WO2021166418A1 - 車輌制御装置 - Google Patents

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permanent magnet
control device
magnet motor
speed
inverter
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峻 谷口
矩也 中尾
崇文 原
佐藤　弘明
滋久 青柳
史一 高橋
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日立Astemo株式会社
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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L9/00—Electric propulsion with power supply external to the vehicle
    • B60L9/16—Electric propulsion with power supply external to the vehicle using ac induction motors
    • B60L9/18—Electric propulsion with power supply external to the vehicle using ac induction motors fed from dc supply lines
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/72—Electric energy management in electromobility

Definitions

  • the present invention relates to a vehicle control device.
  • Patent Document 1 a technology for an automobile control device having a "sailing function” that opens a clutch and disconnects an engine when coasting is proposed. Further, with respect to a permanent magnet motor having no clutch, a technique has been proposed for the purpose of reducing power consumption by selecting inverter stop and zero torque control according to a no-load induced voltage (Patent Documents). 2).
  • Patent Document 2 since a system without a clutch is assumed, the drive wheels and the permanent magnet motor are directly connected, and zero torque control is performed in the high speed range. As a result, the inverter cannot be stopped in the high-speed range, and the effect of reducing power consumption is limited.
  • the present invention has been made to solve these problems, and in a vehicle capable of connecting or releasing a driving force transmission path between a permanent magnet motor and a driving wheel, the amount of power consumption during coasting is reduced. It is an object of the present invention to provide a vehicle control device capable of enhancing the reduction effect.
  • the vehicle control device of the present invention that solves the above problems is a vehicle control device capable of connecting or releasing a driving force transmission path between a permanent magnet motor and a driving wheel, and the driving force transmission path is in an released state. In this case, when the induced voltage generated by the rotation of the motor is smaller than a predetermined value, the inverter is stopped.
  • the functional block diagram which shows the whole structure of the control system in 1st Embodiment.
  • Functional block diagram of the inverter controller Functional block diagram of an automobile control device.
  • the functional block diagram which shows the whole structure of the control system in 2nd Embodiment.
  • the functional block diagram which shows the modification of the automobile control device.
  • FIG. 5 is a flowchart illustrating another modification of the control process at the start of coasting according to the fifth embodiment.
  • the vehicle control device is applied to an electric vehicle
  • the application example is not limited to the electric vehicle, and any electric vehicle traveling by using the permanent magnet motor 103 as a prime mover. It can be applied to trains, for example.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a vehicle including the vehicle control device of the first embodiment.
  • the vehicle is a so-called electric vehicle that runs on the permanent magnet motor 103 as a prime mover, and is a battery 300, an inverter device 101, an automobile control device 105, a permanent magnet motor 103, a clutch 120, a transmission 301, and a differential gear. It has a 303 and a drive wheel 307.
  • the transmission 301, the differential gear 303, the drive shaft 305, and the drive wheels 307 form the drive system of the automobile.
  • the automobile control device 105 corresponds to the vehicle control device of the present invention, and controls the electric power supplied from the inverter device 101 to the permanent magnet motor 103.
  • the battery 300 supplies electric power to the inverter device 101.
  • the permanent magnet motor 103 is connected to the transmission 301 via the clutch 120.
  • the clutch has a configuration in which a driving force transmission path between the permanent magnet motor 103 and the driving wheel 307 can be connected or released.
  • the drive system is not limited to the configuration of the present embodiment. For example, the drive system does not have a transmission 301 and is directly connected to the differential gear 303, or a permanent magnet motor 103 is provided for each of the front wheels and the rear wheels.
  • the inverter device 101 may be applied to each motor.
  • FIG. 2 is a functional block diagram showing the overall configuration of the control system according to the first embodiment.
  • the inverter device 101 includes an inverter circuit 104 that converts DC power into AC power, and an inverter control device 108 that controls the inverter circuit 104.
  • the inverter control device 108 includes a phase current detection circuit 106 that detects a current flowing through a permanent magnet motor (PMSM) 103 connected to an inverter circuit 104, and a rotation that detects a rotation phase angle of the permanent magnet motor 103. Information is acquired from the angle sensor 112.
  • PMSM permanent magnet motor
  • an applied voltage command pulse signal 108A is generated based on the phase current information 106A detected by the phase current detection circuit 106 and the rotation angle information 112A detected by the rotation angle sensor 112, and the applied voltage command pulse signal 108A is used. To control the inverter.
  • the phase current detection circuit 106 is composed of a Hall CT (Current Transformer) or the like, and detects current waveforms Iu, Iv, and Iw of three phases of U phase, V phase, and W phase. However, it is not always necessary for the phase current detection circuit 106 to detect the currents of all three phases, and one of the two phases is detected and the other one phase is calculated by assuming that the three-phase current is in an equilibrium state. It may be configured. Like the resolver and the encoder, the rotation angle sensor 112 detects information corresponding to the rotation phase angle ⁇ of the permanent magnet motor 103.
  • Hall CT Current Transformer
  • the inverter circuit 104 is a gate that generates a gate signal to the IGBT of the main circuit based on an inverter main circuit 141 composed of an IGBT and a semiconductor switching element such as a diode and an applied voltage command pulse signal 108A from the inverter control device 108. -Consists of a driver 142.
  • the case where the IGBT is used as the semiconductor switching element of the inverter circuit 104 is described as an example, but the present invention is not limited to this, and MOSFETs may be used, or other semiconductor elements for electric power may be used. good.
  • the permanent magnet motor 103 uses a permanent magnet for the rotor, and has a configuration in which it rotates by applying three-phase AC to the stator windings by the inverter circuit 104.
  • the rotor may be a surface magnet type motor (Surface Mountain PMSM; SPMSM) in which a permanent magnet is attached to the surface, or an embedded magnet type motor (Interior PMSM; IPMSM) in which a magnet is embedded in the rotor. There may be.
  • the clutch 120 can be released and engaged in response to the clutch command 105C of the automobile control device 105.
  • FIG. 3 is a functional block diagram of the inverter control device 108.
  • the inverter control device 108 receives the torque command T * (105B), the three-phase current current waveforms Iu, Iv, Iw (106A), and the motor rotation phase angle ⁇ (112A) as inputs, and receives the gate command (108A) and the motor.
  • the speed (108B) is output.
  • the inverter control device 108 includes a current command generation unit 11, a three-phase / dq conversion unit 13, a current control unit 14, a dq / three-phase voltage conversion unit 15, a speed calculation unit 16, a triangular wave generation unit 17, and a gate signal generation unit 18. It also has a gate signal selection unit 19.
  • the current command generation unit 11 generates dq-axis current commands Id * and Iq * from the torque command value 105B.
  • the three-phase / dq conversion unit 13 coordinates the phase current information 106A detected by the phase current detection unit 106 into dq axis currents Id and Iq using the rotation angle information 112A detected by the rotation angle sensor 112.
  • the current control unit 14 generates dq-axis voltage commands Vd * and Vq * by, for example, a PI controller so that the dq-axis currents Id and Iq are equal to the dq-axis current commands Id * and Iq *.
  • the dq / three-phase voltage conversion unit 15 converts the dq-axis voltage commands Vd * and Vq * into the three-phase voltage commands Vu *, Vv * and Vw * based on the rotation angle information 112A.
  • the speed calculation unit 16 differentiates the rotation angle information 112A and outputs the motor speed 108B.
  • the triangular wave generation unit 17 generates a triangular wave Tr according to the carrier frequency.
  • the gate signal generation unit 18 generates a gate signal based on the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * and the triangular wave Tr.
  • the gate signal selection unit 19 executes any of "torque control", "three-phase short circuit", and "stop” in response to the control command 105A from the automobile control device 105. For example, at the time of torque control, the gate signal output by the gate signal generation unit 18 is output as it is as the gate command 108A. Further, at the time of a three-phase short circuit, the upper arm (Q1, Q3, Q5) of the inverter circuit 141 is turned on, and the lower arm (Q2, Q4, Q6) is turned off. The upper arm may be turned off and the lower arm may be turned on. Then, when stopped, all of the upper arm and the lower arm are turned off.
  • the speed calculation unit 16 obtains the motor speed 108B by differentiating the rotation angle, the same effect can be obtained even if sensorless control for estimating the rotation angle and speed from the induced voltage or the like is applied without using a resolver. Is obtained.
  • the automobile control device 105 detects the line voltage information 107A detected by the line voltage detection circuit 107 that detects the line voltage between the U phase and the V phase of the permanent magnet motor 103, and the DC voltage 102 of the inverter circuit 104.
  • the induced voltage (no-load induced voltage) Em is determined using the inverter DC voltage information 116A detected by the Everter DC voltage detection unit 116, and the accelerator pedal information 117A obtained from the accelerator pedal sensor 117 and the brake pedal sensor are used.
  • the control command 105A and the clutch command 105C of the inverter control device 108 are generated based on the brake pedal information 118A obtained from 118. Since the automobile control device 105 is a feature of the present invention, the details will be described below.
  • FIG. 4 is a functional block diagram of the automobile control device 105.
  • the automobile control device 105 includes a torque command generation unit 201, an inertial traveling mode determination unit 203, a voltage determination unit 205, a speed control unit 209, a state control unit 211, and a torque command selection unit 213.
  • Accelerator pedal information 117A and brake pedal information 118A are input to the torque command generation unit 201 and the coasting mode determination unit 203, and line voltage information 107A and inverter DC voltage information 116A are input to the voltage determination unit 205.
  • the drive wheel speed 114A and the motor speed 108B are input to the speed control unit 209.
  • the torque command generation unit 201 generates the normal torque command 201A based on the accelerator pedal information 117A and the brake pedal information 118A.
  • the inertia travel mode determination unit 203 turns on the inertia travel flag 203A when both the accelerator pedal information 117A and the brake pedal information 118A are OFF.
  • the voltage determination unit 205 calculates the no-load induced voltage Em from the line voltage information 107A. Then, the no-load induced voltage Em and the inverter DC voltage Vdc of the inverter DC voltage information 116A are compared, and when the no-load induced voltage Em is equal to or higher than the inverter DC voltage Vdc, the high-speed flag 205A is turned on and the inverter DC voltage Vdc is higher than the inverter DC voltage Vdc. When it is small, turn it off.
  • the speed control unit 209 has a speed so that the drive wheel speed 114A of the drive wheel 307 and the motor speed 108B of the permanent magnet motor 103 are equal to each other, that is, the speed of the permanent magnet motor 103 is equal to the speed of the drive wheel 307. Outputs the control torque command 209A.
  • the configuration uses a PI controller.
  • the torque command selection unit 213 outputs the speed control torque command 209A when the speed control flag 211A output from the state control unit 211, which will be described later, is ON, and outputs the normal torque command 201A to the torque command 105B when the speed control flag 211A is OFF. ..
  • FIG. 5 is a time chart when the no-load induced voltage Em is smaller than the inverter DC voltage Vdc
  • FIG. 6 is a time chart when the no-load induced voltage Em is larger than the inverter DC voltage Vdc
  • FIG. 7 is the first.
  • the flowchart at the start of coasting in the embodiment, FIG. 8 is the flowchart at the end of coasting in the first embodiment.
  • the control command 105A is set to "three-phase short circuit" (S104). Then, when the speed of the permanent magnet motor 103 is decelerated due to the three-phase short circuit of S104 and the no-load induced voltage Em gradually becomes smaller and becomes smaller than the inverter DC voltage Vdc, the high-speed flag 205A is turned OFF (NO in S103). ), And the control command 105A is set to "inverter stop".
  • control is performed until the motor speed 108B matches the drive wheel speed 114A (S204), and when they match (YES in S204), the clutch command is set to "engage” (S205), and after the clutch 120 is engaged, after The speed control flag 211A is turned off. After that, the torque command 105B is started to accelerate or decelerate (S206).
  • the power consumption can be reduced by stopping the inverter device 101 when the no-load induced voltage Em is smaller than the inverter DC voltage Vdc with the clutch 120 disconnected. Further, in the state where the clutch 120 is disengaged, a divergence occurs between the motor speed 108B and the drive wheel speed 114A, but by stopping the inverter device 101, the deceleration of the permanent magnet motor 103 becomes slower, and the permanent magnet There is an advantage that the recovery time required for making the rotation speed (108B) of the motor 103 equal to the speed (114A) of the drive wheels is shortened.
  • the inverter device 101 can be stopped by decelerating the motor speed, and the power consumption when the automobile is traveling at high speed can be reduced. Can be reduced.
  • FIGS. 5 and 6 of this embodiment show an example in which the accelerator pedal is depressed to re-accelerate, the same effect can be obtained even when the brake pedal is depressed to decelerate.
  • FIG. 9 is a functional block diagram showing the overall configuration of the control system according to the second embodiment.
  • the characteristic feature of this embodiment is that the automobile control device 105 is changed to the automobile control device 135 as compared with the first embodiment, and the temperature of the permanent magnet motor 103 is detected instead of the line voltage information 107A. The point is that the temperature information 111A obtained from the temperature sensor 111 is input to the automobile control device 135.
  • FIG. 10 is a functional block diagram showing a modified example of the automobile control device 135.
  • the voltage determination unit 205 of the first embodiment is changed to the voltage determination unit 225.
  • the no-load induced voltage Em is calculated from the motor speed 108B and the motor temperature 111A, instead of calculating the no-load induced voltage Em from the line voltage information.
  • the no-load induced voltage Em can be roughly calculated by the motor speed 108B and the motor temperature 111A, the same effect as that of the first embodiment can be obtained with the configuration of this embodiment.
  • the information of the motor temperature 111A obtained from the temperature sensor 111 is used, but the same effect can be obtained by using a method of estimating the temperature from the thermal network or the induced voltage. Further, since the influence of temperature is small, almost the same effect can be obtained even if the no-load induced voltage Em is calculated on the assumption that the temperature is constant.
  • FIG. 11 is a functional block diagram showing a modified example of the automobile control device 135.
  • the no-load induced voltage Em is calculated from the motor speed 108B to control the state, but as shown in FIG. 11, the speed determination unit 235 may determine the speed.
  • the speed at which the no-load induced voltage Em becomes equal to the inverter DC voltage Vdc is calculated from the inverter DC voltage information 116A and the motor temperature 111A and set as a speed threshold, and when the motor speed 108B becomes equal to or higher than the speed threshold.
  • the configuration is such that the high-speed flag is turned on.
  • FIG. 12 is a functional block diagram showing the overall configuration of the control system according to the third embodiment.
  • the characteristic feature of this embodiment is that the automobile control device 105 is changed to the automobile control device 355 as compared with the first embodiment, and the three-phase current of the permanent magnet motor 103 is replaced with the line voltage information 107A.
  • the point is that the phase current information 106A obtained from the phase current detection circuit 106 for detecting the above is input to the automobile control device 355.
  • FIG. 13 is a functional block diagram of the automobile control device 355 according to the third embodiment.
  • the voltage determination unit 205 of the first embodiment is changed to the voltage determination unit 360.
  • the no-load induced voltage Em and the inverter DC voltage are compared using a three-phase current. Specifically, when the no-load induced voltage Em is smaller than the inverter DC voltage Vdc, the three-phase current becomes zero, whereas when the no-load induced voltage Em is larger than the inverter DC voltage Vdc, the three-phase current becomes zero. Therefore, when the absolute value of any of the phase current information 106A exceeds the threshold value, the high-speed flag is turned on.
  • FIG. 14 is a flowchart illustrating a modified example of the control process at the start of coasting.
  • the fourth embodiment is characterized in that the motor speed is reduced by the speed control (S304) of the permanent magnet motor 103 instead of the three-phase short circuit.
  • S304 speed control
  • the speed of the permanent magnet motor 103 is controlled, unlike a three-phase short circuit, regeneration occurs on the DC power side of the inverter circuit 141 during coasting, but the rotational energy of the permanent magnet motor 103 can be recovered by the regeneration. , The amount of regeneration can be increased. Further, by controlling the speed of the permanent magnet motor 103, the motor speed can be reduced in a shorter time than the three-phase short circuit, and the inverter device 101 can be stopped earlier.
  • the command value for speed control is set to the speed threshold value described in the second embodiment.
  • the triangular wave generation unit 17 may set the carrier frequency smaller than that during normal control. In the state where the clutch 120 is released, the torque pulsation is not transmitted to the drive wheels 307 and the riding comfort is not deteriorated. Therefore, the loss can be reduced by setting the carrier frequency small.
  • FIG. 15 is a flowchart illustrating another modification of the control process at the start of coasting.
  • the target value of the speed control is set equal to the speed of the drive wheels. According to the present embodiment, it takes more time to recover at the time of restart, that is, to restart the inverter device 101 and make the rotation speed of the permanent magnet motor 103 equal to the speed of the drive wheels, as compared with each of the above-described embodiments. The merit that the return time is shortened can be obtained.
  • the carrier frequency may be set small as in the fourth embodiment.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various designs are designed without departing from the spirit of the present invention described in the claims. You can make changes.
  • the above-described embodiment has been described in detail in order to explain the present invention in an easy-to-understand manner, and is not necessarily limited to the one including all the described configurations.
  • 11 Current command generation unit, 13: Three-phase / dq conversion unit, 14: Current control unit, 15: dq / three-phase voltage conversion unit, 16: Speed calculation unit, 17: Triangular wave generation unit, 18: Gate signal generation unit , 19: Gate signal selection unit, 101: Inverter device, 102: DC voltage, 103: Permanent magnet motor, 104: Inverter circuit, 105: Automobile control device, 105A: Control command, 105B: Torque command, 105C: Clutch command, 106: Phase current detection circuit, 106A: Phase current information, 107: Line voltage detection circuit, 107A: Line voltage information, 108: Inverter control device, 108A: Gate command, 108B: Motor speed, 112: Rotation angle sensor, 112A: Rotation angle information (motor rotation phase angle), 114: Drive wheel speed detector, 114A: Drive wheel speed, 116: Inverter DC voltage detector, 116A: Inverter DC voltage signal, 117: Accelerator pedal sensor,

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Abstract

永久磁石モータと駆動輪との間の駆動力伝達経路を連結または解放可能な車輌において、惰性走行中の消費電力量の低減効果を高めることができる車輌制御装置を提供することを目的とする。クラッチ１２０が解放状態でかつ永久磁石モータ１０３の回転により発生する誘起電圧Ｅｍが所定値Ｖｄｃよりも小さいときは、インバータ装置１０１による永久磁石モータの制御を停止させることを一つの特徴とする。

Description

車輌制御装置
　本発明は、車輌制御装置に関する。
　消費電力量低減、乗り心地向上の観点から惰性走行をする際にクラッチを開いてエンジンを切り離す「セーリング機能」を有した自動車の制御装置の技術が提案されている（特許文献１）。また、クラッチを有しない永久磁石モータに関して、無負荷誘起電圧に応じてインバータの停止とゼロトルク制御を選択することで、消費電力量を低減することを目的とした技術が提案されている（特許文献２）。
特開２０１７－１５０３０号公報 特開２００５－２５３２６４号公報
　永久磁石モータを用いた車輌において、特許文献１のように、クラッチを開いてモータを切り離すことで乗り心地を改善することは可能である。しかし、永久磁石モータは、回転時に無負荷誘起電圧が生じるため、クラッチを解放したとしてもインバータを停止できないことがある。
　一方、特許文献２では、クラッチを有しないシステムを想定しているため、駆動輪と永久磁石モータは直結されており、高速域でゼロトルク制御を行っている。これにより高速域ではインバータを停止できず、消費電力量の低減効果は限定的である。
　本発明は、これらの問題点を解決するためになされたものであり、永久磁石モータと駆動輪との間の駆動力伝達経路を連結または解放可能な車輌において、惰性走行中の消費電力量の低減効果を高めることができる車輌制御装置を提供することを目的とする。
　上記課題を解決する本発明の車輌制御装置は、永久磁石モータと駆動輪との間の駆動力伝達経路を連結または解放可能な車輌の制御装置であって、前記駆動力伝達経路が解放状態の場合において、前記モータの回転により発生する誘起電圧が所定値より小さいときは、前記インバータを停止することを特徴とする。
　本発明によれば、永久磁石モータと駆動輪との間の駆動力伝達経路を連結または解放可能な車輌において、惰性走行中の消費電力量の低減効果を高める効果が得られる。本発明に関連する更なる特徴は、本明細書の記述、添付図面から明らかになるものである。また、上記した以外の、課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
第１実施形態の車輌制御装置を備える車輌の概略的な構成を示す図。 第１実施形態における制御システムの全体構成を表す機能ブロック図。 インバータ制御装置の機能ブロック図。 自動車制御装置の機能ブロック図。 無負荷誘起電圧がインバータ直流電圧よりも小さい場合のタイムチャート。 無負荷誘起電圧がインバータ直流電圧よりも大きい場合のタイムチャート。 第１実施形態における惰性走行開始時のフローチャート。 第１実施形態における惰性走行終了時のフローチャート。 第２実施形態における制御システムの全体構成を表す機能ブロック図。 自動車制御装置の変形例を示す機能ブロック図。 自動車制御装置の変形例を示す機能ブロック図。 第３実施形態における制御システムの全体構成を表す機能ブロック図。 第３実施形態における自動車制御装置の機能ブロック図。 第４の実施形態における惰性走行開始時の制御処理の変形例を説明するフローチャート。 第５実施形態における惰性走行開始時の制御処理の他の変形例を説明するフローチャート。
　以下の各実施形態では、車輌制御装置を電気自動車に適用した場合を例に説明するが、適用例は電気自動車に限定されるものではなく、永久磁石モータ１０３を原動機として走行する電動車輌であればよく、例えば電車に適用することもできる。
＜第１実施形態＞
　図１は、第１実施形態の車輌制御装置を備える車輌の概略的な構成を示す図である。
　車輌は、永久磁石モータ１０３を原動機として走行する、いわゆる電気自動車であり、バッテリ３００と、インバータ装置１０１と、自動車制御装置１０５と、永久磁石モータ１０３と、クラッチ１２０と、トランスミッション３０１と、デファレンシャルギヤ３０３と、駆動輪３０７とを有している。トランスミッション３０１、デファレンシャルギヤ３０３、ドライブシャフト３０５、駆動輪３０７は、自動車の駆動系を構成している。
　自動車制御装置１０５は、本発明の車輌制御装置に対応するものであり、インバータ装置１０１から永久磁石モータ１０３に供給する電力の制御を行う。バッテリ３００はインバータ装置１０１に電力を供給する。永久磁石モータ１０３は、クラッチ１２０を介してトランスミッション３０１に接続される。クラッチは、永久磁石モータ１０３と駆動輪３０７との間の駆動力伝達経路を連結または解放可能な構成を有する。なお、駆動系は、本実施形態の構成に限定されるものではなく、例えばトランスミッション３０１が無く、直接デファレンシャルギヤ３０３に接続される構成や、前輪、後輪それぞれに永久磁石モータ１０３が設けられ、各モータにインバータ装置１０１が適用される構成でもよい。
　図２は、第１実施形態における制御システムの全体構成を表す機能ブロック図である。
　インバータ装置１０１は、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路１０４と、インバータ回路１０４を制御するインバータ制御装置１０８を有している。インバータ制御装置１０８は、インバータ回路１０４に接続された永久磁石モータ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ；ＰＭＳＭ）１０３に流れる電流を検出する相電流検出回路１０６と、永久磁石モータ１０３の回転位相角を検出する回転角センサ１１２から情報を取得する。そして、相電流検出回路１０６で検出された相電流情報１０６Ａ及び回転角センサ１１２で検出された回転角情報１１２Ａを基に印加電圧指令パルス信号１０８Ａを生成し、その印加電圧指令パルス信号１０８Ａを用いてインバータ制御を行う。
　相電流検出回路１０６は、ホールＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）等から成り、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の電流波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出している。ただし、相電流検出回路１０６によって必ずしも３相全ての電流を検出する必要はなく、いずれかの２相を検出し、３相電流が平衡状態であると仮定して他の１相を演算により求める構成でも良い。回転角センサ１１２は、レゾルバやエンコーダのように、永久磁石モータ１０３の回転位相角θに相当する情報を検出している。
　インバータ回路１０４は、ＩＧＢＴとダイオードなどの半導体スイッチング素子から構成されたインバータ主回路１４１と、インバータ制御装置１０８からの印加電圧指令パルス信号１０８Ａに基づいて主回路のＩＧＢＴへのゲート信号を発生するゲート・ドライバ１４２から構成されている。なお、本実施形態では、インバータ回路１０４の半導体スイッチング素子にＩＧＢＴを用いた場合を例に説明しているが、これに限定されるものではなく、ＭＯＳＦＥＴでもよいし、その他の電力用半導体素子でもよい。
　永久磁石モータ１０３は、ロータに永久磁石が用いられており、インバータ回路１０４によって固定子巻線に三相交流を与えることによって回転する構成を有している。回転子の構成としては、表面に永久磁石を張り付けた表面磁石型モータ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ｍａｕｎｔｅｄ　ＰＭＳＭ；ＳＰＭＳＭ）であっても良いし、ロータ内部に磁石を埋め込んだ埋め込み磁石型モータ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　ＰＭＳＭ；ＩＰＭＳＭ）であっても良い。クラッチ１２０は、自動車制御装置１０５のクラッチ指令１０５Ｃに応じて、解放・締結を切り替えることが可能である。
　図３は、インバータ制御装置１０８の機能ブロック図である。
　インバータ制御装置１０８は、トルク指令Ｔ＊（１０５Ｂ）と、三相電流の電流波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（１０６Ａ）と、モータ回転位相角θ（１１２Ａ）を入力とし、ゲート指令（１０８Ａ）とモータ速度（１０８Ｂ）を出力する。インバータ制御装置１０８は、電流指令生成部１１、三相／ｄｑ変換部１３、電流制御部１４、ｄｑ／三相電圧変換部１５、速度算出部１６、三角波生成部１７、ゲート信号生成部１８、及びゲート信号選択部１９を有している。
　電流指令生成部１１は、トルク指令値１０５Ｂからｄｑ軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を生成する。三相／ｄｑ変換部１３は、相電流検出部１０６で検出された相電流情報１０６Ａを回転角センサ１１２で検出された回転角情報１１２Ａでｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに座標変換する。電流制御部１４は、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑがｄｑ軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊と等しくなるように、例えばＰＩ制御器によってｄｑ軸電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を生成する。
　ｄｑ／三相電圧変換部１５は、回転角情報１１２Ａに基づいてｄｑ軸電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に座標変換する。速度算出部１６は、回転角情報１１２Ａを微分してモータ速度１０８Ｂを出力する。三角波生成部１７は、キャリア周波数に応じた三角波Ｔｒを生成する。ゲート信号生成部１８は、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波Ｔｒを基にゲート信号を生成する。
　ゲート信号選択部１９は、自動車制御装置１０５からの制御指令１０５Ａに応じて、「トルク制御」・「三相短絡」・「停止」のいずれかを実施する。例えば、トルク制御時には、ゲート信号生成部１８で出力したゲート信号をそのままゲート指令１０８Ａとして出力する。また、三相短絡時には、インバータ回路１４１の上アーム（Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５）をＯＮ、下アーム（Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６）をＯＦＦする。なお、上アームをＯＦＦ、下アームをＯＮしても良い。そして、停止時には、上アーム、下アームの全てをＯＦＦにする。
　なお、速度算出部１６では、回転角を微分することによってモータ速度１０８Ｂを得ているが、レゾルバを用いずに誘起電圧等から回転角・速度を推定するセンサレス制御を適用しても同様の効果が得られる。
　自動車制御装置１０５は、永久磁石モータ１０３のＵ相、Ｖ相間の線間電圧を検出する線間電圧検出回路１０７で検出された線間電圧情報１０７Ａと、インバータ回路１０４の直流電圧１０２を検出するイイバータ直流電圧検出部１１６で検出されたインバータ直流電圧情報１１６Ａとを用いて誘起電圧（無負荷誘起電圧）Ｅｍの判定を行うとともに、アクセルペダルセンサ１１７から得られるアクセルペダル情報１１７Ａと、ブレーキペダルセンサ１１８から得られるブレーキペダル情報１１８Ａとに基づいてインバータ制御装置１０８の制御指令１０５Ａとクラッチ指令１０５Ｃを生成する。自動車制御装置１０５は本発明の特徴であるため、以下で詳細を説明する。
　図４は、自動車制御装置１０５の機能ブロック図である。
　自動車制御装置１０５は、トルク指令生成部２０１、惰性走行モード判別部２０３、電圧判定部２０５、速度制御部２０９、状態制御部２１１、及びトルク指令選択部２１３を有している。トルク指令生成部２０１と惰性走行モード判別部２０３には、アクセルペダル情報１１７Ａとブレーキペダル情報１１８Ａが入力され、電圧判定部２０５には、線間電圧情報１０７Ａとインバータ直流電圧情報１１６Ａが入力され、速度制御部２０９には、駆動輪速度１１４Ａとモータ速度１０８Ｂが入力される。
　トルク指令生成部２０１は、アクセルペダル情報１１７Ａとブレーキペダル情報１１８Ａを基に通常時トルク指令２０１Ａを生成する。惰性走行モード判別部２０３は、アクセルペダル情報１１７Ａとブレーキペダル情報１１８Ａの両方がＯＦＦの時に惰性走行フラグ２０３ＡをＯＮにする。
　電圧判定部２０５は、線間電圧情報１０７Ａから無負荷誘起電圧Ｅｍを演算する。そして、無負荷誘起電圧Ｅｍとインバータ直流電圧情報１１６Ａのインバータ直流電圧Ｖｄｃとを比較し、無負荷誘起電圧Ｅｍの方がインバータ直流電圧Ｖｄｃ以上の時には高速フラグ２０５ＡをＯＮに、インバータ直流電圧Ｖｄｃよりも小さい時にはＯＦＦにする。
　速度制御部２０９は、駆動輪３０７の駆動輪速度１１４Ａと永久磁石モータ１０３のモータ速度１０８Ｂが等しくなるように、つまり、永久磁石モータ１０３の速度が駆動輪３０７の速度と等しくなるように、速度制御時トルク指令２０９Ａを出力する。例えば、ＰＩ制御器を用いた構成とする。
　トルク指令選択部２１３は、後述する状態制御部２１１から出力された速度制御フラグ２１１ＡがＯＮの時には速度制御時トルク指令２０９Ａを出力し、ＯＦＦの時には通常時トルク指令２０１Ａをトルク指令１０５Ｂに出力する。
　状態制御部２１１の動作については、図５、６のタイムチャート、および図７、８のフローチャートを参照して詳細を説明する。
　図５は、無負荷誘起電圧Ｅｍがインバータ直流電圧Ｖｄｃよりも小さい場合のタイムチャート、図６は、無負荷誘起電圧Ｅｍがインバータ直流電圧Ｖｄｃよりも大きい場合のタイムチャート、図７は、第１実施形態における惰性走行開始時のフローチャート、図８は、第１実施形態における惰性走行終了時のフローチャートである。
　まず、図７を用いて惰性走行に入る際の動作について説明する。惰性走行フラグ２０３ＡがＯＮになると（Ｓ１０１）、クラッチ指令を「解放」に設定する（Ｓ１０２）。クラッチ１２０が解放になった後、高速フラグ２０５Ａを参照し、高速フラグ２０５ＡがＯＦＦの場合、つまり、無負荷誘起電圧Ｅｍがインバータ直流電圧Ｖｄｃよりも小さい場合（Ｓ１０３でＮＯ）には、制御指令１０５Ａを「インバータ停止」に設定する（Ｓ１０５）。
　一方、高速フラグ２０５ＡがＯＮの場合、つまり、無負荷誘起電圧Ｅｍがインバータ直流電圧Ｖｄｃよりも大きい場合（Ｓ１０３でＹＥＳ）には、制御指令１０５Ａを「三相短絡」に設定する（Ｓ１０４）。そして、Ｓ１０４の三相短絡によって永久磁石モータ１０３の速度が減速し、無負荷誘起電圧Ｅｍが徐々に小さくなってインバータ直流電圧Ｖｄｃよりも小さくなった時点で、高速フラグ２０５ＡがＯＦＦ（Ｓ１０３でＮＯ）になり、制御指令１０５Ａは「インバータ停止」に設定する。
　続いて、図８を用いて惰性走行を終了する際の動作について説明する。惰性走行フラグ２０３ＡがＯＦＦになると（Ｓ２０１）、インバータ装置１０１を起動し（Ｓ２０２）、制御指令１０５Ａを「トルク制御」、速度制御フラグ２１１ＡをＯＮに設定し、速度制御を開始する（Ｓ２０３）。
　そして、モータ速度１０８Ｂが駆動輪速度１１４Ａと一致するまで制御を行い（Ｓ２０４）、一致したら（Ｓ２０４でＹＥＳ）、クラッチ指令を「締結」に設定し（Ｓ２０５）、クラッチ１２０が締結された後、速度制御フラグ２１１ＡをＯＦＦにする。その後、トルク指令１０５Ｂを立ち上げて加速または減速していく（Ｓ２０６）。
　本実施形態では、クラッチ１２０を切り離した状態で無負荷誘起電圧Ｅｍがインバータ直流電圧Ｖｄｃよりも小さい時にインバータ装置１０１を停止することで消費電力量を低減することができる。また、クラッチ１２０を切り離した状態では、モータ速度１０８Ｂと駆動輪速度１１４Ａとの間に乖離が生じていくが、インバータ装置１０１を停止することで永久磁石モータ１０３の減速が緩やかになり、永久磁石モータ１０３の回転速度（１０８Ｂ）を駆動輪の速度（１１４Ａ）と等しくするまでにかかる復帰時間が短縮されるというメリットが得られる。また、特許文献２のように、クラッチを切り離さずにインバータを停止する場合と比較して、永久磁石モータ１０３が回転することによって発生する鉄損や機械損が駆動輪に伝わらないため、惰性走行時の減速度を小さくし、乗り心地を改善することができる。
　さらに、無負荷誘起電圧Ｅｍがインバータ直流電圧Ｖｄｃよりも大きい時にモータ速度を減速することでインバータ装置１０１を停止することができるようになり、自動車が高速走行をしている際の消費電力量を低減することができる。
　モータ速度を減速させる方法として、三相短絡を用いることで、惰性走行中に意図せずにインバータ回路１０４の直流電力側に回生が発生するのを防ぐことができる。また、クラッチ１２０を解放しているので三相短絡のデメリットであるトルク脈動が駆動輪に伝わらず、乗り心地が悪化するのをふせぐことができる。
　なお、本実施形態の図５、図６では、アクセルペダルを踏んで再加速する場合の例を示したが、ブレーキペダルを踏んで減速する場合でも同様の効果が得られる。
＜第２実施形態＞
　図９は、第２実施形態における制御システムの全体構成を表す機能ブロック図である。
　本実施形態において特徴的なところは、第１実施形態と比較して、自動車制御装置１０５が自動車制御装置１３５に変更されており、線間電圧情報１０７Ａの代わりに永久磁石モータ１０３の温度を検出する温度センサ１１１から得られた温度情報１１１Ａが自動車制御装置１３５に入力されている点である。
　図１０は、自動車制御装置１３５の変形例を示す機能ブロック図である。
　自動車制御装置１３５は、第１実施形態の電圧判定部２０５が電圧判定部２２５に変更されている。本実施形態では、線間電圧情報から無負荷誘起電圧Ｅｍを演算するのではなく、モータ速度１０８Ｂとモータ温度１１１Ａから無負荷誘起電圧Ｅｍを演算する。
　無負荷誘起電圧Ｅｍは、モータ速度１０８Ｂとモータ温度１１１Ａによって概ね計算することができるので、本実施形態の構成でも第１実施形態と同様な効果が得られる。ここでは、温度センサ１１１から得たモータ温度１１１Ａの情報を用いているが、熱回路網や誘起電圧から温度を推定する方法を用いても同様な効果が得られる。また、温度による影響は微小であるため、温度が一定と仮定して無負荷誘起電圧Ｅｍを演算しても概ね同様の効果が得られる。
　図１１は、自動車制御装置１３５の変形例を示す機能ブロック図である。
　本実施形態では無負荷誘起電圧Ｅｍをモータ速度１０８Ｂから演算して状態を制御しているが、図１１に示すように、速度判定部２３５において速度で判定する構成としても良い。具体的には、無負荷誘起電圧Ｅｍがインバータ直流電圧Ｖｄｃと等しくなる速度を、インバータ直流電圧情報１１６Ａとモータ温度１１１Ａから演算して速度閾値として設定し、モータ速度１０８Ｂが速度閾値以上になったら高速フラグをＯＮにする構成である。
＜第３実施形態＞
　図１２は、第３実施形態における制御システムの全体構成を表す機能ブロック図である。
　本実施形態において特徴的なところは、第１実施形態と比較して、自動車制御装置１０５が自動車制御装置３５５に変更されており、線間電圧情報１０７Ａの代わりに永久磁石モータ１０３の三相電流を検出する相電流検出回路１０６から得られた相電流情報１０６Ａが自動車制御装置３５５に入力されている点である。
　図１３は、第３実施形態における自動車制御装置３５５の機能ブロック図である。
　自動車制御装置３５５は、第１実施形態の電圧判定部２０５が電圧判定部３６０に変更されている。本実施形態では、無負荷誘起電圧Ｅｍとインバータ直流電圧の比較を三相電流を用いて行う。具体的には、無負荷誘起電圧Ｅｍがインバータ直流電圧Ｖｄｃよりも小さいときには三相電流がゼロになるのに対して、無負荷誘起電圧Ｅｍがインバータ直流電圧Ｖｄｃよりも大きいときには三相電流がゼロ以外になるので、相電流情報１０６Ａのいずれかの絶対値が閾値以上になったら高速フラグをＯＮにする構成である。
＜第４実施形態＞
　図１４は、惰性走行開始時の制御処理の変形例を説明するフローチャートである。
　第４実施形態では、三相短絡の代わりに、永久磁石モータ１０３の速度制御（Ｓ３０４）によってモータ速度を減速させることを特徴とする。永久磁石モータ１０３を速度制御する場合、三相短絡とは異なり、惰性走行中にインバータ回路１４１の直流電力側に回生が発生するが、回生により永久磁石モータ１０３の回転エネルギーを回収することができ、回生量を増やすことができる。また、永久磁石モータ１０３を速度制御する方が、三相短絡よりも短時間でモータ速度を減速させることができ、インバータ装置１０１の停止を早めることができる。
　例えば速度制御の指令値は、第２実施形態で説明した速度閾値に設定する。また、三角波生成部１７では、通常制御時よりもキャリア周波数を小さく設定しても良い。クラッチ１２０を解放している状態では、トルク脈動が駆動輪３０７に伝わらず、乗り心地が悪化することもないので、キャリア周波数を小さく設定することで損失を低減することができる。
＜第５実施形態＞
　図１５は、惰性走行開始時の制御処理の他の変形例を説明するフローチャートである。
　第５実施形態では、永久磁石モータ１０３の速度制御（Ｓ４０４）において、速度制御の目標値を駆動輪の速度と等しく設定する。本実施形態によれば、上述の各実施形態よりも、再起動時の復帰時間、つまり、インバータ装置１０１を再起動させて永久磁石モータ１０３の回転速度を駆動輪の速度と等しくするまでにかかる復帰時間が短縮されるというメリットが得られる。
　また、特許文献２のようにクラッチを切り離さずにインバータを停止する場合と比較して、永久磁石モータ１０３が回転することによって発生する鉄損や機械損が駆動輪に伝わらないため、惰性走行時の減速度を小さくし、乗り心地を改善することができる。本実施形態においても第４実施形態と同様に、キャリア周波数を小さく設定しても良い。
　以上、本発明の実施形態について詳述したが、本発明は、前記の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の精神を逸脱しない範囲で、種々の設計変更を行うことができるものである。例えば、前記した実施の形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。さらに、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
１１：電流指令生成部、１３：三相／ｄｑ変換部、１４：電流制御部 、１５：ｄｑ／三相電圧変換部、１６：速度算出部、１７：三角波生成部、１８：ゲート信号生成部、１９：ゲート信号選択部、１０１：インバータ装置、１０２：直流電圧、１０３：永久磁石モータ、１０４：インバータ回路、１０５：自動車制御装置、１０５Ａ：制御指令、１０５Ｂ：トルク指令、１０５Ｃ：クラッチ指令、１０６：相電流検出回路、１０６Ａ：相電流情報、１０７：線間電圧検出回路、１０７Ａ：線間電圧情報、１０８：インバータ制御装置、１０８Ａ：ゲート指令、１０８Ｂ：モータ速度、１１２：回転角センサ、１１２Ａ：回転角情報（モータ回転位相角）、１１４：駆動輪速度検出部、１１４Ａ：駆動輪速度、１１６：インバータ直流電圧検出部、１１６Ａ：インバータ直流電圧信号、１１７：アクセルペダルセンサ、１１７Ａ：アクセルペダル情報、１１８：ブレーキペダルセンサ、１１８Ａ：ブレーキペダル情報、１２０：クラッチ、１３５：自動車制御装置、１４１：インバータ主回路、１４２：ゲート・ドライバ、２０１：トルク指令生成部、２０１Ａ：通常時トルク指令、２０３：惰性走行モード判別部、２０３Ａ：惰性走行フラグ、２０５：電圧判定部、２０５Ａ：高速フラグ、２０９：速度制御部、２０９Ａ：速度制御時トルク指令、２１１：状態制御部、２１１Ａ：速度制御フラグ、２１３：トルク指令選択部、２２５：電圧判定部、２３５：速度判定部、３００：バッテリ、３０１：トランスミッション、３０３：デファレンシャルギヤ、３０５：ドライブシャフト、３０７：駆動輪、３５５：自動車制御装置、３６０：電圧判定部

Claims (10)

  1. 　永久磁石モータと、該永久磁石モータを制御するインバータ装置と、前記永久磁石モータと駆動輪との間の駆動力伝達経路を連結又は解放可能なクラッチと、を有する車輌を制御する車輌制御装置であって、
    　前記クラッチが解放状態でかつ前記永久磁石モータの回転により発生する誘起電圧が所定値よりも小さいときは、前記インバータ装置による前記永久磁石モータの制御を停止させることを特徴とする車輌制御装置。
  2. 　前記クラッチが解放状態でかつ前記誘起電圧が前記所定値より大きいときは、前記永久磁石モータの回転速度が目標値となるように前記インバータ装置により前記永久磁石モータを減速させることを特徴とする請求項１に記載の車輌制御装置。
  3. 　前記回転速度の目標値は、前記誘起電圧が前記所定値以下となる値であることを特徴とする請求項２に記載の車輌制御装置。
  4. 　前記インバータ装置のインバータ回路が有する全ての上アームまたは全ての下アームのいずれか一方をＯＮにして前記永久磁石モータを三相短絡させることにより、前記永久磁石モータの回転速度を減速させることを特徴とする請求項２又は３に記載の車輌制御装置。
  5. 　前記回転速度の目標値は、前記駆動輪の速度と等しくなる値に設定されることを特徴とする請求項２に記載の車輌制御装置。
  6. 　前記永久磁石モータの線間電圧を検出し、該線間電圧に基づいて前記誘起電圧を演算することを特徴とする請求項１に記載の車輌制御装置。
  7. 　前記永久磁石モータのモータ温度とモータ速度を検出し、該モータ温度とモータ速度に基づいて前記誘起電圧を演算することを特徴とする請求項１に記載の車輌制御装置。
  8. 　前記インバータ装置の三相電流を検出し、該三相電流の絶対値が予め設定された閾値以上になった場合に、前記インバータ装置により前記永久磁石モータを減速させることを特徴とする請求項２に記載の車輌制御装置。
  9. 　モータ温度と前記所定値に基づいて、前記誘起電圧が前記所定値と等しくなる回転速度を演算し、該算出した回転速度を速度閾値として設定し、前記永久磁石モータの回転速度が前記速度閾値以上の場合に、前記インバータ装置により前記永久磁石モータを減速させることを特徴とする請求項２に記載の車輌制御装置。
  10. 　請求項１から請求項９のいずれか一項に記載の車輌制御装置を搭載した自動車。
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