WO2019230916A1 - 電源回路、および振動発電装置 - Google Patents
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- 238000010248 power generation Methods 0.000 title claims abstract description 156
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 69
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims abstract description 33
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 13
- 238000009434 installation Methods 0.000 claims description 4
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 description 18
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 description 10
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 10
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 10
- 244000126211 Hericium coralloides Species 0.000 description 9
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 4
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 238000003306 harvesting Methods 0.000 description 2
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 1
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- H02N2/00—Electric machines in general using piezoelectric effect, electrostriction or magnetostriction
- H02N2/18—Electric machines in general using piezoelectric effect, electrostriction or magnetostriction producing electrical output from mechanical input, e.g. generators
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1588—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- H02N1/00—Electrostatic generators or motors using a solid moving electrostatic charge carrier
- H02N1/06—Influence generators
- H02N1/08—Influence generators with conductive charge carrier, i.e. capacitor machines
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0016—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters
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-
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
- H02M1/007—Plural converter units in cascade
Definitions
- the present invention relates to a power supply circuit and a vibration power generator.
- a method of generating power from environmental vibrations using a vibration power generation element that is a MEMS (Microelectromechanical Systems) vibration element is known.
- the vibration power generation element itself is an element that includes a piezoelectric element or a capacitance-type element and generates alternating-current power equal to the frequency when the element is vibrated at an environmental vibration frequency. Therefore, a vibration power generation device has been proposed that combines a vibration power generation element and a power supply circuit that converts AC power generated by the vibration power generation element into direct current or alternating current having a voltage suitable for use (for example, see Patent Document 1). .
- the power supply circuit according to the first aspect is a power supply circuit that outputs electric power input from the vibration power generation element to an external load, and is output from the rectification circuit that rectifies AC power input from the vibration power generation element, and the rectification circuit.
- the power supply circuit according to the second aspect is preferably the power supply circuit according to the first aspect, further comprising a voltage conversion circuit whose input section is connected to the output section of the chopper circuit.
- the power supply circuit according to the third aspect is preferably the power supply circuit according to the first or second aspect, wherein the control signal generator generates the control signal having a constant cycle and duty.
- the period and the duty are determined based on an installation state of the vibration power generation element and the vibration power generation element.
- the power supply circuit according to a fifth aspect is the power supply circuit according to the first or second aspect, wherein the control signal generation unit receives a state signal based on an amplitude of vibration of the vibration power generation element, and based on the state signal Preferably, the control signal is generated.
- a vibration power generation apparatus includes a power supply circuit according to any one of the first to fourth aspects and a vibration power generation element that supplies power to the power supply circuit.
- a vibration power generation apparatus includes a power supply circuit according to the fifth aspect, and a vibration power generation element that supplies power to the power supply circuit and supplies the state signal to the control signal generation unit of the power supply circuit. Prepare.
- the energy of environmental vibration can be converted into electric energy with high efficiency.
- the schematic diagram which shows schematic structure of the power supply circuit 50 and the vibration electric power generating apparatus 100 of 1st Embodiment of this invention The figure which shows the outline of the vibration electric power generation element 10 with which the vibration electric power generation apparatus 100 is provided. The figure which shows the modification 1 of a vibration electric power generation element.
- the figure which shows the modification 2 of a vibration electric power generation element The figure which shows the output voltage V3P of the output line W3.
- FIG. 1 is a schematic diagram showing a schematic configuration of a power supply circuit 50 and a vibration power generator 100 according to the first embodiment of the present invention.
- the vibration power generation apparatus 100 includes a vibration power generation element 10 that generates AC power by environmental vibration, and a power supply circuit 50 that extracts the generated AC power and outputs the AC power to an external device or the like.
- the power supply circuit 50 includes a rectifier circuit 20, a first capacitor C1, a chopper circuit 30, a second capacitor C2, a voltage conversion circuit 40, and a third capacitor C3.
- the vibration power generation element 10 is an electrostatic capacity type power generation element (electret type power generation element) including an electret electrode as an example, and an outline thereof will be described with reference to FIG.
- the vibration power generation element 10 includes a first electrode 11 that is a movable electrode and a second electrode 12 that is a fixed electrode.
- the first electrode 11 is, for example, a comb-tooth electrode having two comb-tooth portions
- the second electrode 12 is, for example, a comb-tooth electrode having three comb-tooth portions 16.
- the comb-teeth portion 15 of the first electrode 11 and the comb-teeth portion 16 of the second electrode 12 have a predetermined thickness in the Z direction in the figure, and are connected to the other electrode at the portion where they mesh. Opposite.
- the first electrode 11 and the second electrode 12 can be manufactured as, for example, a MEMS structure based on silicon.
- a region 17 on the surface facing the comb teeth portion 15 of the first electrode 11 is applied to a known charging process (for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2014-049557).
- An electret having a negative charge is formed by performing the charging process described above.
- the comb tooth portion 16 of the second electrode 12 is semi-permanently charged by electretization. As a result, a positive induced charge having a characteristic opposite to that of the electret electrode is induced in the comb-tooth portion 15 of the first electrode 11 facing the electret electrode.
- the second electrode 12 is fixedly held by an insulating support frame 13.
- the first electrode 11 is held by the holding portion 14 (the electrode holding portion 14a, the coupling portion 14b, and the fixing portion 14c) so as to vibrate in the vertical direction (X direction) in the figure with respect to the support frame 13.
- the holding portion 14 includes an electrode holding portion 14a that holds the first electrode 11, a fixing portion 14c that is fixed to the support frame 13, and a flexible connecting portion 14b that connects the electrode holding portion 14a and the fixing portion 14c. It is composed of
- the connecting portion 14b is a thin piece made of a flexible material such as a metal having a small thickness in the X direction in FIG. 1 and a large thickness in the Z direction.
- a flexible material such as a metal having a small thickness in the X direction in FIG. 1 and a large thickness in the Z direction.
- the vibration power generation element 10 generates power.
- the power generation efficiency of the vibration power generation element 10 depends on the amplitude of relative vibration between the first electrode 11 and the second electrode 12. That is, basically, the power generation efficiency improves as the amplitude of relative vibration between the first electrode 11 and the second electrode 12 increases. However, due to restrictions on the mechanical structure of the vibration power generation element 10, if the amplitude is too large, the mechanical resistance associated with vibration will also increase. For this reason, the vibration power generation element 10 has an amplitude (optimal amplitude) that maximizes the power generation efficiency, which is determined by the structure.
- the amplitude of relative vibration between the first electrode 11 and the second electrode 12 is simply referred to as the amplitude of the vibration power generation element 10.
- the output line W1 connected to the first electrode 11 is a diode bridge type full-wave rectification type rectifier circuit 20 in FIG. Are connected to the anode of the first diode D1 and the cathode of the third diode D3.
- the output line W2 connected to one second electrode 12 is connected to the anode of the second diode D2 and the cathode of the fourth diode D4.
- the cathode of the first diode D1 and the cathode of the second diode D2 are connected to the output part P1 of the rectifier circuit 20.
- the anode of the third diode D3 and the anode of the fourth diode D4 are connected to the ground of the power supply circuit 50.
- the chopper circuit 30 of the first embodiment includes, as an example for controlling chopper timing, a switching element T1 of an nMOS transistor (nMOSFET) and a control signal generation unit S1 that supplies a control signal having a constant period and duty to the switching element T1. I have. Accordingly, the switching element T1 is turned on at a constant cycle and a constant duty (that is, at a constant time ratio).
- the switching element T1 When the switching element T1 is turned on, the current (electric energy) stored in the first capacitor C1 passes through the switching element T1 and the coil L1 and is connected to the output part P2 of the chopper circuit 30. It flows to. At this time, electric energy is converted into magnetic energy and stored in the coil L1.
- the rectifier diode D5 has a cathode connected to the switching element T1. Therefore, since it is reverse-biased, no current flows through the rectifier diode D5.
- the magnetic energy stored in the coil L1 is converted into electric energy by the self-inductance of the coil L1, and is transferred to the second capacitor C2 as electric energy (current).
- the direction of the current is such that the current returns from the coil L1 to the coil L1 through the second capacitor C2 and the rectifier diode D5, so that the rectifier diode D5 is forward biased and does not disturb the current.
- the electric power output from the chopper circuit 30 is accumulated in the second capacitor C2, and is output from the second capacitor C2 to the input portion Vin of the voltage conversion circuit 40.
- the voltage conversion circuit 40 converts the voltage output from the inverting chopper circuit 30 and input to the input unit Vin so that the voltage output from the output unit Vout to the external load RO becomes a predetermined positive constant value.
- the voltage conversion circuit 40 can use a general switching regulator type DC / DC converter.
- a third capacitor C3 is provided between the output part Vout of the voltage conversion circuit 40 and the ground, and thereby the output voltage from the voltage conversion circuit 40 is further smoothed.
- the voltage conversion circuit 40 is a circuit for converting the power output from the chopper circuit 30 into a voltage suitable for the external load RO. Therefore, when the voltage suitable for the external load RO matches the output voltage of the chopper circuit 30, or when the external load RO itself has a function of converting the voltage, the power supply circuit 50 includes the voltage conversion circuit 40. There is no need. In this case, when the external load RO has capacitors corresponding to the second capacitor C2 and the third capacitor C3, the power supply circuit 50 does not have to include the second capacitor C2 and the third capacitor C3.
- the vibration power generation element 10 in order to maximize the power generation efficiency of the vibration power generation element 10, it is preferable to vibrate the vibration power generation element 10 with an optimum amplitude.
- the first capacitor C1 is charged and the voltage of the first capacitor C1 becomes too high, the electrical resistance of the first capacitor C1 as viewed from the vibration power generation element 10 increases, so the load of the vibration power generation element 10 increases, and the vibration power generation The amplitude of the element 10 decreases and the power generation efficiency decreases.
- the chopper circuit 30 transfers an appropriate amount of electrical energy commensurate with the power generation capability of the vibration power generation element 10 from the first capacitor C1 to the second capacitor C2 connected to the output part P2 of the chopper circuit 30. It is desirable.
- the chopper circuit 30 of the first embodiment includes the control signal generation unit S1 that generates a control signal having a constant period and duty.
- a control signal having a fixed period and duty is supplied from the control signal generation unit S1 to the switching element T1.
- the chopper circuit 30 can transfer a certain amount of electric energy from the first capacitor C1 to the second capacitor C2.
- the cycle and duty of the control signal generated by the control signal generation unit S1 to an optimal value according to the amount of power generated by the vibration power generation element 10
- the electricity transferred from the first capacitor C1 to the second capacitor C2 The amount of energy can be set to an optimal value.
- the amplitude of the vibration power generation element 10 can be maintained at an optimum value, and the power generation efficiency of the vibration power generation element 10 can be increased.
- the power generation amount of the vibration power generation element 10 is predicted based on the configuration of the vibration power generation element 10 and the situation (vibration state, or further temperature environment, etc.) of the place where the vibration power generation apparatus 100 including the vibration power generation element 10 is installed. Therefore, it is desirable to determine the cycle and duty of the control signal generated by the control signal generation unit S1 based on the configuration of the vibration power generation element 10 and the installation state of the vibration power generation element 10.
- the control signal generation unit S1 includes an oscillation circuit and a circuit that outputs a signal generated by the oscillation circuit to the switching element T1, and various known circuits can be applied. Moreover, what is necessary is just to supply the electric power to control signal generation part S1 from chopper circuit 30 itself similarly to control signal generation part S1a demonstrated in 3rd Embodiment mentioned later.
- the switching element T1 Since the voltage value of the first capacitor C1 has a correlation with the amplitude of the vibration power generation element 10 as described above, the switching element T1 is turned on and off in place of the configuration of the first embodiment. It is also conceivable to carry out based on the voltage value of one capacitor C1. However, the voltage value of the first capacitor C ⁇ b> 1 pulsates due to pulsed power supplied from the vibration power generation element 10. In addition, a delay time associated with the charging time of the first capacitor C1 occurs until the amplitude of the vibration power generation element 10 is reflected in the voltage value of the first capacitor C1.
- control signal generation unit S1 is configured to generate the control signal without referring to the voltage of the first capacitor c1, and thereby the first capacitor C1 to the second capacitor.
- the amount of electrical energy transferred to C2 is set to an optimum value.
- FIG. 3 is a schematic view showing a vibration power generation element 10a of a modification.
- the vibration power generation element 10a is arranged in parallel with the other vibration power generation element 10 upside down with respect to the vibration power generation element 10 of FIG. It is a configuration.
- the second electrode 12a and the second electrode 12b which are two fixed electrodes, are fixed inside the + X side and ⁇ X side ends of the support frame 13, respectively.
- the first electrode 11a and the first electrode 11b which are two movable electrodes, are disposed on the + X side and the ⁇ X side of the electrode holding portion 14a constituting the holding portion 14, respectively.
- the first electrode 11a and the first electrode 11b are connected to each other by a wiring W0.
- the regions 17a and 17b on the surface facing the comb-tooth portions 15a and 15b of the first electrodes 11a and 11b have negative charges. An electret is formed.
- the first electrodes 11a and 11b vibrate in the X direction as a unit with respect to the second electrodes 12a and 12b.
- the area where the first electrode 11a and the second electrode 12a face each other increases, the area where the first electrode 11b and the second electrode 12b face each other decreases. Therefore, with respect to the first electrode 11a and the first electrode 11b that are connected to each other by the wiring W0, a voltage whose phase is inverted is generated in the second electrode 12a and the second electrode 12b.
- the output line W1 connected to the second electrode 12b is connected to the anode of the first diode D1 and the cathode of the third diode D3 constituting the rectifier circuit 20 in FIG.
- the output line W2 connected to one second electrode 12a is connected to the anode of the second diode D2 and the cathode of the fourth diode D4.
- the vibration power generation element 10a of the modified example can obtain a larger amount of power generation per apparatus area and apparatus volume than the vibration power generation element 10 shown in FIG.
- FIG. 4 is a schematic diagram showing a schematic configuration of the power circuit 50a and the vibration power generator 100a according to the second embodiment of the present invention.
- symbol is attached
- the power supply circuit 50a of the second embodiment is different from the first embodiment described above in that it includes a rectifier circuit 20a that outputs a negative voltage and a chopper circuit 30a that converts the negative voltage from the rectifier circuit 20a into a positive voltage.
- the AC power input from the vibration power generation element 10 is rectified into negative voltage pulse power by the rectifier circuit 20a and stored in the first capacitor C1. Then, it is converted to a positive voltage by the chopper circuit 30a and stored in the second capacitor C2. Subsequent configurations are the same as those in the first embodiment.
- the chopper circuit 30a since the chopper circuit 30a inverts a negative input voltage to a positive output voltage and outputs the inverted voltage, it is hereinafter also referred to as an inversion chopper circuit 30a.
- the inverting chopper circuit 30a includes a switching element T2 of an nMOS transistor (nMOSFET) as an example for controlling chopper timing, and a control signal generation unit S2 that supplies a control signal having a constant period and duty to the switching element T2. Accordingly, the switching element T2 is turned on at a constant cycle and a constant duty (that is, at a constant time ratio).
- the control signal generation unit S2 includes an oscillation circuit and a circuit that outputs a signal generated by the oscillation circuit to the switching element T2 in the same manner as the control signal generation unit S1 illustrated in FIG. Can be applied.
- the power stored in the first capacitor C1 becomes current and becomes the first capacitor C1, the ground wire, the coil. It flows in the order of L2 and switching element T2. At this time, electrical energy is converted into magnetic energy and stored in the coil L2.
- the rectifier diode D10 is reverse-biased because the anode is connected to the switching element T2, and no current flows through the rectifier diode D10 and the second capacitor C2.
- the switching element T2 When the switching element T2 is turned off, the magnetic energy stored in the coil L2 is converted into current energy by the self-inductance of the coil L2. At this time, since the voltage opposite to the ground of the coil L2 is a positive voltage, the rectifier diode D10 is positively biased, and the current flows through the rectifier diode D10 to the output part P2 of the inverting chopper circuit 30a and is positively applied to the second capacitor C2. Electric energy of voltage is accumulated. As described above, the inverting chopper circuit 30a converts the negative voltage power into the positive voltage power. Also in the second embodiment, the voltage conversion circuit 40 and the subsequent configuration are the same as those in the first embodiment. Also in the second embodiment, instead of the vibration power generation element 10, the vibration power generation element 10 a of the modification shown in FIG. 3 can be used.
- the chopper circuit (inverted chopper circuit 30a) includes the control signal generation unit S2 that generates a control signal having a constant period and duty, and a predetermined amount of electric energy is supplied from the first capacitor C1. 2 can be transferred to the capacitor C2. Then, by setting the cycle and duty of the control signal generated by the control signal generation unit S2 to optimum values according to the power generation amount of the vibration power generation element 10, the electric power transferred from the first capacitor C1 to the second capacitor C2 The amount of energy can be set to an optimal value. Thereby, the amplitude of the vibration power generation element 10 can be maintained at an optimum value, and the power generation efficiency of the vibration power generation element 10 can be increased.
- FIG. 5 is a schematic diagram showing a schematic configuration of the power supply circuit 50b and the vibration power generation apparatus 100b according to the third embodiment of the present invention.
- symbol is attached
- the control signal generation unit S1a receives a state signal based on the amplitude of vibration of the vibration power generation element 10b, and generates a control signal based on the state signal.
- the configuration is different from the first embodiment described above.
- FIG. 6 is a diagram showing an outline of the vibration power generation element 10b that outputs the state signal.
- the vibration power generation element 10b is configured to have another electrode pair with respect to the vibration power generation element 10 shown in FIG. That is, it has the 3rd electrode 21 and the 4th electrode 22 which are arranged in a pair in the position shifted in the Y direction parallel to the pair of the first electrode 11 and the second electrode 12.
- the configurations of the third electrode 21 and the fourth electrode 22 are the same as those of the first electrode 11 and the second electrode 12, respectively.
- an electret having a negative charge is formed in a region 24 on the surface facing the third electrode 21.
- the fourth electrode 22 is fixedly held by the support frame 13.
- the third electrode 21 is held by the holding portion 14 and is held so as to vibrate in the vertical direction (X direction) in the figure relative to the support frame 13 together with the first electrode 11. Therefore, when the vibration power generation element 10b vibrates in the X direction, a voltage generated between the first electrode 11 and the second electrode 12 and a voltage having the same sign are also generated between the third electrode 21 and the fourth electrode 22. Will occur.
- the lengths of the third electrode 21 and the fourth electrode 22 in the X direction are shorter than the lengths of the first electrode 11 and the second electrode 12 in the X direction, and the electrodes are opposed to each other. The area of the part is also small. Therefore, the electric power generated between the third electrode 21 and the fourth electrode 22 due to vibration is smaller than that generated between the first electrode 11 and the second electrode 12.
- the output line W3 from the third electrode 21 is connected to one end of the resistance element R2 in the control signal generation unit S1a in FIG.
- the output line W4 from the fourth electrode 22 is connected to the ground of the power supply circuit 50b.
- the output line W3 may be connected to the fourth electrode 22 instead of the third electrode 21, and the output line W4 may be connected to the third electrode 21 instead of the fourth electrode 22.
- FIG. 7 is a diagram showing the voltage VW3 output from the output line W3.
- the horizontal axis of the graph represents time t, and the vertical axis represents voltage V.
- the voltage VW3 is an AC voltage whose period varies in a substantially sinusoidal manner with the period of vibration of the vibration power generation element 10b.
- the amplitude of the voltage VW3 has a positive correlation with the amplitude of vibration of the third electrode 21 and the fourth electrode 22 of the vibration power generation element 10b.
- the amplitude of vibration of the third electrode 21 and the fourth electrode 22 is the amplitude of vibration of the first electrode 11 and the second electrode 12 that generates electric power supplied to the power supply circuit 50b (vibration power generation element 10b).
- the amplitude of the voltage VW3 is based on the amplitude of the vibration power generation element 10b.
- the voltage VW3 is a state signal based on the amplitude of vibration of the vibration power generation element 10b.
- the vibration power generation element 10b vibrates with an amplitude larger than the optimum amplitude, and thus the power generation efficiency is lowered. Therefore, it is desirable to increase the load of the vibration power generation element 10b by increasing the voltage of the first capacitor C1 so that the amplitude of the vibration power generation element 10b approaches the optimum amplitude. For this purpose, it is desirable to turn off the switching element T1a in the chopper circuit 30b.
- the vibration power generation element 10b vibrates with an amplitude smaller than the optimum amplitude, so that the power generation efficiency is also lowered. Therefore, it is desirable to reduce the load of the vibration power generation element 10b by lowering the voltage of the first capacitor C1 so that the amplitude of the vibration power generation element 10b approaches the optimum amplitude. For this purpose, it is desirable to turn on the switching element T1a in the chopper circuit 30b and transfer the charge accumulated in the first capacitor C1 to the second capacitor C2. Therefore, by controlling the switching element T1a in the chopper circuit 30b based on the voltage VW3, the vibration power generation element 10b can be vibrated with the optimum amplitude that maximizes the power generation efficiency.
- the control signal generation unit S1a includes a circuit that controls the switching element T1a as described above.
- One end of the resistor element R1 is connected to the input part P1 of the chopper circuit 30b, the other end is connected to the cathode of the Zener diode Da, and the anode of the Zener diode Da is connected to the ground.
- the voltage of the cathode of the Zener diode Da is a voltage obtained by dropping the voltage of the input unit P1 by the resistor R1. If the voltage is higher than the absolute value of the breakdown voltage of the Zener diode Da, a positive constant value (Zener diode Da) (The absolute value of the breakdown voltage).
- the resistance values of the resistance elements R2 and R3 constituting the voltage divider are the same as the absolute value of the breakdown voltage of the Zener diode Da when the voltage VW3 substantially matches the above-described optimum voltage V1. It is set to be. In order to facilitate this setting, as shown in FIG. 5, at least one of the resistance elements R2 and R3 (the resistance element R2 in FIG. 5) is desirably a variable resistance.
- the voltage VW3 maximizes the power generation efficiency of the vibration power generation element 10 by inputting the voltage of the voltage dividing unit P3 proportional to the voltage VW3 and the voltage of the cathode of the Zener diode Da to the comparator circuit CP and performing voltage comparison. It is determined whether the voltage is equal to or higher than the optimum voltage V1.
- the cathode voltage of the Zener diode Da is input to the positive side input of the comparator circuit CP.
- the voltage of the voltage dividing unit P3 is input to the minus side input.
- the cathode voltage of the Zener diode Da is input to the plus side power source of the comparator circuit CP, and the ground is connected to the minus side power source.
- the comparator circuit CP If the voltage of the voltage dividing unit P3 is higher than the voltage of the cathode of the Zener diode Da, the comparator circuit CP outputs a zero voltage (ground potential). If the voltage of the voltage dividing unit P3 is lower than the voltage of the cathode of the Zener diode Da, the comparator circuit CP outputs a positive voltage. The output of the comparator circuit CP is input to the gate of an nMOS transistor (nMOSFET) T3.
- nMOSFET nMOS transistor
- the transistor T3 is turned on, and the voltage drop due to the current flowing through the resistance element R5 causes the voltage at the gate of the switching element T1a, which is a pMOS transistor (pMOSFET), to be the source of the switching element T1a.
- the switching element T1a is turned on.
- the resistance element R5 is preferably a variable resistor so that the amount of voltage drop can be adjusted.
- the transistor T3 is turned off.
- the gate voltage of the switching element T1a which is a pMOS transistor, becomes equal to the source voltage of the switching element T1a.
- the switching element T1a is turned off.
- the resistance element R4 disposed between the gate of the transistor T3 and the ground is a resistance element for discharging the output of the comparator circuit CP temporarily accumulated at the gate of the transistor T3 to the ground.
- a variable resistor is preferred for adjustment.
- the second Zener diode Db shuts off the second Zener diode Db and the resistance element R5 and turns off the switching element T1a when the absolute value of the voltage at the input portion P1 is small and the operation of the nMOS transistor T3 is unstable. It is an element for doing.
- the control signal generation unit S1a receives the voltage VW3, which is a state signal based on the amplitude of vibration of the vibration power generation element 10b, generates a control signal based on the voltage VW3, and sends the control signal to the switching element T1a. Supply.
- the power supply circuit 50b and the vibration power generation device 100b of the third embodiment can maintain the amplitude of the vibration power generation element 10b at an optimum value, and can increase the power generation efficiency of the vibration power generation element 10b.
- FIG. 8 is a schematic diagram showing a schematic configuration of the power supply circuit 50c and the vibration power generation apparatus 100c according to the fourth embodiment of the present invention.
- symbol is attached
- the power supply circuit 50c and the vibration power generator 100c according to the fourth embodiment include the rectifier circuit 20a that outputs a negative voltage and the chopper circuit 30c that converts the negative voltage from the rectifier circuit 20a into a positive voltage. Similar to the embodiment.
- control signal generation unit S2a provided in the chopper circuit 30c receives a state signal based on the amplitude of vibration of the vibration power generation element 10b, based on the state signal, as in the third embodiment described above.
- the second embodiment is different from the second embodiment in that the control signal is generated.
- the vibration power generation element included in the vibration power generation apparatus 100c of the fourth embodiment is the same as the vibration power generation element 10b shown in FIG.
- the control signal generation unit S2a receives a state signal based on the amplitude of vibration of the vibration power generation element 10b, and generates a control signal based on the state signal.
- the configuration of the control signal generation unit S2a is similar to the configuration of the control signal generation unit S1a illustrated in FIG.
- the chopper circuit 30b of FIG. 5 is a circuit that operates at a positive voltage
- the present embodiment shown in FIG. 8 includes an inverting chopper circuit 30c that converts a negative voltage to a positive voltage, and thus the configuration details. Is different.
- the anode voltage of the Zener diode Dc is a voltage obtained by dropping the voltage of the input part P1 by the resistor R1. If the voltage is lower than the breakdown voltage of the Zener diode Dc, a negative constant value (the breakdown voltage of the Zener diode Dc). ).
- the other end of the output line W3 connected to the third electrode 21 of the vibration power generation element 10b is the end of the resistance element R2 of the resistance element R2 and the resistance element R3 constituting the voltage divider. Connected to the department.
- the resistance values of the resistance element R2 and the resistance element R3 are divided when the voltage VW3 matches the negative value (hereinafter referred to as the negative optimal voltage VM) whose absolute value is the above-described optimal voltage V1.
- the voltage of the pressure part P3 is set to coincide with the breakdown voltage of the Zener diode Dc.
- the voltage VW3 maximizes the power generation efficiency of the vibration power generation element 10 by inputting the voltage of the voltage dividing unit P3 proportional to the voltage VW3 and the voltage of the anode of the Zener diode Dc to the comparator circuit CP and performing voltage comparison. It is determined whether it is above or below the negative optimum voltage VM.
- the voltage at the anode of the Zener diode Dc is input to the negative side input of the comparator circuit CP.
- the voltage of the voltage dividing unit P3 is input to the plus side input.
- the ground is connected to the positive power source of the comparator circuit CP, and the anode voltage of the Zener diode Dc is input to the negative power source.
- the comparator circuit CP If the voltage of the voltage dividing unit P3 is more positive than the voltage of the cathode of the Zener diode Dc, the comparator circuit CP outputs a zero voltage (ground potential). If the voltage of the voltage dividing unit P3 is more negative than the voltage of the cathode of the Zener diode Dc, the comparator circuit CP outputs a negative voltage.
- the output of the comparator circuit CP is input to the gate of a pMOS transistor (pMOSFET) T4.
- the transistor T4 is turned on, and the voltage drop due to the current flowing through the resistance element R5 causes the voltage at the gate of the switching element T2a, which is an nMOS transistor (nMOSFET), to be the source of the switching element T2a. And the switching element T2a is turned on.
- nMOS transistor nMOSFET
- the transistor T4 is turned off.
- the gate voltage of the switching element T2a which is an nMOS transistor, becomes equal to the source voltage of the switching element T2a.
- the switching element T2a is turned off.
- the second Zener diode Dd is a second Zener diode Dd in a state where the absolute value of the voltage at the input portion P1 is small and the operation of the pMOS transistor T4 is unstable. And the element for cutting off the resistance element R5 and turning off the switching element T2a.
- the control signal generation unit S2a receives the voltage VW3, which is a state signal based on the amplitude of vibration of the vibration power generation element 10b, generates a control signal based on the voltage VW3, and sends the control signal to the switching element T2a. Supply.
- the power supply circuit 50c and the vibration power generation device 100c of the fourth embodiment can keep the amplitude of the vibration power generation element 10b at an optimum value, and can increase the power generation efficiency of the vibration power generation element 10b.
- a vibration power generation element in which electrodes are formed on both sides (+ X side, ⁇ X side) of the holding portion 14 as shown in FIG. 3 can also be used.
- the third electrode 21 and the fourth electrode 22 of the vibration power generation element 10b of FIG. 6 are also formed on the ⁇ X side of the holding portion 14, and the two third electrodes 21 are connected by a conducting wire and output.
- the line W3 can be connected to a new fourth electrode provided at -X of the holding unit 14.
- the third electrode 21 and the fourth electrode 22 may be provided only on the + X side of the holding unit 14 as in FIG.
- the power supply circuits 50 output power input from the vibration power generation elements 10 and 10a to an external load.
- the power supply circuit 50 includes a rectifier circuit 20 that rectifies AC power input from the vibration power generation elements 10 and 10a, a first capacitor C1 that stores power output from the rectifier circuit 20, a switching element T1 that controls chopper timing, A chopper circuit 30 having an input unit connected to the first capacitor C1 and a control signal generation unit S1, S2 for supplying a control signal to the switching elements T1, T2, and a control signal generation unit S1, S2 Is configured to generate a control signal without referring to the voltage of the first capacitor C1.
- the amplitude of the vibration power generation elements 10 and 10a can be maintained at an optimum value, the power generation efficiency of the vibration power generation elements 10 and 10a can be increased, and the energy of environmental vibration can be converted into electrical energy with high efficiency. .
- a voltage suitable for the external load RO is output from the power supply circuit 50 by further including a voltage conversion circuit 40 whose input unit is connected to the output unit of the chopper circuit 30.
- the power supply circuit 50 suitable for various external loads RO can be realized.
- the control signal generators S1 and S2 may be configured to generate a control signal having a constant period and duty, and a certain amount of electric energy is supplied to the first capacitor C1. To the second capacitor C2, and the amplitude of the vibration power generation elements 10, 10a can be kept at a further optimum value.
- the period and the duty may be determined based on the installation state of the vibration power generation elements 10 and 10a and the vibration power generation elements 10 and 10a.
- the amplitude of 10a can be further maintained at an optimum value.
- the control signal generators S1a and S2a are configured to receive a state signal based on the amplitude of vibration of the vibration power generation element 10b and generate a control signal based on the state signal. As a result, the amplitude of the vibration power generation element 10b can be maintained at an optimum value, and the power generation efficiency can be further increased.
- the vibration power generators 100 and 100a of the first embodiment, the second embodiment, and the modifications described above include the power supply circuit 50 according to any one of (1) to (4) and the power supply circuit 50.
- the vibration power generation elements 10 and 10a for supplying electric power are provided. With this configuration, the amplitude of the vibration power generation elements 10 and 10a can be maintained at an optimum value, the power generation efficiency of the vibration power generation elements 10 and 10a can be increased, and the energy of environmental vibration can be converted into electrical energy with high efficiency. .
- the vibration power generation devices 100b and 100d according to the third and fourth embodiments and the modifications described above supply power to the power supply circuits 50b and 50c and the power supply circuits 50b and 50c described in (5). And a vibration power generation element 10b. With this configuration, the amplitude of the vibration power generation element 1b can be maintained at an optimal value, the power generation efficiency of the vibration power generation element 10b can be increased, and the energy of environmental vibration can be converted into electric energy with high efficiency.
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Abstract
振動発電素子から入力される電力を外部負荷に出力する電源回路において、振動発電素子から入力される交流電力を整流する整流回路、整流回路から出力される電力を蓄積する第1コンデンサ、チョッパタイミングを制御するスイッチング素子を有し入力部が第1コンデンサに接続されているチョッパ回路、およびスイッチング素子に制御信号を供給する制御信号生成部、を備えるとともに、制御信号生成部は、第1コンデンサの電圧を参照することなく制御信号を生成する、電源回路。
Description
本発明は、電源回路、および振動発電装置に関する。
環境振動からエネルギーを収穫するエナジーハーベスティング技術の一つとして、MEMS(Microelectromechanical Systems)振動素子である振動発電素子を用いて環境振動から発電を行う手法が知られている。振動発電素子自体は、圧電素子や静電容量型素子を備え、それを環境振動の周波数で振動させると、その周波数に等しい交流の電力を発生する素子である。そこで、振動発電素子と、振動発電素子が発生した交流電力を利用に適した電圧の直流または交流に変換する電源回路とを組み合わせた振動発電装置が提案されている(例えば、特許文献1参照)。
環境振動の振動エネルギーは微弱であるため、環境振動を高い効率で電気エネルギーに変換する電源回路および振動発電装置が求められている。
第1の態様による電源回路は、振動発電素子から入力される電力を外部負荷に出力する電源回路において、前記振動発電素子から入力される交流電力を整流する整流回路、前記整流回路から出力される電力を蓄積する第1コンデンサ、チョッパタイミングを制御するスイッチング素子を有し入力部が前記第1コンデンサに接続されているチョッパ回路、および前記スイッチング素子に制御信号を供給する制御信号生成部、を備えるともに、制御信号生成部は、前記第1コンデンサの電圧を参照することなく前記制御信号を生成する。
第2の態様による電源回路は、第1の態様による電源回路において、入力部が前記チョッパ回路の出力部に接続されている電圧変換回路をさらに備えることが好ましい。
第3の態様による電源回路は、第1または第2の態様による電源回路において、前記制御信号生成部は、一定の周期およびデューティを有する前記制御信号を生成することが好ましい。
第4の態様による電源回路は、第3の態様による電源回路において、前記周期および前記デューティは、前記振動発電素子および前記振動発電素子の設置状況に基づいて決定されていることが好ましい。
第5の態様による電源回路は、第1または第2の態様による電源回路において、前記制御信号生成部は、前記振動発電素子の振動の振幅に基づく状態信号を受信し、前記状態信号に基づいて前記制御信号を生成することが好ましい。
第6の態様による振動発電装置は、第1から第4までのいずれかの態様による電源回路と、前記電源回路に電力を供給する振動発電素子とを備える。
第7の態様による振動発電装置は、第5の態様による電源回路と、前記電源回路に電力を供給するとともに、前記電源回路の前記制御信号生成部に前記状態信号を供給する振動発電素子とを備える。
第2の態様による電源回路は、第1の態様による電源回路において、入力部が前記チョッパ回路の出力部に接続されている電圧変換回路をさらに備えることが好ましい。
第3の態様による電源回路は、第1または第2の態様による電源回路において、前記制御信号生成部は、一定の周期およびデューティを有する前記制御信号を生成することが好ましい。
第4の態様による電源回路は、第3の態様による電源回路において、前記周期および前記デューティは、前記振動発電素子および前記振動発電素子の設置状況に基づいて決定されていることが好ましい。
第5の態様による電源回路は、第1または第2の態様による電源回路において、前記制御信号生成部は、前記振動発電素子の振動の振幅に基づく状態信号を受信し、前記状態信号に基づいて前記制御信号を生成することが好ましい。
第6の態様による振動発電装置は、第1から第4までのいずれかの態様による電源回路と、前記電源回路に電力を供給する振動発電素子とを備える。
第7の態様による振動発電装置は、第5の態様による電源回路と、前記電源回路に電力を供給するとともに、前記電源回路の前記制御信号生成部に前記状態信号を供給する振動発電素子とを備える。
本発明によれば、環境振動のエネルギーを高効率で電気エネルギーに変換することができる。
(第1実施形態)
以下、図を参照して本発明の第1実施形態について説明する。図1は、本発明の第1実施形態の電源回路50および振動発電装置100の概略構成を示す模式図である。振動発電装置100は、環境振動により交流電力を発電する振動発電素子10と、発電した交流電力を取り出して外部の機器等に出力する電源回路50とを備える。
電源回路50は、整流回路20、第1コンデンサC1、チョッパ回路30、第2コンデンサC2、電圧変換回路40、および第3コンデンサC3とを備えている。
以下、図を参照して本発明の第1実施形態について説明する。図1は、本発明の第1実施形態の電源回路50および振動発電装置100の概略構成を示す模式図である。振動発電装置100は、環境振動により交流電力を発電する振動発電素子10と、発電した交流電力を取り出して外部の機器等に出力する電源回路50とを備える。
電源回路50は、整流回路20、第1コンデンサC1、チョッパ回路30、第2コンデンサC2、電圧変換回路40、および第3コンデンサC3とを備えている。
振動発電素子10は、一例としてエレクトレット電極を備える静電容量型の発電素子(エレクトレット形発電素子)であり、図2を参照してその概要を説明する。
振動発電素子10は、可動電極である第1電極11と、固定電極である第2電極12を有している。第1電極11は一例として2本の櫛歯部分15を有する櫛歯電極であり、第2電極12は一例として3本の櫛歯部分16を有する櫛歯電極である。
振動発電素子10は、可動電極である第1電極11と、固定電極である第2電極12を有している。第1電極11は一例として2本の櫛歯部分15を有する櫛歯電極であり、第2電極12は一例として3本の櫛歯部分16を有する櫛歯電極である。
第1電極11の櫛歯部分15と第2電極12の櫛歯部分16は、図中のZ方向に所定の厚さを有しており、かつ、それらが噛合する部分において互いに他方の電極に対向している。第1電極11および第2電極12は、たとえばシリコンを基材としたMEMS構造体として製造することができる。
第2電極12の櫛歯部分16のうち、第1電極11の櫛歯部分15と対向する面の表面の領域17には、公知の帯電処理(例えば、日本国特開2014-049557号公報に記載の帯電処理)を施すことにより、負の電荷を有するエレクトレットが形成されている。
第2電極12の櫛歯部分16のうち、第1電極11の櫛歯部分15と対向する面の表面の領域17には、公知の帯電処理(例えば、日本国特開2014-049557号公報に記載の帯電処理)を施すことにより、負の電荷を有するエレクトレットが形成されている。
エレクトレット化により第2電極12の櫛歯部分16が半永久的に帯電する。この結果、エレクトレット化された電極と対向する第1電極11の櫛歯部分15には、エレクトレット化された電極とは逆特性の、すなわち正の誘導電荷が誘起される。
第2電極12は絶縁性の支持枠13により固定的に保持されている。
一方、第1電極11は、保持部14(電極保持部14a、連結部14b、固定部14c)により、支持枠13に対して図中の上下方向(X方向)に振動するように保持されている。保持部14は、第1電極11を保持する電極保持部14aと、支持枠13に固定されている固定部14cと、電極保持部14aと固定部14cをつなぐ、可撓性を有する連結部14bから構成されている。
一方、第1電極11は、保持部14(電極保持部14a、連結部14b、固定部14c)により、支持枠13に対して図中の上下方向(X方向)に振動するように保持されている。保持部14は、第1電極11を保持する電極保持部14aと、支持枠13に固定されている固定部14cと、電極保持部14aと固定部14cをつなぐ、可撓性を有する連結部14bから構成されている。
連結部14bは、図1中のX方向の厚さが薄く、Z方向の厚さが厚い、金属等の可撓性材料からなる薄片である。支持枠13に外部から振動が加わると、図中の電極保持部14aの左右に設けられている2つの連結部14bが撓むことにより、電極保持部14aは支持枠13に対してX方向に振動する。この結果、電極保持部14aに保持された第1電極11は、支持枠13に固定されている第2電極12に対して、X方向に振動する構成となっている。
第1電極11と第2電極12とのX方向への振動に伴い、第1電極11の櫛歯部分15と第2電極12の櫛歯部分16が対向する面の面積が増減する。その結果、第1電極11と第2電極12とが対向する部分の面積が変化し、エレクトレットによる誘導電荷も変化し、第1電極11と第2電極12との間の電位差が変化して起電力が発生することで、振動発電素子10による発電が行われる。
振動発電素子10の発電効率は、第1電極11と第2電極12との相対振動の振幅に依存する。すなわち、基本的には第1電極11と第2電極12との相対振動の振幅が大きい程、発電効率が向上する。ただし、振動発電素子10の機械構造上の制約から、振幅があまりに大きくなると、振動に伴う機械的な抵抗も増大してしまう。このため、振動発電素子10には、その構造から決まる、発電効率を最大にする振幅(最適振幅)が存在する。以下では、第1電極11と第2電極12との相対振動の振幅のことを、単に振動発電素子10の振幅と呼ぶ。
振動発電素子10からの交流電圧が出力される2本の出力線のうち、第1電極11に接続されている出力線W1は、図1中のダイオードブリッジ型の全波整流型の整流回路20を構成する第1ダイオードD1のアノードおよび第3ダイオードD3のカソードに接続されている。一方の第2電極12に接続されている出力線W2は、第2ダイオードD2のアノードおよび第4ダイオードD4のカソードに接続されている。整流回路20の出力部P1には、第1ダイオードD1のカソードおよび第2ダイオードD2のカソードが接続されている。第3ダイオードD3のアノードおよび第4ダイオードD4のアノードは、電源回路50のグランドに接続されている。
整流回路20の整流作用により、整流回路20の出力部P1からは正電位の電力が出力される。この電力は、一端が整流回路20の出力部P1に接続され、他端がグランドに接続されている第1コンデンサC1に蓄積されるとともに、チョッパ回路30に供給される。整流回路20の出力部P1は、チョッパ回路30の入力部P1でもある。
第1実施形態のチョッパ回路30は、チョッパタイミングを制御する一例としてnMOSトランジスタ(nMOSFET)のスイッチング素子T1と、スイッチング素子T1に一定の周期およびデューティの制御信号を供給する制御信号生成部S1とを備えている。従って、スイッチング素子T1は、一定の周期で、一定のデューティで(すなわち一定の時間比率で)オンになる。
第1実施形態のチョッパ回路30は、チョッパタイミングを制御する一例としてnMOSトランジスタ(nMOSFET)のスイッチング素子T1と、スイッチング素子T1に一定の周期およびデューティの制御信号を供給する制御信号生成部S1とを備えている。従って、スイッチング素子T1は、一定の周期で、一定のデューティで(すなわち一定の時間比率で)オンになる。
スイッチング素子T1がオンになると、第1コンデンサC1に蓄えられている電流(電気エネルギー)は、スイッチング素子T1およびコイルL1を通って、チョッパ回路30の出力部P2に接続されている第2コンデンサC2へと流れる。このとき、コイルL1には、電気エネルギーが磁気エネルギーに変換されて蓄積される。一方、整流ダイオードD5はスイッチング素子T1側にカソードが接続されており、従って、逆バイアスになるために整流ダイオードD5には電流は流れない。
スイッチング素子T1がオフになると、コイルL1の自己インダクタンスにより、コイルL1に蓄えられた磁気エネルギーが電気エネルギーに変換され、電気エネルギー(電流)として第2コンデンサC2に移送される。この場合には、電流の向きは、コイルL1から第2コンデンサC2および整流ダイオードD5を通ってコイルL1に戻る向きとなるので、整流ダイオードD5は順バイアスとなり電流を妨げない。
チョッパ回路30から出力された電力は、第2コンデンサC2に蓄積され、第2コンデンサC2から電圧変換回路40の入力部Vinへと出力される。
電圧変換回路40は、出力部Voutから外部負荷ROに出力する電圧が正の所定の一定値となるように、反転チョッパ回路30から出力され入力部Vinに入力する電圧を、電圧変換する。電圧変換回路40は、一般的なスイッチングレギュレータ型のDC/DCコンバータを使用することができる。電圧変換回路40の出力部Voutとグランドの間には第3コンデンサC3が設けられており、これにより電圧変換回路40からの出力電圧がより平滑化される。
電圧変換回路40は、出力部Voutから外部負荷ROに出力する電圧が正の所定の一定値となるように、反転チョッパ回路30から出力され入力部Vinに入力する電圧を、電圧変換する。電圧変換回路40は、一般的なスイッチングレギュレータ型のDC/DCコンバータを使用することができる。電圧変換回路40の出力部Voutとグランドの間には第3コンデンサC3が設けられており、これにより電圧変換回路40からの出力電圧がより平滑化される。
なお、電圧変換回路40は、チョッパ回路30から出力された電力を、外部負荷ROに適した電圧に変換するための回路である。従って、外部負荷ROに適した電圧がチョッパ回路30の出力電圧と一致する場合や、外部負荷RO自体が電圧を変換する機能を有する場合には、電源回路50が電圧変換回路40を備えている必要はない。この場合、外部負荷ROが第2コンデンサC2や第3コンデンサC3に相当するコンデンサを有している場合には、電源回路50が第2コンデンサC2および第3コンデンサC3を備えている必要はない。
上述のとおり、振動発電素子10の発電効率を最大にするには、振動発電素子10を最適な振幅で振動させることが好ましい。しかし、第1コンデンサC1が充電され第1コンデンサC1の電圧が高くなり過ぎると、振動発電素子10からみた第1コンデンサC1の電気抵抗が増大するため振動発電素子10の負荷が増大し、振動発電素子10の振幅が減少し発電効率が低下してしまう。
一方、第1コンデンサC1が放電され第1コンデンサC1の電圧が低くなり過ぎると、振動発電素子10からみた第1コンデンサC1の電気抵抗が減少する。そのため振動発電素子10の負荷が減少し、振動発電素子10の振幅が過度に増大して機械的な抵抗が増し、振動のエネルギーが機械的な抵抗により浪費されるため、やはり発電効率が低下してしまう。
そのため、チョッパ回路30には、振動発電素子10の発電能力に見合った適度な量の電気エネルギーを、第1コンデンサC1からチョッパ回路30の出力部P2に接続されている第2コンデンサC2に移送させることが望まれる。
そのため、チョッパ回路30には、振動発電素子10の発電能力に見合った適度な量の電気エネルギーを、第1コンデンサC1からチョッパ回路30の出力部P2に接続されている第2コンデンサC2に移送させることが望まれる。
第1実施形態のチョッパ回路30は、上述のとおり、一定の周期およびデューティの制御信号を発生する制御信号生成部S1を備えている。そして、制御信号生成部S1から一定の周期およびデューティを持つ制御信号が、スイッチング素子T1に供給されている。
この構成により、チョッパ回路30は、一定量の電気エネルギーを第1コンデンサC1から第2コンデンサC2に移送することができる。そして、制御信号生成部S1が生成する制御信号の周期およびデューティを、振動発電素子10の発電量に合わせて最適な値に設定することにより、第1コンデンサC1から第2コンデンサC2に移送する電気エネルギーの量を最適な値に設定することができる。これにより、振動発電素子10の振幅を最適な値に保つことができ、振動発電素子10の発電効率を高めることができる。
この構成により、チョッパ回路30は、一定量の電気エネルギーを第1コンデンサC1から第2コンデンサC2に移送することができる。そして、制御信号生成部S1が生成する制御信号の周期およびデューティを、振動発電素子10の発電量に合わせて最適な値に設定することにより、第1コンデンサC1から第2コンデンサC2に移送する電気エネルギーの量を最適な値に設定することができる。これにより、振動発電素子10の振幅を最適な値に保つことができ、振動発電素子10の発電効率を高めることができる。
なお、振動発電素子10の発電量は、振動発電素子10の構成や、振動発電素子10を含む振動発電装置100が設置される場所の状況(振動状態、あるいはさらに温度環境等)に基づいて予測できるため、制御信号生成部S1が生成する制御信号の周期およびデューティは、振動発電素子10の構成や、振動発電素子10の設置状況に基づいて決定することが望ましい。
制御信号生成部S1は、発振回路と、発振回路が生成する信号をスイッチング素子T1に出力する回路を備えるものであり、公知の種々の回路を適用することができる。また、制御信号生成部S1への電力は、後述の第3実施形態で説明する制御信号生成部S1aと同様に、チョッパ回路30自体から供給すればよい。
制御信号生成部S1は、発振回路と、発振回路が生成する信号をスイッチング素子T1に出力する回路を備えるものであり、公知の種々の回路を適用することができる。また、制御信号生成部S1への電力は、後述の第3実施形態で説明する制御信号生成部S1aと同様に、チョッパ回路30自体から供給すればよい。
なお、上述のように、第1コンデンサC1の電圧値は振動発電素子10の振幅と相関を持つことから、第1実施形態の構成に代えて、スイッチング素子T1のオンおよびオフの制御を、第1コンデンサC1の電圧値に基づいて行うことも考えられる。しかし、第1コンデンサC1の電圧値は、振動発電素子10から供給されるパルス的な電力により脈動する。また、振動発電素子10の振幅が第1コンデンサC1の電圧値に反映されるまでに第1コンデンサC1の充電時間に伴う遅延時間が生じてしまう。
よって、第1コンデンサC1の電圧値に基づく制御では、第1コンデンサC1の電圧値の上記の脈動や遅延時間により誤差が生じ易く、正確な制御を行うことは難しい。
従って、上述の第1実施形態では、制御信号生成部S1は、第1コンデンサc1の電圧を参照することなく制御信号を生成する構成となっており、これにより、第1コンデンサC1から第2コンデンサC2に移送する電気エネルギーの量を最適な値に設定することを実現している。
よって、第1コンデンサC1の電圧値に基づく制御では、第1コンデンサC1の電圧値の上記の脈動や遅延時間により誤差が生じ易く、正確な制御を行うことは難しい。
従って、上述の第1実施形態では、制御信号生成部S1は、第1コンデンサc1の電圧を参照することなく制御信号を生成する構成となっており、これにより、第1コンデンサC1から第2コンデンサC2に移送する電気エネルギーの量を最適な値に設定することを実現している。
(振動発電素子の変形例)
図3は、変形例の振動発電素子10aを示す概略図である。振動発電素子10aは、上述の図2の振動発電素子10に対し、保持部14を挟んで図中の下側に、もう一つの振動発電素子10を上下反転させて並列して配置したような構成である。
図3は、変形例の振動発電素子10aを示す概略図である。振動発電素子10aは、上述の図2の振動発電素子10に対し、保持部14を挟んで図中の下側に、もう一つの振動発電素子10を上下反転させて並列して配置したような構成である。
2つの固定電極である第2電極12aおよび第2電極12bは、それぞれ支持枠13の+X側および-X側の端部の内側に固定されている。一方、2つの可動電極である第1電極11aおよび第1電極11bは、保持部14を構成する電極保持部14aのそれぞれ+X側および-X側に設置されている。第1電極11aと第1電極11bは、配線W0で相互に接続されている。第2電極12a、12bのそれぞれの櫛歯部分16a、16bのうち、第1電極11a、11bの櫛歯部分15a、15bと対向する面の表面の領域17a、17bには、負の電荷を有するエレクトレットが形成されている。
外部からの振動により保持部14が振動すると、第2電極12a、12bに対して、第1電極11a、11bは一体としてX方向に振動する。振動の各位相において、第1電極11aと第2電極12aが対向する面積が増大するときには、第1電極11bと第2電極12bが対向する面積は減少する。従って、配線W0で相互に接続されている第1電極11aと第1電極11bに対して、第2電極12aおよび第2電極12bには相互に位相が反転した電圧が発生する。
第2電極12bに接続されている出力線W1は、図1中の整流回路20を構成する第1ダイオードD1のアノードおよび第3ダイオードD3のカソードに接続されている。一方の第2電極12aに接続されている出力線W2は、第2ダイオードD2のアノードおよび第4ダイオードD4のカソードに接続されている。
変形例の振動発電素子10aは、図2に示した振動発電素子10に対して、装置面積および装置体積あたりの発電量をより多く得ることができる。
変形例の振動発電素子10aは、図2に示した振動発電素子10に対して、装置面積および装置体積あたりの発電量をより多く得ることができる。
(第2実施形態)
図4は、本発明の第2実施形態の電源回路50aおよび振動発電装置100aの概略構成を示す模式図である。なお、上述の第1実施形態と同様の部分には、同一の符号を付して、説明を省略する。
第2実施形態の電源回路50aは、負電圧を出力する整流回路20aと、整流回路20aからの負電圧を正電圧に変換するチョッパ回路30aを備える点で、上述の第1実施形態と異なる。すなわち、振動発電素子10から入力される交流電力は、整流回路20aにより負電圧のパルス電力に整流され、第1コンデンサC1に蓄積される。そして、チョッパ回路30aにより正電圧に変換され、第2コンデンサC2に蓄積される。それ以降の構成は、上述の第1実施形態と同様である。
なお、チョッパ回路30aは、負の入力電圧を正の出力電圧に反転して出力するので、以降、反転チョッパ回路30aとも呼ぶ。
図4は、本発明の第2実施形態の電源回路50aおよび振動発電装置100aの概略構成を示す模式図である。なお、上述の第1実施形態と同様の部分には、同一の符号を付して、説明を省略する。
第2実施形態の電源回路50aは、負電圧を出力する整流回路20aと、整流回路20aからの負電圧を正電圧に変換するチョッパ回路30aを備える点で、上述の第1実施形態と異なる。すなわち、振動発電素子10から入力される交流電力は、整流回路20aにより負電圧のパルス電力に整流され、第1コンデンサC1に蓄積される。そして、チョッパ回路30aにより正電圧に変換され、第2コンデンサC2に蓄積される。それ以降の構成は、上述の第1実施形態と同様である。
なお、チョッパ回路30aは、負の入力電圧を正の出力電圧に反転して出力するので、以降、反転チョッパ回路30aとも呼ぶ。
反転チョッパ回路30aは、チョッパタイミングを制御する一例としてnMOSトランジスタ(nMOSFET)のスイッチング素子T2と、スイッチング素子T2に一定の周期およびデューティの制御信号を供給する制御信号生成部S2とを備えている。従って、スイッチング素子T2は、一定の周期で、一定のデューティで(すなわち一定の時間比率で)オンになる。制御信号生成部S2は、図1に示した制御信号生成部S1と同様に、発振回路と、発振回路が生成する信号をスイッチング素子T2に出力する回路を備えるものであり、公知の種々の回路を適用することができる。
第1コンデンサC1には負電圧の電力が蓄えられているので、スイッチング素子T2がオンになると、第1コンデンサC1に蓄えられている電力は、電流となって第1コンデンサC1、グランド線、コイルL2およびスイッチング素子T2の順に流れる。このとき、コイルL2には、電気エネルギーが磁気エネルギーに変換されて蓄積される。一方、整流ダイオードD10はスイッチング素子T2側にアノードが接続されているため逆バイアスとなり、整流ダイオードD10および第2コンデンサC2には電流は流れない。
スイッチング素子T2がオフになると、コイルL2の自己インダクタンスにより、コイルL2に蓄えられた磁気エネルギーが電流のエネルギーに変換される。このときには、コイルL2のグランドとは反対側が正の電圧となるため整流ダイオードD10は正バイアスとなり、電流は整流ダイオードD10を通って反転チョッパ回路30aの出力部P2に流れ、第2コンデンサC2に正電圧の電気エネルギーが蓄積される。
以上のように、反転チョッパ回路30aにより、負電圧の電力が、正電圧の電力に変換される。
第2実施形態においても、電圧変換回路40およびそれ以降の構成は、上述の第1実施形態と同様である。
なお、第2実施形態においても、振動発電素子10の代わりに、図3に示した変形例の振動発電素子10aを用いることができる。
以上のように、反転チョッパ回路30aにより、負電圧の電力が、正電圧の電力に変換される。
第2実施形態においても、電圧変換回路40およびそれ以降の構成は、上述の第1実施形態と同様である。
なお、第2実施形態においても、振動発電素子10の代わりに、図3に示した変形例の振動発電素子10aを用いることができる。
第2実施形態においても、チョッパ回路(反転チョッパ回路30a)は、一定の周期およびデューティの制御信号を発生する制御信号生成部S2を備えており、一定量の電気エネルギーを第1コンデンサC1から第2コンデンサC2に移送することができる。そして、制御信号生成部S2が生成する制御信号の周期およびデューティを、振動発電素子10の発電量に合わせて最適な値に設定することにより、第1コンデンサC1から第2コンデンサC2に移送する電気エネルギーの量を最適な値に設定することができる。これにより、振動発電素子10の振幅を最適な値に保つことができ、振動発電素子10の発電効率を高めることができる。
(第3実施形態)
図5は、本発明の第3実施形態の電源回路50bおよび振動発電装置100bの概略構成を示す模式図である。なお、上述の第1実施形態と同様の部分には、同一の符号を付して、説明を省略する。
第3実施形態の電源回路50bおよび振動発電装置100bは、制御信号生成部S1aが、振動発電素子10bの振動の振幅に基づく状態信号を受信して、その状態信号に基づいて制御信号を生成する構成である点で、上述の第1実施形態とは異なっている。
図5は、本発明の第3実施形態の電源回路50bおよび振動発電装置100bの概略構成を示す模式図である。なお、上述の第1実施形態と同様の部分には、同一の符号を付して、説明を省略する。
第3実施形態の電源回路50bおよび振動発電装置100bは、制御信号生成部S1aが、振動発電素子10bの振動の振幅に基づく状態信号を受信して、その状態信号に基づいて制御信号を生成する構成である点で、上述の第1実施形態とは異なっている。
図6は、上記状態信号を出力する振動発電素子10bの概要を示す図である。図2に示した振動発電素子10と同様の部分については、同一の符号を付して、説明を省略する。
振動発電素子10bは、図2に示した振動発電素子10に対して、さらに別の電極対を有する構成となっている。すなわち、第1電極11と第2電極12の対に平行して、Y方向にずれた位置に、対になって配列される第3電極21と第4電極22とを有している。第3電極21と第4電極22の構成は、それぞれ第1電極11と第2電極12と同様である。そして、第4電極22の櫛歯部分23のうち、第3電極21と対向する面の表面の領域24には、負の電荷を有するエレクトレットが形成されている。
振動発電素子10bは、図2に示した振動発電素子10に対して、さらに別の電極対を有する構成となっている。すなわち、第1電極11と第2電極12の対に平行して、Y方向にずれた位置に、対になって配列される第3電極21と第4電極22とを有している。第3電極21と第4電極22の構成は、それぞれ第1電極11と第2電極12と同様である。そして、第4電極22の櫛歯部分23のうち、第3電極21と対向する面の表面の領域24には、負の電荷を有するエレクトレットが形成されている。
第4電極22は支持枠13により固定的に保持される。一方、第3電極21は、保持部14により保持され、第1電極11と一体となって支持枠13に対して図中の上下方向(X方向)に振動するように保持されている。従って、振動発電素子10bがX方向に振動すると、第3電極21と第4電極22との間にも、第1電極11と第2電極12との間に発生する電圧と、同符号の電圧が発生する。
ただし、図6に示してあるように、第3電極21および第4電極22のX方向の長さは、第1電極11と第2電極12のX方向の長さよりも短く、電極間の対向部の面積も小さい。そのため、振動により第3電極21と第4電極22との間に発生する電力は、第1電極11と第2電極12との間に発生するよりも小さなものとなる。
ただし、図6に示してあるように、第3電極21および第4電極22のX方向の長さは、第1電極11と第2電極12のX方向の長さよりも短く、電極間の対向部の面積も小さい。そのため、振動により第3電極21と第4電極22との間に発生する電力は、第1電極11と第2電極12との間に発生するよりも小さなものとなる。
第3電極21からの出力線W3は、図5中の制御信号生成部S1aの中の抵抗素子R2の一端に接続されている。一方、第4電極22からの出力線W4は、電源回路50bのグランドに接続されている。
なお、出力線W3を、第3電極21ではなく第4電極22に接続し、出力線W4を、第4電極22ではなく第3電極21に接続する構成としても構わない。
なお、出力線W3を、第3電極21ではなく第4電極22に接続し、出力線W4を、第4電極22ではなく第3電極21に接続する構成としても構わない。
図7は、出力線W3から出力される電圧VW3を示す図である。グラフの横軸は時間tを表し、縦軸は電圧Vを表す。電圧VW3は、周期が振動発電素子10bの振動の周期に伴って概ね正弦波状に変動する交流電圧である。電圧VW3の振幅は、振動発電素子10bの第3電極21と第4電極22との振動の振幅と、正の相関を有している。第3電極21と第4電極22との振動の振幅は、上述のとおり、電源回路50bに供給される電力を生じさせる第1電極11と第2電極12との振動の振幅(振動発電素子10bの振幅)と同一である。
よって、電圧VW3の振幅は、振動発電素子10bの振幅に基づくものとなっている。換言すれば、電圧VW3は、振動発電素子10bの振動の振幅に基づく状態信号である。
振動発電素子10bが発電効率を最大にする最適振幅で振動している場合には、電圧VW3の電圧の振幅が、図7中に破線で示した最適電圧V1に一致する。
振動発電素子10bが発電効率を最大にする最適振幅で振動している場合には、電圧VW3の電圧の振幅が、図7中に破線で示した最適電圧V1に一致する。
電圧VW3の電圧の振幅が最適電圧V1よりも大きい場合には、振動発電素子10bは最適振幅よりも大きな振幅で振動しているため、発電効率が低下する。従って、第1コンデンサC1の電圧を増大させることで振動発電素子10bの負荷を増大させ、振動発電素子10bの振幅を最適振幅に近づけることが望ましい。このためには、チョッパ回路30b中のスイッチング素子T1aをオフすることが望ましい。
一方、電圧VW3の電圧の振幅が最適電圧V1よりも小さい場合には、振動発電素子10bは最適振幅よりも小さな振幅で振動しているため、やはり発電効率が低下する。従って、第1コンデンサC1の電圧を低下させることで振動発電素子10bの負荷を減少させ、振動発電素子10bの振幅を最適振幅に近づけることが望ましい。このためには、チョッパ回路30b中のスイッチング素子T1aをオンして、第1コンデンサC1に蓄積された電荷を第2コンデンサC2に移送することが望ましい。
従って、電圧VW3に基づいて、チョッパ回路30b中のスイッチング素子T1aを制御することにより、発電効率を最大にする最適振幅で振動発電素子10bを振動させることができる。
従って、電圧VW3に基づいて、チョッパ回路30b中のスイッチング素子T1aを制御することにより、発電効率を最大にする最適振幅で振動発電素子10bを振動させることができる。
制御信号生成部S1aは、スイッチング素子T1aを上記のように制御する回路を備えている。
抵抗素子R1の一端はチョッパ回路30bの入力部P1に接続され、他端はツェナーダイオードDaのカソードに接続されており、ツェナーダイオードDaのアノードはグランドに接続されている。ツェナーダイオードDaのカソードの電圧は、入力部P1の電圧が抵抗R1により電圧降下した電圧であるが、ツェナーダイオードDaの降伏電圧の絶対値より高電圧であれば、正の一定値(ツェナーダイオードDaの降伏電圧の絶対値)に保たれる。
抵抗素子R1の一端はチョッパ回路30bの入力部P1に接続され、他端はツェナーダイオードDaのカソードに接続されており、ツェナーダイオードDaのアノードはグランドに接続されている。ツェナーダイオードDaのカソードの電圧は、入力部P1の電圧が抵抗R1により電圧降下した電圧であるが、ツェナーダイオードDaの降伏電圧の絶対値より高電圧であれば、正の一定値(ツェナーダイオードDaの降伏電圧の絶対値)に保たれる。
抵抗素子R2の、電圧VW3が入力される一端とは反対側の他端である分圧部P3には、抵抗素子R3の一端が接続され、抵抗素子R3の他端はグランドに接続されている。分圧器を構成する抵抗素子R2と抵抗素子R3の抵抗値は、電圧VW3が上述の最適電圧V1にほぼ一致した場合に、分圧部P3の電圧がツェナーダイオードDaの降伏電圧の絶対値に一致するように設定されている。この設定を容易にするために、図5中に示したように、抵抗素子R2、R3の少なくとも一方(図5では抵抗素子R2)は、可変抵抗であることが望ましい。
そして、電圧VW3に比例する分圧部P3の電圧と、ツェナーダイオードDaのカソードの電圧とをコンパレータ回路CPに入力し電圧比較を行うことで、電圧VW3が、振動発電素子10の発電効率を最大にする最適電圧V1以上であるか、それ以下であるかを判断する。
コンパレータ回路CPのプラス側入力には、ツェナーダイオードDaのカソードの電圧が入力される。一方、マイナス側入力には、分圧部P3の電圧が入力される。
また、コンパレータ回路CPのプラス側電源にはツェナーダイオードDaのカソードの電圧が入力され、マイナス側電源にはグランドが接続される。
コンパレータ回路CPのプラス側入力には、ツェナーダイオードDaのカソードの電圧が入力される。一方、マイナス側入力には、分圧部P3の電圧が入力される。
また、コンパレータ回路CPのプラス側電源にはツェナーダイオードDaのカソードの電圧が入力され、マイナス側電源にはグランドが接続される。
分圧部P3の電圧が、ツェナーダイオードDaのカソードの電圧より高ければ、コンパレータ回路CPは、ゼロ電圧(グランド電位)を出力する。
分圧部P3の電圧が、ツェナーダイオードDaのカソードの電圧より低ければ、コンパレータ回路CPは、正の電圧を出力する。
コンパレータ回路CPの出力は、nMOSトランジスタ(nMOSFET)T3のゲートに入力される。
分圧部P3の電圧が、ツェナーダイオードDaのカソードの電圧より低ければ、コンパレータ回路CPは、正の電圧を出力する。
コンパレータ回路CPの出力は、nMOSトランジスタ(nMOSFET)T3のゲートに入力される。
コンパレータ回路CPの出力が正であれば、トランジスタT3はオンになり、抵抗素子R5を流れる電流による電圧降下により、pMOSトランジスタ(pMOSFET)であるスイッチング素子T1aのゲートの電圧が、スイッチング素子T1aのソースの電圧より低電圧(負側の電圧)になり、スイッチング素子T1aがオンになる。なお、電圧降下の量を調整できるように、抵抗素子R5は可変抵抗であることが好ましい。
一方、コンパレータ回路CPの出力がゼロ(グランド電位)であれば、トランジスタT3はオフになり、その結果pMOSトランジスタであるスイッチング素子T1aのゲートの電圧は、スイッチング素子T1aのソースの電圧に等しくなるため、スイッチング素子T1aがオフになる。
なお、トランジスタT3のゲートとグランドの間に配置される抵抗素子R4は、トランジスタT3のゲートに一時的に蓄積されたコンパレータ回路CPの出力をグランドに放電させるための抵抗素子であり、放電時間の調整のために可変抵抗であることが好ましい。
また、第2ツェナーダイオードDbは、入力部P1の電圧の絶対値が小さくnMOSトランジスタT3の動作が不安定な状態において、第2ツェナーダイオードDbおよび抵抗素子R5を遮断し、スイッチング素子T1aをオフにするための素子である。
また、第2ツェナーダイオードDbは、入力部P1の電圧の絶対値が小さくnMOSトランジスタT3の動作が不安定な状態において、第2ツェナーダイオードDbおよび抵抗素子R5を遮断し、スイッチング素子T1aをオフにするための素子である。
以上で説明したとおり、制御信号生成部S1aは、振動発電素子10bの振動の振幅に基づく状態信号である電圧VW3を受信し、それに基づいて制御信号を生成し、その制御信号をスイッチング素子T1aに供給する。これにより、第3実施形態の電源回路50bおよび振動発電装置100bは、振動発電素子10bの振幅を最適な値に保つことができ、振動発電素子10bの発電効率を高めることができる。
(第4実施形態)
図8は、本発明の第4実施形態の電源回路50cおよび振動発電装置100cの概略構成を示す模式図である。なお、上述の第2実施形態および第3実施形態と同様の部分には、同一の符号を付して、説明を省略する。
第4実施形態の電源回路50cおよび振動発電装置100cは、負電圧を出力する整流回路20aと、整流回路20aからの負電圧を正電圧に変換するチョッパ回路30cを備える点で、上述の第2実施形態と類似する。ただし、チョッパ回路30c内に設けられた制御信号生成部S2aが、上述の第3実施形態と同様に、振動発電素子10bの振動の振幅に基づく状態信号を受信して、その状態信号に基づいて制御信号を生成する構成である点で、第2実施形態とは異なっている。
図8は、本発明の第4実施形態の電源回路50cおよび振動発電装置100cの概略構成を示す模式図である。なお、上述の第2実施形態および第3実施形態と同様の部分には、同一の符号を付して、説明を省略する。
第4実施形態の電源回路50cおよび振動発電装置100cは、負電圧を出力する整流回路20aと、整流回路20aからの負電圧を正電圧に変換するチョッパ回路30cを備える点で、上述の第2実施形態と類似する。ただし、チョッパ回路30c内に設けられた制御信号生成部S2aが、上述の第3実施形態と同様に、振動発電素子10bの振動の振幅に基づく状態信号を受信して、その状態信号に基づいて制御信号を生成する構成である点で、第2実施形態とは異なっている。
第4実施形態の振動発電装置100cが備える振動発電素子は、図6に示した振動発電素子10bと同様であるので説明を省略する。
制御信号生成部S2aは、振動発電素子10bの振動の振幅に基づく状態信号を受信して、その状態信号に基づいて制御信号を生成する。制御信号生成部S2aの構成は、図5に示した制御信号生成部S1aの構成に似ている。ただし、図5のチョッパ回路30bが正電圧で動作する回路であるのに対し、図8に示す本実施形態では負電圧を正電圧に変換する反転チョッパ回路30cを備えているため、構成の詳細は異なっている。
制御信号生成部S2aは、振動発電素子10bの振動の振幅に基づく状態信号を受信して、その状態信号に基づいて制御信号を生成する。制御信号生成部S2aの構成は、図5に示した制御信号生成部S1aの構成に似ている。ただし、図5のチョッパ回路30bが正電圧で動作する回路であるのに対し、図8に示す本実施形態では負電圧を正電圧に変換する反転チョッパ回路30cを備えているため、構成の詳細は異なっている。
抵抗素子R1の一端は反転チョッパ回路30cの入力部P1に接続され、他端はツェナーダイオードDcのアノードに接続されており、ツェナーダイオードDcのカソードはグランドに接続されている。ツェナーダイオードDcのアノードの電圧は、入力部P1の電圧が抵抗R1により電圧降下した電圧であるが、ツェナーダイオードDcの降伏電圧より負電圧であれば、負の一定値(ツェナーダイオードDcの降伏電圧)に保たれる。
上述の第3実施形態と同様に、振動発電素子10bの第3電極21に繋がっている出力線W3の他端は、分圧器を構成する抵抗素子R2と抵抗素子R3の、抵抗素子R2の端部に接続されている。そして、抵抗素子R2と抵抗素子R3のそれぞれの抵抗値は、電圧VW3が、絶対値が上述の最適電圧V1である負値(以下、負の最適電圧VMと呼ぶ)に一致した場合に、分圧部P3の電圧がツェナーダイオードDcの降伏電圧に一致するように設定されている。
そして、電圧VW3に比例する分圧部P3の電圧と、ツェナーダイオードDcのアノードの電圧とをコンパレータ回路CPに入力し電圧比較を行うことで、電圧VW3が、振動発電素子10の発電効率を最大にする負の最適電圧VM以上であるか、それ以下であるかを判断する。
コンパレータ回路CPのマイナス側入力には、ツェナーダイオードDcのアノードの電圧が入力される。一方、プラス側入力には、分圧部P3の電圧が入力される。
また、コンパレータ回路CPのプラス側電源にはグランドが接続され、マイナス側電源にはツェナーダイオードDcのアノードの電圧が入力される。
コンパレータ回路CPのマイナス側入力には、ツェナーダイオードDcのアノードの電圧が入力される。一方、プラス側入力には、分圧部P3の電圧が入力される。
また、コンパレータ回路CPのプラス側電源にはグランドが接続され、マイナス側電源にはツェナーダイオードDcのアノードの電圧が入力される。
分圧部P3の電圧が、ツェナーダイオードDcのカソードの電圧よりも正であれば、コンパレータ回路CPは、ゼロ電圧(グランド電位)を出力する。
分圧部P3の電圧が、ツェナーダイオードDcのカソードの電圧よりも負であれば、コンパレータ回路CPは、負の電圧を出力する。
コンパレータ回路CPの出力は、pMOSトランジスタ(pMOSFET)T4のゲートに入力される。
分圧部P3の電圧が、ツェナーダイオードDcのカソードの電圧よりも負であれば、コンパレータ回路CPは、負の電圧を出力する。
コンパレータ回路CPの出力は、pMOSトランジスタ(pMOSFET)T4のゲートに入力される。
コンパレータ回路CPの出力が負であれば、トランジスタT4はオンになり、抵抗素子R5を流れる電流による電圧降下により、nMOSトランジスタ(nMOSFET)であるスイッチング素子T2aのゲートの電圧が、スイッチング素子T2aのソースの電圧よりも正側の電圧になり、スイッチング素子T2aがオンになる。
一方、コンパレータ回路CPの出力がゼロ(グランド電位)であれば、トランジスタT4はオフになり、その結果nMOSトランジスタであるスイッチング素子T2aのゲートの電圧は、スイッチング素子T2aのソースの電圧に等しくなるため、スイッチング素子T2aがオフになる。
なお、第2ツェナーダイオードDdは、第3実施形態の第2ツェナーダイオードDbと同様に、入力部P1の電圧の絶対値が小さくpMOSトランジスタT4の動作が不安定な状態において、第2ツェナーダイオードDdおよび抵抗素子R5を遮断し、スイッチング素子T2aをオフにするための素子である。
なお、第2ツェナーダイオードDdは、第3実施形態の第2ツェナーダイオードDbと同様に、入力部P1の電圧の絶対値が小さくpMOSトランジスタT4の動作が不安定な状態において、第2ツェナーダイオードDdおよび抵抗素子R5を遮断し、スイッチング素子T2aをオフにするための素子である。
以上で説明したとおり、制御信号生成部S2aは、振動発電素子10bの振動の振幅に基づく状態信号である電圧VW3を受信し、それに基づいて制御信号を生成し、その制御信号をスイッチング素子T2aに供給する。これにより、第4実施形態の電源回路50cおよび振動発電装置100cは、振動発電素子10bの振幅を最適な値に保つことができ、振動発電素子10bの発電効率を高めることができる。
なお、上述の第3実施形態および第4実施形態においても、図3に示したように保持部14の両側(+X側、-X側)に電極の形成された振動発電素子を用いることもできる。この場合には、図6の振動発電素子10bの第3電極21および第4電極22についても、保持部14の-X側にも形成し、2つの第3電極21を導線でつなぐとともに、出力線W3は保持部14の-Xに設けた新たな第4電極に接続することができる。あるいは、第3電極21および第4電極22は、図6と同様に保持部14の+X側にのみ設けてもよい。
(実施形態の効果)
(1)上述の各実施形態および各変形例の電源回路50は、振動発電素子10、10aから入力される電力を外部負荷に出力する。この電源回路50は、振動発電素子10、10aから入力される交流電力を整流する整流回路20、整流回路20から出力される電力を蓄積する第1コンデンサC1、チョッパタイミングを制御するスイッチング素子T1、T2を有し入力部が第1コンデンサC1に接続されているチョッパ回路30、スイッチング素子T1、T2に制御信号を供給する制御信号生成部S1、S2、を備えるともに、制御信号生成部S1、S2は、第1コンデンサC1の電圧を参照することなく制御信号を生成する構成となっている。
この構成により、振動発電素子10、10aの振幅を最適な値に保つことができ、振動発電素子10、10aの発電効率を高め、環境振動のエネルギーを高効率で電気エネルギーに変換することができる。
(1)上述の各実施形態および各変形例の電源回路50は、振動発電素子10、10aから入力される電力を外部負荷に出力する。この電源回路50は、振動発電素子10、10aから入力される交流電力を整流する整流回路20、整流回路20から出力される電力を蓄積する第1コンデンサC1、チョッパタイミングを制御するスイッチング素子T1、T2を有し入力部が第1コンデンサC1に接続されているチョッパ回路30、スイッチング素子T1、T2に制御信号を供給する制御信号生成部S1、S2、を備えるともに、制御信号生成部S1、S2は、第1コンデンサC1の電圧を参照することなく制御信号を生成する構成となっている。
この構成により、振動発電素子10、10aの振幅を最適な値に保つことができ、振動発電素子10、10aの発電効率を高め、環境振動のエネルギーを高効率で電気エネルギーに変換することができる。
(2)(1)において、入力部がチョッパ回路30の出力部に接続されている電圧変換回路40をさらに備える構成とすることで、電源回路50から、外部負荷ROに適した電圧を出力することができ、これにより、種々の外部負荷ROに適した電源回路50を実現することができる。
(3)(1)または(2)において、制御信号生成部S1、S2は、一定の周期およびデューティを有する制御信号を生成する構成とすることもでき、一定量の電気エネルギーを第1コンデンサC1から第2コンデンサC2に移送することができ、振動発電素子10、10aの振幅をさらに最適な値に保つことができる。
(4)(3)において、周期およびデューティは、振動発電素子10、10aおよび振動発電素子10、10aの設置状況に基づいて決定されている構成とすることができ、これにより、振動発電素子10、10aの振幅をさらに最適な値に保つことができる。
(5)(1)または(2)において、制御信号生成部S1a、S2aは、振動発電素子10bの振動の振幅に基づく状態信号を受信し、状態信号に基づいて制御信号を生成する構成とすることができ、これにより、振動発電素子10bの振幅をさらに最適な値に保ち、発電効率をさらに高めることができる。
(3)(1)または(2)において、制御信号生成部S1、S2は、一定の周期およびデューティを有する制御信号を生成する構成とすることもでき、一定量の電気エネルギーを第1コンデンサC1から第2コンデンサC2に移送することができ、振動発電素子10、10aの振幅をさらに最適な値に保つことができる。
(4)(3)において、周期およびデューティは、振動発電素子10、10aおよび振動発電素子10、10aの設置状況に基づいて決定されている構成とすることができ、これにより、振動発電素子10、10aの振幅をさらに最適な値に保つことができる。
(5)(1)または(2)において、制御信号生成部S1a、S2aは、振動発電素子10bの振動の振幅に基づく状態信号を受信し、状態信号に基づいて制御信号を生成する構成とすることができ、これにより、振動発電素子10bの振幅をさらに最適な値に保ち、発電効率をさらに高めることができる。
(6)上述の第1実施形態および第2実施形態および各変形例の振動発電装置100、100aは、(1)から(4)までのいずれかに記載の電源回路50と、電源回路50に電力を供給する振動発電素子10、10aとを備えている。
この構成により、振動発電素子10、10aの振幅を最適な値に保つことができ、振動発電素子10、10aの発電効率を高め、環境振動のエネルギーを高効率で電気エネルギーに変換することができる。
(7)上述の第3実施形態および第4実施形態および各変形例の振動発電装置100b、100dは、(5)に記載の電源回路50b、50cと、電源回路50b、50cに電力を供給する振動発電素子10bとを備えている。
この構成により、振動発電素子1bの振幅を最適な値に保つことができ、振動発電素子10bの発電効率を高め、環境振動のエネルギーを高効率で電気エネルギーに変換することができる。
この構成により、振動発電素子10、10aの振幅を最適な値に保つことができ、振動発電素子10、10aの発電効率を高め、環境振動のエネルギーを高効率で電気エネルギーに変換することができる。
(7)上述の第3実施形態および第4実施形態および各変形例の振動発電装置100b、100dは、(5)に記載の電源回路50b、50cと、電源回路50b、50cに電力を供給する振動発電素子10bとを備えている。
この構成により、振動発電素子1bの振幅を最適な値に保つことができ、振動発電素子10bの発電効率を高め、環境振動のエネルギーを高効率で電気エネルギーに変換することができる。
上記では、種々の実施の形態および変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。また、各実施形態および変形例は、それぞれ単独で適用しても良いし、組み合わせて用いても良い。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。
次の優先権基礎出願の開示内容は引用文としてここに組み込まれる。
日本国特許出願2018年第105436号(2018年5月31日出願)
日本国特許出願2018年第105436号(2018年5月31日出願)
100,100a,100b,100c…振動発電装置、10,10a,10b…振動発電素子、20,20a…整流回路、30,30a,30b,30c…チョッパ回路、S1,S2,S1a,S2b…制御信号生成部、40…電圧変換回路、C1…第1コンデンサ、C2…第2コンデンサ、C3…第3コンデンサ、RO…外部負荷、T1,T2,T1a,T2a…スイッチング素子、CP…コンパレータ回路、Da,Dc…ツェナーダイオード
Claims (7)
- 振動発電素子から入力される電力を外部負荷に出力する電源回路において、
前記振動発電素子から入力される交流電力を整流する整流回路、
前記整流回路から出力される電力を蓄積する第1コンデンサ、
チョッパタイミングを制御するスイッチング素子を有し入力部が前記第1コンデンサに接続されているチョッパ回路、および
前記スイッチング素子に制御信号を供給する制御信号生成部、を備えるとともに、
制御信号生成部は、前記第1コンデンサの電圧を参照することなく前記制御信号を生成する、電源回路。 - 請求項1に記載の電源回路において、
入力部が前記チョッパ回路の出力部に接続されている電圧変換回路をさらに備える、電源回路。 - 請求項1または請求項2に記載の電源回路において、
前記制御信号生成部は、一定の周期およびデューティを有する前記制御信号を生成する、電源回路。 - 請求項3に記載の電源回路において、
前記周期および前記デューティは、前記振動発電素子および前記振動発電素子の設置状況に基づいて決定されている、電源回路。 - 請求項1または請求項2に記載の電源回路において、
前記制御信号生成部は、前記振動発電素子の振動の振幅に基づく状態信号を受信し、前記状態信号に基づいて前記制御信号を生成する、電源回路。 - 請求項1から請求項4までのいずれか一項に記載の電源回路と、
前記電源回路に電力を供給する振動発電素子とを備える、振動発電装置。 - 請求項5に記載の電源回路と、
前記電源回路に電力を供給するとともに、前記電源回路の前記制御信号生成部に、前記状態信号を供給する振動発電素子とを備える、振動発電装置。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201980035594.0A CN112166546B (zh) | 2018-05-31 | 2019-05-30 | 电源电路以及振动发电装置 |
US17/059,890 US11664749B2 (en) | 2018-05-31 | 2019-05-30 | Power supply circuit and vibration-driven energy harvester |
EP19812194.9A EP3806305A4 (en) | 2018-05-31 | 2019-05-30 | POWER SUPPLY CIRCUIT AND DEVICE FOR GENERATION OF CURRENT FROM VIBRATIONS |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2018-105436 | 2018-05-31 | ||
JP2018105436A JP6842092B2 (ja) | 2018-05-31 | 2018-05-31 | 電源回路、および振動発電装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
WO2019230916A1 true WO2019230916A1 (ja) | 2019-12-05 |
Family
ID=68697060
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
PCT/JP2019/021616 WO2019230916A1 (ja) | 2018-05-31 | 2019-05-30 | 電源回路、および振動発電装置 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US11664749B2 (ja) |
EP (1) | EP3806305A4 (ja) |
JP (1) | JP6842092B2 (ja) |
CN (1) | CN112166546B (ja) |
WO (1) | WO2019230916A1 (ja) |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP7258795B2 (ja) * | 2020-02-10 | 2023-04-17 | 株式会社鷺宮製作所 | 振動発電素子 |
JP7369399B2 (ja) * | 2020-02-19 | 2023-10-26 | 国立大学法人静岡大学 | 振動素子の製造方法、振動発電素子の製造方法、振動素子、および振動発電素子 |
JP7521735B2 (ja) | 2020-02-28 | 2024-07-24 | 株式会社デンソー | 発電デバイス |
US20230198398A1 (en) * | 2020-05-29 | 2023-06-22 | Japan Science And Technology Agency | Power conversion circuit, semiconductor device, and electronic device |
JP7394391B2 (ja) * | 2020-12-18 | 2023-12-08 | 株式会社鷺宮製作所 | 振動発電装置 |
JP7395457B2 (ja) | 2020-12-18 | 2023-12-11 | 株式会社鷺宮製作所 | 振動発電装置 |
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JP2018105436A (ja) | 2016-12-27 | 2018-07-05 | 井関農機株式会社 | 作業車両 |
Family Cites Families (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
2018
- 2018-05-31 JP JP2018105436A patent/JP6842092B2/ja active Active
-
2019
- 2019-05-30 US US17/059,890 patent/US11664749B2/en active Active
- 2019-05-30 CN CN201980035594.0A patent/CN112166546B/zh active Active
- 2019-05-30 WO PCT/JP2019/021616 patent/WO2019230916A1/ja unknown
- 2019-05-30 EP EP19812194.9A patent/EP3806305A4/en active Pending
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Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
See also references of EP3806305A4 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP3806305A1 (en) | 2021-04-14 |
EP3806305A4 (en) | 2022-02-16 |
US11664749B2 (en) | 2023-05-30 |
CN112166546B (zh) | 2024-06-11 |
JP6842092B2 (ja) | 2021-03-17 |
CN112166546A (zh) | 2021-01-01 |
JP2019213296A (ja) | 2019-12-12 |
US20210218351A1 (en) | 2021-07-15 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
121 | Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application |
Ref document number: 19812194 Country of ref document: EP Kind code of ref document: A1 |
|
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|
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