCコンバータにおいて入力インピーダンスを環境発電装置の出力インピーダンスに自律的に整合させている。このため、スイッチング周期を一定とし、インダクタのインダクタンス等を所定の値とする。
第1の課題について説明する。非特許文献1では、容量成分が大きな無機ピエゾ素子による発電を想定しているため、電力変換回路側に1次キャパシタを設けていない。しかし、環境発電装置によっては、入力電圧を安定させるため電力変換回路の入力端子に1次キャパシタを設ける。例えば有機ピエゾ素子またはMEMS素子のような容量成分が小さな素子を用いる場合、1次キャパシタを設けることがある。1次キャパシタを設けたときに、インピーダンス整合を容易とするための、インダクタのインダクタンスおよび1次キャパシタのキャパシタンスの好ましい範囲については知られていない。インピーダンスを整合できなければ、電力変換効率が低下する。
第2の課題について説明する。また、非特許文献1のように、インダクタのインダクタンス等を所定の範囲に設定しようとしても、難しい場合もある。例えば、発電装置の出力の時間変動が速い場合、スイッチング周期を一定にする方法ではスイッチング周波数を高く設定することが必要となり、そのため消費電力が高くなる。消費電力を低くしようとすると、インダクタのインダクタンス等が所定の範囲から外れるため、インピーダンス整合を行えない場合もある。インピーダンスが整合されない場合、電力変換効率が低下する。
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、電力変換効率を向上させることを目的とする。
本発明は、入力電流が入力する入力端子と、出力電圧が出力する出力端子と、一端が前記入力端子に接続され、他端が基準電位に接続された第1キャパシタと、一端が前記出力端子に接続され、他端が基準電位に接続された第2キャパシタと、一端が前記第1キャパシタの一端に接続され、他端が前記第2キャパシタの一端または他端に接続され、前記入力電流および前記第1キャパシタから出力される電流の少なくとも一部が第1電流として流れることにより磁界エネルギーが蓄積され、前記磁界エネルギーにより前記第2キャパシタを蓄電する第2電流を誘起するインダクタと、略一定の周期でオンおよびオフし、1周期の間にオンする期間が略一定であり、オンすることにより前記インダクタに前記第1電流が流れ、前記インダクタに前記第2電流が流れるときオフしているスイッチング素子と、を備え、前記第1キャパシタのキャパシタンスをC1、前記インダクタのインダクタンスをL、前記周期をT1、前記周期の1周期の間に前記スイッチング素子がオンする期間の長さをT2、前記入力電流の角周波数をωとしたとき、C1<(T22/(2×L))/(ω×T1)である電力変換回路である。
上記構成において、C1>T22/(2×L)である構成とすることができる。
上記構成において、C1<(T22/(2×L))/(5×ω×T1)である構成とすることができる。
上記構成において、C1>5×T22/(2×L)である構成とすることができる。
上記構成において、前記入力電流は振動発電装置により発電された電流である構成とすることができる。
上記構成において、前記振動発電装置の出力が直流の場合には前記振動発電装置の出力キャパシタンスはC1より小さく、前記振動発電装置の出力が交流の場合には整流回路を介した前記振動発電装置の出力キャパシタンスはC1より小さい構成とすることができる。
本発明は、入力端子に加わる入力電圧が閾値電圧に達すると、前記入力電圧を変換し出力端子に出力電圧として出力する電圧変換動作を開始する電圧変換回路を備え、前記入力端子に入力する入力電流が大きいときの前記閾値電圧は前記入力電流が小さいときの前記閾値電圧より高い電力変換回路である。
上記構成において、前記入力端子に入力する入力電流に基づき、前記入力電流が大きいときの前記閾値電圧が、前記入力電流が小さいときの前記閾値電圧より高くなるように前記閾値電圧を設定する設定回路と、前記入力電圧が前記閾値電圧に達したか否かを判定する判定回路と、を備え、前記電力変換回路は、前記判定回路の出力に基づき前記電圧変換動作を開始する構成とすることができる。
上記構成において、前記電圧変換回路は、一端が前記出力端子に接続され、他端が基準電位に接続されたキャパシタと、一端が前記入力端子に接続され、他端が前記キャパシタの一端および他端のいずれか一方の端に接続され、前記入力電流の少なくとも一部が第1電流として流れることにより磁界エネルギーが蓄積され、前記磁界エネルギーにより第2電流を誘起するインダクタと、オンすることにより前記インダクタに前記第1電流が流れ、前記インダクタに前記第2電流が流れるときオフしているスイッチング素子と、を備える構成とすることができる。
上記構成において、前記入力電圧が前記閾値電圧に達すると、前記スイッチング素子をオンさせる制御回路を備える構成とすることができる。
上記構成において、前記入力端子に接続される電力源の出力インピーダンスをZout、前記入力端子に入力する入力電流がIinのときの前記閾値電圧をVthとしたとき、0.3×Zout≦Vth/Iin≦3×Zoutである構成とすることができる。
本発明は、上記電力変換回路と、前記電力変換回路に関係した機能回路と、を備える半導体装置である。
本発明は、上記電力変換回路と、前記電力変換回路から電力が供給される機能ユニットと、を備える電子機器である。
本発明によれば、電力変換効率を向上させることができる。
以下、図面を参照し実施例について説明する。
第1の課題を解決する実施例1について説明する。実施例1に係る電力変換回路は1次キャパシタを有している。スイッチング周期を一定とし、発電装置の出力インピーダンスに入力インピーダンスを自律的に整合させる電力変換回路において、インダクタのインダクタンスおよび1次キャパシタのキャパシタンス等の好ましい範囲について説明する。
図1は、実施例1、2およびその変形例に係る電力変換回路を用いた振動発電システムのブロック図である。電力変換回路は、電圧変換回路10と図3(a)から図3(c)等において後述する制御回路20等を備えている。キャパシタC01およびC02は電圧変換回路10に含まれるが、図1では、電圧変換回路10の外に図示している。図1に示すように、振動発電システムは、振動発電装置14、整流回路12および電圧変換回路10を備えている。振動発電装置14は、例えば道路または橋梁等に設けられており、歩行者または車両など通過時の振動により発電する。整流回路12は発電された電力を整流する。電圧変換回路10は、整流された電力の電圧を変換する。
電圧変換回路10の入力端子Tinには1次キャパシタC01が接続され、出力端子Toutには2次キャパシタC02が接続されている。入力端子Tinには整流回路12から入力電流Iinが入力する。電圧変換回路10は入力端子Tinの電圧V1を電圧V2に変換する。出力端子Toutから出力電圧V2が出力される。電圧変換回路10の入力インピーダンスはZinであり、整流回路12を介した振動発電装置14の出力インピーダンスはZoutである。
図2は、振動発電装置に加わる振動を模式的に示した例であり、時間に対する加速度を示す例である。図2では、歩行者が歩行したときの振動を示している。図2に示すように、様々な周期および周波数の加速度が振動発電装置14に加わる。これにより、振動発電装置14が出力する電力は刻々変化する。
図1において、振動発電装置14は、例えば環境の振動により振動する振動子と振動子の振動を電力に変換する発電素子とを備えている。発電素子は、例えばPZT(チタン酸ジルコン酸鉛)等の無機圧電材料を用いた無機圧電素子、たとえばPVDF(ポリフッ化ビニリデン)等の有機圧電材料を用いた有機圧電素子、またはMEMS(Micro Electro Mechanical Systems)を用いたMEMS素子である。MEMS素子に比べると、無機圧電素子および有機圧電素子のインピーダンスZoはキャパシタンス成分Coが大きく、Zo≒1/iωCoである。無機圧電素子および有機圧電素子のCoはそれぞれ100nF程度および1nF程度である。ω/2πは、圧電素子の出力電流の周波数であり、無機圧電素子の典型的なω/2πは100Hz程度であり、例えば10Hz~1kHzである。有機圧電素子の典型的なω/2πは10Hz程度であり、例えば1Hz~100Hzある。図2における振動の周波数が同じであっても、振動子の共振周波数等の相違により、有機圧電素子と、無機圧電素子とでは、ωが異なる。一方、MEMS素子の出力インピーダンスは容量成分が10pF~100pFと小さいため抵抗成分Roが支配的であり、Zo≒Roである。MEMS素子のRoの典型的な値は1MΩ程度である。MEMS素子の典型的なω/2πは100Hz程度である。
無機圧電素子のようにCoの大きな振動発電装置では、1次キャパシタC01を設けなくても電圧V1は比較的安定し易い。しかし、有機圧電素子およびMEMS素子のようにCoが小さい、またはMEMS素子のように、Coが無視できるほど小さい振動発電装置では、1次キャパシタC01を設けることで電圧V1を安定化させる。電圧変換回路10の入力インピーダンスZinは数式1となる。
Zin=(Iin/V1+i×ω×C1)-1 (数式1)
ωは入力電流Iinの変動の角周波数である。ωは例えば図2の加速度を受けて振動する振動子の振動の角周波数成分に相当する。iは虚数単位である。C1はキャパシタC01のキャパシタンスである。振動発電装置14の整流回路12を介した出力インピーダンスZoutと1次キャパシタC01を有する電圧変換回路10の入力インピーダンスZinとを整合させる場合、キャパシタC01のキャパシタンスC1を考慮することが重要である。
Zin=(Iin/V1+i×ω×C1)-1 (数式1)
ωは入力電流Iinの変動の角周波数である。ωは例えば図2の加速度を受けて振動する振動子の振動の角周波数成分に相当する。iは虚数単位である。C1はキャパシタC01のキャパシタンスである。振動発電装置14の整流回路12を介した出力インピーダンスZoutと1次キャパシタC01を有する電圧変換回路10の入力インピーダンスZinとを整合させる場合、キャパシタC01のキャパシタンスC1を考慮することが重要である。
図3(a)から図3(c)は、実施例1に用いられる電力変換回路の例を示す回路図である。図3(a)は、降圧型DC-DCコンバータの回路図であり、図3(b)は、昇圧型DC-DCコンバータの回路図であり、図3(c)は、反転型DC-DCコンバータの回路図である。
図3(a)から図3(c)に示すように、電力変換回路は、電圧変換回路10および制御回路20を備えている。いずれのDC-DCコンバータにおいても、電圧変換回路10においては、入力端子Tinと出力端子Toutとの間にノードN1~N3が設けられている。キャパシタC01の一端はノードN1に接続され、他端はグランド(基準電位)に接続されている。キャパシタC02の一端はノードN2に接続され、他端はグランド(基準電位)に接続されている。制御回路20は、スイッチング素子SW1およびSW2にそれぞれ制御信号S1およびS2を出力する。例えば、制御信号S1およびS2がハイレベルのときスイッチング素子SW1およびSW2はオンし、制御信号S1およびS2がローレベルのときスイッチング素子SW1およびSW2はオフする。制御回路20は、専用の論理回路でもよいし、ソフトウエアで動作するプロセッサでもよい。
図3(a)に示すように、降圧型DC-DCコンバータでは、インダクタL0の一端はノードN3に接続され、他端はノードN2に接続されている。スイッチング素子SW1の一端はノードN1に接続され、他端はノードN3に接続されている。スイッチング素子SW2の一端はノードN3に接続され、他端はグランドに接続されている。電圧V2は電圧V1より低い電圧である。スイッチング素子SW1およびSW2がそれぞれオンおよびオフすると、キャパシタC01に蓄積された電荷の一部は電流I1としてインダクタL0を流れノードN2に至る。これにより、インダクタL0に磁界エネルギーが蓄積される。続いて、スイッチング素子SW1およびSW2がそれぞれオフおよびオンとなる。これにより、インダクタL0に蓄積された磁界エネルギーにより電流I2がグランドからインダクタL0を流れノードN2に至る。これらの動作により、電圧V2は所望の値に維持される。
図3(b)に示すように、昇圧型DC-DCコンバータでは、インダクタL0の一端はノードN1に接続され、他端はノードN3に接続されている。スイッチング素子SW1の一端はノードN3に接続され、他端はグランドに接続されている。スイッチング素子SW2の一端はノードN3に接続され、他端はノードN2に接続されている。電圧V2は電圧V1より高い電圧である。スイッチング素子SW1およびSW2がそれぞれオンおよびオフすると、キャパシタC01に蓄積された電荷の一部は電流I1としてインダクタL0を流れグランドに至る。スイッチング素子SW1およびSW2がそれぞれオフおよびオンとなると、インダクタL0に蓄積された磁界エネルギーにより電流I2がノードN1からインダクタL0を流れノードN2に至る。これらの動作により、電圧V2は所望の値に維持される。
図3(c)に示すように、反転型DC-DCコンバータでは、インダクタL0の一端はノードN3に接続され、他端はグランドに接続されている。スイッチング素子SW1の一端はノードN1に接続され、他端はノードN3に接続されている。スイッチング素子SW2の一端はノードN3に接続され、他端はノードN2に接続されている。電圧V2は電圧V1とは符号が反転した電圧である。スイッチング素子SW1およびSW2がそれぞれオンおよびオフすると、キャパシタC01に蓄積された電荷の一部は電流I1としてインダクタL0を流れグランドに至る。スイッチング素子SW1およびSW2がそれぞれオフおよびオンとなると、インダクタL0に蓄積された磁界エネルギーにより電流I2がノードN2からインダクタL0を流れグランドに至る。これらの動作により、電圧V2は所望の値に維持される。なお、図3(a)から図3(c)において、電流I1はキャパシタC01から出力される電流以外に入力電流Iinの少なくとも一部が加わることもある。
図4は、実施例1における時間に対するスイッチング素子のオンおよびオフ、インダクタを流れる電流ILを示す図である。インダクタL0を流れる電流ILとして、電流I1を実線で示し、電流I2を破線で示す。
図4に示すように、時刻t1より前において、制御回路20はスイッチング素子SW1およびSW2をオフとなるように制御する。電流ILが0である時刻t1において、制御回路20は、スイッチング素子SW1をオンし、スイッチング素子SW2のオフを維持するように制御する。時刻t1とt2との間において電流ILは増加する。電流ILの増加率はΔVL/Lとなる。ここで、ΔVLはインダクタL0の両端の電圧差である。図3(a)の降圧型DC-DCコンバータでは、ΔVL=V1-V2である。図3(b)の昇圧型DC-DCコンバータでは、ΔVL=V1-0=V1である。図3(c)の反転型DC-DCコンバータでは、ΔVL=V1-0=V1である。インダクタL0には磁界エネルギーが蓄積される。
時刻t2において、制御回路20は、スイッチング素子SW1をオフし、スイッチング素子SW2をオンするように制御する。なお、スイッチング素子SW1がオフするタイミングとスイッチング素子SW2がオンするタイミングは若干ずれていてもよい。インダクタL0に蓄積された磁界エネルギーが電流ILに変換され、電流I2が流れる。電流I2は時間とともに減少する。時刻t3において、制御回路20は、電流I2が0となると、スイッチング素子SW2をオフし、スイッチング素子SW1のオフを維持するように制御する。時刻t1´以降は時刻t1以降と同じ動作を繰り返す。スイッチング素子SW1およびSW2のオンおよびオフの周期をT1(スイッチング周期)とし、スイッチング素子SW1のオンする期間の長さをT2とし、スイッチング素子SW2のオンする期間の長さをT3とする。
[インピーダンス整合]
電圧変換回路10の入力端子Tinから整流回路12を介して振動発電装置14をみたときの出力インピーダンスZout(すなわち、整流回路12と振動発電装置14との合わさったインピーダンス)はほぼ抵抗成分となるように調整されている。このため、電圧変換回路10の入力インピーダンスZinの抵抗成分Re(Zin)を振動発電装置14の出力インピーダンスZoutに整合させ、電圧変換回路10の入力インピーダンスZinのリアクタンス成分Im(Zin)を抵抗成分Re(Zin)に比べ小さくする。これにより、電圧変換回路10の入力インピーダンスZinを振動発電装置14の出力インピーダンスZoutに整合させることができる。
電圧変換回路10の入力端子Tinから整流回路12を介して振動発電装置14をみたときの出力インピーダンスZout(すなわち、整流回路12と振動発電装置14との合わさったインピーダンス)はほぼ抵抗成分となるように調整されている。このため、電圧変換回路10の入力インピーダンスZinの抵抗成分Re(Zin)を振動発電装置14の出力インピーダンスZoutに整合させ、電圧変換回路10の入力インピーダンスZinのリアクタンス成分Im(Zin)を抵抗成分Re(Zin)に比べ小さくする。これにより、電圧変換回路10の入力インピーダンスZinを振動発電装置14の出力インピーダンスZoutに整合させることができる。
数式1の入力インピーダンスZinのうちC1が十分小さいと仮定すると、Zin=V1/Iinである。図3(a)および図3(c)の降圧型および反転型DC-DCコンバータでは、入力電流Iinは電流I1の平均値となる。図3(b)の昇圧型DC-DCコンバータでは、入力電流Iinは電流I1およびI2の平均値となる。ここでは、入力電流Iinが電流I1の平均値とする。このとき、電流I1の時間に対する傾きが略一定と仮定すると、入力電流Iinは、期間T2における電流I1の平均電流にT2/T1を乗じた値である。時刻t2における電流I1をI1(t2)とすると、期間T2における電流I1の平均電流は1/2×I1(t2)となる。これにより、入力電流Iinは数式2となる。
Iin=1/2×I1(t2)×T2/T1 (数式2)
ここで、インダクタL0のインダクタンスをLとすると、I1(t2)=T2×ΔVL/Lである。よって、数式2の入力電流Iinは数式3となる。
Iin=(T22×ΔVL)/(2×L×T1) (数式3)
Iin=1/2×I1(t2)×T2/T1 (数式2)
ここで、インダクタL0のインダクタンスをLとすると、I1(t2)=T2×ΔVL/Lである。よって、数式2の入力電流Iinは数式3となる。
Iin=(T22×ΔVL)/(2×L×T1) (数式3)
数式1の入力インピーダンスZinのうちω×C1がIin/V1に比べ十分小さければ、入力インピーダンスZinは数式4となる。
Zin=V1/Iin=(2×L×T1)/T22×V1/ΔVL (数式4)
Zin=V1/Iin=(2×L×T1)/T22×V1/ΔVL (数式4)
図3(a)の降圧型DC-DCコンバータにおいて、電圧V2が電圧V1より非常に小さいと仮定する。図3(b)および図3(c)の昇圧型および反転型DC-DCコンバータでは、ΔVL=V1である。これらの場合、数式4の入力インピーダンスZinは数式5となる。
Zin=V1/Iin=(2×L×T1)/T22 (数式5)
Zin=V1/Iin=(2×L×T1)/T22 (数式5)
数式4および数式5では、入力インピーダンスZinは入力電流Iinに依存していない。数式4または数式5で示す入力インピーダンスZinが振動発電装置14の出力インピーダンスZoutとおよそ一致するように、周期T1および期間T2、インダクタL0のインダクタンスLを適切に設定する。
言い換えると、入力インピーダンスZinが数式5の場合、出力インピーダンスZoutが数式6に示すように表されるように、インダクタL0のインダクタンスL、周期T1および期間T2それぞれの値を設定する。
Zout=(2×L×T1)/T22 (数式6)
インダクタL0のインダクタンスLの値は設計の際に設定し、周期T1および期間T2の値は制御回路20によるスイッチング素子SW1およびSW2のオンオフのタイミングを制御するパラメータに反映させる。これにより、入力電流Iinの大きさによらず、電圧変換回路10の入力インピーダンスZinを振動発電装置14の出力インピーダンスZoutに整合させることができる。
Zout=(2×L×T1)/T22 (数式6)
インダクタL0のインダクタンスLの値は設計の際に設定し、周期T1および期間T2の値は制御回路20によるスイッチング素子SW1およびSW2のオンオフのタイミングを制御するパラメータに反映させる。これにより、入力電流Iinの大きさによらず、電圧変換回路10の入力インピーダンスZinを振動発電装置14の出力インピーダンスZoutに整合させることができる。
入力インピーダンスZinを出力インピーダンスZoutと整合させるためには、インダクタンスL、周期T1および期間T2は、0.3×((2×L×T1)/T22)≦Zout≦3×((2×L×T1)/T22)の範囲で設定することが好ましく、0.5×((2×L×T1)/T22)≦Zout≦1.5×((2×L×T1)/T22)の範囲で設定することがより好ましい。これにより、入力インピーダンスZinが出力インピーダンスZoutに整合し、電力変換効率が向上する。
図3(b)の昇圧型DC-DCコンバータにおいて、入力電流Iinを電流I1およびI2の平均値とする場合、図3(a)の降圧型DC-DCコンバータにおいて、ΔVL=V1-V2とする場合においても、入力インピーダンスのZinを入力電流Iinに依存しないように設定できる。よって、各値を適切に設定することで、電圧変換回路10の入力インピーダンスZinを自律的に振動発電装置14の出力インピーダンスZoutに整合させることができる。なお、図3(b)の昇圧型DC-DCコンバータの場合には期間T2に加え期間T3を略一定とする。
[C1の上限]
数式1において、ω×C1がIin/V1より大きい場合、数式4および5の入力インピーダンスZinを出力インピーダンスZoutに合わせてもω×C1がインピーダンス整合の障害になる。そこで、Iin/V1がω×C1より充分大きいことが好ましい。すなわち、数式7であることが好ましい。
1/(ω×C1)≫V1/Iin (数式7)
数式5および7より数式8であることが好ましい。
C1≪(T22/(2×L))/(ω×T1) (数式8)
数式1において、ω×C1がIin/V1より大きい場合、数式4および5の入力インピーダンスZinを出力インピーダンスZoutに合わせてもω×C1がインピーダンス整合の障害になる。そこで、Iin/V1がω×C1より充分大きいことが好ましい。すなわち、数式7であることが好ましい。
1/(ω×C1)≫V1/Iin (数式7)
数式5および7より数式8であることが好ましい。
C1≪(T22/(2×L))/(ω×T1) (数式8)
数式8より、C1<(T22/(2×L))/(ω×T1)が好ましく、C1<(T22/(2×L))/(ω×T1)/5がより好ましく、C1<(T22/(2×L))/(ω×T1)/10がさらに好ましい。これらにより、振動発電装置14の出力インピーダンスZoutと電圧変換回路10の入力インピーダンスZinとのインピーダンス整合が容易となる。
[C1の下限]
キャパシタC01のキャパシタンスC1が小さい場合には、電圧V1が変動し易くなる。キャパシタC01から放出される電荷量をQ1とすると、電圧V1の変動量ΔV1=Q1/C1である。電荷量Q1は、図3(a)の降圧型DC-DCコンバータおよび図3(c)の反転型DC-DCコンバータでは電流I1に相当する電荷であり、図3(b)の昇圧型DC-DCコンバータでは電流I1およびI2に相当する電荷である。電荷量Q1は電流I1に相当する電荷とすると、電圧V1の変動量ΔV1は数式9により求められる。
ΔV1=Q1/C1=1/2×I1(t2)×T2/C1 (数式9)
電圧V1の変動量ΔV1は電圧V1より十分小さいことが好ましい。よって、ΔV1≪V1とし、I1(t2)=T2×ΔVL/Lを数式9に代入すると、数式10となる。
T22×ΔVL/(2×L×C1)≪V1 (数式10)
キャパシタC01のキャパシタンスC1が小さい場合には、電圧V1が変動し易くなる。キャパシタC01から放出される電荷量をQ1とすると、電圧V1の変動量ΔV1=Q1/C1である。電荷量Q1は、図3(a)の降圧型DC-DCコンバータおよび図3(c)の反転型DC-DCコンバータでは電流I1に相当する電荷であり、図3(b)の昇圧型DC-DCコンバータでは電流I1およびI2に相当する電荷である。電荷量Q1は電流I1に相当する電荷とすると、電圧V1の変動量ΔV1は数式9により求められる。
ΔV1=Q1/C1=1/2×I1(t2)×T2/C1 (数式9)
電圧V1の変動量ΔV1は電圧V1より十分小さいことが好ましい。よって、ΔV1≪V1とし、I1(t2)=T2×ΔVL/Lを数式9に代入すると、数式10となる。
T22×ΔVL/(2×L×C1)≪V1 (数式10)
ΔVL=V1と仮定すると、キャパシタンスC1の好ましい範囲は数式11となる。
C1≫T22/(2×L) (数式11)
C1≫T22/(2×L) (数式11)
数式11より、C1>T22/(2×L)が好ましく、C1>5×T22/(2×L)がより好ましく、C1>10×T22/(2×L)がさらに好ましい。これにより、電圧V1の変動を小さくできる。
周期T1、期間T2、インダクタンスLおよびキャパシタンスC1の設定例について説明する。数式8および11から、T1≪1/ωである。ω=2π×50Hzとすると、T1は300μs以下が好ましい。T2はT1の数分の1が適度であり、例えば100μsとする。LとC1は数式8および11から、T22/2≪L×C1≪T22/(2×T1×ω)を満たせばよい。例えばL=100mHとすると、C1=150nFが好ましい。
[実施例1の変形例1]
実施例1の変形例1は、昇降圧DC-DCコンバータの例である。図5は、実施例1の変形例1に係る電力変換回路の回路図である。図5に示すように、実施例1の変形例1の電力変換回路は、電圧変換回路10aおよび制御回路20aを備えている。スイッチング素子SW1の一端はノードN1に接続され、他端はノードN3aに接続されている。インダクタL0の一端はノードN3aに接続され、他端はノードN3bに接続されている。スイッチング素子SW4の一端はノードN3bに接続され、他端はノードN2に接続されている。スイッチング素子SW2の一端はノードN3aに接続され、他端は接地されている。スイッチング素子SW3の一端はノードN3bに接続され、他端は接地されている。制御回路20aは、スイッチング素子SW1~SW4をそれぞれオンおよびオフさせる制御信号S1~S4を出力する。その他の回路構成は実施例1の図3(a)から図3(c)と同じであり説明を省略する。
実施例1の変形例1は、昇降圧DC-DCコンバータの例である。図5は、実施例1の変形例1に係る電力変換回路の回路図である。図5に示すように、実施例1の変形例1の電力変換回路は、電圧変換回路10aおよび制御回路20aを備えている。スイッチング素子SW1の一端はノードN1に接続され、他端はノードN3aに接続されている。インダクタL0の一端はノードN3aに接続され、他端はノードN3bに接続されている。スイッチング素子SW4の一端はノードN3bに接続され、他端はノードN2に接続されている。スイッチング素子SW2の一端はノードN3aに接続され、他端は接地されている。スイッチング素子SW3の一端はノードN3bに接続され、他端は接地されている。制御回路20aは、スイッチング素子SW1~SW4をそれぞれオンおよびオフさせる制御信号S1~S4を出力する。その他の回路構成は実施例1の図3(a)から図3(c)と同じであり説明を省略する。
図6は、実施例1の変形例1における時間に対するスイッチング素子のオンおよびオフ、各電流および電圧を示す図である。図1の発電システムでは、入力電流Iinが刻々変化するが、図6では入力電流Iinが一様に増加する例について説明する。図6に示すように、時刻t1までは、制御回路20aは、スイッチング素子SW1~SW4をオフするように制御する。電流I1およびI2は0である。入力電流IinがキャパシタC01を充電するため電圧V1は徐々に高くなる。時刻t1において、制御回路20aは、スイッチング素子SW1およびSW3をオンし、スイッチング素子SW2およびSW4のオフを維持するように制御する。時刻t1とt2の間では、電流I1は徐々に大きくなる。キャパシタC01から放電されるため電圧V1は徐々に低くなる。
時刻t2において、制御回路20aは、スイッチング素子SW1およびSW3をオフし、スイッチング素子SW2およびSW4をオンするように制御する。時刻t2の直前の電流I1と時刻t2の直後の電流I2の大きさはほぼ同じである。時刻t2とt3との間では、電流I1は流れず、電流I2は徐々に小さくなる。入力電流IinがキャパシタC01を充電するため電圧V1は徐々に高くなる。時刻t3において、制御回路20aは、スイッチング素子SW2およびSW4をオフし、スイッチング素子SW1およびSW3のオフを維持するように制御する。時刻t3とt1´との間において電流I1およびI2は流れず、電圧V1は徐々に高くなる。その後、時刻t1´において、スイッチング素子SW1およびSW3がオンする。
スイッチング周期T1、スイッチング素子SW1およびSW3がオンする期間T2、およびスイッチング素子SW2およびSW4がオンする期間T3は、各々略一定である。入力電流Iinが大きくなると、電流I1およびI2のピークが大きくなる。電圧V1は上下を繰り返しながら徐々に高くなる。各周期T1における電圧V1の平均は、各周期T1のZout×Iinの破線とほぼ同じとなる。すなわち、Zin=V1/VinはZoutとほぼ同じになる。このように、入力電流Iinが変動しても、入力インピーダンスZinを振動発電装置14の出力インピーダンスZoutに整合させることができる。よって、電力変換効率が向上する。
実施例1およびその変形例によれば、図3(a)から図3(c)のように、インダクタL0の一端は、キャパシタC01(第1キャパシタ)の一端に接続され、他端は、キャパシタC02(第2キャパシタ)のノードN2側の一端またはグランド側の他端に接続されている。インダクタL0には、入力電流IinおよびキャパシタC01から出力される電流の少なくとも一部が電流I1(第1電流)として流れることにより磁界エネルギーが蓄積される。磁界エネルギーにより誘起される電流I2(第2電流)によりキャパシタC02が蓄電される。スイッチング素子SW1およびSW2は、略一定の周期T1でオンおよびオフし、1周期の間にオンする期間T2が略一定である。スイッチング素子SW1(実施例1の変形例1ではスイッチング素子SW1およびSW3)がオンすることによりインダクタL0に電流I1が流れ、インダクタL0に電流I2が流れるときスイッチング素子SW1(実施例1の変形例1ではスイッチング素子SW1およびSW3)はオフしている。これにより、入力電流Iinが変動しても、入力インピーダンスZinを一定にできる。よって、電力変換効率を向上させることができる。なお、周期T1、期間T2および期間T3が略一定とは、±20%程度または±10%程度の変動を許容する。
キャパシタC01のキャパシタンスC1が大きいと、数式1のZinがV1/Iinから外れて、入力インピーダンスZinを振動発電装置14の出力インピーダンスZoutに整合させることが難しくなる。そこで、数式8より、C1<(T22/(2×L))/(ω×T1)とする。これにより、自律的なインピーダンス整合が可能となる。振動発電装置14では、図2のように、様々な周期の環境振動から振動子で振動エネルギーを取り出して発電するため、入力電流Iinの角周波数は振動子の角周波数に一致する。振動子が調和振動子であればその共振周波数をωとすることができる。非調和振動子であれば入力電流Iinをフーリエ級数展開したスペクトルにおいて最も大きなピークに相当する角周波数をωとすることが好ましい。なお、C1>0である。
このように、ωは、振動発電装置14の振動周波数に対応する角周波数である。例えば、振動発電装置14が共振周波数を有する場合には、ωを振動発電装置14の共振周波数に対応する角周波数とすることが好ましい。複数の共振周波数を有する場合には、最も入力電流Iinの大きな共振周波数に対応する角周波数をωとすることが好ましい。非調和振動子であれば入力電流Iinをフーリエ級数展開したスペクトルにおいて最も大きなピークに相当する角周波数をωとする。非調査振動子を用いる場合には、このために非調和振動子を事前に振動させ、入力電流Iinを測定し、フーリエ級数展開した結果から最も大きなピークに相当する角周波数をωとする。
また、電圧V1の変動が大きくなると、入力インピーダンスZinを一定に保つことが難しくなる。そこで、数式11より、C1>T22/(2×L)とする。これにより、電圧V1の変動を小さくできる。
入力端子Tinに振動発電装置14により発電された電流が入力電流Iinとして入力する例を説明したが、電圧変換回路10または10aを、太陽電池または風力発電等の環境発電装置の電力変換に用いてもよい。太陽電池のように発電が直流の場合は、整流回路12を省略できる。環境発電装置の発電量は変動し易く、電圧変換回路10または10aの入力インピーダンスが変動しやすい。実施例1およびその変形例の電圧変換回路10または10aを環境発電に用いることにより、電圧変換回路10または10aの入力インピーダンスを環境発電装置の出力インピーダンスに整合させることができる。実施例1およびその変形例の電圧変換回路10または10aを、他の用途に用いてもよい。
有機圧電素子またはMEMS素子のように、振動発電装置14のキャパシタンスが小さいとき、電圧V1を安定化させるため、1次キャパシタC01を設ける。よって、キャパシタC01のキャパシタンスC1の範囲を数式7および数式10の範囲とすることが好ましい。この場合、振動発電装置14の出力が直流の場合には振動発電装置14の出力キャパシタンスはキャパシタンスC1より小さくなる。また、振動発電装置14の出力が交流の場合には整流回路を介した振動発電装置14の出力キャパシタンスはC1より小さくなる。
第2の課題を解決する実施例2について説明する。実施例1およびその変形例に係る電力変換回路では、周期T1および期間T2を一定にし、インダクタンスLおよびキャパシタンスC1を数式8および数式11を満足するように設定する。しかし、数式8および数式11を満足するようにインダクタンスLおよびキャパシタンスC1を設定すると、スイッチング周波数が高くなりすぎて消費電力が増加することがある。以下の実施例2においては、周期T1および期間T2は一定でなくてもよい。また、インダクタンスLおよびキャパシタンスC1を数式8および数式11を満足するように設定しなくてもよい。
実施例2は、降圧型DC-DCコンバータの例である。図7は、実施例2に係る電力変換回路の回路図である。図7に示すように、コンパレータ22は、電圧V1が閾値電圧Vth以上のとき電圧Vdcとしてハイレベルを出力し、電圧V1が閾値電圧Vthより小さいとき電圧Vdcとしてローレベルを出力する。Vth設定回路24は、図8を用いて後述する電流検出回路により検出される入力電流Iinの値に基づき閾値電圧Vthを設定する。制御回路20bは、電圧Vdcがハイレベルとなると、制御信号S1およびS2の生成を開始する。これにより、電圧変換回路10bは電圧変換動作を開始する。その他の回路構成は実施例1の図3(a)と同じであり説明を省略する。
図8は、実施例2における電流検出回路を示す回路図である。図8に示すように、キャパシタC01とグランドとの間にNFETM1が接続されている。NFETM1のソースはグランドに接続され、ドレインはノードN4に接続され、ゲートに電源電圧VDDとして例えば1Vが供給される。NFETM1はシャント抵抗として機能する。電流検出回路26は、複数のダイオードD1~D8およびコンパレータ25a~25cを備えている。ダイオードD1~D8は電源電圧VDDが供給される電源端子とグランドとの間に順方向に直列接続されている。電源端子とグランドとの間の所定の箇所にノードN5a~N5cが設けられている。例えば、ノードN5aはダイオードD1と電源端子との間に位置し、ノードN5bはダイオードD4とD5との間に位置し、ノードN5cはダイオードD7とD8との間に位置する。コンパレータ25a~25cの入力端子は、ノードN4とノードN5a~N5cがそれぞれ接続されている。コンパレータ25a~25cが出力する信号Va~VcはVth設定回路24に出力される。
入力端子TinからノードN1に流れる入力電流IinがキャパシタC01に流入すると、キャパシタC01の電極間の電荷量をバランスするためキャパシタC01からNFETM1を介しグランドに電流Im1が流れる。キャパシタC01から電圧変換回路に流れる電流を考慮しなければ、電流Im1は入力電流Iinとほぼ等しくなる。入力電流Iinが大きくなるとノードN4の電位V4が高くなる。ノードN5aの電位V5aはVDDであり、ノードN5bの電位V5bは5/8×VDDであり、ノードN5cの電位V5cは1/8×VDDである。なお、電位V5a~V5cは、電源電圧、ダイオードD1~D8の個数およびノードN5a~N5cの位置により任意に設定可能である。コンパレータ25a~25cは、ノードN4とノードN5a~N5cの電位をそれぞれ比較する。コンパレータ25a~25cは、ノードN4の電位がノードN5a~N5cの電位より高いとき、信号Va~Vcとしてそれぞれハイレベルを出力する。コンパレータ25a~25cは、ノードN4の電位がノードN5a~N5cの電位より低いとき、信号Va~Vcとしてそれぞれローレベルを出力する。
入力電流Iinが小さく、電位V4が電位V5cより低いとき、信号Va~Vcはいずれもローレベルである。このとき、Vth設定回路24は、閾値電圧Vthを最も小さいVth1に設定する。入力電流Iinが大きくなり、電位V4が電位V5cとV5bの間のとき、信号VaおよびVbはローレベルであり、信号Vcはハイレベルである。このとき、Vth設定回路24は、閾値電圧VthをVth1より高いVth2に設定する。入力電流Iinが大きくなり、電位V4が電位V5bとV5aの間のとき、信号Vaはローレベルであり、信号VbおよびVcはハイレベルである。このとき、Vth設定回路24は、閾値電圧VthをVth2より高いVth3に設定する。入力電流Iinが大きくなり、電位V4が電位V5aより高いとき、信号Va~Vcはいずれもハイレベルである。このとき、Vth設定回路24は、閾値電圧VthをVth3より高いVth4に設定する。
図8の電流検出回路26を用いることで、入力電流Iinに基づき、閾値電圧Vthを設定できる。ノードN5a~N5cの個数およびコンパレータ25a~25cの個数は任意に設定できる。
図9は、実施例2における時間に対するスイッチング素子のオンおよびオフ、各電流および電圧を示す図である。図9に示すように、入力電流Iinが一様に増加する例について説明する。Vth設定回路24は、入力電流Iinが大きくなると、閾値電圧Vthが高くなるようにVthを生成する。Vth設定回路24は、入力電流IinがIin1の範囲のとき閾値電圧VthをVth1とし、入力電流IinがIin2の範囲のとき閾値電圧VthをVth2とし、入力電流IinがIin3の範囲のとき閾値電圧VthをVth3とする。閾値電圧Vthは、ほぼZout×Iinとなるように設定される。
例えば、入力電流Iinが範囲Iin1内のいずれかのとき、Vth1≒Zout×Iinとなる。同様に、入力電流Iinが範囲Iin2内のいずれかのとき、Vth2≒Zout×Iinとなり、入力電流Iinが範囲Iin3内のいずれかのとき、Vth3≒Zout×Iinとなる。
Vth設定回路24(設定回路)は、閾値電圧Vthを、0.3×Zout≦Vth/Iin≦3×Zoutとなるように設定することが好ましく、0.5×Zout≦Vth/Iin≦1.5×Zoutとなるように設定することがより好ましい。これにより、入力インピーダンスZinが出力インピーダンスZoutに整合し、電力変換効率が向上する。
時刻t1までは、制御回路20bは、スイッチング素子SW1およびSW2をオフするように制御する。電流I1およびI2は0である。入力電流IinがキャパシタC01を充電するため電圧V1は徐々に高くなる。時刻t1において、電圧V1が閾値電圧Vthに達すると、電圧Vdcはハイレベルとなる。制御回路20bは、電圧Vdcがハイレベルとなってから期間T2の間、スイッチング素子SW1をオンし、スイッチング素子SW2のオフを維持するように制御する。時刻t1とt2との間において、電流I1が徐々に大きくなる。電圧V1は徐々に低くなる。
時刻t2において、制御回路20bは、スイッチング素子SW2をオンし、スイッチング素子SW1をオフするように制御する。電流I1は0となる。時刻t2とt3との間において、電流I2は徐々に小さくなり、電圧V1は徐々に高くなる。時刻t3において、制御回路20bは、スイッチング素子SW2をオフし、スイッチング素子SW1のオフを維持するように制御する。時刻t3とt1´との間において、電流I1およびI2は0である。電圧V1は徐々に高くなる。時刻t1´において、電圧V1が閾値電圧Vthとなると、電圧Vdcはハイレベルとなる。
入力電流Iinが大きくなると、閾値電圧VthはVth1より大きなVth2となる。さらに入力電流Iinが大きくなると閾値電圧VthはVth2より大きなVth3となる。これにより、電圧V1は入力電流Iinが大きくなると高くなる。閾値電圧VthをZout×Iinと同程度とすることで、電圧V1はほぼZout×Iinとなる。これにより、入力電流Iinが変動しても、入力インピーダンスZin=V1/Iinを振動発電装置14の出力インピーダンスZoutに整合させることができる。よって、電力変換効率を向上できる。
実施例2によれば、電圧変換回路10bは、入力端子Tinに加わる入力電圧V1が閾値電圧Vthに達すると、入力電圧V1を変換し出力端子Toutに出力電圧V2として出力する電圧変換動作を開始する。入力端子Tinに入力する入力電流Iinが大きいときの閾値電圧Vthは入力電流Iinが小さいときの閾値電圧Vthより高い。このように、入力電流Iinが変動すると閾値電圧Vthが変わるため、入力電流Iinが変動しても入力インピーダンスZinの変化を小さくできる。よって、入力インピーダンスZinを振動発電装置14の出力インピーダンスZoutに整合させることができる。よって、電力変換効率を向上できる。
閾値電圧Vthを0.3×Zout≦Vth/Iin≦3×Zoutとすることで、入力インピーダンスZinを振動発電装置14の出力インピーダンスZoutに整合させることができる。0.5×Zout≦Vth/Iin≦1.5×Zoutがより好ましい。
実施例2の図9のように、Vth設定回路24は、入力電流Iinに基づき、入力電流Iinが大きいIin2の範囲のときの閾値電圧Vth2が、入力電流Iinが小さいIin1の範囲のときの閾値電圧Vth1より高くなるように閾値電圧Vthを設定する。コンパレータ22(判定回路)は、入力電圧V1が閾値電圧Vthに達したか否かを判定する。電圧変換回路10bは、コンパレータ22の出力に基づき電圧変換動作を開始する。これにより、入力インピーダンスZinを振動発電装置14の出力インピーダンスZoutに整合させることができる。よって、電力変換効率を向上させることができる。
実施例2として、降圧型DC-DCコンバータを例に説明したが、図3(b)および図3(c)のような昇圧型DC-DCコンバータまたは反転型DC-DCコンバータでもよい。すなわち、電圧変換回路10bでは、インダクタL0は、一端が入力端子Tinに接続され、他端がキャパシタC02(第2キャパシタ)の一端および他端のいずれか一方の端に接続されている。インダクタL0には、入力電流Iinの少なくとも一部が電流I1(第1電流)として流れることにより磁界エネルギーが蓄積され、磁界エネルギーにより誘起される電流I2(第2電流)によりキャパシタC02が蓄電される。スイッチング素子SW1がオンすることによりインダクタL0に電流I1が流れ、インダクタL0に電流I2が流れるときスイッチング素子SW1はオフしている。
制御回路20bは、入力電圧V1が閾値電圧Vthに達すると、スイッチング素子SW1をオンさせる。これにより、電圧変換回路10bの電圧変換動作が開始される。
実施例2では、Vth設定回路24が入力電流Iinに基づき閾値電圧Vthを設定する例を説明したが、Vth設定回路24は入力電流Iinに関連する情報に基づき閾値電圧Vthを設定してもよい。例えばMEMS素子の振幅情報はMEMS素子の出力電流量に相関する。そこで、Vth設定回路24はMEMS素子の振幅情報に基づき閾値電圧Vthを設定してもよい。例えば、MEMS素子は、電力変換回路の入力電流として電力を出力する主MEMS振動子と、振幅が主MEMS振動子の振幅と同程度のセンシング用MEMS振動子と、を有し、センシング用MEMS振動子の出力電流をシャント抵抗等により電圧信号に変化し、振幅情報としてもよい。
実施例1およびその変形例1では、キャパシタC01のキャパシタンスC1が制限される。実施例2では、キャパシタンスC1に制限なく適用することができる。また、実施例2では、積極的にインピーダンスを整合させるため、実施例1およびその変形例1よりインピーダンス整合し易く、電力変換効率が向上し易い。一方、実施例2では、コンパレータ22を用いるため消費電力が大きく、振動発電装置14の発電電力が小さい場合(例えば100nW以下の場合)には、適用が難しい場合もある。実施例1およびその変形例1では、コンパレータ22を用いなくてもよいため、消費電力が小さく、振動発電装置14の発電電力が小さい場合(例えば100nW以下の場合)に適用し易くなる。
実施例1、2およびその変形例では、電力源として振動発電装置14を例に説明したが、電力源は他の発電装置等でもよい。実施例1、2およびその変形例の電力変換回路は、SEPIC(Single-Ended Primary Inductor Converter)コンバータ、ZETA回路、Cuk回路、昇圧チョッパ回路、降圧チョッパ回路でもよい。
実施例1、2およびその変形例において、スイッチング素子SW1~SW4は、例えばFET(Field Effect Transistor)、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)またはバイポーラトランジスタ等のトランジスタである。制御信号S1~S4はゲートまたはベースに入力する。制御信号S1~S4により、スイッチング素子SW1~SW4のソースとドレインとの間またはエミッタとコレクタとの間がオンおよびオフする。スイッチング素子SW2およびSW4はダイオードでもよい。
実施例3は、実施例1および2の電力変換回路を搭載した半導体装置の例である。図10(a)は、実施例3に係る半導体装置のブロック図である。半導体装置30は、電力変換回路32、入力部34、機能回路36および出力部38を備えている。半導体装置30は、例えば半導体チップまたは半導体チップが実装されたパッケージである。電力変換回路32は、実施例1または2に係る電力変換回路である。入力部34は、例えば半導体チップ上に設けられたパッドまたはパッケージに設けられた端子であり、振動発電装置等の外部装置から電力が供給される。出力部38は、例えば半導体チップ上に設けられたパッドまたはパッケージに設けられた端子であり、電力変換回路32が変換した電力を外部装置に供給する。機能回路36は、電力変換回路に関係した回路であり、例えば電力変換回路を制御する制御回路20、20a、20b、Vth設定回路24および電流検出回路26の少なくとも一部を含む。
半導体装置30が半導体チップの場合、シリコン基板等の半導体基板上に、電力変換回路32のスイッチを構成するトランジスタ、キャパシタおよびインダクタが形成されている。また、半導体基板上に、機能回路36を構成するトランジスタ、ダイオードおよび受動素子の少なくとも一部が形成されている。
半導体装置30が半導体チップを搭載するパッケージの場合、半導体チップには、電力変換回路32のスイッチを構成するトランジスタ、機能回路36として制御回路20、20a、20b、Vth設定回路24および電流検出回路26を構成するトランジスタ、ダイオードおよび受動素子の少なくとも一部が形成されている。パッケージには、電力変換回路32のうち半導体チップに形成されていない要素(例えばインダクタおよびキャパシタ)の少なくとも一部が実装されていてもよい。
[実施例3の変形例1]
実施例3の変形例1は、実施例1および2の電力変換回路を搭載した電子機器の例である。図10(b)は、実施例3の変形例1に係る電子機器のブロック図である。電子機器40は、例えば振動発電装置等の環境発電装置により機能する電子機器であり、例えば街灯、表示板または雨量計などの環境計測機器である。
実施例3の変形例1は、実施例1および2の電力変換回路を搭載した電子機器の例である。図10(b)は、実施例3の変形例1に係る電子機器のブロック図である。電子機器40は、例えば振動発電装置等の環境発電装置により機能する電子機器であり、例えば街灯、表示板または雨量計などの環境計測機器である。
電子機器40は、実施例1および2の電力変換回路42、入力部44、機能ユニット46および蓄電器48を備えている。電力変換回路42は、実施例1または2に係る電圧変換回路10、10aまたは10bである。入力部44は、例えば端子であり、振動発電装置等の外部装置から電力が供給される。蓄電器48は、例えば二次電池またはキャパシタであり、電力変換回路42が変換した電力を蓄電する。機能ユニット46には、電力変換回路42が変換した電力または蓄電器48に蓄電された電力が供給され、機能を発揮する。
実施例3のように、電力変換回路32は、半導体装置30に搭載されていてもよい。実施例3の変形例1のように、電子機器40は電力変換回路42を備えていてもよい。これにより、電子機器40の電力効率が向上する。
以上、本発明の好ましい実施例について詳述したが、本発明は係る特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
10、10a、10b 電圧変換回路
12 整流回路
14 振動発電装置
20、20a、20b 制御回路
22 コンパレータ
24 Vth設定回路
30 半導体装置
36 機能回路
40 電子機器
46 機能ユニット
12 整流回路
14 振動発電装置
20、20a、20b 制御回路
22 コンパレータ
24 Vth設定回路
30 半導体装置
36 機能回路
40 電子機器
46 機能ユニット
Claims (13)
- 入力電流が入力する入力端子と、
出力電圧が出力する出力端子と、
一端が前記入力端子に接続され、他端が基準電位に接続された第1キャパシタと、
一端が前記出力端子に接続され、他端が基準電位に接続された第2キャパシタと、
一端が前記第1キャパシタの一端に接続され、他端が前記第2キャパシタの一端または他端に接続され、前記入力電流および前記第1キャパシタから出力される電流の少なくとも一部が第1電流として流れることにより磁界エネルギーが蓄積され、前記磁界エネルギーにより前記第2キャパシタを蓄電する第2電流を誘起するインダクタと、
略一定の周期でオンおよびオフし、1周期の間にオンする期間が略一定であり、オンすることにより前記インダクタに前記第1電流が流れ、前記インダクタに前記第2電流が流れるときオフしているスイッチング素子と、
を備え、
前記第1キャパシタのキャパシタンスをC1、前記インダクタのインダクタンスをL、前記周期をT1、前記周期の1周期の間に前記スイッチング素子がオンする期間の長さをT2、前記入力電流の角周波数をωとしたとき、C1<(T22/(2×L))/(ω×T1)である電力変換回路。 - C1>T22/(2×L)である請求項1に記載の電力変換回路。
- C1<(T22/(2×L))/(5×ω×T1)である請求項1または2に記載の電力変換回路。
- C1>5×T22/(2×L)である請求項1から3のいずれか一項に記載の電力変換回路。
- 前記入力電流は振動発電装置により発電された電流である請求項1から4のいずれか一項に記載の電力変換回路。
- 前記振動発電装置の出力が直流の場合には前記振動発電装置の出力キャパシタンスはC1より小さく、前記振動発電装置の出力が交流の場合には整流回路を介した前記振動発電装置の出力キャパシタンスはC1より小さい請求項5に記載の電力変換回路。
- 入力端子に加わる入力電圧が閾値電圧に達すると、前記入力電圧を変換し出力端子に出力電圧として出力する電圧変換動作を開始する電圧変換回路を備え、
前記入力端子に入力する入力電流が大きいときの前記閾値電圧は前記入力電流が小さいときの前記閾値電圧より高い電力変換回路。 - 前記入力端子に入力する入力電流に基づき、前記入力電流が大きいときの前記閾値電圧が、前記入力電流が小さいときの前記閾値電圧より高くなるように前記閾値電圧を設定する設定回路と、
前記入力電圧が前記閾値電圧に達したか否かを判定する判定回路と、
を備え、
前記電力変換回路は、前記判定回路の出力に基づき前記電圧変換動作を開始する請求項7に記載の電力変換回路。 - 前記電圧変換回路は、
一端が前記出力端子に接続され、他端が基準電位に接続されたキャパシタと、
一端が前記入力端子に接続され、他端が前記キャパシタの一端および他端のいずれか一方の端に接続され、前記入力電流の少なくとも一部が第1電流として流れることにより磁界エネルギーが蓄積され、前記磁界エネルギーにより第2電流を誘起するインダクタと、
オンすることにより前記インダクタに前記第1電流が流れ、前記インダクタに前記第2電流が流れるときオフしているスイッチング素子と、
を備える請求項7または8に記載の電力変換回路。 - 前記入力電圧が前記閾値電圧に達すると、前記スイッチング素子をオンさせる制御回路を備える請求項9に記載の電力変換回路。
- 前記入力端子に接続される電力源の出力インピーダンスをZout、前記入力端子に入力する入力電流がIinのときの前記閾値電圧をVthとしたとき、0.3×Zout≦Vth/Iin≦3×Zoutである請求項7から10のいずれか一項に記載の電力変換回路。
- 請求項1から11のいずれか一項に記載の電力変換回路と、
前記電力変換回路に関係した機能回路と、
を備える半導体装置。 - 請求項1から11のいずれか一項に記載の電力変換回路と、
前記電力変換回路から電力が供給される機能ユニットと、
を備える電子機器。
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