WO2020090073A1 - 放電加工機の電源装置 - Google Patents

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WO2020090073A1
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period
power supply
switching elements
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鈴木　雅人
横山　直人
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株式会社牧野フライス製作所
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    • B23H1/02—Electric circuits specially adapted therefor, e.g. power supply, control, preventing short circuits or other abnormal discharges
    • B23H1/022—Electric circuits specially adapted therefor, e.g. power supply, control, preventing short circuits or other abnormal discharges for shaping the discharge pulse train
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    • B23H2300/10—Pulsed electrochemical machining
    • B23H2300/12—Positive and negative pulsed electrochemical machining

Definitions

  • the present invention relates to a power supply device for an electric discharge machine.
  • a power supply device that supplies a pulsed current between the electrodes that are made up of a workpiece and electrodes that face each other with a predetermined gap is used. Be done.
  • a power supply device for such an electric discharge machine includes a DC power supply connected in parallel between the electrodes to apply a voltage for generating a current between the electrodes, and a switching element arranged between the electrodes and the DC power supply. , And the cable is interposed between the electrodes and the switching element.
  • Patent Document 1 a power supply device of an electric discharge machine that reduces a ripple of a current that consumes an electrode.
  • the ripple of the current can be reduced by increasing the switching frequency of the switching element or by arranging a smoothing inductor (for example, a coil) having a high inductor value in the cable.
  • the machining speed of the workpiece may decrease due to the long time it takes to start the current and reach the peak current. ..
  • the energy stored in the power supply device of the electric discharge machine increases immediately after switching the switching element from ON to OFF.
  • the time from the start of the fall of the current to the time when the value of the current becomes zero becomes long, and abnormal arc discharge may occur.
  • An object of the present invention is to provide a power supply device for an electric discharge machine that can reduce the ripple of current without adverse effects due to the amount of heat generation, a decrease in machining speed of a workpiece, and abnormal arc discharge.
  • a power supply device for an electric discharge machine is an electric discharge machine that supplies a pulsed current between electrodes, which are formed of a work and an electrode facing each other with a predetermined gap therebetween, for electric discharge machining of the work.
  • a power supply device wherein a DC power supply connected in parallel between the electrodes to apply a voltage for generating a current between the electrodes, and a plurality of switching elements arranged in parallel between the electrodes and the DC power supply.
  • a current value acquisition unit that acquires a current value, and a cycle for switching a plurality of switching elements from off to on between the time when the current value reaches a predetermined value and the time when the current starts falling.
  • the same period is set, and a plurality of switching elements are switched from OFF to ON in a predetermined order for each timing of a predetermined phase, and the ON period of each of the plurality of switching elements is changed.
  • It is set based on the difference of predetermined value with the value of the current, comprising the period, and on-off control unit for performing on-off control of a plurality of switching elements based on the timing and ON period, the.
  • the period for switching a plurality of switching elements from OFF to ON is set to the same period between the time when the current value reaches a predetermined value and the time when the current starts falling.
  • a plurality of switching elements are turned on in a predetermined order for each predetermined phase timing. Switch to.
  • the ON period of each of the plurality of switching elements is set based on the difference between the current value and the predetermined value. To set.
  • the on / off control of the plurality of switching elements is performed based on the cycle, the timing, and the on period from the time when the current value reaches a predetermined value to the time when the current starts falling.
  • the switching frequency when switching a plurality of switching elements from off to on in a predetermined order for each timing of the predetermined phase is the switching frequency of a single switching element and the number of the plurality of switching elements.
  • the switching frequency corresponds to the multiplied value. Since the ripple of the current becomes small in inverse proportion to the switching frequency, the magnitude of the ripple of the current generated between the poles by the power supply device of the electric discharge machine according to the present invention occurs between the poles when a single switching element is turned on and off.
  • the magnitude of the current ripple is substantially equivalent to the value obtained by dividing the magnitude of the current ripple by the number of switching elements. Therefore, the ripple of current can be reduced.
  • the heat generated by the switching loss of the switching element is distributed to the plurality of switching elements, the influence of the heat generation is eliminated, and the ability of each of the plurality of switching elements can be improved.
  • the present invention since it is not necessary to dispose a smoothing inductor having a high inductor value in order to reduce the ripple of the current, it is possible to reduce the machining speed of the work that occurs when the smoothing inductor having a high inductor value is arranged. And there is no abnormal arc discharge.
  • the timing of the predetermined phase is the timing of the phase that is equal to the value obtained by dividing 360 ° by the number of the switching elements. As a result, it is possible to reduce variations in the magnitude of the current ripple.
  • the on / off control unit reduces the on period when the current value becomes larger than a first threshold value larger than a predetermined value, and the current value is smaller than a predetermined threshold value.
  • the ON period is increased. This makes it possible to prevent the current value from deviating significantly from the predetermined value corresponding to the peak current that is the target current.
  • a current regeneration unit that regenerates current is arranged between the first connection point between the poles and one of the plurality of switching elements and the second connection point between the poles and the DC power supply. This makes it possible to reduce the energy stored in the power supply device of the electric discharge machine immediately after switching the switching element from on to off.
  • FIG. 3 is a flowchart for explaining the operation of the power supply device of the electric discharge machine of FIG. 1.
  • 3 is a timing chart for explaining the operation of the power supply device of the electric discharge machine of FIG. 1. It is an enlarged view of the part A of the timing chart of FIG. It is an enlarged view of the part B of the timing chart of FIG.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit of a power supply device of an electric discharge machine according to an embodiment of the present invention.
  • a power supply device 1 of an electric discharge machine is provided with a predetermined gap in order to perform electric discharge machining of a workpiece 2 immersed in an electric discharge machining liquid (not shown) in a machining tank.
  • a pulsed electric current is supplied via a cable 5 to a gap 4 between the opposing workpiece 2 and electrodes 3.
  • a power supply device 1 of an electric discharge machine includes a DC power supply 6, NMOS transistors 7a, 7b, 7c and 7d, diodes 8a, 8b, 8c, 8d, 9a, 9b, 9c and 9d, and a control unit 10. ..
  • the DC power supply 6 is connected in parallel to the gap 4 in order to apply the voltage for generating the current to the gap 4.
  • the pulse voltage applied to the gap 4 is, for example, 75 to 160 V, and has a frequency of around 1 KHz to several tens KHz.
  • the positive side of the DC power supply 6 is connected to the electrode 3, and the negative side of the DC power supply 6 is connected to the work 2 via the shunt resistor 11.
  • the NMOS transistor 7a is arranged between the cable 5 and the positive side of the DC power supply 6.
  • the NMOS transistor 7b is connected in parallel with the NMOS transistor 7a and is arranged between the electrode 3 and the positive side of the DC power supply 6.
  • one end of the NMOS transistor 7b is connected to the connection point 21 between the positive side of the DC power supply 6 and the NMOS transistor 7a via the connection point 21 and the connection point 22 between one end of the NMOS transistor 7b.
  • the other end of the NMOS transistor 7b is connected to the connection point 23 between the cable 5 and the positive side of the DC power supply 6.
  • the NMOS transistor 7c is connected in parallel to the NMOS transistors 7a and 7b, and is arranged between the electrode 3 and the positive side of the DC power supply 6.
  • one end of the NMOS transistor 7c is connected to the connection point 24 between the connection point 22 and one end of the NMOS transistor 7c, and the other end of the NMOS transistor 7c is connected between the cable 5 and the connection point 23. Connected to point 25.
  • the NMOS transistor 7d is connected in parallel to the NMOS transistors 7a, 7b, 7c and is arranged between the electrode 3 and the positive side of the DC power supply 6.
  • one end of the NMOS transistor 7d is connected to the connection point 24, and the other end of the NMOS transistor 7d is connected to the connection point 26 between the cable 5 and the connection point 25.
  • the NMOS transistors 7a, 7b, 7c, 7d are parallel to each other and are arranged between the electrode 3 and the positive side of the DC power supply 6.
  • the NMOS transistors 7a, 7b, 7c, 7d are examples of a plurality of switching elements.
  • the diode 8a is provided to prevent backflow, and has an anode connected to the connection point 23 and a cathode connected to the NMOS transistor 7a.
  • the diode 8b is provided to prevent backflow, and has an anode connected to the connection point 23 and a cathode connected to the NMOS transistor 7b.
  • the diode 8c is provided to prevent backflow and has an anode connected to the connection point 25 and a cathode connected to the NMOS transistor 7c.
  • the diode 8d is provided to prevent backflow, and has an anode connected to the connection point 26 and a cathode connected to the NMOS transistor 7d.
  • the diode 9a is provided to regenerate a current immediately after the NMOS transistor 7a is switched from on to off, and has a connection point 27 between the NMOS transistor 7a and the cathode of the diode 8a, the interelectrode gap 4 and the minus of the DC power supply 6. It is located between the connection points 28 between the sides.
  • the connection point 27 is an example of the first connection point
  • the connection point 28 is an example of the second connection point.
  • the diode 9b is provided to regenerate the current immediately after the NMOS transistor 7b is switched from ON to OFF, and is connected between the connection point 29 between the NMOS transistor 7b and the cathode of the diode 8b and between the interpole 4 and the connection point 28. Between the connection points 30 of the.
  • the connection point 29 is an example of a first connection point
  • the connection point 30 is an example of a second connection point.
  • the diode 9c is provided to regenerate a current immediately after the NMOS transistor 7c is switched from ON to OFF, and is connected between the connection point 31 between the NMOS transistor 7c and the cathode of the diode 8c and between the interpole 4 and the connection point 30. Between the connection points 32 of the.
  • the connection point 31 is an example of a first connection point
  • the connection point 32 is an example of a second connection point.
  • the diode 9d is provided to regenerate the current immediately after the NMOS transistor 7d is switched from ON to OFF, and is connected between the connection point 33 between the NMOS transistor 7d and the cathode of the diode 8d and between the interpole 4 and the connection point 32. Between the connection points 34 of the.
  • the connection point 33 is an example of the first connection point
  • the connection point 34 is an example of the second connection point.
  • the diodes 9a, 9b, 9c, 9d are examples of the current regeneration unit.
  • the control unit 10 is composed of, for example, a field programmable gate array (FPGA), and has a current value acquisition unit 10a and an on / off control unit 10b.
  • FPGA field programmable gate array
  • the current value acquisition unit 10a is connected to a connection point 35 between the connection point 34 and one end of the shunt resistor 11 and a connection point 36 between the other end of the shunt resistor 11 and the work 2, and the value of the current flowing in the interelectrode gap 4 Has a current sense amplifier (not shown) that amplifies and outputs the voltage across the shunt resistor 11 corresponding to.
  • the current value acquisition unit 10a sets the value of the voltage output from the current sense amplifier to the value of the current based on the table representing the relationship between the voltage and the current stored in the storage unit (not shown) of the control unit 10. By converting, the value of the current flowing through the gap 4 is obtained. Then, the current value acquisition unit 10a supplies the acquired data of the current value I d to the on / off control unit 10b.
  • the storage unit of the control unit 10 stores a target current I t , target upper limit and target lower limit data, and a control computer program, which will be described later, in addition to the table showing the relationship between the voltage and the current.
  • the pulse signal P generated by the pulse generation circuit 13 is input to the on / off control unit 10b automatically or by an operator based on the pulse generation condition corresponding to the machining condition setting of the workpiece 2 set in the NC device 12.
  • the processing condition setting of the work 2 is determined in relation to the material of the work 2, the material of the electrode 3, the processing shape of the work 2, and the like.
  • the pulse generation conditions include the pulse on / off time of the pulse train, the number of pulses in the pulse train, and the pulse rest time.
  • the on / off control unit 10b based on the data of the current value I d and the pulse signal P, the pulse signal S1 for turning on / off the NMOS transistor 7a, the pulse signal S2 for turning on / off the NMOS transistor 7b, and the NMOS transistor 7c.
  • a pulse signal S3 for turning on and off and a pulse signal S4 for turning on and off the NMOS transistor 7d are generated.
  • on-off control section 10b during a period from reaching the target current I t values I d of current corresponding to the peak current to the start of the fall, NMOS transistors 7a, 7b, 7c, The switching cycle for switching 7d from off to on is set to the same cycle T.
  • Target current I t is an example of a pre-determined value.
  • on-off control section 10b between the value I d of the current has reached the target current I t to the start of falling, each timing of 90 ° of phase corresponding to 1/4 of the switching cycle
  • the NMOS transistor 7a, the NMOS transistor 7b, and the NMOS transistors 7c and 7d are switched from off to on in this order. That is, the on-off control section 10b, between the value I d of the current has reached the target current I t to the start of falling, NMOS transistors 7a for each timing of 90 ° of phase, 7b, 7c, 7d In order from off to on.
  • the 90 ° phase timing is an example of the phase timing of a value obtained by dividing 360 ° by the number of switching elements.
  • the timing of the phase does not have to be equal in this way, and is predetermined and may be 360 ° in one round, and may be 80 °, 100 °, 80 °, 100 °, for example.
  • the on / off control unit 10b determines that the switching cycle of each of the NMOS transistors 7a, 7b, 7c, 7d and the switching cycle of each of the NMOS transistors 7a, 7b, 7c, 7d rises with the clock of the control unit 10 (not shown).
  • the timing at which the switching period of each of the NMOS transistors 7a, 7b, 7c, 7d rises corresponds to the timing at which each of the NMOS transistors 7a, 7b, 7c, 7d is switched from off to on.
  • on-off control section 10b between the value I d of the current has reached the target current I t to the start of falling, NMOS transistors 7a, 7b, 7c, each of the on periods 7d, the current It is set based on the difference between the value I d of the target current I t and the target current I t .
  • the on / off control unit 10b is switched from off to on among the NMOS transistors 7a, 7b, 7c, and 7d when the current value I d becomes larger than the target upper limit larger than the target current I t.
  • the ON period of the NMOS transistor is reduced.
  • the target upper limit is an example of the first threshold value.
  • the on / off control unit 10b turns the NMOS transistors 7a, 7b, 7c, 7d from off to on when the current value I d becomes smaller than the target lower limit smaller than the target current I t.
  • the ON period of the switched NMOS transistors 7a, 7b, 7c, 7d is increased.
  • the target lower limit is an example of the second threshold value.
  • the ON period T a is 1/8 of the switching period
  • the ON period T b is 1/4 of the switching period
  • the ON period T c is 1/16 of the switching period.
  • the on-off control section 10b during a period from reaching the target current I t values I d of current corresponding to the peak current to the start of the fall, the switching period, phase timing and NMOS transistors of the 90 °
  • the ON / OFF control of the NMOS transistors 7a, 7b, 7c, 7d is performed based on the ON period of each of the 7a, 7b, 7c, 7d.
  • FIG. 2 is a flowchart for explaining the operation of the power supply device of the electric discharge machine of FIG. This flow is executed based on the control computer program stored in the storage unit of the control unit 10, each time the pulse signal P is switched from OFF to ON mainly by each element of the control unit 10.
  • the on / off control unit 10b outputs pulse signals S1, S2, S3, S4 for turning on all the NMOS transistors 7a, 7b, 7c, 7d to the NMOS transistors 7a, 7b, 7c, 7d, respectively (step S1).
  • the current value control unit 10b acquires the current value I d (step S2).
  • the on / off control unit 10b determines whether or not the current value I d has reached the target current I t (step S3). If the current value I d does not reach the target current I t , the process returns to step S3 (No in step S3).
  • the on / off control unit 10b causes the pulse signal S1 to turn off all the NMOS transistors 7a, 7b, 7c, 7d.
  • S2, S3, S4 are output to the NMOS transistors 7a, 7b, 7c, 7d, respectively (step S4).
  • the on / off control unit 10b starts the switching cycle of any of the NMOS transistors 7a, 7b, 7c, 7d (step S5).
  • the on / off control unit 10b causes the period counter (not shown) corresponding to the NMOS transistor (for example, the NMOS transistor 7a) whose switching period has started to start counting (step S6).
  • the current value acquisition unit 10a acquires the current value I d .
  • the on / off control unit 10b determines whether or not the current value I d is larger than the target upper limit (step S7).
  • the on / off control unit 10b sets the on period of the NMOS transistor in which the switching cycle has started to T c, and outputs a corresponding pulse signal to the NMOS transistor. Output (step S8).
  • the on / off control unit 10b determines whether the current value I d is smaller than the target lower limit (step S9).
  • the on / off control unit 10b sets the on period of the NMOS transistor in which the switching cycle has started to T b, and outputs a corresponding pulse signal to the NMOS transistor. Output (step S10).
  • the on / off control unit 10b sets the on period of the NMOS transistor in which the switching cycle has started to T a and outputs the corresponding pulse signal.
  • the signal is output to the NMOS transistor (step S11).
  • step S10 the on / off control unit 10b determines whether the pulse signal P has fallen (step S12). When the pulse signal P falls (Yes in step S12), the control unit 10 ends the process. On the other hand, when the pulse signal P has not fallen (No in step S12), the on / off control unit 10b increments the count of the period counter corresponding to the NMOS transistor whose switching period has started by 1/4 period (step S13). ), And returns to step S6.
  • NMOS transistors 7a, 7b, 7c, the on-period T b of 7d are on period to reach the target current I t after the value I d of the current is smaller than the target lower limit
  • the on-period T c it can be said that an on period to reach the target current I t after the value I d of the current is larger than the target upper limit.
  • FIG. 3 is a timing chart for explaining the operation of the power supply device of the electric discharge machine of FIG. 1
  • FIG. 4 is an enlarged view of part A of the timing chart of FIG. 3
  • FIG. 5 is of FIG. It is an enlarged view of the part B of a timing chart.
  • FIG. 3 (a) represents the pulse signal P, (b) represents the voltage between the electrodes 4, and (c) represents the current value I d . Further, in FIG. 3, (d), (e) and (f) respectively represent the current flowing through the NMOS transistor 7a, the switching period of the NMOS transistor 7a and the pulse signal S1. Further, in FIG. 3, (g), (h) and (i) respectively represent the current flowing through the NMOS transistor 7b, the switching period of the NMOS transistor 7b and the pulse signal S2. Further, in FIG. 3, (j), (k) and (l) respectively represent the current flowing through the NMOS transistor 7c, the switching period of the NMOS transistor 7c and the pulse signal S3. Further, in FIG. 3, (m), (n) and (o) respectively represent the current flowing through the NMOS transistor 7d, the switching period of the NMOS transistor 7d and the pulse signal S4.
  • the current value acquisition unit 10a acquires the current value I d every time the rising edge of the switching cycle of any of the NMOS transistors 7a, 7b, 7c, 7d is detected.
  • the on-time of the NMOS transistor 7c becomes T c .
  • the operation of setting the ON period of the NMOS transistor 7c to T c at time t6 corresponds to the Yes processing of step S9 and the processing of step S10.
  • the current value I d becomes smaller than the target upper limit and falls between the target upper limit and the target current I t at time t7 when the waveform of the switching cycle of the NMOS transistor 7a rises
  • the on-time of the NMOS transistor 7a becomes T a .
  • step S12 When the pulse signal P falls at time t8, the current value Id decreases and becomes zero at time t9.
  • This processing corresponds to the Yes processing in step S12.
  • the switching frequency when switching the NMOS transistors 7a, 7b, 7c, 7d from off to on in a predetermined order for each 90 ° phase timing is the switching frequency of a single NMOS transistor. 4 times the switching frequency. Since the ripple of the current decreases in inverse proportion to the switching frequency, the magnitude of the ripple of the current generated in the gap 4 between the poles is 1 of the magnitude of the ripple of the current generated in the gap 4 when a single NMOS transistor is turned on and off. The size corresponds to / 4. Therefore, the ripple of the current can be reduced.
  • the heat generated by the switching loss of the NMOS transistors 7a, 7b, 7c, 7d is distributed to the NMOS transistors 7a, 7b, 7c, 7d, so that there is no influence of the heat generation and a plurality of switchings are performed.
  • the respective capabilities of the device can be improved.
  • the ON time of the NMOS transistors 7a, 7b, 7c, 7d is lengthened and the current value I d becomes larger than the target upper limit.
  • the value I d of the current it is possible to prevent significant deviation from the target current.
  • the electric discharge machining is performed immediately after the NMOS transistors 7a, 7b, 7c, 7d are switched from ON to OFF.
  • the energy stored in the power supply device 1 of the machine can be reduced.
  • the present invention is not limited to the above-mentioned embodiment, and many modifications and variations are possible.
  • the number of NMOS transistors may be two, three, five, or more, and when the number of NMOS transistors is two, in a predetermined order for each 180 ° phase timing.
  • the two NMOS transistors 7 are switched from off to on.
  • at least one of the diodes 8a, 8b, 8d, 8d, 9a, 9b, 9c, 9d may be omitted.
  • a PMOS transistor or the like may be used as the switching element.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Manufacturing & Machinery (AREA)
  • Electrical Discharge Machining, Electrochemical Machining, And Combined Machining (AREA)

Abstract

放電加工機の電源装置（１）は、極間（４）に並列に接続した直流電源（６）と、極間（４）と直流電源（６）の間に配置した互いに並列な複数のスイッチング素子（７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ）と、電流の値を取得する電流値取得部（１０ａ）と、電流の値が予め決定された値に到達してから立下がりを開始するまでの間に、複数のスイッチング素子（７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ）をオフからオンに切り替える周期を、同一の周期に設定し、３６０°を複数のスイッチング素子（７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ）の個数で除した９０°の位相のタイミングごとに予め決定された順番でオフからオンに切り替え、それぞれスイッチング素子のオン期間を、電流の値と予め決定された値の差に基づいて設定し、周期、タイミング及びオン期間に基づいて複数のスイッチング素子（７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ）のオンオフ制御を行うオンオフ制御部（１０ｂ）と、を備える。

Description

放電加工機の電源装置
　本発明は、放電加工機の電源装置に関する。
　ワークを放電加工（例えば、形彫放電加工）する放電加工機において、予め決定された間隙を設けて互いに対向するワーク及び電極から構成される極間にパルス状の電流を供給する電源装置が用いられる。このような放電加工機の電源装置は、電流を生成するための電圧を極間に印加するために極間に並列に接続した直流電源と、極間と直流電源の間に配置したスイッチング素子と、を備え、極間とスイッチング素子の間にケーブルが介在する。
　従来、電極を消耗させる電流のリップルを低減する放電加工機の電源装置が提案されている（例えば、特許文献１）。スイッチング素子のスイッチング周波数を増大することによって又はインダクタ値の高い平滑用インダクタ（例えば、コイル）をケーブルに配置することによって、電流のリップルを低減することができる。
特開平７－９２５５号公報
　しかしながら、電流のリップルを低減するためにスイッチング素子のスイッチング周波数を増大した場合、スイッチング周波数が増大するに従ってスイッチング素子のスイッチング損失が増大することによってスイッチング素子の発熱量が増大するので、発熱による悪影響が及ぼされるという不都合がある。
　電流のリップルを低減するためにインダクタ値の高い平滑用インダクタをケーブルに配置した場合、電流を立ち上げてピーク電流に到達するまでの時間が長くなることによってワークの加工速度が低下するおそれがある。
　また、電流のリップルを低減するためにインダクタ値の高い平滑用インダクタをケーブルに配置した場合、スイッチング素子をオンからオフに切り替えた直後に放電加工機の電源装置に蓄積されるエネルギーが増大するので、電流の立下げの開始時から電流の値が零になるまでの時間が長くなり、異常アーク放電が生じるおそれがある。
　本発明の目的は、発熱量による悪影響、ワークの加工速度の低下及び異常アーク放電がなく電流のリップルを低減させることができる放電加工機の電源装置を提供することである。
　本発明による放電加工機の電源装置は、ワークを放電加工するために、予め決定された間隙を設けて互いに対向するワーク及び電極から構成される極間にパルス状の電流を供給する放電加工機の電源装置であって、電流を生成するための電圧を極間に印加するために極間に並列に接続した直流電源と、極間と直流電源の間に配置した互いに並列な複数のスイッチング素子と、電流の値を取得する電流値取得部と、電流の値が予め決定された値に到達してから立下がりを開始するまでの間に、複数のスイッチング素子をオフからオンに切り替える周期を、同一の周期に設定し、複数のスイッチング素子を、予め決定された位相のタイミングごとに予め決定された順番でオフからオンに切り替え、複数のスイッチング素子のそれぞれのオン期間を、電流の値と予め決定された値の差に基づいて設定し、周期、タイミング及びオン期間に基づいて複数のスイッチング素子のオンオフ制御を行うオンオフ制御部と、を備える。
　本発明によれば、電流の値が予め決定された値に到達してから立下がりを開始するまでの間に、複数のスイッチング素子をオフからオンに切り替える周期を、同一の周期に設定する。また、電流の値が予め決定された値に到達してから立下がりを開始するまでの間に、複数のスイッチング素子を、予め決定された位相のタイミングごとに予め決定された順番でオフからオンに切り替える。また、電流の値が予め決定された値に到達してから立下がりを開始するまでの間に、複数のスイッチング素子のそれぞれのオン期間を、電流の値と予め決定された値の差に基づいて設定する。そして、電流の値が予め決定された値に到達してから立下がりを開始するまでの間に、周期、タイミング及びオン期間に基づいて複数のスイッチング素子のオンオフ制御を行う。このように予め決定された位相のタイミングごとに予め決定された順番で複数のスイッチング素子をオフからオンに切り替える場合のスイッチング周波数は、単一のスイッチング素子のスイッチング周波数に複数のスイッチング素子の個数をかけた数値に相当するスイッチング周波数となる。電流のリップルはスイッチング周波数に反比例して小さくなるので、本発明による放電加工機の電源装置により極間に生じる電流のリップルの大きさは、単一のスイッチング素子をオンオフする場合に極間に生じる電流のリップルの大きさを複数のスイッチング素子の個数で除した値にほぼ相当する大きさとなる。したがって、電流のリップルを低減させることができる。
　また、本発明によれば、スイッチング素子のスイッチング損失によって生じる発熱が複数のスイッチング素子に分散されるので、発熱による影響がなくなり、複数のスイッチング素子のそれぞれの能力を向上させることができる。
　さらに、本発明によれば、電流のリップルを低減するためにインダクタ値の高い平滑用インダクタを配置する必要がないので、インダクタ値の高い平滑用インダクタを配置したときに生じるワークの加工速度の低下及び異常アーク放電がない。
　好適には、予め決定された位相のタイミングは、３６０°を複数のスイッチング素子の個数で除した値の均等な位相のタイミングである。これによって、電流のリップルのそれぞれの大きさのばらつきを少なくすることができる。
　好適には、オンオフ制御部は、電流の値が予め決定された値より大きい第１のしきい値より大きくなったときにオン期間を減少させ、電流の値が予め決定された値より小さい第２のしきい値より小さくなったときにオン期間を増大させる。これによって、電流の値を、目標電流であるピーク電流に対応する予め決定された値から大幅にずれないようにすることができる。
　好適には、電流を回生させる電流回生部を、極間と複数のスイッチング素子の一つの間の第１の接続点と極間と直流電源の間の第２の接続点の間に配置する。これによって、スイッチング素子をオンからオフに切り替えた直後に放電加工機の電源装置に蓄積されるエネルギーを低減させることができる。
本発明の一実施の形態による放電加工機の電源装置の回路を示す図である。 図１の放電加工機の電源装置の動作を説明するためのフローチャートである。 図１の放電加工機の電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。 図３のタイミングチャートの部分Ａの拡大図である。 図３のタイミングチャートの部分Ｂの拡大図である。
　本発明による放電加工機の電源装置の実施の形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。
　図１は、本発明の一実施の形態による放電加工機の電源装置の回路を示す図である。図１において、放電加工機の電源装置１は、加工槽の中の放電加工液（いずれも図示せず）に浸漬されたワーク２を放電加工するために、予め決定された間隙を設けて互いに対向するワーク２及び電極か３ら構成される極間４にケーブル５を介してパルス状の電流を供給する。
　放電加工機の電源装置１は、直流電源６と、ＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄと、ダイオード８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄ，９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄと、制御ユニット１０と、を備える。
　直流電源６は、電流を生成するための電圧を極間４に印加するために極間４に並列に接続される。極間４に印加されるパルス状の電圧は、例えば、７５～１６０Ｖであり、１ＫＨｚ前後から数十ＫＨｚの周波数を有する。本実施の形態では、直流電源６のプラス側は、電極３に接続され、直流電源６のマイナス側は、シャント抵抗１１を介してワーク２に接続される。
　ＮＭＯＳトランジスタ７ａは、ケーブル５と直流電源６のプラス側の間に配置される。ＮＭＯＳトランジスタ７ｂは、ＮＭＯＳトランジスタ７ａに並列に接続され、電極３と直流電源６のプラス側の間に配置される。本実施の形態では、ＮＭＯＳトランジスタ７ｂの一端は、直流電源６のプラス側とＮＭＯＳトランジスタ７ａの間の接続点２１に接続点２１とＮＭＯＳトランジスタ７ｂの一端の間の接続点２２を介して接続され、ＮＭＯＳトランジスタ７ｂの他端は、ケーブル５と直流電源６のプラス側の間の接続点２３に接続される。
　ＮＭＯＳトランジスタ７ｃは、ＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂに並列に接続され、電極３と直流電源６のプラス側の間に配置される。本実施の形態では、ＮＭＯＳトランジスタ７ｃの一端は、接続点２２とＮＭＯＳトランジスタ７ｃの一端の間の接続点２４に接続され、ＮＭＯＳトランジスタ７ｃの他端は、ケーブル５と接続点２３の間の接続点２５に接続される。
　ＮＭＯＳトランジスタ７ｄは、ＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃに並列に接続され、電極３と直流電源６のプラス側の間に配置される。本実施の形態では、ＮＭＯＳトランジスタ７ｄの一端は、接続点２４に接続され、ＮＭＯＳトランジスタ７ｄの他端は、ケーブル５と接続点２５の間の接続点２６に接続される。
　したがって、ＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄは、互いに並列であり、電極３と直流電源６のプラス側の間に配置される。ＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄは、複数のスイッチング素子の例である。
　ダイオード８ａは、逆流防止のために設けられ、接続点２３に接続したアノード及びＮＭＯＳトランジスタ７ａに接続したカソードを有する。ダイオード８ｂは、逆流防止のために設けられ、接続点２３に接続したアノード及びＮＭＯＳトランジスタ７ｂに接続したカソードを有する。ダイオード８ｃは、逆流防止のために設けられ、接続点２５に接続したアノード及びＮＭＯＳトランジスタ７ｃに接続したカソードを有する。ダイオード８ｄは、逆流防止のために設けられ、接続点２６に接続したアノード及びＮＭＯＳトランジスタ７ｄに接続したカソードを有する。
　ダイオード９ａは、ＮＭＯＳトランジスタ７ａがオンからオフに切り替えられた直後に電流を回生させるために設けられ、ＮＭＯＳトランジスタ７ａとダイオード８ａのカソードの間の接続点２７と極間４と直流電源６のマイナス側の間の接続点２８の間に配置される。接続点２７は、第１の接続点の例であり、接続点２８は、第２の接続点の例である。
　ダイオード９ｂは、ＮＭＯＳトランジスタ７ｂがオンからオフに切り替えられた直後に電流を回生させるために設けられ、ＮＭＯＳトランジスタ７ｂとダイオード８ｂのカソードの間の接続点２９と極間４と接続点２８の間の接続点３０の間に配置される。接続点２９は、第１の接続点の例であり、接続点３０は、第２の接続点の例である。
　ダイオード９ｃは、ＮＭＯＳトランジスタ７ｃがオンからオフに切り替えられた直後に電流を回生させるために設けられ、ＮＭＯＳトランジスタ７ｃとダイオード８ｃのカソードの間の接続点３１と極間４と接続点３０の間の接続点３２の間に配置される。接続点３１は、第１の接続点の例であり、接続点３２は、第２の接続点の例である。
　ダイオード９ｄは、ＮＭＯＳトランジスタ７ｄがオンからオフに切り替えられた直後に電流を回生させるために設けられ、ＮＭＯＳトランジスタ７ｄとダイオード８ｄのカソードの間の接続点３３と極間４と接続点３２の間の接続点３４の間に配置される。接続点３３は、第１の接続点の例であり、接続点３４は、第２の接続点の例である。
　ダイオード９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄは、電流回生部の例である。
　制御ユニット１０は、例えば、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）によって構成され、電流値取得部１０ａと、オンオフ制御部１０ｂと、を有する。
　電流値取得部１０ａは、接続点３４とシャント抵抗１１の一端の間の接続点３５及びシャント抵抗１１の他端とワーク２の間の接続点３６に接続され、極間４に流れる電流の値に対応するシャント抵抗１１の両端の電圧を増幅して出力する電流センスアンプ（図示せず）を有する。
　また、電流値取得部１０ａは、制御ユニット１０の記憶部（図示せず）に格納された電圧及び電流の関係を表すテーブルに基づいて電流センスアンプから出力された電圧の値を電流の値に変換することによって、極間４を流れる電流の値を取得する。そして、電流値取得部１０ａは、取得した電流の値Ｉdのデータをオンオフ制御部１０ｂに供給する。
　制御ユニット１０の記憶部は、電圧及び電流の関係を表すテーブルの他に、後に説明する目標電流Ｉt、目標上限及び目標下限のデータ並びに制御コンピュータプログラムを格納する。
　オンオフ制御部１０ｂは、自動的に又はオペレータによりＮＣ装置１２で設定されるワーク２の加工条件設定に対応するパルス発生条件に基づいてパルス発生回路１３によって発生するパルス信号Ｐが入力される。ワーク２の加工条件設定は、ワーク２の材質、電極３の材質、ワーク２の加工形状等に関連して決定される。パルス発生条件は、パルス列のパルスオンオフ時間、パルス列のパルス数、パルス休止時間等を含む。
　そして、オンオフ制御部１０ｂは、電流の値Ｉdのデータ及びパルス信号Ｐに基づいて、ＮＭＯＳトランジスタ７ａをオンオフするためのパルス信号Ｓ１、ＮＭＯＳトランジスタ７ｂをオンオフするためのパルス信号Ｓ２、ＮＭＯＳトランジスタ７ｃをオンオフするためのパルス信号Ｓ３及びＮＭＯＳトランジスタ７ｄをオンオフするためのパルス信号Ｓ４を生成する。
　本実施の形態では、オンオフ制御部１０ｂは、電流の値Ｉdがピーク電流に対応する目標電流Ｉtに到達してから立下がりを開始するまでの間に、ＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄをオフからオンに切り替えるスイッチング周期を、同一の周期Ｔに設定する。目標電流Ｉtは、予め決定された値の一例である。
　また、オンオフ制御部１０ｂは、電流の値Ｉdが目標電流Ｉtに到達してから立下がりを開始するまでの間に、スイッチング周期の１／４に対応する９０°の位相のタイミングごとにＮＭＯＳトランジスタ７ａ、ＮＭＯＳトランジスタ７ｂ、ＮＭＯＳトランジスタ７ｃ及び７ｄの順番でオフからオンに切り替える。すなわち、オンオフ制御部１０ｂは、電流の値Ｉdが目標電流Ｉtに到達してから立下がりを開始するまでの間に、９０°の位相のタイミングごとにＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄを順番にオフからオンに切り替える。
　９０°の位相のタイミングは、３６０°を複数のスイッチング素子の個数で除した値の位相のタイミングの例である。位相のタイミングは、このように均等である必要はなく、予め決定されたおり、一周で３６０°になればよく、例えば、８０°１００°、８０°、１００°であってもよい。また、オンオフ制御部１０ｂは、ＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのそれぞれのスイッチング周期及びＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのそれぞれのスイッチング周期が立ち上がるタイミングは、制御ユニット１０のクロック（図示せず）に基づいて決定する。ＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのそれぞれのスイッチング周期が立ち上がるタイミングは、ＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄをそれぞれオフからオンに切り替えるタイミングに対応する。
　また、オンオフ制御部１０ｂは、電流の値Ｉdが目標電流Ｉtに到達してから立下がりを開始するまでの間に、ＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのそれぞれのオン期間を、電流の値Ｉdと目標電流Ｉtの差に基づいて設定する。
　本実施の形態では、オンオフ制御部１０ｂは、電流の値Ｉdが目標電流Ｉtより大きい目標上限より大きくなったときにＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのうちのオフからオンに切り替えられるＮＭＯＳトランジスタのオン期間を減少させる。目標上限は、第１のしきい値の一例である。
　また、本実施の形態では、オンオフ制御部１０ｂは、電流の値Ｉdが目標電流Ｉtより小さい目標下限より小さくなったときにＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのうちのオフからオンに切り替えられるＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのオン期間を増大させる。目標下限は、第２のしきい値の一例である。
　例えば、電流の値Ｉdが目標上限と目標下限の間にあるときのＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのオン期間をＴaとし、電流の値Ｉdが目標下限より小さくなったときのＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのオン期間をＴbとし、電流の値Ｉdが目標上限より大きくなったときのＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのオン期間をＴcとし、補正係数をＫbとした場合、オン期間Ｔbは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
の式に基づいて決定され、オン期間Ｔcは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
の式に基づいて決定される。例えば、オン期間Ｔaは、スイッチング周期の１／８であり、オン期間Ｔbは、スイッチング周期の１／４であり、オン期間Ｔcは、スイッチング周期の１／１６である。
　そして、オンオフ制御部１０ｂは、電流の値Ｉdがピーク電流に対応する目標電流Ｉtに到達してから立下がりを開始するまでの間に、スイッチング周期、９０°の位相のタイミング及びＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのそれぞれのオン期間に基づいてＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのオンオフ制御を行う。
　図２は、図１の放電加工機の電源装置の動作を説明するためのフローチャートである。このフローは、制御ユニット１０の記憶部に記憶されている制御コンピュータプログラムに基づいて、主に制御ユニット１０の各要素によってパルス信号Ｐがオフからオンに切り替わる度に実行される。
　先ず、オンオフ制御部１０ｂは、全てのＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄをオンにするためのパルス信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄにそれぞれ出力する（ステップＳ１）。
　次に、電流値制御部１０ｂは、電流の値Ｉdを取得する（ステップＳ２）。次に、オンオフ制御部１０ｂは、電流の値Ｉdが目標電流Ｉtに到達したか否かを判定する（ステップＳ３）。電流の値Ｉdが目標電流Ｉtに到達しない場合、処理はステップＳ３に戻る（ステップＳ３のＮｏ）。それに対し、電流の値Ｉdが目標電流Ｉtに到達した場合（ステップＳ３のＹｅｓ）、オンオフ制御部１０ｂは、全てのＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄをオフにするためのパルス信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄにそれぞれ出力する（ステップＳ４）。
　次に、オンオフ制御部１０ｂは、ＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのいずれかのスイッチング周期が開始する（ステップＳ５）。
　オンオフ制御部１０ｂは、スイッチング周期が開始したＮＭＯＳトランジスタ（例えば、ＮＭＯＳトランジスタ７ａ）に対応する周期カウンタ（図示せず）のカウントを開始させる（ステップＳ６）。また、ステップＳ６において、電流値取得部１０ａは、電流の値Ｉdを取得する。
　次に、オンオフ制御部１０ｂは、電流の値Ｉdが目標上限より大きいか否かを判定する（ステップＳ７）。電流の値Ｉdが目標上限より大きい場合（ステップＳ７のＹｅｓ）、オンオフ制御部１０ｂは、スイッチング周期が開始したＮＭＯＳトランジスタのオン期間をＴcに設定し、対応するパルス信号を当該ＮＭＯＳトランジスタに出力する（ステップＳ８）。
　それに対し、電流の値Ｉdが目標上限より大きくない場合（ステップＳ７のＮｏ）、オンオフ制御部１０ｂは、電流の値Ｉdが目標下限より小さいか否かを判定する（ステップＳ９）。電流の値Ｉdが目標下限より小さい場合（ステップＳ９のＹｅｓ）、オンオフ制御部１０ｂは、スイッチング周期が開始したＮＭＯＳトランジスタのオン期間をＴbに設定し、対応するパルス信号を当該ＮＭＯＳトランジスタに出力する（ステップＳ１０）。
　それに対し、電流の値Ｉdが目標下限より小さくない場合（ステップＳ９のＮｏ）、オンオフ制御部１０ｂは、スイッチング周期が開始したＮＭＯＳトランジスタのオン期間をＴaに設定し、対応するパルス信号を当該ＮＭＯＳトランジスタに出力する（ステップＳ１１）。
　ステップＳ８、ステップＳ１０又はステップＳ１１の後に、オンオフ制御部１０ｂは、パルス信号Ｐが立下がったか否かを判定する（ステップＳ１２）。パルス信号Ｐが立下がった場合（ステップＳ１２のＹｅｓ）、制御ユニット１０は、処理を終了する。それに対し、パルス信号Ｐが立下がっていない場合（ステップＳ１２のＮｏ）、オンオフ制御部１０ｂは、スイッチング周期が開始したＮＭＯＳトランジスタに対応する周期カウンタのカウントを１／４周期カウントアップし（ステップＳ１３）、ステップＳ６に戻る。
　ここで、ＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのオン期間Ｔbは、電流の値Ｉdが目標下限より小さくなった後に目標電流Ｉtに到達するまでのオン期間であり、オン期間Ｔcは、電流の値Ｉdが目標上限より大きくなった後に目標電流Ｉtに到達するまでのオン期間であると言える。
　図３は、図１の放電加工機の電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートであり、図４は、図３のタイミングチャートの部分Ａの拡大図であり、図５は、図３のタイミングチャートの部分Ｂの拡大図である。
　図３のタイミングチャートにおいて、ワーク２を加工するためにオンオフ制御部１０ｂに供給されるパルス信号Ｐの複数回の立上り及び立下りのサイクルのうちの一つのサイクルについて説明する。
　また、図３のタイミングチャートにおいて、部分Ａで示す期間中に電流の値Ｉdが目標下限より小さくなるとともに部分Ｂで示す期間中に電流の値Ｉdが目標上限より大きくなる場合について説明する。
　図３において、（ａ）は、パルス信号Ｐを表し、（ｂ）は、極間４の電圧を表し、（ｃ）は、電流の値Ｉdを表す。また、図３において、（ｄ）、（ｅ）及び（ｆ）はそれぞれ、ＮＭＯＳトランジスタ７ａを流れる電流、ＮＭＯＳトランジスタ７ａのスイッチング周期及びパルス信号Ｓ１をそれぞれ表す。また、図３において、（ｇ）、（ｈ）及び（ｉ）はそれぞれ、ＮＭＯＳトランジスタ７ｂを流れる電流、ＮＭＯＳトランジスタ７ｂのスイッチング周期及びパルス信号Ｓ２をそれぞれ表す。また、図３において、（ｊ）、（ｋ）及び（ｌ）はそれぞれ、ＮＭＯＳトランジスタ７ｃを流れる電流、ＮＭＯＳトランジスタ７ｃのスイッチング周期及びパルス信号Ｓ３をそれぞれ表す。また、図３において、（ｍ）、（ｎ）及び（ｏ）はそれぞれ、ＮＭＯＳトランジスタ７ｄを流れる電流、ＮＭＯＳトランジスタ７ｄのスイッチング周期及びパルス信号Ｓ４をそれぞれ表す。
　図３のタイミングチャートにおいて、ＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのいずれかのスイッチング周期の立上りを検出する度に電流値取得部１０ａが電流の値Ｉdを取得する。
　時刻ｔ１においてパルス信号Ｐが立ち上がると、ＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄの全てがオフからオンに切り替えられ、直流電源６によって電圧Ｖｓ１が極間４に印加される。時刻ｔ１でＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄの全てがオフからオンに切り替えられる動作は、図２のステップＳ１の処理に対応する。
　時刻ｔ２で極間４に絶縁破壊が生じ、絶縁破壊によって生じた電流の値Ｉdが時刻ｔ３で目標電流に到達すると、ＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄの全てがオンからオフに切り替えられる。時刻ｔ２でＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄの全てがオンからオフに切り替えられる動作は、図２のステップＳ３の処理に対応する。また、ＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのいずれかのスイッチング周期の立上りを検出する度に電流値取得部１０ａが電流の値Ｉdを取得する動作は、図２のステップＳ２の処理に対応する。
　ＮＭＯＳトランジスタ７ｄのスイッチング周期の波形が立ち上がる時刻ｔ４において電流の値Ｉdが目標下限より大きい場合、ＮＭＯＳトランジスタ７ｄのオン時間はＴsとなる。ＮＭＯＳトランジスタ７ａのスイッチング周期の波形が立ち上がる時刻ｔ５において電流の値Ｉdが目標下限より小さくなる場合、ＮＭＯＳトランジスタ７ｂのオン時間はＴbとなる。時刻ｔ５でＮＭＯＳトランジスタ７ｂのオン期間をＴbに設定する動作は、ステップＳ７のＹｅｓの処理及びステップＳ８の処理に対応する。
　ＮＭＯＳトランジスタ７ｄのスイッチング周期の波形が立ち上がる時刻ｔ６において電流の値Ｉdが目標上限より大きくなる場合、ＮＭＯＳトランジスタ７ｃのオン時間はＴcとなる。時刻ｔ６でＮＭＯＳトランジスタ７ｃのオン期間をＴcに設定する動作は、ステップＳ９のＹｅｓの処理及びステップＳ１０の処理に対応する。ＮＭＯＳトランジスタ７ａのスイッチング周期の波形が立ち上がる時刻ｔ７において電流の値Ｉdが目標上限より小さくなって目標上限と目標電流Ｉtの間になる場合、ＮＭＯＳトランジスタ７ａのオン時間はＴaとなる。
　時刻ｔ８においてパルス信号Ｐが立ち下がると、電流の値Ｉｄが低下し、時刻ｔ９でゼロになる。この処理は、ステップＳ１２のＹｅｓの処理に対応する。また、時刻ｔ３から時刻ｔ４までの期間、時刻ｔ５＋Ｔ／４から時刻ｔ６までの期間及び時刻ｔ７＋Ｔ／４から時刻ｔ８までの期間においてＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのいずれかのスイッチング周期の波形が立ち上がる度にＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのいずれかのオン時間はＴａに設定される。これの処理は、ステップＳ７のＮｏの処理、ステップＳ９のＮｏの処理及びステップＳ１１の処理に対応する。
　本実施の形態のように９０°の位相のタイミングごとに予め決定された順番でＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄをオフからオンに切り替える場合のスイッチング周波数は、単一のＮＭＯＳトランジスタのスイッチング周波数の４倍のスイッチング周波数となる。電流のリップルはスイッチング周波数に反比例して小さくなるので、極間４に生じる電流のリップルの大きさは、単一のＮＭＯＳトランジスタをオンオフする場合に極間４に生じる電流のリップルの大きさの１／４に相当する大きさとなる。したがって、電流のリップルを低減させることができる。
　また、本実施の形態によれば、ＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのスイッチング損失によって生じる発熱がＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄに分散されるので、発熱による影響がなくなり、複数のスイッチング素子のそれぞれの能力を向上させることができる。
　また、本実施の形態によれば、電流のリップルを低減するためにインダクタ値の高い平滑用インダクタを配置する必要がないので、インダクタ値の高い平滑用インダクタを配置したときに生じるワーク２の加工速度の低下及び異常アーク放電がない。
　また、本実施の形態によれば、電流の値Ｉdが目標下限より小さくなったときにＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのオン時間を長くするとともに電流の値Ｉdが目標上限より大きくなったときにＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのオン時間を短くしているので、電流の値Ｉdを、目標電流から大幅にずれないようにすることができる。
　さらに、本実施の形態によれば、電流を回生させるためのダイオード９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄを配置することによって、ＮＭＯＳトランジスタ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄをオンからオフに切り替えた直後に放電加工機の電源装置１に蓄積されるエネルギーを低減させることができる。
　本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。例えば、ＮＭＯＳトランジスタの個数を二つ、三つ、五つ又はそれ以上にしてもよく、ＮＭＯＳトランジスタの個数を二つにする場合には、１８０°の位相のタイミングごとに予め決定された順番で二つのＮＭＯＳトランジスタ７をオフからオンに切り替える。また、ダイオード８ａ，８ｂ，８ｄ，８ｄ，９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄのうちの少なくとも一つを省略してもよい。さらに、スイッチング素子としてＰＭＯＳトランジスタ等を用いてもよい。
　１　　放電加工機の電源装置
　２　　ワーク
　３　　電極
　４　　極間
　５　　ケーブル
　６　　直流電源
　７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ　　ＮＭＯＳトランジスタ
　８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄ，９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄ　　ダイオード
　１０　　制御ユニット
　１０ａ　　電流値取得部
　１０ｂ　　オンオフ制御部
　１１　　シャント抵抗
　１２　　ＮＣ装置
　１３　　パルス発生回路
　２１，２２，２３，２４，２５，２６，２７，２８，２９，３０，３１，３２，３３，３４，３５，３６　　接続点

Claims (4)

  1. 　ワークを放電加工するために、予め決定された間隙を設けて互いに対向するワーク及び電極から構成される極間にパルス状の電流を供給する放電加工機の電源装置であって、
    　前記電流を生成するための電圧を極間に印加するために極間に並列に接続した直流電源と、
    　極間と前記直流電源の間に配置した互いに並列な複数のスイッチング素子と、
    　前記電流の値を取得する電流値取得部と、
    　前記電流の値が予め決定された値に到達してから立下がりを開始するまでの間に、前記複数のスイッチング素子をオフからオンに切り替える周期を、同一の周期に設定し、前記複数のスイッチング素子を、予め決定された位相のタイミングごとに予め決定された順番でオフからオンに切り替え、前記複数のスイッチング素子のそれぞれのオン期間を、前記電流の値と前記予め決定された値の差に基づいて設定し、前記周期、前記タイミング及び前記オン期間に基づいて前記複数のスイッチング素子のオンオフ制御を行うオンオフ制御部と、
    　を備える放電加工機の電源装置。
  2. 　前記予め決定された位相のタイミングは、３６０°を前記複数のスイッチング素子の個数で除した値の均等な位相のタイミングである請求項１に記載の放電加工機の電源装置。
  3. 　前記オンオフ制御部は、前記電流の値が前記予め決定された値より大きい第１のしきい値より大きくなったときに前記オン期間を減少させ、前記電流の値が前記予め決定された値より小さい第２のしきい値より小さくなったときに前記オン期間を増大させる請求項１又は２に記載の放電加工機の電源装置。
  4. 　前記電流を回生させる電流回生部を、極間と前記複数のスイッチング素子の一つの間の第１の接続点と極間と前記直流電源の間の第２の接続点の間に配置した請求項１～３のいずれか一項に記載の放電加工機の電源装置。
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