WO2021171562A1 - 電動機駆動装置及び空気調和機 - Google Patents

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WO2021171562A1
WO2021171562A1 PCT/JP2020/008339 JP2020008339W WO2021171562A1 WO 2021171562 A1 WO2021171562 A1 WO 2021171562A1 JP 2020008339 W JP2020008339 W JP 2020008339W WO 2021171562 A1 WO2021171562 A1 WO 2021171562A1
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WO
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voltage
converter
switching
connection state
motor
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PCT/JP2020/008339
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English (en)
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Inventor
雅皓 鈴木
圭一朗 志津
知宏 沓木
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三菱電機株式会社
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    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F24—HEATING; RANGES; VENTILATING
    • F24F—AIR-CONDITIONING; AIR-HUMIDIFICATION; VENTILATION; USE OF AIR CURRENTS FOR SCREENING
    • F24F11/00—Control or safety arrangements
    • F24F11/88—Electrical aspects, e.g. circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring
    • H02P25/18—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring with arrangements for switching the windings, e.g. with mechanical switches or relays
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the present disclosure relates to a motor drive device for driving a motor and an air conditioner provided with the motor drive device.
  • Patent Document 1 discloses an electric motor drive device including a winding switching electric motor as a technique for improving efficiency in an air conditioner.
  • the winding switching motor has a plurality of stator windings (hereinafter, simply referred to as “windings”) with both ends open, and switches the connection state of the windings between the star connection and the delta connection. It is an electric motor that can be used.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and an object of the present disclosure is to obtain an electric motor drive device capable of further improving efficiency in a product equipped with a winding switching electric motor.
  • the motor drive device has a plurality of windings, and the connection state of the windings is between the first connection state and the second connection state. It is an electric motor drive device that drives an electric motor, which is a winding switching electric motor configured to be mutually switchable.
  • the electric motor drive device has at least one first switching element, a converter that converts an AC voltage output from an AC power supply into a DC voltage, and boosts the DC voltage if necessary, and a DC voltage output from the converter. It is provided with a smoothing capacitor for smoothing.
  • the motor drive device has a plurality of second switching elements, converts the DC voltage smoothed by the smoothing capacitor into the drive voltage to the motor and applies it to the motor, the operation of the converter and the inverter, and the operation of the converter and the inverter. It is provided with a control unit that controls switching of the connection state of the winding. The control unit switches the presence / absence of the boosting operation in the converter according to the connection state of the winding.
  • the motor drive device According to the motor drive device according to the present disclosure, there is an effect that the efficiency can be further improved in the product equipped with the winding switching motor.
  • the figure which shows the 1st connection state in the motor shown in FIG. The figure which shows the 2nd connection state in the motor shown in FIG.
  • Time chart used to explain the rectification control in the converter of the first embodiment The figure which shows the 1st path of the alternating current flowing through the converter of Embodiment 1.
  • Flow chart used to explain the operation of the main part in the first embodiment A block diagram showing an example of a hardware configuration that realizes the function of the control unit according to the first embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of the motor drive device 100 according to the first embodiment.
  • the electric motor driving device 100 according to the first embodiment is a device for driving an electric motor 70 which is a winding switching electric motor.
  • the motor drive device 100 drives the motor 70 by converting the AC voltage output from the single-phase AC power supply 10 into a DC voltage, converting the converted DC voltage into an AC voltage again, and applying it to the motor 70.
  • the motor drive device 100 includes a converter 30, a smoothing capacitor 40, an inverter 50, a connection switching unit 60, and a control unit 80.
  • the control unit 80 controls the converter 30 and the connection switching unit 60 based on the rotation speed of the electric motor 70. The details of this control will be described later.
  • the converter 30 is a boost converter that converts the AC voltage output from the AC power supply 10 into a DC voltage by the on and off operations of the switching element described later, and boosts the DC voltage if necessary.
  • the converter 30 can perform an operation of increasing the voltage value of the converted DC voltage, that is, a boosting operation.
  • the operation of converting the AC voltage output from the AC power supply 10 into a DC voltage is called "rectification operation”.
  • the converter 30 performs the rectifying operation and the boosting operation under the control of the control unit 80 while performing the rectifying operation.
  • the converter 30 includes a reactor 20 and a rectifier circuit 22.
  • the rectifier circuit 22 includes switching elements 31, 32, 33, 34.
  • the switching elements 31 and 33 are connected in series to form the first leg 23.
  • the switching elements 32 and 34 are connected in series to form a second leg 24.
  • the first leg 23 and the second leg 24 are connected in parallel with each other.
  • connection point 25 of the switching elements 31 and 33 is connected to one side of the AC power supply 10 via the reactor 20.
  • the connection point 26 of the switching elements 32 and 34 is connected to the other side of the AC power supply 10 without going through the reactor 20.
  • the reactor 20 may be connected to the other side of the AC power supply 10. Further, the reactor 20 may be divided into two, and the two divided reactors 20 may be connected to both one side and the other side of the AC power supply 10.
  • the rectifier circuit 22 has a connection form in which an AC voltage output from the AC power supply 10 is applied between the connection point 25 and the connection point 26 via the reactor 20.
  • Each of the switching elements 31, 32, 33, and 34 includes a transistor element and a diode connected in antiparallel to the transistor element.
  • Each of the switching elements 31, 32, 33, and 34 may be referred to as a "first switching element”.
  • MOSFETs Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors
  • a MOSFET is a switching element capable of passing a current in both directions between a drain and a source. Any switching element may be used as long as it is a switching element capable of bidirectionally flowing a current between the first terminal corresponding to the drain and the second terminal corresponding to the source.
  • antiparallel means that the first terminal corresponding to the drain of the MOSFET and the cathode of the diode are connected, and the second terminal corresponding to the source of the MOSFET and the anode of the diode are connected.
  • a parasitic diode that the MOSFET itself has inside may be used.
  • Parasitic diodes are also called body diodes. When using a parasitic diode, the diode connected in antiparallel may be omitted.
  • At least one of the switching elements 31, 32, 33, and 34 is not limited to a MOSFET formed of a silicon-based material, and has a wide band gap (Wide Band Gap) such as silicon carbide, gallium nitride, gallium oxide, or diamond. : WBG) MOSFET formed of semiconductor may be used.
  • WBG semiconductors have lower loss than silicon semiconductors. Therefore, by forming these semiconductor elements using WBG semiconductors, a low-loss device can be configured. Further, the WBG semiconductor has a higher withstand voltage than the silicon semiconductor. Therefore, the withstand voltage resistance and the allowable current density of the semiconductor element are increased, and the semiconductor module incorporating the semiconductor switching element can be miniaturized. Further, since the WBG semiconductor has high heat resistance, it is possible to miniaturize the heat radiating part for radiating the heat generated by the semiconductor module, and it is possible to simplify the heat radiating structure for radiating the heat generated by the semiconductor module. Is.
  • switching elements 31, 32, 33, and 34 may use diodes instead of switching elements. That is, at least one of the switching elements 31, 32, 33, and 34 may be a switching element. Even with such an alternative configuration, the boosting operation described later is possible.
  • the smoothing capacitor 40 is connected to the output end of the converter 30.
  • the smoothing capacitor 40 smoothes the DC voltage output from the converter 30.
  • the inverter 50 includes switching elements 51, 52, 53, 54, 55, 56.
  • the switching elements 51 and 54 are connected in series to form a leg 57.
  • the switching elements 52 and 55 are connected in series to form a leg 58.
  • the switching elements 53 and 56 are connected in series to form a leg 59.
  • the legs 57, 58 and 59 are connected in parallel with each other.
  • Each of the switching elements 51, 52, 53, 54, 55, and 56 may be referred to as a "second switching element".
  • FIG. 1 illustrates a case where the switching elements 51, 52, 53, 54, 55, and 56 are insulated gate bipolar transistors (Insulated Gate Bipolar Transistors: IGBTs), but the present invention is not limited to this. MOSFETs may be used instead of the IGBTs.
  • IGBTs Insulated Gate Bipolar Transistors
  • Each of the switching elements 51, 52, 53, 54, 55, 56 includes an IGBT and a diode connected to the IGBT in antiparallel.
  • the antiparallel means that the anode side of the diode is connected to the first terminal corresponding to the emitter of the IGBT and the cathode side of the diode is connected to the second terminal corresponding to the collector of the IGBT, as in the case of the converter 30. do.
  • each MOSFET may be formed of a wide bandgap semiconductor such as silicon carbide, gallium nitride, gallium oxide, or diamond.
  • a MOSFET formed of a wide bandgap semiconductor the effects of low loss, high withstand voltage and high heat resistance can be enjoyed.
  • the control unit 80 generates control signals S31 to S34 for controlling each switching element in the converter 30.
  • the control signal S31 is a control signal for controlling the switching element 31.
  • the control signal S32 is a control signal for controlling the switching element 32.
  • the control signal S33 is a control signal for controlling the switching element 33.
  • the control signal S34 is a control signal for controlling the switching element 34.
  • the control signals S31 to S34 generated by the control unit 80 are input to a gate drive circuit (not shown) in the converter 30.
  • the inverter 50 is connected to the motor 70 via the connection switching unit 60.
  • the inverter 50 converts the DC voltage smoothed by the smoothing capacitor 40 into a drive voltage to the motor 70 and applies it to the motor 70.
  • the motor 70 includes a U-phase winding 72U, a V-phase winding 72V, and a W-phase winding 72W.
  • the U-phase winding 72U, the V-phase winding 72V, and the W-phase winding 72W are three-phase windings included in the motor 70. Both ends of the U-phase winding 72U are open. The same applies to the V-phase winding 72V and the W-phase winding 72W.
  • FIG. 2 is a diagram showing a first connection state in the motor 70 shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram showing a second connection state in the motor 70 shown in FIG.
  • the star connection is referred to as “Y connection” and the delta connection is referred to as “ ⁇ connection”.
  • the first connection state is the state connected to the star connection and the second connection state is the state connected to the delta connection.
  • the connection state shown in FIG. 2 is the first connection state, and the motor 70 is connected to the star connection.
  • the connection state shown in FIG. 3 is the second connection state, and the motor 70 is connected to the delta connection.
  • the connection switching unit 60 has a function of switching the connection state of the three windings included in the motor 70 between the first connection state and the second connection state. Specifically, the connection switching unit 60 switches the connection state of the windings between the star connection and the delta connection by changing the connection destinations at both ends of each open winding.
  • the connection switching unit 60 includes a U-phase switch 61, a V-phase switch 62, and a W-phase switch 63.
  • the U-phase switch 61 is a switching unit for switching the connection destination of the U-phase winding 72U.
  • the V-phase switch 62 is a switching unit for switching the connection destination of the V-phase winding 72V.
  • the W-phase switch 63 is a switching unit for switching the connection destination of the W-phase winding 72W.
  • the contacts of the U-phase switch 61, the V-phase switch 62, and the W-phase switch 63 are individually switched by the switching signals CS1 to CS3 from the control unit 80.
  • the motor drive device 100 controls to switch the presence / absence of the boosting operation in the converter 30 according to the connection state of the windings.
  • the control unit 80 In the case of the boost operation "none", the control unit 80 only controls the converter 30 to perform a rectifying operation. This control is appropriately referred to as “rectification control”. Further, in the case of the boosting operation "Yes”, the control unit 80 controls the converter 30 to perform a rectifying operation and a boosting operation. This control is appropriately referred to as “boost rectification control”.
  • each phase switch is described as a c-contact switch, but the present invention is not limited to these examples.
  • Each phase switch may be a switch that can be opened and closed in both directions.
  • each phase switch may be configured by combining an a-contact switch or a b-contact switch.
  • each phase switch may be a semiconductor switch.
  • FIG. 4 is a diagram used for explaining the relationship between the connection state and efficiency in the motor 70 of the first embodiment.
  • the horizontal axis shows the rotation speed of the motor 70, and the vertical axis shows the efficiency.
  • the "efficiency” referred to here means the operating efficiency of the motor 70 driven by the motor drive device 100.
  • the operating efficiency is the ratio of the mechanical output of the motor 70 to the input power to the motor 70.
  • the efficiency of the motor 70 when the connection state is the star connection is better than the delta connection in the low speed region where the rotation speed is low, but decreases in the high speed region where the rotation speed is high.
  • the efficiency of the motor 70 when the connection state is delta connection is inferior to that of star connection in the low speed region where the rotation speed is low, but is improved in the high speed region where the rotation speed is high.
  • the star connection is more efficient than the delta connection
  • the delta connection is more efficient than the star connection. Therefore, there is a switching point shown in FIG. 4, and if the connection state is switched at this switching point, efficient operation becomes possible.
  • the switching rotation speed at the switching point is indicated by "X".
  • the connection state of the motor 70 is switched to the star connection in the region where the rotation speed is less than X. Further, in the region where the rotation speed exceeds X, the connection state of the motor 70 is switched to the delta connection. If the number of revolutions and X are equal, they may be included in either. That is, when the rotation speed and X are equal, the star connection or the delta connection may be used.
  • connection state of the motor 70 is switched by the switching signals CS1 to CS3 output from the control unit 80 to the connection switching unit 60.
  • the switching rotation speed X is a control parameter determined by the specifications of the electric motor 70, the converter 30, the inverter 50, etc., and specific numerical values are not described here.
  • the rectification control there are two combinations of on and off of the switching elements 31, 32, 33, 34 in the converter 30 except for the state in which all the switching elements are turned off.
  • the switching elements 31 and 34 are on and the switching elements 32 and 33 are off.
  • the switching elements 32 and 33 are on and the switching elements 31 and 34 are off.
  • the rectification operation is performed by these first and second switching states.
  • the timing at which each switching element is turned on or off is not limited.
  • FIG. 5 is a time chart used for explaining the rectification control in the converter 30 of the first embodiment.
  • the horizontal axis of FIG. 5 represents time.
  • the operating waveforms of the AC voltage, the AC current, and the gate signals of the switching elements 31, 32, 33, and 34 are shown in order from the upper stage side.
  • the alternating current is the current that flows in and out of the input side of the converter 30.
  • FIG. 6 is a diagram showing a first path of an alternating current flowing through the converter 30 of the first embodiment.
  • This first path is a current path by synchronous rectification when the AC voltage is positive.
  • the switching elements 31 and 34 are in the on state, and the switching elements 32 and 33 are in the off state. In this switching state, the alternating current flows through the paths of the alternating current power supply 10, the reactor 20, the switching element 31, the smoothing capacitor 40, the switching element 34, and the alternating current power supply 10.
  • This operation is called synchronous rectification, and is effective in reducing the loss in the switching elements 31 and 34. Therefore, if synchronous rectification is applied to each switching element of the converter 30, it is possible to improve the conversion efficiency in the AC / DC conversion control.
  • FIG. 7 is a diagram showing a second path of alternating current flowing through the converter 30 of the first embodiment.
  • This second path is a current path by synchronous rectification when the AC voltage is negative.
  • the switching elements 32 and 33 are in the on state, and the switching elements 31 and 34 are in the off state. In this switching state, the alternating current flows through the paths of the alternating current power supply 10, the switching element 32, the smoothing capacitor 40, the switching element 33, the reactor 20, and the alternating current power supply 10.
  • step-up rectification control there are four combinations of on and off of the switching elements 31, 32, 33, 34 in the converter 30 except for the state in which all the switching elements are turned off. Two of them are the first and second switching states in the above-mentioned rectification control. In the third switching state, which is one of the remaining two ways, the switching elements 33 and 34 are on and the switching elements 31 and 32 are off. Further, in the fourth switching state, which is the other of the remaining two types, the switching elements 31 and 32 are on and the switching elements 33 and 34 are off. The step-up rectification operation is performed by these first to fourth switching states.
  • FIG. 8 is a time chart used for explaining the step-up rectification control in the converter 30 of the first embodiment.
  • the horizontal axis of FIG. 8 represents time.
  • the operating waveforms of the AC voltage, the AC current, and the gate signals of the switching elements 31, 32, 33, and 34 are shown in order from the upper stage side.
  • the operation during the period shown in FIGS. 8 (1) and (2) is the same as the operation during the period shown in FIGS. 5 (1) and (2).
  • FIG. 9 is a diagram showing a third path of alternating current flowing through the converter 30 of the first embodiment.
  • This third path is a current path by boost control when the AC voltage is positive.
  • the switching elements 33 and 34 are in the on state, and the switching elements 31 and 32 are in the off state. In this switching state, the alternating current flows through the paths of the alternating current power supply 10, the reactor 20, the switching element 33, the switching element 34, and the alternating current power supply 10.
  • This operation is called "power short circuit” because it is an operation in which a current flows without passing through the smoothing capacitor 40.
  • FIG. 10 is a diagram showing a fourth path of alternating current flowing through the converter 30 of the first embodiment.
  • This fourth path is a current path by boost control when the AC voltage is negative.
  • the switching elements 31 and 32 are in the on state, and the switching elements 33 and 34 are in the off state.
  • the alternating current flows through the paths of the alternating current power supply 10, the switching element 32, the switching element 31, the reactor 20, and the alternating current power supply 10.
  • This operation is also a power short circuit, and the energy stored in the reactor 20 is released to the smoothing capacitor 40, so that the DC voltage is boosted.
  • the boost rectification control as shown in FIG. 8 is also called pulse voltage amplitude waveform (Pulse Amplifier Modulation: PAM) control.
  • PAM Pulse Amplifier Modulation
  • FIG. 11 is a diagram used for explaining the operation of the main part in the first embodiment.
  • FIG. 12 is a flowchart used for explaining the operation of the main part in the first embodiment.
  • FIG. 11 shows the relationship between the rotation speed of the motor 70 shown in FIG. 4 and the efficiency of the motor 70. As described above, in the region where the rotation speed is less than X, the connection state of the windings of the motor 70 is switched to the star connection. At this time, in the first embodiment, only the above-mentioned rectification control is performed.
  • the connection state of the winding of the motor 70 is switched to the delta connection.
  • the boost rectification control described above is performed.
  • step S101 it is determined whether or not the connection state of the winding is a star connection.
  • step S102 rectification control is performed.
  • the converter 30 performs a rectification operation of converting an AC voltage into a DC voltage. After that, the process from step S101 is repeated.
  • connection state of the windings of the motor 70 becomes a star connection in a low speed region where the rotation speed is less than X.
  • the motor 70 can be sufficiently operated without performing boost control.
  • the energy loss due to the boost control is larger than the power factor improvement of the rectifier circuit 22 due to the boost control. Therefore, by limiting the operation of the converter 30 to only the rectification operation, the loss in the low speed region is suppressed. This makes it possible to improve efficiency in the low speed region.
  • step S101 when the connection state of the winding of the motor 70 is not the star connection (step S101, No), the connection state of the winding is the delta connection, so the step-up rectification control is performed (step S103).
  • the converter 30 performs a rectification operation for converting an AC voltage into a DC voltage and a step-up operation for boosting the DC voltage rectified by the rectification operation. After that, the process from step S101 is repeated.
  • connection state of the windings of the motor 70 is delta connection in the high-speed region where the rotation speed exceeds X.
  • the counter electromotive force generated in the winding of the motor 70 becomes large, and the motor 70 may step out only by the rectification control. Therefore, step-up rectification control accompanied by step-up operation is performed. If the step-up rectification control is performed, it is possible to obtain the effect of improving the loss by the synchronous rectification while preventing the motor 70 from stepping out.
  • the converter converts the AC voltage output from the AC power supply into a DC voltage, which is required. If so, the DC voltage will be boosted.
  • the control unit that controls the operation of the converter and the switching of the connection state of the winding switches whether or not the boosting operation is performed in the converter according to the connection state of the winding.
  • AC / DC conversion control is performed according to the connection state of the windings, so that it is possible to further improve the efficiency of the product equipped with the winding switching motor.
  • FIG. 13 is a block diagram showing an example of a hardware configuration that realizes the function of the control unit 80 according to the first embodiment.
  • FIG. 14 is a block diagram showing another example of the hardware configuration that realizes the function of the control unit 80 according to the first embodiment.
  • the processor 300 that performs the calculation
  • the memory 302 that stores the program read by the processor 300
  • the interface 304 for inputting / outputting signals can be included.
  • the processor 300 may be a computing means such as an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a CPU (Central Processing Unit), or a DSP (Digital Signal Processor).
  • the memory 302 includes a non-volatile or volatile semiconductor memory such as a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Program ROM), and an EEPROM (registered trademark) (Electrically EPROM). Examples thereof include magnetic disks, flexible disks, optical disks, compact disks, mini disks, and DVDs (Digital entirely Disc).
  • the memory 302 stores a program that executes the function of the control unit 80 according to the first embodiment.
  • the processor 300 sends and receives necessary information via the interface 304, the processor 300 executes a program stored in the memory 302, and the processor 300 refers to a table stored in the memory 302 to perform the above-described processing. It can be carried out.
  • the calculation result by the processor 300 can be stored in the memory 302.
  • the processing circuit 305 shown in FIG. 14 can also be used.
  • the processing circuit 305 corresponds to a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination thereof.
  • the information input to the processing circuit 305 and the information output from the processing circuit 305 can be obtained via the interface 304.
  • control unit 80 may be performed in the processing circuit 305, and processing not performed in the processing circuit 305 may be performed in the processor 300 and the memory 302.
  • FIG. 15 is a diagram showing a configuration example of the air conditioner 200 according to the second embodiment.
  • the air conditioner 200 according to the second embodiment includes the motor drive device 100 described in the first embodiment.
  • the compressor 251 incorporating the electric motor 70 in the first embodiment, the four-way valve 259, the outdoor heat exchanger 252, the expansion valve 261 and the indoor heat exchanger 257 are connected via a refrigerant pipe 262. It is equipped with a refrigeration cycle installed in the air conditioner to form a separate air conditioner.
  • the components having the same functions as those in the first embodiment are designated by the same reference numerals as those in the first embodiment.
  • a refrigeration cycle is configured in which the refrigerant circulates between the compressor 251 and the outdoor heat exchanger 252 and between the compressor 251 and the indoor heat exchanger 257 to perform air conditioning and heating.
  • the configuration shown in FIG. 15 can be applied not only to an air conditioner but also to a refrigerating cycle apparatus including a refrigerating cycle such as a refrigerator and a freezer.
  • the air conditioner 200 according to the second embodiment is equipped with the motor drive device 100 according to the first embodiment, the effects obtained in the first embodiment can be enjoyed.
  • the configuration shown in the above embodiment is an example, and can be combined with another known technique, and a part of the configuration is omitted or changed without departing from the gist. It is also possible.

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Abstract

巻線切替電動機である電動機（７０）を駆動する電動機駆動装置（１００）は、交流電源（１０）から出力される交流電圧を直流電圧に変換し、要すれば直流電圧を昇圧するコンバータ（３０）と、コンバータ（３０）から出力される直流電圧を平滑する平滑コンデンサ（４０）と、平滑コンデンサ（４０）によって平滑された直流電圧を電動機（７０）への駆動電圧に変換して電動機（７０）に印加するインバータ（５０）と、コンバータ（３０）及びインバータ（５０）の動作、並びに巻線の結線状態の切り替えを制御する制御部（８０）と、を備える。制御部（８０）は、巻線の結線状態に応じて、コンバータ（３０）における昇圧動作の有無を切り替える。

Description

電動機駆動装置及び空気調和機
　本開示は、電動機を駆動する電動機駆動装置、及び電動機駆動装置を備えた空気調和機に関する。
　下記特許文献１には、空気調和機における高効率化の技術として、巻線切替電動機を備えた電動機駆動装置が開示されている。巻線切替電動機は、両端が開放された複数の固定子巻線（以下、単に「巻線」と呼ぶ）を有し、巻線の結線状態をスター結線とデルタ結線との間で相互に切り替えることができる電動機である。
国際公開第２０１８／０７８８３９号
　しかしながら、特許文献１に記載の電動機駆動装置においては、巻線の結線状態に応じたコンバータ制御、即ち交流直流変換制御が考慮されていない。このため、巻線切替電動機を搭載した製品の効率に改善の余地がある。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、巻線切替電動機を搭載した製品において、更なる効率改善を可能とする電動機駆動装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係る電動機駆動装置は、複数の巻線を有し、巻線の結線状態を第１の結線状態と第２の結線状態との間で相互に切り替え可能に構成される巻線切替電動機である電動機を駆動する電動機駆動装置である。電動機駆動装置は、少なくとも１つの第１のスイッチング素子を有し、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換し、要すれば直流電圧を昇圧するコンバータと、コンバータから出力される直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、を備える。また、電動機駆動装置は、複数の第２のスイッチング素子を有し、平滑コンデンサによって平滑された直流電圧を電動機への駆動電圧に変換して電動機に印加するインバータと、コンバータ及びインバータの動作、並びに巻線の結線状態の切り替えを制御する制御部と、を備える。制御部は、巻線の結線状態に応じて、コンバータにおける昇圧動作の有無を切り替える。
　本開示に係る電動機駆動装置によれば、巻線切替電動機を搭載した製品において、更なる効率改善が可能になるという効果を奏する。
実施の形態１に係る電動機駆動装置の構成例を示す図 図１に示す電動機における第１の結線状態を示す図 図１に示す電動機における第２の結線状態を示す図 実施の形態１の電動機における結線状態と効率との関係の説明に使用する図 実施の形態１のコンバータにおける整流制御の説明に使用するタイムチャート 実施の形態１のコンバータに流れる交流電流の第１の経路を示す図 実施の形態１のコンバータに流れる交流電流の第２の経路を示す図 実施の形態１のコンバータにおける昇圧整流制御の説明に使用するタイムチャート 実施の形態１のコンバータに流れる交流電流の第３の経路を示す図 実施の形態１のコンバータに流れる交流電流の第４の経路を示す図 実施の形態１における要部の動作説明に使用する図 実施の形態１における要部の動作説明に使用するフローチャート 実施の形態１における制御部の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 実施の形態１における制御部の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図 実施の形態２に係る空気調和機の構成を示す図
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る電動機駆動装置１００の構成例を示す図である。実施の形態１に係る電動機駆動装置１００は、巻線切替電動機である電動機７０を駆動する装置である。電動機駆動装置１００は、単相の交流電源１０から出力される交流電圧を直流電圧に変換し、変換した直流電圧を再度交流電圧に変換して電動機７０に印加することで電動機７０を駆動する。
　電動機駆動装置１００は、図１に示すように、コンバータ３０と、平滑コンデンサ４０と、インバータ５０と、結線切替部６０と、制御部８０と、を備える。制御部８０は、電動機７０の回転数に基づいてコンバータ３０及び結線切替部６０を制御する。この制御の詳細については、後述する。
　コンバータ３０は、後述するスイッチング素子のオン動作及びオフ動作によって交流電源１０から出力される交流電圧を直流電圧に変換し、要すれば直流電圧を昇圧する昇圧コンバータである。コンバータ３０は、交流電圧を直流電圧に変換する際に、変換した直流電圧の電圧値を増加させる動作、即ち昇圧動作を行うことが可能である。
　本稿では、交流電源１０から出力される交流電圧を直流電圧に変換する動作を「整流動作」と呼ぶ。コンバータ３０は、整流動作を実施しつつ、制御部８０の制御によって、整流動作と昇圧動作とを実施する。
　コンバータ３０は、リアクタ２０と、整流回路２２とを備える。整流回路２２は、スイッチング素子３１，３２，３３，３４を備える。スイッチング素子３１，３３は直列に接続されて第１のレグ２３を構成する。スイッチング素子３２，３４は直列に接続されて第２のレグ２４を構成する。第１のレグ２３及び第２のレグ２４は互いに並列に接続される。
　スイッチング素子３１，３３の接続点２５は、リアクタ２０を介して交流電源１０の一方の側に接続される。スイッチング素子３２，３４の接続点２６は、リアクタ２０を介さずに交流電源１０の他方の側に接続される。なお、リアクタ２０は、交流電源１０の他方の側に接続されていてもよい。また、リアクタ２０を２つに分割し、分割された２つのリアクタ２０が交流電源１０の一方の側と他方の側の両方に接続される構成でもよい。何れの構成においても、整流回路２２には、接続点２５と、接続点２６との間にリアクタ２０を介して、交流電源１０から出力される交流電圧が印加される接続形態となる。
　スイッチング素子３１，３２，３３，３４のそれぞれは、トランジスタ素子と、トランジスタ素子に逆並列に接続されるダイオードとを含む。なお、スイッチング素子３１，３２，３３，３４のそれぞれを「第１のスイッチング素子」と呼ぶ場合がある。
　図１では、スイッチング素子３１，３２，３３，３４のそれぞれに金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）を例示しているが、ＭＯＳＦＥＴに限定されない。ＭＯＳＦＥＴは、ドレインとソースとの間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子である。ドレインに相当する第１端子とソースに相当する第２端子との間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子であれば、どのようなスイッチング素子でもよい。
　また、逆並列とは、ＭＯＳＦＥＴのドレインに相当する第１端子とダイオードのカソードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのソースに相当する第２端子とダイオードのアノードとが接続されることを意味する。なお、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。寄生ダイオードを利用する場合には、逆並列に接続されるダイオードを省略してもよい。
　また、スイッチング素子３１，３２，３３，３４のうちの少なくとも１つは、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ（Ｗｉｄｅ　Ｂａｎｄ　Ｇａｐ：ＷＢＧ）半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。
　一般的にＷＢＧ半導体は、シリコン半導体に比べて低損失である。このため、これらの半導体素子をＷＢＧ半導体を用いて形成することにより、低損失な装置を構成することができる。また、ＷＢＧ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧が高い。このため、半導体素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、半導体スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。更に、ＷＢＧ半導体は、耐熱性も高いため、半導体モジュールで発生した熱を放熱するための放熱部の小型化が可能であり、また半導体モジュールで発生した熱を放熱する放熱構造の簡素化が可能である。
　なお、スイッチング素子３１，３２，３３，３４のうちの３つは、スイッチング素子とせずにダイオードを用いてもよい。即ち、スイッチング素子３１，３２，３３，３４のうちの少なくとも１つがスイッチング素子であればよい。このような代替構成でも後述する昇圧動作が可能となる。
　平滑コンデンサ４０は、コンバータ３０の出力端に接続される。平滑コンデンサ４０は、コンバータ３０から出力される直流電圧を平滑する。
　インバータ５０は、スイッチング素子５１，５２，５３，５４，５５，５６を備える。スイッチング素子５１，５４は直列に接続されてレグ５７を構成する。スイッチング素子５２，５５は直列に接続されてレグ５８を構成する。スイッチング素子５３，５６は直列に接続されてレグ５９を構成する。レグ５７、レグ５８及びレグ５９は互いに並列に接続される。なお、スイッチング素子５１，５２，５３，５４，５５，５６のそれぞれを「第２のスイッチング素子」と呼ぶ場合がある。
　図１では、スイッチング素子５１，５２，５３，５４，５５，５６が絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）である場合を例示しているが、これに限定されない。ＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。
　スイッチング素子５１，５２，５３，５４，５５，５６のそれぞれは、ＩＧＢＴと、ＩＧＢＴに逆並列に接続されるダイオードとを含む。逆並列とは、コンバータ３０の場合と同様に、ＩＧＢＴのエミッタに相当する第１端子にダイオードのアノード側が接続され、ＩＧＢＴのコレクタに相当する第２端子にダイオードのカソード側が接続されることを意味する。
　スイッチング素子５１，５２，５３，５４，５５，５６のトランジスタがＭＯＳＦＥＴである場合、各ＭＯＳＦＥＴは、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されていてもよい。ワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴを用いれば、低損失、高耐電圧性及び高耐熱性の効果を享受することができる。
　制御部８０は、コンバータ３０内の各スイッチング素子を制御するための制御信号Ｓ３１～Ｓ３４を生成する。制御信号Ｓ３１は、スイッチング素子３１を制御するための制御信号である。制御信号Ｓ３２は、スイッチング素子３２を制御するための制御信号である。制御信号Ｓ３３は、スイッチング素子３３を制御するための制御信号である。制御信号Ｓ３４は、スイッチング素子３４を制御するための制御信号である。制御部８０によって生成された制御信号Ｓ３１～Ｓ３４は、コンバータ３０内の図示しないゲート駆動回路に入力される。
　インバータ５０は、結線切替部６０を介して電動機７０に接続される。インバータ５０は、平滑コンデンサ４０によって平滑された直流電圧を電動機７０への駆動電圧に変換して電動機７０に印加する。
　電動機７０は、図１に示すように、Ｕ相巻線７２Ｕと、Ｖ相巻線７２Ｖと、Ｗ相巻線７２Ｗとを備える。Ｕ相巻線７２Ｕ、Ｖ相巻線７２Ｖ及びＷ相巻線７２Ｗは、電動機７０が備える三相巻線である。Ｕ相巻線７２Ｕの両端は、開放されている。Ｖ相巻線７２Ｖ及びＷ相巻線７２Ｗも同様である。
　図２は、図１に示す電動機７０における第１の結線状態を示す図である。図３は、図１に示す電動機７０における第２の結線状態を示す図である。なお、図２及び図３を含む幾つかの図面では、スター結線を「Ｙ結線」、デルタ結線を「Δ結線」と表記している。
　実施の形態１において、第１の結線状態はスター結線に結線された状態であるとし、第２の結線状態はデルタ結線に結線された状態であるとする。図２に示す結線状態は第１の結線状態であり、電動機７０はスター結線に結線される。また、図３に示す結線状態は第２の結線状態であり、電動機７０はデルタ結線に結線される。
　結線切替部６０は、電動機７０が備える３つの巻線の結線状態を、第１の結線状態と第２の結線状態との間で相互に切り替える機能を有する。具体的に、結線切替部６０は、開放されている各巻線の両端の接続先を変更することで、巻線の結線状態を、スター結線とデルタ結線との間で相互に切り替える。この機能の実現のため、結線切替部６０は、Ｕ相スイッチ６１と、Ｖ相スイッチ６２と、Ｗ相スイッチ６３とを備える。Ｕ相スイッチ６１は、Ｕ相巻線７２Ｕの接続先を切り替える切替部である。Ｖ相スイッチ６２は、Ｖ相巻線７２Ｖの接続先を切り替える切替部である。Ｗ相スイッチ６３は、Ｗ相巻線７２Ｗの接続先を切り替える切替部である。
　Ｕ相スイッチ６１、Ｖ相スイッチ６２及びＷ相スイッチ６３は、制御部８０からの切替信号ＣＳ１～ＣＳ３によって接点が個別に切り替えられる。
　以上のように、電動機駆動装置１００は、巻線の結線状態に応じて、コンバータ３０における昇圧動作の有無を切り替える制御を行う。昇圧動作「無し」の場合、制御部８０は、コンバータ３０を整流動作させる制御のみを実施する。この制御を適宜「整流制御」と呼ぶ。また、昇圧動作「有り」の場合、制御部８０は、コンバータ３０を整流動作及び昇圧動作させる制御を実施する。この制御を適宜「昇圧整流制御」と呼ぶ。
　なお、図１では、各相スイッチは、ｃ接点スイッチとして記載しているが、これらの例に限定されない。各相スイッチは、それぞれが双方向に開閉することのできるスイッチであればよい。例えば、各相スイッチは、ａ接点スイッチ又はｂ接点スイッチが組み合わされて構成されていてもよい。また、各相スイッチは、半導体スイッチであってもよい。
　次に、実施の形態１の電動機駆動装置１００における要部の動作について説明する。図４は、実施の形態１の電動機７０における結線状態と効率との関係の説明に使用する図である。横軸には電動機７０の回転数が示され、縦軸には効率が示されている。なお、ここで言う「効率」は、電動機駆動装置１００によって駆動される電動機７０の運転効率を意味している。運転効率は、電動機７０への入力電力に対する電動機７０の機械出力の比である。
　図４に示すように、結線状態がスター結線の場合の電動機７０の効率は、回転数が小さい低速領域ではデルタ結線に比べて良好であるが、回転数が大きい高速領域では低下する。
　一方、結線状態がデルタ結線の場合の電動機７０の効率は、回転数が小さい低速領域ではスター結線に比べて劣るが、回転数が大きい高速領域では、向上する。
　従って、低速領域では、デルタ結線よりもスター結線の方が効率が良く、高速領域では、スター結線よりもデルタ結線の方が効率が良い。よって、図４に示す切替点が存在し、この切替点で結線状態を切り替えれば、効率の良い運転が可能となる。図４では、切替点における切替回転数を「Ｘ」と表記している。
　従って、実施の形態１の電動機駆動装置１００においては、回転数がＸ未満の領域では、電動機７０の結線状態はスター結線に切り替えられる。また、回転数がＸを超える領域では、電動機７０の結線状態はデルタ結線に切り替えられる。なお、回転数とＸとが等しい場合は、どちらに含めてもよい。即ち、回転数とＸとが等しい場合は、スター結線でもよいし、デルタ結線でもよい。
　前述したように、電動機７０の結線状態は、制御部８０から結線切替部６０に出力される切替信号ＣＳ１～ＣＳ３によって切り替えられる。
　なお、切替回転数Ｘについては、電動機７０、コンバータ３０、インバータ５０などの仕様によって決定される制御パラメータであり、ここでは具体的な数値については述べない。
　次に、実施の形態１のコンバータ３０における基本動作について説明する。なお、交流電源１０から出力される交流電圧の極性については、交流電圧が正の値をとるときの極性を「正極性」と呼び、交流電圧が負の値をとるときの極性を「負極性」と呼ぶ。
　まず、整流制御では、コンバータ３０におけるスイッチング素子３１，３２，３３，３４のオン及びオフの組み合わせは、全てのスイッチング素子がオフとなる状態を除くと２通りとなる。第１のスイッチング状態は、スイッチング素子３１，３４がオン、スイッチング素子３２，３３がオフの状態である。第２のスイッチング状態は、スイッチング素子３２，３３がオン、スイッチング素子３１，３４がオフの状態である。これらの第１及び第２のスイッチング状態によって、整流動作が実施される。
　一般的に、交流電圧が正極性であるときには、第１のスイッチング状態に入り、交流電圧が負極性であるときには、第２のスイッチング状態に入る。但し、何れのスイッチング状態においても、各スイッチング素子がオン又はオフの状態になるタイミングについては限定されない。
　図５は、実施の形態１のコンバータ３０における整流制御の説明に使用するタイムチャートである。図５の横軸は時間を表している。また、図５では、上段側から順に、交流電圧、交流電流、スイッチング素子３１，３２，３３，３４の各ゲート信号の動作波形が示されている。交流電流は、コンバータ３０の入力側に流出入する電流である。
　図５において、交流電圧が正極性である（１）で示される期間では、スイッチング素子３１，３４は、並列接続されるダイオードに電流が流れる期間中においてオンに制御される。このときの電流経路を図６に示す。
　図６は、実施の形態１のコンバータ３０に流れる交流電流の第１の経路を示す図である。この第１の経路は、交流電圧が正極性のときの同期整流による電流経路である。スイッチング素子３１，３４はオン状態であり、スイッチング素子３２，３３はオフ状態である。このスイッチング状態において、交流電流は、交流電源１０、リアクタ２０、スイッチング素子３１、平滑コンデンサ４０、スイッチング素子３４、交流電源１０の経路で流れる。
　この動作は同期整流と呼ばれる動作であり、スイッチング素子３１，３４における損失の低減に有効である。従って、コンバータ３０の各スイッチング素子に対して同期整流を適用すれば、交流直流変換制御における変換効率の向上が可能となる。
　また、図５において、交流電圧が負極性である（２）で示される期間では、スイッチング素子３２，３３は、並列接続されるダイオードに電流が流れる期間中においてオンに制御される。このときの電流経路を図７に示す。
　図７は、実施の形態１のコンバータ３０に流れる交流電流の第２の経路を示す図である。この第２の経路は、交流電圧が負極性のときの同期整流による電流経路である。スイッチング素子３２，３３はオン状態であり、スイッチング素子３１，３４はオフ状態である。このスイッチング状態において、交流電流は、交流電源１０、スイッチング素子３２、平滑コンデンサ４０、スイッチング素子３３、リアクタ２０、交流電源１０の経路で流れる。
　次に、昇圧整流制御について説明する。昇圧整流制御では、コンバータ３０におけるスイッチング素子３１，３２，３３，３４のオン及びオフの組み合わせは、全てのスイッチング素子がオフとなる状態を除くと４通りとなる。それらのうちの２通りは、前述した整流制御における第１及び第２のスイッチング状態である。残りの２通りのうちの１つである第３のスイッチング状態は、スイッチング素子３３，３４がオン、スイッチング素子３１，３２がオフの状態である。また、残りの２通りのうちのもう１つである第４のスイッチング状態は、スイッチング素子３１，３２がオン、スイッチング素子３３，３４がオフの状態である。これらの第１から第４のスイッチング状態によって、昇圧整流動作が実施される。
　図８は、実施の形態１のコンバータ３０における昇圧整流制御の説明に使用するタイムチャートである。図８の横軸は時間を表している。また、図８では、上段側から順に、交流電圧、交流電流、スイッチング素子３１，３２，３３，３４の各ゲート信号の動作波形が示されている。なお、図８の（１）及び（２）で示す期間の動作は、図５の（１）及び（２）で示す期間の動作と同じである。
　図８において、交流電圧が正極性である（３）で示される期間では、スイッチング素子３１，３４がオンになる同期整流動作の直前に、スイッチング素子３３，３４がオンになる期間が設けられている。このときの電流経路を図９に示す。
　図９は、実施の形態１のコンバータ３０に流れる交流電流の第３の経路を示す図である。この第３の経路は、交流電圧が正極性のときの昇圧制御による電流経路である。スイッチング素子３３，３４はオン状態であり、スイッチング素子３１，３２はオフ状態である。このスイッチング状態において、交流電流は、交流電源１０、リアクタ２０、スイッチング素子３３、スイッチング素子３４、交流電源１０の経路で流れる。この動作は、平滑コンデンサ４０を介さずに電流を流す動作であるため「電源短絡」と呼ばれる。
　電源短絡によって、リアクタ２０にエネルギーが蓄えられる。そして、直後の同期整流動作によって、リアクタ２０に蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサ４０に放出される。これにより、直流電圧が昇圧される。
　また、図８において、交流電圧が負極性である（４）で示される期間では、スイッチング素子３２，３３がオンになる同期整流動作の直前に、スイッチング素子３１，３２がオンになる期間が設けられている。このときの電流経路を図１０に示す。
　図１０は、実施の形態１のコンバータ３０に流れる交流電流の第４の経路を示す図である。この第４の経路は、交流電圧が負極性のときの昇圧制御による電流経路である。スイッチング素子３１，３２はオン状態であり、スイッチング素子３３，３４はオフ状態である。このスイッチング状態において、交流電流は、交流電源１０、スイッチング素子３２、スイッチング素子３１、リアクタ２０、交流電源１０の経路で流れる。この動作も電源短絡であり、リアクタ２０に蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサ４０に放出されることで、直流電圧が昇圧される。
　図８に示す昇圧整流制御によるゲート信号の波形を、図５に示す整流制御によるゲート信号の波形と比較すると、昇圧整流制御では、パルス電圧振幅の波形が制御されていると見ることができる。従って、図８に示すような昇圧整流制御は、パルス電圧振幅波形（Ｐｕｌｓｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＡＭ）制御とも呼ばれる。なお、図８では、１回の電源短絡が実施される例が示されているが、これに限定されない。２回以上の電源短絡が実施されてもよい。また、電源短絡から同期整流に切り替えるタイミングも必ずしも直後でなくてよい。
　次に、電動機７０の結線状態に応じて実施する実施の形態１の動作について、図１１及び図１２を参照して説明する。図１１は、実施の形態１における要部の動作説明に使用する図である。図１２は、実施の形態１における要部の動作説明に使用するフローチャートである。
　図１１には、図４で示した電動機７０の回転数と電動機７０の効率との関係が示されている。前述したように、回転数がＸ未満の領域では、電動機７０の巻線の結線状態はスター結線に切り替えられている。このとき、実施の形態１では、上述した整流制御のみを実施する。
　また、前述したように、回転数がＸを超える領域では、電動機７０の巻線の結線状態はデルタ結線に切り替えられている。このとき、実施の形態１では、上述した昇圧整流制御を実施する。
　整流制御と昇圧整流制御との切り替えは、図１２のフローに従って実施する。まず、巻線の結線状態がスター結線であるか否かが判定される（ステップＳ１０１）。巻線の結線状態がスター結線である場合（ステップＳ１０１，Ｙｅｓ）、整流制御が実施される（ステップＳ１０２）。この整流制御により、コンバータ３０は、交流電圧を直流電圧に変換する整流動作を実施する。以降、ステップＳ１０１からの処理を繰り返す。
　図１１にも示されるように、電動機７０の巻線の結線状態がスター結線となるのは、回転数がＸ未満の低速領域である。この領域では、昇圧制御を行わなくても十分に電動機７０を運転することができる。また、この領域では、昇圧制御による整流回路２２の力率改善より、昇圧制御によるエネルギー損失の方が大きくなる。このため、コンバータ３０の動作を整流動作のみに制限することで、低速領域における損失が抑制される。これにより、低速領域における効率改善が可能になる。
　また、電動機７０の巻線の結線状態がスター結線ではない場合（ステップＳ１０１，Ｎｏ）、巻線の結線状態はデルタ結線であるので、昇圧整流制御が実施される（ステップＳ１０３）。この昇圧整流制御により、コンバータ３０は、交流電圧を直流電圧に変換する整流動作と、整流動作によって整流された直流電圧を昇圧する昇圧動作とを実施する。以降、ステップＳ１０１からの処理を繰り返す。
　図１１にも示されるように、電動機７０の巻線の結線状態がデルタ結線となるのは、回転数がＸを超える高速領域である。この領域では、電動機７０の巻線で発生する逆起電力が大きくなり、整流制御のみでは電動機７０が脱調するおそれがある。そのため、昇圧動作を伴う昇圧整流制御を実施する。昇圧整流制御を実施すれば、電動機７０が脱調するのを防止しつつ、同期整流による損失改善の効果を得ることができる。
　以上説明したように、巻線切替電動機を駆動するように構成された実施の形態１に係る電動機駆動装置によれば、コンバータは、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換し、要すれば直流電圧を昇圧する。コンバータの動作及び巻線の結線状態の切り替えを制御する制御部は、巻線の結線状態に応じて、コンバータにおける昇圧動作の有無を切り替える。これにより、巻線の結線状態に応じた交流直流変換制御が実施されるので、巻線切替電動機を搭載した製品において、更なる効率改善が可能になる。
　次に、実施の形態１における制御部８０の機能を実現するためのハードウェア構成について、図１３及び図１４の図面を参照して説明する。図１３は、実施の形態１における制御部８０の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図１４は、実施の形態１における制御部８０の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。
　実施の形態１における制御部８０の機能の一部又は全部を実現する場合には、図１３に示されるように、演算を行うプロセッサ３００、プロセッサ３００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ３０２、及び信号の入出力を行うインタフェース３０４を含む構成とすることができる。
　プロセッサ３００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ３０２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）を例示することができる。
　メモリ３０２には、実施の形態１における制御部８０の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ３００は、インタフェース３０４を介して必要な情報を授受し、メモリ３０２に格納されたプログラムをプロセッサ３００が実行し、メモリ３０２に格納されたテーブルをプロセッサ３００が参照することにより、上述した処理を行うことができる。プロセッサ３００による演算結果は、メモリ３０２に記憶することができる。
　また、実施の形態１における制御部８０の機能の一部を実現する場合には、図１４に示す処理回路３０５を用いることもできる。処理回路３０５は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。処理回路３０５に入力する情報、及び処理回路３０５から出力する情報は、インタフェース３０４を介して入手することができる。
　なお、制御部８０における一部の処理を処理回路３０５で実施し、処理回路３０５で実施しない処理をプロセッサ３００及びメモリ３０２で実施してもよい。
実施の形態２．
　実施の形態２では、実施の形態１で説明した電動機駆動装置１００の応用例について説明する。図１５は、実施の形態２に係る空気調和機２００の構成例を示す図である。実施の形態２に係る空気調和機２００は、実施の形態１で説明した電動機駆動装置１００を備える。空気調和機２００は、実施の形態１における電動機７０を内蔵した圧縮機２５１と、四方弁２５９と、室外熱交換器２５２と、膨張弁２６１と、室内熱交換器２５７とが冷媒配管２６２を介して取り付けられた冷凍サイクルを備えて、セパレート形空気調和機を構成している。なお、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素には、実施の形態１と同一の符号を付している。
　圧縮機２５１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構２５０と、圧縮機構２５０を動作させる電動機７０とが設けられている。圧縮機２５１から室外熱交換器２５２との間と、圧縮機２５１から室内熱交換器２５７との間を冷媒が循環することで冷暖房などを行う冷凍サイクルが構成されている。なお、図１５に示した構成は、空気調和機だけでなく、冷蔵庫、冷凍庫といった冷凍サイクルを備える冷凍サイクル装置に適用可能である。
　実施の形態２に係る空気調和機２００は、実施の形態１に係る電動機駆動装置１００を搭載しているので、実施の形態１で得られる効果を享受することができる。
　なお、以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１０　交流電源、２０　リアクタ、２２　整流回路、２３　第１のレグ、２４　第２のレグ、２５，２６　接続点、３０　コンバータ、３１，３２，３３，３４，５１，５２，５３，５４，５５，５６　スイッチング素子、４０　平滑コンデンサ、５０　インバータ、５７，５８，５９　レグ、６０　結線切替部、６１　Ｕ相スイッチ、６２　Ｖ相スイッチ、６３　Ｗ相スイッチ、７０　電動機、７２Ｕ　Ｕ相巻線、７２Ｖ　Ｖ相巻線、７２Ｗ　Ｗ相巻線、８０　制御部、１００　電動機駆動装置、２００　空気調和機、２５０　圧縮機構、２５１　圧縮機、２５２　室外熱交換器、２５７　室内熱交換器、２５９　四方弁、２６１　膨張弁、２６２　冷媒配管、３００　プロセッサ、３０２　メモリ、３０４　インタフェース、３０５　処理回路。

Claims (6)

  1. 　複数の巻線を有し、前記巻線の結線状態を第１の結線状態と第２の結線状態との間で相互に切り替え可能に構成される巻線切替電動機である電動機を駆動する電動機駆動装置であって、
    　少なくとも１つの第１のスイッチング素子を有し、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換し、要すれば前記直流電圧を昇圧するコンバータと、
    　前記コンバータから出力される直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、
    　複数の第２のスイッチング素子を有し、前記平滑コンデンサによって平滑された直流電圧を前記電動機への駆動電圧に変換して前記電動機に印加するインバータと、
    　前記コンバータ及び前記インバータの動作、並びに前記巻線の結線状態の切り替えを制御する制御部と、
    　を備え、
    　前記制御部は、前記巻線の結線状態に応じて、前記コンバータにおける昇圧動作の有無を切り替える
    　電動機駆動装置。
  2. 　前記巻線の結線状態が第１の結線状態のとき、
    　前記コンバータは、前記交流電圧を直流電圧に変換する整流動作を実施し、
    　前記巻線の結線状態が第２の結線状態のとき、
    　前記コンバータは、前記交流電圧を直流電圧に変換する整流動作と、前記整流動作によって整流された直流電圧を昇圧する昇圧動作とを実施する
    　請求項１に記載の電動機駆動装置。
  3. 　前記第１の結線状態はスター結線であり、
    　前記第２の結線状態はデルタ結線である
    　請求項１又は２に記載の電動機駆動装置。
  4. 　前記第１のスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成されている
    　請求項１から３の何れか１項に記載の電動機駆動装置。
  5. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである
    　請求項４に記載の電動機駆動装置。
  6. 　請求項１から５の何れか１項に記載の電動機駆動装置を備える
    　空気調和機。
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