WO2020090071A1 - 電力変換装置、及び、これを備える空気調和機 - Google Patents
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- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Definitions
- the present invention relates to a power conversion device and the like.
- Patent Document 1 As a technique for reducing the loss of the power conversion device, for example, the technique described in Patent Document 1 is known. That is, in Patent Document 1, a free wheel diode connected in anti-parallel to a main circuit switching element, and a reverse voltage applying circuit that applies a reverse voltage smaller than a DC voltage source to each free wheel diode when the free wheel diodes are cut off. And a power conversion device including.
- the power conversion device described in Patent Document 1 includes the above-described reverse voltage application circuit to reduce the switching loss of the circuit, but there is room for further improvement in efficiency.
- an object of the present invention is to provide a low-loss power converter and the like.
- the power conversion device switches driving / stopping of the reverse voltage applying circuit based on the size of the load of the converter circuit.
- FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a reverse voltage application circuit, a multivibrator, an on-delay circuit, and a conduction time setting circuit in the converter that is the power conversion device according to the first embodiment of the present invention.
- 3 is a time chart showing an operation relating to application of a reverse voltage in the converter that is the power conversion device according to the first embodiment of the present invention. It is explanatory drawing which shows the time change of the alternating current power supply voltage, the circuit current, and the drive pulse of a switching element in the synchronous rectification control of the power converter device which concerns on 1st Embodiment of this invention.
- FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a reverse voltage application circuit, a multivibrator, an on-delay circuit, and a conduction time setting circuit in the converter that is the power conversion device according to the first embodiment of the present invention.
- 3 is a time chart showing an operation relating to application of a reverse voltage in the converter that is the power conversion device
- FIG. 5 is an explanatory diagram showing a current flow when the AC power supply voltage is included in a positive half cycle in the synchronous rectification control of the power conversion device according to the first embodiment of the present invention. It is explanatory drawing which shows the AC power supply voltage in the partial switching control of the power converter device which concerns on 1st Embodiment of this invention, circuit current, a short circuit current, and the time change of the drive pulse of a switching element.
- FIG. 6 is an explanatory diagram showing a current flow when a power factor correction operation is performed in a positive half cycle of an AC power supply voltage in the partial switching control of the power conversion device according to the first embodiment of the present invention.
- FIG. 5 is an explanatory diagram showing the relationship among the magnitude of load, the presence / absence of application of reverse voltage, the operation mode of the converter, and the operating region of the motor in the power conversion device according to the first embodiment of the present invention. It is a flow chart of processing which a control circuit of a converter which is a power converter concerning a 1st embodiment of the present invention performs. It is a block diagram of the air conditioner which concerns on 2nd Embodiment of this invention. It is a block diagram of the converter which is a power converter device which concerns on the modification of this invention.
- FIG. 1 is a configuration diagram of a converter 100 that is a power conversion device according to the first embodiment.
- the converter 100 illustrated in FIG. 1 is a power conversion device that converts an AC voltage applied from an AC power supply G into a DC voltage.
- converter 100 includes a converter circuit 10 as a main circuit, a reactor L1, a smoothing capacitor C1, and a switching element drive circuit 20.
- converter 100 includes reverse voltage application circuits 30a and 30b, multivibrators 40a and 40b, control circuit 50, and current detection unit H.
- the converter circuit 10 is a circuit that converts an AC voltage applied from the AC power supply G into a DC voltage.
- the input side of the converter circuit 10 is connected to the AC power supply G, and the output side thereof is connected to the inverter 200 (inverter circuit).
- the inverter 200 is a circuit that converts the DC voltage applied from the converter 100 into an AC voltage and applies the converted AC voltage to the motor M.
- the converter circuit 10 includes a first leg 11 and a second leg 12.
- the first leg 11 is a switching leg formed by connecting the switching element Qa of the upper arm and the switching element Qb of the lower arm. The same applies to the second leg 12.
- the first leg 11 and the second leg 12 are connected in parallel.
- the switching element Qa shown in FIG. 1 is, for example, a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor), and has a parasitic diode Da therein.
- the parasitic diode Da is a part of the pn junction existing between the source and the drain of the switching element Qa, and is formed in the manufacturing process of the switching element Qa (for example, MOSFET). The same applies to the other switching elements Qb, Qc, Qd.
- the source of the switching element Qa and the drain of the switching element Qb are connected, and the connection point N1 thereof is connected to the AC power supply G via the wiring p1.
- the source of the switching element Qc and the drain of the switching element Qd are connected, and the connection point N2 thereof is connected to the AC power supply G via the wiring p2.
- the drain of the switching element Qa and the drain of the switching element Qc are connected to each other, and the connection point N3 thereof is connected to the inverter 200 via the wiring p3.
- the source of the switching element Qb and the source of the switching element Qd are connected to each other, and the connection point N4 is connected to the inverter 200 via the wiring p4 and is also grounded.
- the four switching elements Qa, Qb, Qc, Qd are connected in a bridge form.
- the reactor L1 stores the electric power supplied from the AC power source G as energy and releases the energy to boost the voltage or improve the power factor.
- Reactor L1 is provided on wiring p1 that connects AC power supply G and converter circuit 10.
- the smoothing capacitor C1 smoothes the DC voltage (pulsating voltage) applied from the converter circuit 10, and is connected to the output side of the converter circuit 10.
- the smoothing capacitor C1 has a positive side connected to the wiring p3 and a negative side connected to the wiring p4.
- the switching element drive circuit 20 is a circuit that outputs a predetermined drive signal to the pair of upper and lower switching elements Qa and Qb.
- the switching element drive circuit 20 is connected to the gate of the switching element Qa via the wiring ha and is connected to the gate of the switching element Qb via the wiring hb.
- the resistor Ra is a gate circuit that adjusts the voltage of the drive signal output from the switching element drive circuit 20, and is provided on the wiring ha. Note that the configuration of FIG. 1 is an example, and the gate circuit of the switching element Qa is not necessarily configured by only the resistor Ra.
- the reverse voltage application circuit 30a is a circuit that applies a reverse voltage to the parasitic diode Da of the switching element Qa, and is provided in one-to-one correspondence with the switching element Qa.
- the “reverse voltage” means the reverse voltage of the parasitic diode Da.
- the reverse voltage application circuit 30a is connected to the source of the switching element Qa via the wiring ia and is connected to the drain of the switching element Qa via the wiring ja.
- the multivibrator 40a is a circuit that outputs a predetermined reverse voltage application signal to the reverse voltage application circuit 30a, and is connected to the reverse voltage application circuit 30a on a one-to-one basis.
- the multivibrator 40a is connected to the reverse voltage application circuit 30a via the wiring ka, and is connected to the switching element drive circuit 20 via the wiring ma and the wiring ha (partly) in order. Has been done. Then, the multivibrator 40a is configured to generate a reverse voltage application signal by using the drive signal generated by the switching element drive circuit 20.
- the reverse voltage applying circuit 30b, the multivibrator 40b, and the like are also connected to the switching element Qb of the lower arm.
- a switching element drive circuit, a reverse voltage application circuit, and a multivibrator are connected to the switching elements Qc and Qd of the second leg 12 as in the first leg 11. ing.
- the current detection unit H detects a current (load) flowing in the converter circuit 10 and is provided on the wiring p2.
- a current detection unit H for example, a current transformer can be used.
- an element for detecting an AC voltage applied from the AC power source G, an element for detecting a DC voltage across the converter circuit 10, and the like are provided. Each detected value of the current detector H and the like is output to the control circuit 50 described below.
- the control circuit 50 is, for example, a microcomputer (Microcomputer) and includes electronic circuits such as a CPU (Central Processing Unit), a ROM (Read Only Memory), a RAM (Random Access Memory), and various interfaces, which are not shown. Has been done. Then, the program stored in the ROM is read and expanded in the RAM, and the CPU executes various processes.
- the control circuit 50 outputs a predetermined control signal based on PWM control to the switching element drive circuit 20.
- FIG. 2 is a circuit diagram showing the configurations of the reverse voltage application circuit 30a, the multivibrator 40a, the on-delay circuit 60a, and the conduction time setting circuit 70a. Note that, in FIG. 2, a circuit related to the switching element Qa of the upper arm is illustrated, and a circuit related to the other switching elements Qb, Qc, and Qd (see FIG. 1) is omitted. Further, in FIG. 1 already described, the illustration of the on-delay circuit 60a and the energization time setting circuit 70a is omitted.
- the reverse voltage application circuit 30a includes a diode 31, a switching unit 32, and a capacitor 33.
- the diode 31 is an element for preventing current backflow and is provided on the wiring ja.
- the diode 31 has an anode connected to the switching means 32 and a cathode connected to the drain of the switching element Qa via the wiring ja.
- the switching means 32 is an element that switches connection / disconnection between the capacitor 33 and the switching element Qa, and is provided on the wiring ja.
- the switching means 32 is switched on / off by a signal from the "OUT" terminal of the multivibrator 40a.
- a switching means 32 for example, a MOSFET is used.
- the capacitor 33 is an element that applies a predetermined voltage to the parasitic diode Da as a reverse voltage when the switching means 32 is switched on.
- the positive side of the capacitor 33 is connected to the drain of the switching element Qa via the wiring ja, and the negative side is connected to the source of the switching element Qa via the wiring ia.
- a booth strap circuit (not shown) for appropriately charging the capacitor 33 may be provided.
- the multivibrator 40a is an electronic circuit that outputs a predetermined electric signal from the “OUT” terminal to the switching means 32 in response to a change in the voltage applied between the “In” terminal and the “GND” terminal.
- the ON signal is output from the “OUT” terminal to the switching means 32 for a predetermined time. ing.
- the “In” terminal of the multivibrator 40a is connected to the switching element drive circuit 20 through the wiring ma and the wiring ha (partial) sequentially, and the “GND” terminal is grounded. .. Further, a predetermined voltage Vcc is applied to the "Vcc" terminal of the multivibrator 40a via the conduction time setting circuit 70a.
- the “OUT” terminal of the multivibrator 40a is connected to the gate of the MOSFET, which is the switching means 32, via the wiring ka.
- the on-delay circuit 60a is a circuit that provides a predetermined delay time from the fall of the drive signal output from the switching element drive circuit 20 to the start of the output of the reverse voltage application signal in the multivibrator 40a.
- the on-delay circuit 60a is a so-called RC circuit, and is provided on the wiring ma connecting the switching element drive circuit 20 and the multivibrator 40a.
- the resistor 61 of the on-delay circuit 60a is provided on the wiring ma that connects the “In” terminal and the wiring ha.
- the positive side of the capacitor 62 is provided closer to the “In” terminal side than the resistor 61 in the wiring ma, and the negative side of the capacitor 62 is grounded.
- the time constant of the on-delay circuit 60a is appropriately set in advance, so that the rectangular-wave drive signal output from the switching element drive circuit 20 is output to the multivibrator 40a with a predetermined delay time (on-delay). It is supposed to do.
- the optimum delay time can be set in advance at the designing stage in consideration of the characteristics of the switching element Qa and the parasitic diode Da.
- the configuration of the on-delay circuit 60a shown in FIG. 2 is an example, and the present invention is not limited to this.
- the energization time setting circuit 70a is a circuit for setting the energization time of the ON signal output from the multivibrator 40a.
- the energization time setting circuit 70a includes a resistor 71, a diode 72, and a capacitor 73.
- the resistor 71 and the diode 72 are connected in parallel, and the capacitor 73 is connected in series to this parallel connection body.
- the positive side of the capacitor 73 is connected to the anode of the diode 72, and the negative side of the capacitor 73 is connected to the "Vcc" terminal of the multivibrator 40a.
- the switching element drive circuit 20 shown in FIG. 1 generates a drive signal for driving the switching elements Qa and Qb based on a predetermined control signal input from the control circuit 50.
- the drive signal of the switching element Qa of the upper arm and the drive signal of the switching element Qb of the lower arm are in a complementary form (on / off are substantially inverted).
- the reverse recovery current generated in the parasitic diode Da will be described.
- the AC power supply G sequentially passes through the reactor L1, the switching element Qa, the smoothing capacitor C1, and the switching element Qd. An electric current flows.
- the reverse voltage applying circuit 30a if the reverse voltage applying circuit 30a is not provided, the voltage of the smoothing capacitor C1 (large reverse voltage) of the upper arm is changed at the moment when the switching element Qb of the lower arm is switched from OFF to ON. It is applied to the parasitic diode Da. As a result, a reverse recovery current is generated in the parasitic diode Da. Since this reverse recovery current flows through the switching element Qb of the lower arm, a large loss (switching loss) occurs in this switching element Qb. In order to suppress such loss, the reverse voltage application circuit 30a is provided.
- the "reverse recovery current” is a current that flows at the moment when the voltage applied to the parasitic diode Da (or the free wheeling diode) is switched from the forward voltage to the reverse voltage.
- the reverse voltage applying circuit 30a applies a relatively small reverse voltage to the parasitic diode Da of the upper arm immediately after the drive signal of the switching element Qa falls and a predetermined dead time is reached. This intentionally allows a relatively small reverse recovery current to flow in the parasitic diode Da of the upper arm before the switching element Qb of the lower arm is switched from OFF to ON.
- the carriers (electrons or holes) that cause the reverse recovery current are almost used up in the parasitic diode Da. Therefore, even if the switching element Qb in the lower arm is subsequently turned on, almost no reverse recovery current flows in the parasitic diode Da, and thus the loss in the switching element Qb can be suppressed.
- FIG. 3 is a time chart showing the operation relating to the application of the reverse voltage in the converter 100 (see FIGS. 1 and 2 as appropriate).
- the signal output from the "OUT" terminal (see FIG. 2) of 40b is shown.
- each horizontal axis of FIG. 3 is time.
- the “dead time” shown in FIG. 3 is a period in which both the switching elements Qa and Qb are in the off state. Actually, the “dead time” is a very short time, but in order to make it easy to understand, the “dead time” is described as a longer time in FIG.
- the multivibrator 40a outputs an ON signal to the reverse voltage application circuit 30a for a predetermined time when detecting the fall of the drive signal of the switching element Qa. That is, when the drive signal output from the switching element drive circuit 20 to the switching element Qa of the upper arm is switched from ON to OFF (time t1), the trailing edge of this drive signal is delayed by a predetermined delay time in the ON delay circuit 60a. The multivibrator 40a detects ⁇ ta. Then, the output of the ON signal from the multivibrator 40a is started (time t2).
- the ON signal output from the “OUT” terminal (see FIG. 2) of the multivibrator 40a continues for a predetermined time based on the energization time setting circuit 70a (time t2 to t4).
- the ON state of the switching means 32 (see FIG. 2) of the reverse voltage application circuit 30a is also continued during the period of time t2 to t4.
- the timing at which the switching means 32 is switched from on to off may be a predetermined time ⁇ tb after the dead time (time t1 to t3) ends, or at the same time as the dead time ends. It may be.
- the reverse voltage application signal is output during the dead time of the switching elements Qa and Qb, the reverse recovery current in the parasitic diode Da can be appropriately suppressed.
- the operation of the other multivibrator 40b is similar to that of the one multivibrator 40a. The same applies to the operation of applying a reverse voltage to the second leg 12.
- ⁇ Converter control mode> Next, a plurality of control modes of converter 100 will be described.
- the plurality of control modes described above include "synchronous rectification control”, “partial switching control”, and "high-speed switching control”.
- FIG. 4 is an explanatory diagram showing temporal changes of the AC power supply voltage vs, the circuit current is, and the drive pulse of the switching elements Qa to Qd in the synchronous rectification control (see FIG. 1 as needed).
- Each horizontal axis in FIG. 4 is time.
- the synchronous rectification control is control for turning on a predetermined switching element included in a current path (for example, a path indicated by a dashed arrow in FIG. 5) via the smoothing capacitor C1 according to the polarity of the AC power supply voltage vs.
- the synchronous rectification control is performed when the load on the converter circuit 10 is relatively small.
- the control circuit 50 switches on / off the switching elements Qa and Qc of the upper arm in synchronization with the circuit current is detected by the current detection unit H, for example.
- the control circuit 50 turns on the switching element Qa when the circuit current is is flowing, and turns off the switching element Qa when the circuit current is is not flowing.
- the control circuit 50 maintains the switching element Qc of the upper arm in the OFF state.
- control circuit 50 switches ON / OFF of the switching elements Qb and Qd of the lower arm in synchronization with the change in the polarity of the AC power supply voltage vs. For example, the control circuit 50 turns off the switching element Qb and turns on the switching element Qd during the period of the positive half cycle of the AC power supply voltage vs.
- the control circuit 50 causes the switching elements Qa and Qd included in the current path (for example, the broken line arrow in FIG. 5) through the smoothing capacitor C1 among the plurality of switching elements Qa to Qd. Is turned on for at least a part of the period in which the current flows through the converter circuit 10, and the switching elements Qb and Qc not included in the current path are turned off.
- FIG. 5 is an explanatory diagram showing a current flow when the AC power supply voltage vs is included in a positive half cycle in the synchronous rectification control.
- the circuit current is flows through the current path via the smoothing capacitor C1 as shown by the broken line arrow in FIG. That is, the circuit current is flows in the order of AC power supply G ⁇ reactor L1 ⁇ switching element Qa ⁇ smoothing capacitor C1 ⁇ switching element Qd ⁇ AC power supply G.
- the circuit current is flows in the order of AC power supply G ⁇ switching element Qc ⁇ smoothing capacitor C1 ⁇ switching element Qb ⁇ reactor L1 ⁇ AC power supply G.
- FIG. 6 is an explanatory diagram showing a temporal change of the AC power supply voltage vs, the circuit current is / short-circuit current isp, and the drive pulse of the switching elements Qa to Qd in the partial switching control (see FIG. 1 as needed).
- the period of the positive half cycle of the AC power supply voltage vs will be described.
- the control circuit 50 alternately turns on and off the switching elements Qa and Qb a predetermined number of times and with a predetermined pulse width. More specifically, the control circuit 50 performs the operation of turning on / off the switching elements Qa and Qb alternately a predetermined number of times immediately after the positive / negative of the AC power supply voltage vs is switched. Further, the control circuit 50 controls ON / OFF of the switching elements Qc and Qd in synchronization with the polarity of the AC power supply voltage vs.
- the partial switching control will be described separately as a “power factor correction operation” and a “synchronous rectification operation”.
- the “power factor improving operation” is an operation of flowing a predetermined short-circuit current isp (see the broken line arrow in FIG. 7) through the reactor L1.
- the short-circuit current isp is a current that flows in the converter circuit 10 without passing through the smoothing capacitor C1.
- the “synchronous rectification operation” is an operation of controlling the switching elements Qa to Qd based on the polarity of the alternating-current power supply voltage vs and flowing the circuit current is through the smoothing capacitor C1.
- the above-mentioned synchronous rectification mode (see FIGS. 4 and 5) is a control mode for continuously performing this “synchronous rectification operation”.
- the control circuit 50 maintains the switching element Qc in the OFF state and the switching element Qd in the ON state as shown in FIG. Further, the control circuit 50 turns on the switching element Qb and turns off the switching element Qa in a predetermined section tf in which a current starts flowing through the converter circuit 10. The path of the short-circuit current isp flowing at this time will be described with reference to FIG.
- FIG. 7 is an explanatory diagram showing a current flow when a power factor correction operation is performed in a half cycle in which the AC power supply voltage vs is positive.
- the power factor correction operation is performed when the AC power supply voltage vs is in a positive half cycle, as shown by the broken line arrow in FIG. 7, the AC power supply G ⁇ reactor L1 ⁇ switching element Qb ⁇ switching element Qd ⁇ AC power supply G
- Short-circuit current isp (power factor correction current) flows in sequence. At this time, a predetermined energy is stored in the reactor L1.
- the distortion of the current waveform can be reduced and the current waveform can be made closer to a sine wave (see Fig. 6). Therefore, the power factor of converter 100 can be improved and harmonic current can be suppressed.
- the control circuit 50 After performing the "power factor improving operation” described above, the control circuit 50 performs the "synchronous rectifying operation" in a predetermined section tg shown in FIG. That is, the control circuit 50 switches the switching element Qa from off to on and switches the switching element Qb from on to off. Note that the switching element Qc is maintained in the off state and the switching element Qd is maintained in the on state also in the section tg.
- the switching elements Qa to Qd By controlling the switching elements Qa to Qd in this way, the energy stored in the reactor L1 is released to the smoothing capacitor C1, and the DC voltage of the smoothing capacitor C1 is boosted. Thereby, for example, the allowable limit of the rotation speed of the motor M can be increased.
- the current path in the synchronous rectification operation is the same as the current path in the synchronous rectification mode (see the broken line arrow in FIG. 5).
- control circuit 50 alternately performs the above-mentioned “synchronous rectification operation” and “power factor correction operation” a predetermined number of times.
- the high-speed switching control is a control mode in which, of the switching elements Qa to Qd, two switching elements Qa and Qb connected to the reactor L1 are alternately turned on / off at a predetermined cycle.
- the high speed switching control is performed when the load on the converter circuit 10 is relatively large.
- FIG. 8 is an explanatory diagram showing temporal changes in the AC power supply voltage vs, the circuit current is / short-circuit current isp, and the drive pulses of the switching elements Qa to Qd in the high-speed switching control.
- the control circuit 50 maintains the switching element Qc in the off state and the switching element Qd in the on state. Further, the control circuit 50 alternately switches ON / OFF of the switching elements Qa and Qb connected to the reactor L1 in a predetermined cycle. Further, the control circuit 50 changes the on-duty of the switching elements Qa and Qb in a predetermined manner so that the circuit waveforms of the circuit current is and the short-circuit current isp are sinusoidal.
- the above-mentioned "power factor correction operation” and “synchronous rectification operation” are alternately repeated in a predetermined cycle.
- the circuit current is and the like have a sinusoidal shape, so that harmonics can be suppressed and the power factor can be improved.
- FIG. 9 is an explanatory diagram showing the relationship among the magnitude of the load, the presence / absence of reverse voltage application, the operation mode of the converter 100, and the operating region of the motor M.
- the “intermediate operation region” shown in FIG. 9 is a region where the load (for example, the detection value of the current detection unit H: see FIG. 1) is relatively small.
- the efficiency of the converter 100 is improved by performing "synchronous rectification control" when the magnitude of the load is less than the threshold value I1.
- the “rated operating range” shown in FIG. 9 is a range in which the load is larger than that of the “intermediate operating range” described above, and the motor M (see FIG. 1) can be rated.
- "partial switching control" is performed when the magnitude of the load is greater than or equal to the threshold value I1 and less than the threshold value I2, so that boosting and power factor improvement as well as harmonic suppression are performed. ..
- the “high load area” shown in FIG. 9 is an area where the load is relatively large.
- the threshold value I2 when the magnitude of the load is equal to or greater than the threshold value I2, "fast switching control" is performed to boost the voltage, improve the power factor, and suppress harmonics.
- the magnitudes of the thresholds I1 and I2 are set in advance on the basis of preliminary experiments and simulations.
- FIG. 10 is a flowchart of processing executed by the control circuit 50 of the converter 100 (see FIG. 1 as needed). It is assumed that the motor M is driven at the time of "START" in FIG. In step S101, the control circuit 50 reads the detection value I (load magnitude) of the current detection unit H.
- step S102 the control circuit 50 determines whether the detection value I read in step S101 is less than the threshold value I1 (first threshold value). That is, the control circuit 50 determines whether the operating region of the motor M is included in the “intermediate operating region” (see FIG. 9).
- step S103 the control circuit 50 executes the above-described synchronous rectification control. Thereby, power conversion can be performed with high efficiency.
- the control circuit 50 stops the reverse voltage application circuits 30a and 30b so that the reverse voltage is not applied.
- stopping the reverse voltage applying circuits 30a and 30b means that the reverse voltage applying circuits 30a and 30b do not apply the reverse voltage in each cycle of the alternating-current power supply voltage vs which is periodically repeated. is doing.
- the switching elements Qa to Qd are switched on / off near the zero cross point of the AC power supply voltage vs (see FIG. 4). Since the AC power supply voltage vs is substantially zero in the vicinity of the zero cross point, almost no reverse recovery current flows through the parasitic diodes Da to Dd even if the reverse voltage is not applied from the reverse voltage applying circuits 30a and 30b. Therefore, it is not necessary to apply a reverse voltage to the parasitic diodes Da to Dd during the execution of the synchronous rectification control. By thus preventing the reverse voltage application circuits 30a and 30b from being driven unnecessarily, useless power consumption can be reduced.
- step S104 the control circuit 50 determines whether the detection value I of the current detection unit H is less than the threshold value I2 (second threshold value). That is, the control circuit 50 determines whether or not the detected value I of the current is included in the “rated operating range” (see FIG. 9).
- the threshold value I2 described above is a value larger than the threshold value I1 and is set in advance.
- step S105 the control circuit 50 executes partial switching control. As a result, it is possible to suppress the harmonics in addition to boosting and improving the power factor.
- the control circuit 50 drives the reverse voltage application circuits 30a and 30b to apply a predetermined reverse voltage.
- “driving” the reverse voltage applying circuits 30a and 30b means that the reverse voltage applying circuits 30a and 30b apply the reverse voltage at least once in each cycle of the alternating-current power supply voltage vs which is periodically repeated.
- control circuit 50 applies a reverse voltage to the parasitic diode Da by the reverse voltage applying circuit 30a during the dead time immediately after the switching element Qa of the upper arm is changed from on to off. This can prevent a large reverse recovery current from being generated in the parasitic diode Da at the moment when the switching element Qb in the lower arm is subsequently turned on. Therefore, it is possible to reduce the loss of the converter circuit 10.
- step S104 If the detected value I of the current detector H is equal to or larger than the threshold value I2 in step S104 (S104: No), the process of the control circuit 50 proceeds to step S106.
- step S106 the control circuit 50 executes high-speed switching control. As a result, even in the “high load operation region” (see FIG. 9), boosting and power factor can be improved, and harmonics can be suppressed.
- the control circuit 50 drives the reverse voltage application circuits 30a and 30b to apply a predetermined reverse voltage. As a result, generation of a large reverse recovery current in the parasitic diode Da and the like can be suppressed, and the loss of the converter circuit 10 can be reduced.
- control circuit 50 switches driving / stopping of the reverse voltage applying circuits 30a and 30b based on the magnitude of the load of the converter circuit 10. After performing any one of steps S103, S105, and S106, the process of the control circuit 50 returns to "START" (RETURN).
- the control circuit 50 stops the reverse voltage application circuits 30a and 30b while performing the synchronous rectification control at the time of low load (S103: see FIG. 10). This is because, as described above, the reverse recovery current hardly flows through the parasitic diodes Da to Dd in the synchronous rectification control that switches ON / OFF of the switching elements Qa to Qd near the zero cross point of the AC power supply voltage vs. As described above, by not driving the reverse voltage applying circuits 30a and 30b unnecessarily, it is possible to suppress the loss in the converter 100 and achieve high efficiency.
- the reverse voltage is applied from the reverse voltage applying circuits 30a and 30b to the parasitic diode Da and the like.
- S105, S106 refer to FIG. 10
- the control circuit 50 switches between driving and stopping the reverse voltage applying circuits 30a and 30b according to the size of the load, thereby achieving both high efficiency and high output. it can.
- FIG. 11 is a configuration diagram of the air conditioner W according to the second embodiment.
- the air conditioner W is a device that performs predetermined air conditioning.
- the air conditioner W will be described as mainly performing the cooling operation, but the present invention is not limited to this.
- the air conditioner W includes a compressor 1, an outdoor heat exchanger 2, an outdoor fan 3, an expansion valve 4, an indoor heat exchanger 5, an indoor fan 6, and a converter 100. , And an inverter 200.
- the refrigerant circuit F shown in FIG. 11 has a configuration in which the compressor 1, the outdoor heat exchanger 2, the expansion valve 4, and the indoor heat exchanger 5 are sequentially connected in an annular shape via a pipe q.
- the compressor 1 is a device that compresses a gaseous refrigerant, and includes a motor M that is a drive source. Although not shown in FIG. 11, an accumulator for separating the refrigerant into gas and liquid is provided on the suction side of the compressor 1.
- the converter 100 is a power conversion device that converts an AC voltage applied from the AC power supply G into a DC voltage, and has the same configuration as that of the first embodiment.
- the inverter 200 converts the DC voltage applied from the converter 100 into an AC voltage, and applies the converted AC voltage to the motor M of the compressor 1.
- the outdoor heat exchanger 2 is a heat exchanger that performs heat exchange between the refrigerant flowing through the heat transfer pipe (not shown) and the outside air sent from the outdoor fan 3.
- the outdoor fan 3 is a fan that sends outside air to the outdoor heat exchanger 2, and is installed near the outdoor heat exchanger 2.
- the expansion valve 4 is a valve that decompresses the refrigerant condensed in the outdoor heat exchanger 2 (condenser). Then, the refrigerant decompressed by the expansion valve 4 is introduced into the indoor heat exchanger 5 (evaporator).
- the indoor heat exchanger 5 performs heat exchange between the refrigerant flowing through the heat transfer pipe (not shown) and the indoor air (air in the air-conditioned space) sent from the indoor fan 6.
- the indoor fan 6 is a fan that sends indoor air to the indoor heat exchanger 5, and is installed near the indoor heat exchanger 5.
- the compressor 1, the outdoor heat exchanger 2, the outdoor fan 3, the converter 100, and the inverter 200 are provided in the outdoor unit Uo.
- the indoor heat exchanger 5 and the indoor fan 6 are provided in the indoor unit Ui. Then, for example, during the cooling operation, in the refrigerant circuit F, the refrigeration cycle is sequentially performed through the compressor 1, the outdoor heat exchanger 2 (condenser), the expansion valve 4, and the indoor heat exchanger 5 (evaporator). The refrigerant is circulated in.
- the configuration of the air conditioner W is not limited to the example shown in FIG.
- a four-way valve (not shown) that switches the flow path of the refrigerant may be provided in the refrigerant circuit F.
- the refrigerant circulates in the refrigeration cycle through the compressor 1, the indoor heat exchanger 5 (condenser), the expansion valve 4, and the outdoor heat exchanger 2 (evaporator) in order.
- the refrigerant circuit F in which the refrigerant flows through the compressor 1, the “condenser”, the expansion valve 4, and the “evaporator” in sequence, one of the “condenser” and the “evaporator” is the outdoor heat exchange. 2 is the indoor heat exchanger 5.
- the air conditioner W includes the converter 100 having the same configuration as that of the first embodiment.
- the efficiency of the air conditioner W can be improved and the APF (Annual Performance Factor) can be increased more than in the past. Can be planned.
- control circuit 50 (see FIG. 1) of the converter 100 applies a predetermined reverse voltage by using the reverse voltage applying circuits 30a and 30b during the partial switching control under the medium load or the high speed switching control under the high load. To do. As a result, the motor M of the compressor 1 can be rotated at high speed, and the output of the air conditioner W can be increased. As described above, according to the second embodiment, it is possible to provide the air conditioner W that achieves both high efficiency and high output.
- FIG. 12 is a block diagram of converter 100A which is a power converter device which concerns on a modification.
- a free wheeling diode Da1 may be connected in antiparallel to the switching element Qa.
- the reverse voltage applied by the reverse voltage application circuit 30a is applied to the parasitic diode Da and also to the free wheeling diode Da1.
- the reverse recovery current in the parasitic diodes Da to Dd can be suppressed and the reverse recovery current in the free wheeling diodes Da1 to Dd1 can be suppressed, so that the loss of the converter 100A can be reduced.
- the switching elements Qa to Qd may be other types of elements such as an IGBT (Insulated Gate Bipolor Transisto).
- IGBT Insulated Gate Bipolor Transisto
- different types of elements may be mixed as the switching elements Qa to Qd.
- a freewheeling diode may be connected in antiparallel to each of the types of switching elements that do not have a parasitic diode.
- the configuration of the converter 100 (see FIG. 1) described in the first embodiment is an example, and the present invention is not limited to this.
- the present invention is not limited to this.
- the voltage on the DC side of the converter circuit 10 voltage of the smoothing capacitor C1
- the modulation factor of the inverter 200 inverter circuit
- the control circuit 50 may use the rotation speed of M or the current flowing through the motor M.
- the “modulation rate” of the inverter 200 is the ratio of the effective value of the applied voltage (line voltage) of the motor M to the DC voltage of the inverter 200. It should be noted that as the load increases, the current and rotation speed of the motor M increase in addition to the modulation factor of the inverter 200. Therefore, the relationship between the plurality of load regions divided by the predetermined threshold value and the current flowing through the inverter 200 is the same as in FIG.
- the control circuit 50 drives the reverse voltage application circuits 30a and 30b, In other cases, the reverse voltage applying circuits 30a and 30b may be stopped. That is, as an index of the size of the “load”, the voltage on the DC side of the converter circuit 10, the current flowing through the converter circuit 10, the modulation factor of the inverter 200 (inverter circuit), and the motor M connected to the output side of the inverter 200. Any one or more of the rotation speed and the current flowing through the motor M may be used.
- the temperature of the outdoor heat exchanger 2 of the air conditioner W (see FIG. 11), the temperature of the indoor heat exchanger 5, the outside air temperature, the indoor temperature (the temperature of the air-conditioned space), and the like are used as indicators of the magnitude of the load. It may be used.
- the control circuit 50 outputs a driving signal for the reverse voltage application circuits 30a, 30b to a predetermined drive circuit for the reverse voltage application circuits 30a, 30b, and uses the reverse signal.
- the voltage application circuits 30a and 30b may be driven.
- the present invention is not limited to this.
- the control circuit 50 stops the reverse voltage application circuits 30a and 30b, and when the magnitude of the load is the predetermined value or more, the control circuit 50 reverses the reverse voltage. You may make it drive the voltage application circuits 30a and 30b. Even with such a configuration, the loss of the converter circuit 10 can be reduced.
- the air conditioner W having the configuration in which the indoor unit Ui (see FIG. 11) and the outdoor unit Uo (see FIG. 11) are provided one by one has been described, but the present invention is not limited to this.
- each embodiment can be applied to a multi-type air conditioner including a plurality of outdoor units.
- the air conditioner W (see FIG. 11) including the converter 100 and the like has been described in the second embodiment, the present invention is also applicable to other devices such as a refrigerator, a water heater, and a washing machine.
- the embodiments are described in detail for the purpose of explaining the present invention in an easy-to-understand manner, and are not necessarily limited to those having all the configurations described. Further, it is possible to add / delete / replace other configurations with respect to a part of the configurations of the embodiment. Further, the above-mentioned mechanisms and configurations are shown to be necessary for explanation, and not all the mechanisms and configurations are shown in the product.
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Abstract
低損失な電力変換装置等を提供する。コンバータ(100)は、交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路(10)を備えるとともに、交流電源(G)とコンバータ回路(10)とを接続する配線(p1)に設けられるリアクトル(L1)と、コンバータ回路(10)から印加される直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ(C1)と、を備える。さらに、コンバータ(100)は、スイッチング素子(Qa,Qb)の寄生ダイオード(Da,Db)又は還流ダイオードに逆電圧を印加する逆電圧印加回路(30a,30b)と、コンバータ回路(10)の負荷の大きさに基づいて、逆電圧印加回路(30a,30b)の駆動/停止を切り替える制御回路(50)と、を備える。
Description
本発明は、電力変換装置等に関する。
電力変換装置の損失を低減する技術として、例えば、特許文献1に記載の技術が知られている。すなわち、特許文献1には、主回路スイッチング素子に逆並列に接続された還流ダイオードと、これら各還流ダイオードが遮断するにあたって、直流電圧源より小さな逆電圧を各還流ダイオードに印加する逆電圧印加回路と、を備えた電力変換装置について記載されている。
特許文献1に記載の電力変換装置は、前記した逆電圧印加回路を備えることで、回路のスイッチング損失を低減するようにしているが、さらなる高効率化を図る余地がある。
そこで、本発明は、低損失な電力変換装置等を提供することを課題とする。
前記した課題を解決するために、本発明に係る電力変換装置は、コンバータ回路の負荷の大きさに基づいて、逆電圧印加回路の駆動/停止を切り替えることとした。
本発明によれば、低損失な電力変換装置等を提供できる。
≪第1実施形態≫
<電力変換装置の構成>
図1は、第1実施形態に係る電力変換装置であるコンバータ100の構成図である。
図1に示すコンバータ100は、交流電源Gから印加される交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置である。図1に示すように、コンバータ100は、主回路としてのコンバータ回路10の他に、リアクトルL1と、平滑コンデンサC1と、スイッチング素子駆動回路20と、を備えている。また、コンバータ100は、前記した構成の他に、逆電圧印加回路30a,30bと、マルチバイブレータ40a,40bと、制御回路50と、電流検出部Hと、を備えている。
<電力変換装置の構成>
図1は、第1実施形態に係る電力変換装置であるコンバータ100の構成図である。
図1に示すコンバータ100は、交流電源Gから印加される交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置である。図1に示すように、コンバータ100は、主回路としてのコンバータ回路10の他に、リアクトルL1と、平滑コンデンサC1と、スイッチング素子駆動回路20と、を備えている。また、コンバータ100は、前記した構成の他に、逆電圧印加回路30a,30bと、マルチバイブレータ40a,40bと、制御回路50と、電流検出部Hと、を備えている。
コンバータ回路10は、交流電源Gから印加される交流電圧を直流電圧に変換する回路である。コンバータ回路10は、その入力側が交流電源Gに接続され、出力側がインバータ200(インバータ回路)に接続されている。なお、インバータ200は、コンバータ100から印加される直流電圧を交流電圧に変換し、変換後の交流電圧をモータMに印加する回路である。
図1に示すように、コンバータ回路10は、第1レグ11と、第2レグ12と、を備えている。第1レグ11は、上アームのスイッチング素子Qaと、下アームのスイッチング素子Qbと、が接続されてなるスイッチングレグである。また、第2レグ12も同様である。第1レグ11と、第2レグ12と、は並列接続されている。
図1に示すスイッチング素子Qaは、例えば、MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)であり、その内部に寄生ダイオードDaを有している。寄生ダイオードDaは、スイッチング素子Qaのソースとドレインとの間に存在するpn接合の部分であり、スイッチング素子Qa(例えば、MOSFET)の製造過程において形成される。なお、他のスイッチング素子Qb,Qc,Qdについても同様である。
第1レグ11において、スイッチング素子Qaのソースと、スイッチング素子Qbのドレインと、が接続され、その接続点N1は、配線p1を介して交流電源Gに接続されている。第2レグ12において、スイッチング素子Qcのソースと、スイッチング素子Qdのドレインと、が接続され、その接続点N2は、配線p2を介して交流電源Gに接続されている。
スイッチング素子Qaのドレインと、スイッチング素子Qcのドレインと、は互いに接続され、その接続点N3は、配線p3を介してインバータ200に接続されている。また、スイッチング素子Qbのソースと、スイッチング素子Qdのソースと、は互いに接続され、その接続点N4は、配線p4を介してインバータ200に接続されるとともに、接地されている。このように、4つのスイッチング素子Qa,Qb,Qc,Qdは、ブリッジ形に接続されている。
リアクトルL1は、交流電源Gから供給される電力をエネルギとして蓄え、このエネルギを放出することで昇圧や力率の改善を行うものである。リアクトルL1は、交流電源Gとコンバータ回路10とを接続する配線p1に設けられている。
平滑コンデンサC1は、コンバータ回路10から印加される直流電圧(脈動する電圧)を平滑化するものであり、コンバータ回路10の出力側に接続されている。平滑コンデンサC1は、正側が配線p3に接続され、負側が配線p4に接続されている。
スイッチング素子駆動回路20は、上下一対のスイッチング素子Qa,Qbに所定の駆動信号を出力する回路である。スイッチング素子駆動回路20は、配線haを介してスイッチング素子Qaのゲートに接続されるとともに、配線hbを介してスイッチング素子Qbのゲートに接続されている。
抵抗Raは、スイッチング素子駆動回路20から出力される駆動信号の電圧等を調整するゲート回路であり、配線haに設けられている。なお、図1の構成は一例であり、スイッチング素子Qaのゲート回路が抵抗Raのみで構成されるとは限らない。
逆電圧印加回路30aは、スイッチング素子Qaの寄生ダイオードDaに逆電圧を印加する回路であり、スイッチング素子Qaに一対一で設けられている。なお、「逆電圧」とは、寄生ダイオードDaの逆方向電圧という意味である。逆電圧印加回路30aは、スイッチング素子Qaのソースに配線iaを介して接続されるとともに、スイッチング素子Qaのドレインに配線jaを介して接続されている。
マルチバイブレータ40aは、逆電圧印加回路30aに所定の逆電圧印加信号を出力する回路であり、逆電圧印加回路30aに一対一で接続されている。図1に示す例では、マルチバイブレータ40aが、配線kaを介して逆電圧印加回路30aに接続されるとともに、配線ma及び配線ha(一部)を順次に介して、スイッチング素子駆動回路20に接続されている。そして、スイッチング素子駆動回路20で生成される駆動信号を用いて、マルチバイブレータ40aが逆電圧印加信号を生成するようになっている。
同様に、下アームのスイッチング素子Qbにも、逆電圧印加回路30bやマルチバイブレータ40b等が接続されている。
また、図1では図示を省略しているが、第2レグ12のスイッチング素子Qc,Qdにも、第1レグ11と同様に、スイッチング素子駆動回路、逆電圧印加回路、及びマルチバイブレータが接続されている。
また、図1では図示を省略しているが、第2レグ12のスイッチング素子Qc,Qdにも、第1レグ11と同様に、スイッチング素子駆動回路、逆電圧印加回路、及びマルチバイブレータが接続されている。
電流検出部Hは、コンバータ回路10に流れる電流(負荷)を検出するものであり、配線p2に設けられている。このような電流検出部Hとして、例えば、カレントトランスを用いることができる。
その他、図1では図示を省略しているが、交流電源Gから印加される交流電圧を検出する素子や、コンバータ回路10の両端の直流電圧を検出する素子等が設けられている。電流検出部H等の各検出値は、次に説明する制御回路50に出力される。
その他、図1では図示を省略しているが、交流電源Gから印加される交流電圧を検出する素子や、コンバータ回路10の両端の直流電圧を検出する素子等が設けられている。電流検出部H等の各検出値は、次に説明する制御回路50に出力される。
制御回路50は、例えば、マイコン(Microcomputer)であり、図示はしないが、CPU(Central Processing Unit)、ROM(Read Only Memory)、RAM(Random Access Memory)、各種インタフェース等の電子回路を含んで構成されている。そして、ROMに記憶されたプログラムを読み出してRAMに展開し、CPUが各種処理を実行するようになっている。制御回路50は、PWM制御に基づく所定の制御信号をスイッチング素子駆動回路20に出力する。
図2は、逆電圧印加回路30a、マルチバイブレータ40a、オンディレイ回路60a、及び通電時間設定回路70aの構成を示す回路図である。
なお、図2では、上アームのスイッチング素子Qaに関する回路を図示し、他のスイッチング素子Qb,Qc,Qd(図1参照)に関する回路の図示を省略している。また、既に説明した図1では、オンディレイ回路60aや通電時間設定回路70aの図示を省略している。
なお、図2では、上アームのスイッチング素子Qaに関する回路を図示し、他のスイッチング素子Qb,Qc,Qd(図1参照)に関する回路の図示を省略している。また、既に説明した図1では、オンディレイ回路60aや通電時間設定回路70aの図示を省略している。
図2に示すように、逆電圧印加回路30aは、ダイオード31と、スイッチング手段32と、コンデンサ33と、を備えている。
ダイオード31は、電流の逆流防止用の素子であり、配線jaに設けられている。ダイオード31は、アノードがスイッチング手段32に接続され、カソードが配線jaを介してスイッチング素子Qaのドレインに接続されている。
ダイオード31は、電流の逆流防止用の素子であり、配線jaに設けられている。ダイオード31は、アノードがスイッチング手段32に接続され、カソードが配線jaを介してスイッチング素子Qaのドレインに接続されている。
スイッチング手段32は、コンデンサ33とスイッチング素子Qaとの接続/遮断を切り替える素子であり、配線jaに設けられている。そして、マルチバイブレータ40aの「OUT」端子からの信号によって、スイッチング手段32のオン/オフが切り替わるようになっている。このようなスイッチング手段32として、例えば、MOSFETが用いられる。
コンデンサ33は、スイッチング手段32がオンに切り替えられたとき、所定の電圧を寄生ダイオードDaに逆電圧として印加する素子である。コンデンサ33は、正側が配線jaを介してスイッチング素子Qaのドレインに接続され、負側が配線iaを介してスイッチング素子Qaのソースに接続されている。なお、コンデンサ33を適宜に充電するためのブースストラップ回路(図示せず)が設けられていてもよい。
マルチバイブレータ40aは、「In」端子・「GND」端子間に印加される電圧の変化に応じて、「OUT」端子から所定の電気信号をスイッチング手段32に出力する電子回路である。本実施形態では、スイッチング素子駆動回路20から印加される矩形波状の電圧の立下りをマルチバイブレータ40aが検出した場合、「OUT」端子からスイッチング手段32にオン信号が所定時間出力されるようになっている。
図2に示すように、マルチバイブレータ40aの「In」端子は、配線ma及び配線ha(一部)を順次に介して、スイッチング素子駆動回路20に接続され、「GND」端子は接地されている。また、マルチバイブレータ40aの「Vcc」端子には、通電時間設定回路70aを介して、所定の電圧Vccが印加される。マルチバイブレータ40aの「OUT」端子は、スイッチング手段32であるMOSFETのゲートに配線kaを介して接続されている。
オンディレイ回路60aは、スイッチング素子駆動回路20から出力される駆動信号の立下り時から、マルチバイブレータ40aにおいて逆電圧印加信号の出力が開始されるまでの所定の遅れ時間を設ける回路である。図2に示す例では、オンディレイ回路60aは、いわゆるRC回路であり、スイッチング素子駆動回路20とマルチバイブレータ40aとを接続する配線maに設けられている。
具体的に説明すると、オンディレイ回路60aの抵抗61は、「In」端子と配線haとを接続する配線maに設けられている。また、コンデンサ62の正側は、配線maにおいて抵抗61よりも「In」端子側に設けられ、コンデンサ62の負側は接地されている。
そして、オンディレイ回路60aの時定数が予め適宜に設定されることで、スイッチング素子駆動回路20から出力される矩形波状の駆動信号を、所定の遅れ時間(オンディレイ)をもって、マルチバイブレータ40aに出力するようになっている。これによって、スイッチング素子Qaや寄生ダイオードDaの特性等を考慮して、最適な遅れ時間を設計段階で予め設定できる。なお、図2に示すオンディレイ回路60aの構成は一例であり、これに限定されるものではない。
通電時間設定回路70aは、マルチバイブレータ40aから出力されるオン信号の通電時間を設定する回路である。図2に示す例では、通電時間設定回路70aは、抵抗71と、ダイオード72と、コンデンサ73と、を備えている。抵抗71とダイオード72とは並列接続され、この並列接続体にコンデンサ73が直列接続されている。コンデンサ73の正側はダイオード72のアノードに接続され、コンデンサ73の負側はマルチバイブレータ40aの「Vcc」端子に接続されている。
<コンバータの動作>
図1に示すスイッチング素子駆動回路20は、制御回路50から入力される所定の制御信号に基づいて、スイッチング素子Qa,Qbを駆動するための駆動信号を生成する。なお、上アームのスイッチング素子Qaの駆動信号と、下アームのスイッチング素子Qbの駆動信号と、は互いに相補的な(オン/オフが略反転した)かたちになっている。
図1に示すスイッチング素子駆動回路20は、制御回路50から入力される所定の制御信号に基づいて、スイッチング素子Qa,Qbを駆動するための駆動信号を生成する。なお、上アームのスイッチング素子Qaの駆動信号と、下アームのスイッチング素子Qbの駆動信号と、は互いに相補的な(オン/オフが略反転した)かたちになっている。
ただし、仮に、上・下アームのスイッチング素子Qa,Qbが一時的に両方ともオン状態になった場合には大きな短絡電流が流れるため、このような短絡電流が流れないように所定のデッドタイムが設けられている。前記したデッドタイムとは、上アームのスイッチング素子Qaと、下アームのスイッチング素子Qbと、の両方をオフ状態にする時間である。なお、第2レグ12についても同様である。
次に、一例として、寄生ダイオードDaで発生する逆回復電流について説明する。例えば、交流電源Gの電圧が正の半サイクルにおいて、スイッチング素子Qa,Qdがオン状態のときには、交流電源GからリアクトルL1、スイッチング素子Qa、平滑コンデンサC1、及びスイッチング素子Qdを順次に介して、電流が流れる。
ここで、仮に、逆電圧印加回路30aが設けられていない構成であったとすると、下アームのスイッチング素子Qbがオフからオンに切り替わった瞬間に平滑コンデンサC1の電圧(大きな逆電圧)が上アームの寄生ダイオードDaに印加される。その結果、寄生ダイオードDaにおいて逆回復電流が生じる。この逆回復電流は、下アームのスイッチング素子Qbを介して流れるため、このスイッチング素子Qbで大きな損失(スイッチング損失)が生じる。このような損失を抑制するために、逆電圧印加回路30aが設けられている。
なお、「逆回復電流」とは、寄生ダイオードDa(又は還流ダイオード)に印加される電圧が順方向電圧から逆方向電圧に切り替わった瞬間に流れる電流である。
逆電圧印加回路30aは、スイッチング素子Qaの駆動信号が立ち下がって、所定のデッドタイムに入った直後に、比較的小さい逆電圧を上アームの寄生ダイオードDaに印加する。これによって、下アームのスイッチング素子Qbがオフからオンに切り替わる前に、上アームの寄生ダイオードDaにおいて比較的小さな逆回復電流を意図的に流すようにしている。
これによって、逆回復電流の原因となるキャリア(電子又は正孔)が、寄生ダイオードDaにおいてほとんど使い果たされる。したがって、その後に下アームのスイッチング素子Qbがオンに切り替わっても、寄生ダイオードDaには逆回復電流がほとんど流れないため、スイッチング素子Qbにおける損失を抑制できる。
図3は、コンバータ100での逆電圧の印加に関する動作を示すタイムチャートである(適宜、図1、図2を参照)。図3の上から順に、上アームのスイッチング素子Qaの駆動信号、下アームのスイッチング素子Qbの駆動信号、マルチバイブレータ40aの「OUT」端子(図2参照)から出力される信号、及び、マルチバイブレータ40bの「OUT」端子(図2参照)から出力される信号を示している。なお、図3の各横軸は、時間である。
図3に示す「デッドタイム」は、スイッチング素子Qa,Qbの両方がオフ状態の期間である。実際には「デッドタイム」は非常に短い時間であるが、分かりやすくするために図3では「デッドタイム」を長めの時間で記載している。
マルチバイブレータ40aは、スイッチング素子Qaの駆動信号の立下りを検出した場合、逆電圧印加回路30aにオン信号を所定時間出力する。つまり、スイッチング素子駆動回路20から上アームのスイッチング素子Qaに出力される駆動信号がオンからオフに切り替わると(時刻t1)、この駆動信号の立下りを、オンディレイ回路60aでの所定の遅れ時間Δtaをもってマルチバイブレータ40aが検出する。そして、マルチバイブレータ40aからのオン信号の出力が開始される(時刻t2)。
マルチバイブレータ40aの「OUT」端子(図2参照)から逆電圧印加回路30aのスイッチング手段32(図2参照)にオン信号が出力されると、このスイッチング手段32がオンに切り替わり、寄生ダイオードDaに比較的小さい逆電圧が印加される。これによって、寄生ダイオードDaに流れる逆回復電流のピーク値を抑えることができる。
寄生ダイオードDaに逆電圧が印加されると、上下一対のスイッチング素子Qa,Qbのデッドタイム中に、寄生ダイオードDa及びスイッチング素子Qbを介して、比較的小さい逆回復電流が流れる。これによって、寄生ダイオードDaに存在するキャリア(電子又は正孔)が、一時的にほとんど使い果たされる。したがって、その後に下アームのスイッチング素子Qbがオンに切り替わっても、寄生ダイオードDaに大きな逆回復電流が流れることはほとんどない。これによって、スイッチング素子Qbにおける損失を低減できる。
マルチバイブレータ40aの「OUT」端子(図2参照)から出力されるオン信号は、通電時間設定回路70aに基づく所定時間、継続される(時刻t2~t4)。その結果、逆電圧印加回路30aのスイッチング手段32(図2参照)のオン状態も、時刻t2~t4の期間で継続される。なお、スイッチング手段32がオンからオフに切り替わるタイミングは、デッドタイム(時刻t1~t3)が終わってから所定時間Δtbの経過後であってもよいし、また、デッドタイムが終わるのと略同時であってもよい。
このようにスイッチング素子Qa,Qbのデッドタイム中に逆電圧印加信号が出力されるため、寄生ダイオードDaでの逆回復電流を適切に抑制できる。なお、他方のマルチバイブレータ40bの動作も、一方のマルチバイブレータ40aと同様である。また、第2レグ12に逆電圧を印加する動作についても同様である。
<コンバータの制御モード>
次に、コンバータ100の複数の制御モードについて説明する。前記した複数の制御モードには、「同期整流制御」、「部分スイッチング制御」、及び「高速スイッチング制御」が含まれる。
次に、コンバータ100の複数の制御モードについて説明する。前記した複数の制御モードには、「同期整流制御」、「部分スイッチング制御」、及び「高速スイッチング制御」が含まれる。
(1.同期整流制御)
図4は、同期整流制御における交流電源電圧vs、回路電流is、及びスイッチング素子Qa~Qdの駆動パルスの時間的変化を示す説明図である(適宜、図1を参照)。なお、図4の各横軸は時間である。
同期整流制御は、交流電源電圧vsの極性に応じて、平滑コンデンサC1を介した電流経路(例えば、図5の破線矢印の経路)に含まれる所定のスイッチング素子をオン状態にする制御である。同期整流制御は、コンバータ回路10の負荷が比較的小さいときに行われる。
図4は、同期整流制御における交流電源電圧vs、回路電流is、及びスイッチング素子Qa~Qdの駆動パルスの時間的変化を示す説明図である(適宜、図1を参照)。なお、図4の各横軸は時間である。
同期整流制御は、交流電源電圧vsの極性に応じて、平滑コンデンサC1を介した電流経路(例えば、図5の破線矢印の経路)に含まれる所定のスイッチング素子をオン状態にする制御である。同期整流制御は、コンバータ回路10の負荷が比較的小さいときに行われる。
同期整流制御において制御回路50は、例えば、電流検出部Hによって検出される回路電流isに同期させて、上アームのスイッチング素子Qa,Qcのオン/オフを切り替える。交流電源電圧vsが正の半サイクルの期間について説明すると、制御回路50は、回路電流isが流れているときにはスイッチング素子Qaをオン状態とし、回路電流isが流れていないときにはスイッチング素子Qaをオフ状態にする。また、交流電源電圧vsが正の半サイクルの期間では、制御回路50は、上アームのスイッチング素子Qcをオフ状態で維持する。
また、制御回路50は、交流電源電圧vsの極性の変化に同期させて、下アームのスイッチング素子Qb,Qdのオン/オフを切り替える。例えば、交流電源電圧vsが正の半サイクルの期間において制御回路50は、スイッチング素子Qbをオフ状態にし、スイッチング素子Qdをオン状態にする。
このように、同期整流制御において制御回路50は、複数のスイッチング素子Qa~Qdのうち、平滑コンデンサC1を介した電流経路(例えば、図5の破線矢印を参照)に含まれるスイッチング素子Qa,Qdを、コンバータ回路10に電流が流れている期間の少なくとも一部でオン状態とし、この電流経路に含まれないスイッチング素子Qb,Qcをオフ状態にする。
同期整流制御では、図4に示すように、スイッチング素子Qa~Qdのスイッチング回数が少なくてすむため、適度な力率を保ちながらもスイッチング損失を低減し、高効率化を図ることができる。なお、逆電圧の印加と各制御モードとの関連性については後記する。
図5は、同期整流制御において、交流電源電圧vsが正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。
交流電源電圧vsが正の半サイクルの期間では、図5の破線矢印で示すように、平滑コンデンサC1を介した電流経路を介して、回路電流isが流れる。すなわち、交流電源G→リアクトルL1→スイッチング素子Qa→平滑コンデンサC1→スイッチング素子Qd→交流電源Gの順に回路電流isが流れる。
交流電源電圧vsが正の半サイクルの期間では、図5の破線矢印で示すように、平滑コンデンサC1を介した電流経路を介して、回路電流isが流れる。すなわち、交流電源G→リアクトルL1→スイッチング素子Qa→平滑コンデンサC1→スイッチング素子Qd→交流電源Gの順に回路電流isが流れる。
また、交流電源電圧vsが負の半サイクルの期間では、図示はしないが、交流電源G→スイッチング素子Qc→平滑コンデンサC1→スイッチング素子Qb→リアクトルL1→交流電源Gの順に回路電流isが流れる。
(2.部分スイッチング制御)
部分スイッチング制御は、スイッチング素子Qa~Qdのうち、リアクトルL1に接続されている2つのスイッチング素子Qa,Qbを交互にオン・オフする動作を、交流電源Gの電圧の半サイクルごとに所定回数行う制御モードである。部分スイッチング制御は、コンバータ回路10の負荷が中程度のときに行われる。
部分スイッチング制御は、スイッチング素子Qa~Qdのうち、リアクトルL1に接続されている2つのスイッチング素子Qa,Qbを交互にオン・オフする動作を、交流電源Gの電圧の半サイクルごとに所定回数行う制御モードである。部分スイッチング制御は、コンバータ回路10の負荷が中程度のときに行われる。
図6は、部分スイッチング制御における交流電源電圧vs、回路電流is・短絡電流isp、及びスイッチング素子Qa~Qdの駆動パルスの時間的変化を示す説明図である(適宜、図1を参照)。
交流電源電圧vsが正の半サイクルの期間について説明すると、制御回路50は、スイッチング素子Qa,Qbを所定回数・所定パルス幅で交互にオン・オフする。より詳しく説明すると、制御回路50は、交流電源電圧vsの正・負が切り替わった直後に、スイッチング素子Qa,Qbを交互にオン・オフする動作を所定回数行う。また、制御回路50は、交流電源電圧vsの極性に同期して、スイッチング素子Qc,Qdのオン/オフを制御する。
交流電源電圧vsが正の半サイクルの期間について説明すると、制御回路50は、スイッチング素子Qa,Qbを所定回数・所定パルス幅で交互にオン・オフする。より詳しく説明すると、制御回路50は、交流電源電圧vsの正・負が切り替わった直後に、スイッチング素子Qa,Qbを交互にオン・オフする動作を所定回数行う。また、制御回路50は、交流電源電圧vsの極性に同期して、スイッチング素子Qc,Qdのオン/オフを制御する。
以下では、部分スイッチング制御についてわかりやすく説明するために、部分スイッチング制御を「力率改善動作」と「同期整流動作」とに分けて説明する。
「力率改善動作」とは、リアクトルL1を介して、所定の短絡電流isp(図7の破線矢印を参照)を流す動作である。なお、短絡電流ispとは、コンバータ回路10において平滑コンデンサC1を介さずに流れる電流である。
「力率改善動作」とは、リアクトルL1を介して、所定の短絡電流isp(図7の破線矢印を参照)を流す動作である。なお、短絡電流ispとは、コンバータ回路10において平滑コンデンサC1を介さずに流れる電流である。
また、「同期整流動作」とは、交流電源電圧vsの極性に基づいてスイッチング素子Qa~Qdを制御し、平滑コンデンサC1を介して回路電流isを流す動作である。ちなみに、前記した同期整流モード(図4、図5参照)は、この「同期整流動作」を継続的に行う制御モードである。
まず、「力率改善動作」について説明する。
例えば、交流電源電圧vsが正の半サイクルの期間において、制御回路50は、図6に示すように、スイッチング素子Qcをオフ状態で維持するとともに、スイッチング素子Qdをオン状態で維持する。また、制御回路50は、コンバータ回路10に電流が流れ始める所定の区間tfにおいて、スイッチング素子Qbをオン、スイッチング素子Qaをオフにする。このときに流れる短絡電流ispの経路について、図7を参照して説明する。
例えば、交流電源電圧vsが正の半サイクルの期間において、制御回路50は、図6に示すように、スイッチング素子Qcをオフ状態で維持するとともに、スイッチング素子Qdをオン状態で維持する。また、制御回路50は、コンバータ回路10に電流が流れ始める所定の区間tfにおいて、スイッチング素子Qbをオン、スイッチング素子Qaをオフにする。このときに流れる短絡電流ispの経路について、図7を参照して説明する。
図7は、交流電源電圧vsが正の半サイクルにおいて、力率改善動作を行ったときの電流の流れを示す説明図である。
交流電源電圧vsが正の半サイクルのときに力率改善動作が行われると、図7の破線矢印で示すように、交流電源G→リアクトルL1→スイッチング素子Qb→スイッチング素子Qd→交流電源Gの順に短絡電流isp(力率改善電流)が流れる。このときリアクトルL1には、所定のエネルギが蓄えられる。
交流電源電圧vsが正の半サイクルのときに力率改善動作が行われると、図7の破線矢印で示すように、交流電源G→リアクトルL1→スイッチング素子Qb→スイッチング素子Qd→交流電源Gの順に短絡電流isp(力率改善電流)が流れる。このときリアクトルL1には、所定のエネルギが蓄えられる。
このように短絡電流ispを流すことで、電流波形の歪みを小さくし、電流波形を正弦波に近づけることができる(図6参照)。したがって、コンバータ100の力率を改善できるとともに、高調波電流を抑制できる。
なお、交流電源電圧vsが負の極性である期間では、図示はしないが、交流電源G→スイッチング素子Qc→スイッチング素子Qa→リアクトルL1→交流電源Gの短絡経路において、短絡電流ispが流れる。
次に、「同期整流動作」について説明する。
前記した「力率改善動作」を行った後、制御回路50は、図6に示す所定の区間tgにおいて「同期整流動作」を行う。すなわち、制御回路50は、スイッチング素子Qaをオフからオンに切り替えるとともに、スイッチング素子Qbをオンからオフに切り替える。なお、区間tgにおいてもスイッチング素子Qcはオフ状態で維持され、スイッチング素子Qdはオン状態で維持される。
前記した「力率改善動作」を行った後、制御回路50は、図6に示す所定の区間tgにおいて「同期整流動作」を行う。すなわち、制御回路50は、スイッチング素子Qaをオフからオンに切り替えるとともに、スイッチング素子Qbをオンからオフに切り替える。なお、区間tgにおいてもスイッチング素子Qcはオフ状態で維持され、スイッチング素子Qdはオン状態で維持される。
このようにスイッチング素子Qa~Qdが制御されることで、リアクトルL1に蓄えられたエネルギが平滑コンデンサC1に放出され、平滑コンデンサC1の直流電圧が昇圧される。これによって、例えば、モータMの回転速度の許容限度を高めることができる。なお、同期整流動作における電流経路は、前記した同期整流モードにおける電流経路(図5の破線矢印を参照)と同様である。
そして、制御回路50は、部分スイッチング制御において、前記した「同期整流動作」と「力率改善動作」とを交互に所定回数行う。
(3.高速スイッチング制御)
高速スイッチング制御は、スイッチング素子Qa~Qdのうち、リアクトルL1に接続されている2つのスイッチング素子Qa,Qbを交互にオン・オフする動作を所定周期で繰り返す制御モードである。高速スイッチング制御は、コンバータ回路10の負荷が比較的大きいときに行われる。
高速スイッチング制御は、スイッチング素子Qa~Qdのうち、リアクトルL1に接続されている2つのスイッチング素子Qa,Qbを交互にオン・オフする動作を所定周期で繰り返す制御モードである。高速スイッチング制御は、コンバータ回路10の負荷が比較的大きいときに行われる。
図8は、高速スイッチング制御における交流電源電圧vs、回路電流is・短絡電流isp、及びスイッチング素子Qa~Qdの駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
交流電源電圧vsの正の半サイクルを例に説明すると、制御回路50は、スイッチング素子Qcをオフ状態、スイッチング素子Qdをオン状態で維持する。また、制御回路50は、リアクトルL1に接続されているスイッチング素子Qa,Qbのオン/オフを、所定周期で交互に切り替える。また、制御回路50は、回路電流isや短絡電流ispの電流波形が正弦波状になるように、スイッチング素子Qa,Qbのオンデューティを所定に変化させる。
つまり、高速スイッチング制御では、前記した「力率改善動作」と「同期整流動作」とが所定周期で交互に繰り返される。このような高速スイッチング制御を高負荷時に行うことで、回路電流is等が正弦波状になるため、高調波を抑制できるとともに、力率を改善できる。
<制御モードの切替えについて>
図9は、負荷の大きさ、逆電圧の印加の有無、コンバータ100の動作モード、モータMの運転領域の関係を示す説明図である。
図9に示す「中間運転領域」は、負荷(例えば、電流検出部Hの検出値:図1参照)が比較的小さい領域である。本実施形態では、負荷の大きさが閾値I1未満である場合に「同期整流制御」を行うことで、コンバータ100の高効率化を図るようにしている。
図9は、負荷の大きさ、逆電圧の印加の有無、コンバータ100の動作モード、モータMの運転領域の関係を示す説明図である。
図9に示す「中間運転領域」は、負荷(例えば、電流検出部Hの検出値:図1参照)が比較的小さい領域である。本実施形態では、負荷の大きさが閾値I1未満である場合に「同期整流制御」を行うことで、コンバータ100の高効率化を図るようにしている。
図9に示す「定格運転領域」は、前記した「中間運転領域」よりも負荷が大きく、モータM(図1参照)を定格運転できる領域である。本実施形態では、負荷の大きさが閾値I1以上かつ閾値I2未満である場合に「部分スイッチング制御」を行うことで、昇圧や力率の改善の他、高調波の抑制を行うようにしている。
図9に示す「高負荷領域」は、負荷の大きさが比較的大きい領域である。本実施形態では、負荷の大きさが閾値I2以上である場合に「高速スイッチング制御」を行うことで、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うようにしている。なお、閾値I1,I2の大きさは、事前の実験やシミュレーションに基づいて、予め設定されている。
<制御回路の処理>
図10は、コンバータ100の制御回路50が実行する処理のフローチャートである(適宜、図1を参照)。なお、図10の「START」時には、モータMが駆動しているものとする。
ステップS101において制御回路50は、電流検出部Hの検出値I(負荷の大きさ)を読み込む。
図10は、コンバータ100の制御回路50が実行する処理のフローチャートである(適宜、図1を参照)。なお、図10の「START」時には、モータMが駆動しているものとする。
ステップS101において制御回路50は、電流検出部Hの検出値I(負荷の大きさ)を読み込む。
ステップS102において制御回路50は、ステップS101で読み込んだ検出値Iが閾値I1(第1閾値)未満であるか否かを判定する。つまり、制御回路50は、モータMの運転領域が「中間運転領域」(図9参照)に含まれるか否かを判定する。
電流の検出値Iが閾値I1未満である場合(S102:Yes)、制御回路50の処理はステップS103に進む。
ステップS103において制御回路50は、前記した同期整流制御を実行する。これによって、電力変換を高効率で行うことができる。
ステップS103において制御回路50は、前記した同期整流制御を実行する。これによって、電力変換を高効率で行うことができる。
ステップS103の同期整流制御の実行中、制御回路50は、逆電圧印加回路30a,30bを停止させ、逆電圧の印加を行わないようにする。ここで、逆電圧印加回路30a,30bを「停止」させるとは、周期的に繰り返される交流電源電圧vsの各サイクルにおいて、逆電圧印加回路30a,30bによる逆電圧の印加を行わないことを意味している。
前記したように、同期整流制御では、交流電源電圧vsのゼロクロス点付近で、スイッチング素子Qa~Qdのオン/オフが切り替えられる(図4参照)。このゼロクロス点付近では交流電源電圧vsが略ゼロであるため、逆電圧印加回路30a,30bから逆電圧を印加せずとも、寄生ダイオードDa~Ddには逆回復電流がほとんど流れない。したがって、同期整流制御の実行中、寄生ダイオードDa~Ddに逆電圧を印加する必要は特にない。このように逆電圧印加回路30a,30bを不必要に駆動させないようにすることで、無駄な消費電力を削減できる。
また、図10のステップS102において電流の検出値Iが閾値I1以上である場合(S102:No)、制御回路50の処理はステップS104に進む。
ステップS104において制御回路50は、電流検出部Hの検出値Iが閾値I2(第2閾値)未満であるか否かを判定する。つまり、制御回路50は、電流の検出値Iが「定格運転領域」(図9参照)に含まれるか否かを判定する。なお、前記した閾値I2は、閾値I1よりも大きな値であり、予め設定されている。
ステップS104において制御回路50は、電流検出部Hの検出値Iが閾値I2(第2閾値)未満であるか否かを判定する。つまり、制御回路50は、電流の検出値Iが「定格運転領域」(図9参照)に含まれるか否かを判定する。なお、前記した閾値I2は、閾値I1よりも大きな値であり、予め設定されている。
電流の検出値Iが閾値I2未満である場合(S104:Yes)、制御回路50の処理はステップS105に進む。
ステップS105において制御回路50は、部分スイッチング制御を実行する。これによって、昇圧や力率の改善の他、高調波の抑制を行うことができる。
ステップS105において制御回路50は、部分スイッチング制御を実行する。これによって、昇圧や力率の改善の他、高調波の抑制を行うことができる。
ステップS105の部分スイッチング制御の実行中、制御回路50は、逆電圧印加回路30a,30bを駆動させ、所定の逆電圧を印加する。ここで、逆電圧印加回路30a,30bを「駆動」させるとは、周期的に繰り返される交流電源電圧vsの各サイクルにおいて、逆電圧印加回路30a,30bによる逆電圧の印加を少なくとも1回行うことを意味している。
例えば、上アームのスイッチング素子Qaがオンからオフに変わった直後のデッドタイムにおいて制御回路50は、逆電圧印加回路30aによって寄生ダイオードDaに逆電圧を印加する。これによって、その後に下アームのスイッチング素子Qbがオンになった瞬間、大きな逆回復電流が寄生ダイオードDaに生じることを抑制できる。したがって、コンバータ回路10の低損失化を図ることができる。
また、ステップS104において電流検出部Hの検出値Iが閾値I2以上である場合(S104:No)、制御回路50の処理はステップS106に進む。
ステップS106において制御回路50は、高速スイッチング制御を実行する。これによって、「高負荷運転領域」(図9参照)においても、昇圧や力率を改善の他、高調波の抑制を行うことができる。
ステップS106において制御回路50は、高速スイッチング制御を実行する。これによって、「高負荷運転領域」(図9参照)においても、昇圧や力率を改善の他、高調波の抑制を行うことができる。
ステップS106の高速スイッチング制御の実行中、制御回路50は、逆電圧印加回路30a,30bを駆動させ、所定の逆電圧を印加する。これによって、寄生ダイオードDa等で大きな逆回復電流が生じることを抑制し、コンバータ回路10の低損失化を図ることができる。
このように制御回路50は、コンバータ回路10の負荷の大きさに基づいて、逆電圧印加回路30a,30bの駆動/停止を切り替える。ステップS103,S105,S106のいずれかの処理を行った後、制御回路50の処理は「START」に戻る(RETURN)。
<効果>
第1実施形態によれば、低負荷時に同期整流制御を行っているとき、制御回路50は、逆電圧印加回路30a,30bを停止させる(S103:図10参照)。前記したように、交流電源電圧vsのゼロクロス点付近でスイッチング素子Qa~Qdのオン/オフを切り替える同期整流制御では、寄生ダイオードDa~Ddには逆回復電流がほとんど流れないからである。このように、不必要に逆電圧印加回路30a,30bを駆動しないようにすることで、コンバータ100における損失を抑制し、高効率化を図ることができる。
第1実施形態によれば、低負荷時に同期整流制御を行っているとき、制御回路50は、逆電圧印加回路30a,30bを停止させる(S103:図10参照)。前記したように、交流電源電圧vsのゼロクロス点付近でスイッチング素子Qa~Qdのオン/オフを切り替える同期整流制御では、寄生ダイオードDa~Ddには逆回復電流がほとんど流れないからである。このように、不必要に逆電圧印加回路30a,30bを駆動しないようにすることで、コンバータ100における損失を抑制し、高効率化を図ることができる。
また、第1実施形態によれば、中負荷時の部分スイッチング制御や、高負荷時の高速スイッチング制御が行われているときには、逆電圧印加回路30a,30bから寄生ダイオードDa等に逆電圧が印加される(S105,S106:図10参照)。したがって、部分スイッチング制御や高速スイッチング制御によって高出力化を図りつつ、コンバータ回路10における損失を低減できる。
このように第1実施形態によれば、制御回路50が、負荷の大きさに応じて、逆電圧印加回路30a,30bの駆動/停止を切り替えることで、高効率化と高出力化とを両立できる。
≪第2実施形態≫
第2実施形態では、第1実施形態で説明したコンバータ100(図1参照)を備える空気調和機W(図11参照)について説明する。なお、コンバータ100の構成や動作については、第1実施形態と同様であるため、その説明を省略する。
第2実施形態では、第1実施形態で説明したコンバータ100(図1参照)を備える空気調和機W(図11参照)について説明する。なお、コンバータ100の構成や動作については、第1実施形態と同様であるため、その説明を省略する。
図11は、第2実施形態に係る空気調和機Wの構成図である。
空気調和機Wは、所定の空調を行う機器である。以下では、空気調和機Wが主に冷房運転を行うものとして説明するが、これに限定されるものではない。
図11に示すように、空気調和機Wは、圧縮機1と、室外熱交換器2と、室外ファン3と、膨張弁4と、室内熱交換器5と、室内ファン6と、コンバータ100と、インバータ200と、を備えている。また、図11に示す冷媒回路Fは、圧縮機1、室外熱交換器2、膨張弁4、及び室内熱交換器5が、配管qを介して環状に順次接続された構成になっている。
空気調和機Wは、所定の空調を行う機器である。以下では、空気調和機Wが主に冷房運転を行うものとして説明するが、これに限定されるものではない。
図11に示すように、空気調和機Wは、圧縮機1と、室外熱交換器2と、室外ファン3と、膨張弁4と、室内熱交換器5と、室内ファン6と、コンバータ100と、インバータ200と、を備えている。また、図11に示す冷媒回路Fは、圧縮機1、室外熱交換器2、膨張弁4、及び室内熱交換器5が、配管qを介して環状に順次接続された構成になっている。
圧縮機1は、ガス状の冷媒を圧縮する機器であり、駆動源であるモータMを備えている。なお、図11では省略しているが、圧縮機1の吸入側には、冷媒を気液分離するためのアキュムレータが設けられている。
コンバータ100は、交流電源Gから印加される交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置であり、第1実施形態と同様の構成を備えている。インバータ200は、コンバータ100から印加される直流電圧を交流電圧に変換し、変換後の交流電圧を圧縮機1のモータMに印加する。
室外熱交換器2は、その伝熱管(図示せず)を通流する冷媒と、室外ファン3から送り込まれる外気と、の間で熱交換が行われる熱交換器である。
室外ファン3は、室外熱交換器2に外気を送り込むファンであり、室外熱交換器2の付近に設置されている。
室外ファン3は、室外熱交換器2に外気を送り込むファンであり、室外熱交換器2の付近に設置されている。
膨張弁4は、室外熱交換器2(凝縮器)で凝縮した冷媒を減圧する弁である。そして、膨張弁4で減圧された冷媒が、室内熱交換器5(蒸発器)に導かれるようになっている。
室内熱交換器5は、その伝熱管(図示せず)を通流する冷媒と、室内ファン6から送り込まれる室内空気(空調対象空間の空気)と、の間で熱交換が行われる熱交換器である。
室内ファン6は、室内熱交換器5に室内空気を送り込むファンであり、室内熱交換器5の付近に設置されている。
室内ファン6は、室内熱交換器5に室内空気を送り込むファンであり、室内熱交換器5の付近に設置されている。
図11に示す例では、圧縮機1、室外熱交換器2、室外ファン3、コンバータ100、及びインバータ200が、室外機Uoに設けられている。一方、室内熱交換器5や室内ファン6は、室内機Uiに設けられている。そして、例えば、冷房運転中には冷媒回路Fにおいて、圧縮機1、室外熱交換器2(凝縮器)、膨張弁4、及び室内熱交換器5(蒸発器)を順次に介して、冷凍サイクルで冷媒が循環するようになっている。
なお、空気調和機Wの構成は、図11の例に限定されるものではない。例えば、冷媒の流路を切り替える四方弁(図示せず)が、冷媒回路Fに設けられていてもよい。このような構成において、暖房運転時には、圧縮機1、室内熱交換器5(凝縮器)、膨張弁4、及び室外熱交換器2(蒸発器)を順次に介して、冷凍サイクルで冷媒が循環する。すなわち、圧縮機1、「凝縮器」、膨張弁4、及び「蒸発器」を順次に介して冷媒が通流する冷媒回路Fにおいて、「凝縮器」及び「蒸発器」の一方は室外熱交換器2であり、他方は室内熱交換器5である。
<効果>
第2実施形態によれば、空気調和機Wが、第1実施形態と同様の構成のコンバータ100を備えている。これによって、空気調和機Wの高効率化を図り、従来よりもAPF(Annual Performance Factor)を高めることができる。
図ることができる。
第2実施形態によれば、空気調和機Wが、第1実施形態と同様の構成のコンバータ100を備えている。これによって、空気調和機Wの高効率化を図り、従来よりもAPF(Annual Performance Factor)を高めることができる。
図ることができる。
また、コンバータ100の制御回路50(図1参照)は、中負荷時の部分スイッチング制御中や、高負荷時の高速スイッチング制御中、逆電圧印加回路30a,30bを用いて所定の逆電圧を印加する。これによって、圧縮機1のモータMを高速回転させることが可能になり、空気調和機Wの高出力化を図ることができる。このように第2実施形態によれば、高効率化と高出力化との両立を図った空気調和機Wを提供できる。
≪変形例≫
以上、本発明に係るコンバータ100(図1参照)や空気調和機W(図11参照)について各実施形態で説明したが、本発明はこれらの記載に限定されるものではなく、種々の変更を行うことができる。例えば、次に説明するように、第1実施形態で説明した構成に還流ダイオードDa1~Dd1(図12参照)を追加してもよい。
以上、本発明に係るコンバータ100(図1参照)や空気調和機W(図11参照)について各実施形態で説明したが、本発明はこれらの記載に限定されるものではなく、種々の変更を行うことができる。例えば、次に説明するように、第1実施形態で説明した構成に還流ダイオードDa1~Dd1(図12参照)を追加してもよい。
図12は、変形例に係る電力変換装置であるコンバータ100Aの構成図である。
図12に示すように、スイッチング素子Qaに対して逆並列に還流ダイオードDa1が接続されていてもよい。このような構成において、逆電圧印加回路30aによる逆電圧は、寄生ダイオードDaに印加されるとともに、還流ダイオードDa1にも印加される。なお、他のスイッチング素子Qb~Qdに接続された還流ダイオードDb1~Dd1についても同様である。
図12に示す構成によれば、寄生ダイオードDa~Ddにおける逆回復電流を抑制できるとともに、還流ダイオードDa1~Dd1における逆回復電流を抑制できるため、コンバータ100Aの低損失化を図ることができる。
図12に示すように、スイッチング素子Qaに対して逆並列に還流ダイオードDa1が接続されていてもよい。このような構成において、逆電圧印加回路30aによる逆電圧は、寄生ダイオードDaに印加されるとともに、還流ダイオードDa1にも印加される。なお、他のスイッチング素子Qb~Qdに接続された還流ダイオードDb1~Dd1についても同様である。
図12に示す構成によれば、寄生ダイオードDa~Ddにおける逆回復電流を抑制できるとともに、還流ダイオードDa1~Dd1における逆回復電流を抑制できるため、コンバータ100Aの低損失化を図ることができる。
また、第1実施形態では、スイッチング素子Qa~Qd(図1参照)が全てMOSFETである場合について説明したが、これに限らない。例えば、スイッチング素子Qa~Qdが、IGBT(Insulated Gate Bipolor Transisto)といった他の種類の素子であってもよい。また、スイッチング素子Qa~Qdとして、異なる種類の素子が混在していてもよい。また、寄生ダイオードが存在しない種類のスイッチング素子に、それぞれ、還流ダイオードが逆並列に接続された構成であってもよい。
また、第1実施形態で説明したコンバータ100(図1参照)の構成は一例であり、これに限定されるものではない。
また、第1実施形態で説明したコンバータ100(図1参照)の構成は一例であり、これに限定されるものではない。
また、第1実施形態では、コンバータ回路10の負荷の大きさの指標として、コンバータ回路10に流れる電流の検出値を用いる場合について説明したが、これに限らない。例えば、コンバータ回路10の負荷の大きさの指標として、コンバータ回路10の直流側の電圧(平滑コンデンサC1の電圧)、インバータ200(インバータ回路)の変調率、インバータ200の出力側に接続されるモータMの回転速度、又は、モータMに流れる電流を制御回路50が用いるようにしてもよい。
なお、インバータ200の「変調率」とは、インバータ200の直流電圧に対するモータMの印加電圧(線間電圧)の実効値の比である。なお、負荷が大きくなるにつれて、インバータ200の変調率の他、モータMの電流や回転速度も大きくなる。したがって、所定の閾値によって分けられる複数の負荷領域と、インバータ200に流れる電流等との関係は、図9と同様になる。
また、前記した複数の指標を適宜に組み合わせてもよい。例えば、コンバータ回路10の直流側の電圧が所定値以上であり、かつ、コンバータ回路10に流れる電流が所定値以上である場合には、制御回路50が逆電圧印加回路30a,30bを駆動させ、それ以外の場合には、逆電圧印加回路30a,30bを停止させるようにしてもよい。
すなわち、「負荷」の大きさの指標として、コンバータ回路10の直流側の電圧、コンバータ回路10に流れる電流、インバータ200(インバータ回路)の変調率、インバータ200の出力側に接続されるモータMの回転速度、及び、モータMに流れる電流のうちいずれか一つ以上が用いられるようにしてもよい。
その他、負荷の大きさの指標として、空気調和機W(図11参照)の室外熱交換器2の温度、室内熱交換器5の温度、外気温度、室内温度(空調対象空間の温度)等が用いられてもよい。
すなわち、「負荷」の大きさの指標として、コンバータ回路10の直流側の電圧、コンバータ回路10に流れる電流、インバータ200(インバータ回路)の変調率、インバータ200の出力側に接続されるモータMの回転速度、及び、モータMに流れる電流のうちいずれか一つ以上が用いられるようにしてもよい。
その他、負荷の大きさの指標として、空気調和機W(図11参照)の室外熱交換器2の温度、室内熱交換器5の温度、外気温度、室内温度(空調対象空間の温度)等が用いられてもよい。
また、第1実施形態では、マルチバイブレータ40a,40b(図1参照)がスイッチング素子駆動回路20に接続される構成について説明したが、これに限らない。例えば、マルチバイブレータ40a,40bを使用せず、制御回路50で逆電圧印加回路30a,30bの駆動用信号を逆電圧印加回路30a,30b用の所定の駆動回路へ出力し、これを用いて逆電圧印加回路30a,30bを駆動させてもよい。
また、第1実施形態では、コンバータ回路10に流れる電流の検出値I(負荷の大きさ)に関して、2つの閾値I1,I2が設けられる場合について説明したが、これに限らない。例えば、負荷の大きさが所定値未満である場合には、制御回路50が逆電圧印加回路30a,30bを停止させ、負荷の大きさが所定値以上である場合には、制御回路50が逆電圧印加回路30a,30bを駆動させるようにしてもよい。このような構成でも、コンバータ回路10の低損失化を図ることができる。
また、第2実施形態では、室内機Ui(図11参照)及び室外機Uo(図11参照)が一台ずつ設けられた構成の空気調和機Wについて説明したが、これに限らない。例えば、複数台の室外機を備えるマルチ型の空気調和機にも各実施形態を適用できる。
また、第2実施形態では、コンバータ100等を備える空気調和機W(図11参照)について説明したが、冷蔵庫、給湯機、洗濯機等の他の機器にも適用可能である。
また、第2実施形態では、コンバータ100等を備える空気調和機W(図11参照)について説明したが、冷蔵庫、給湯機、洗濯機等の他の機器にも適用可能である。
また、実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に記載したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されない。また、実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
また、前記した機構や構成は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての機構や構成を示しているとは限らない。
また、前記した機構や構成は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての機構や構成を示しているとは限らない。
1 圧縮機
2 室外熱交換器(凝縮器/蒸発器)
3 室外ファン
4 膨張弁
5 室内熱交換器(蒸発器/凝縮器)
6 室内ファン
10 コンバータ回路
11 第1レグ(スイッチングレグ)
12 第2レグ(スイッチングレグ)
20 スイッチング素子駆動回路
30a,30b 逆電圧印加回路
40a,40b マルチバイブレータ
50 制御回路
100,100A コンバータ(電力変換装置)
200 インバータ(インバータ回路)
C1 平滑コンデンサ
Da,Db,Dc,Dd 寄生ダイオード
Da1,Db1,Dc1,Dd1 還流ダイオード
F 冷媒回路
G 交流電源
H 電流検出部
L1 リアクトル
M モータ
Qa,Qc スイッチング素子(上アームのスイッチング素子)
Qb,Qd スイッチング素子(下アームのスイッチング素子)
W 空気調和機
p1 配線
2 室外熱交換器(凝縮器/蒸発器)
3 室外ファン
4 膨張弁
5 室内熱交換器(蒸発器/凝縮器)
6 室内ファン
10 コンバータ回路
11 第1レグ(スイッチングレグ)
12 第2レグ(スイッチングレグ)
20 スイッチング素子駆動回路
30a,30b 逆電圧印加回路
40a,40b マルチバイブレータ
50 制御回路
100,100A コンバータ(電力変換装置)
200 インバータ(インバータ回路)
C1 平滑コンデンサ
Da,Db,Dc,Dd 寄生ダイオード
Da1,Db1,Dc1,Dd1 還流ダイオード
F 冷媒回路
G 交流電源
H 電流検出部
L1 リアクトル
M モータ
Qa,Qc スイッチング素子(上アームのスイッチング素子)
Qb,Qd スイッチング素子(下アームのスイッチング素子)
W 空気調和機
p1 配線
Claims (7)
- 上アームのスイッチング素子と、下アームのスイッチング素子と、が接続されてなるスイッチングレグを有し、交流電源から印加される交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路を備えるとともに、
前記交流電源と前記コンバータ回路とを接続する配線に設けられるリアクトルと、
前記コンバータ回路の出力側に接続され、前記コンバータ回路から印加される直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、を備え、
それぞれの前記スイッチング素子が寄生ダイオードを有しているか、又は、それぞれの前記スイッチング素子に還流ダイオードが逆並列に接続されており、
前記スイッチング素子の前記寄生ダイオード又は前記還流ダイオードに逆電圧を印加する逆電圧印加回路と、
前記コンバータ回路の負荷の大きさに基づいて、前記逆電圧印加回路の駆動/停止を切り替える制御回路と、をさらに備える電力変換装置。 - 前記制御回路は、
前記負荷の大きさが所定値未満である場合には、前記逆電圧印加回路を停止させ、
前記負荷の大きさが前記所定値以上である場合には、前記逆電圧印加回路を駆動させること
を特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。 - 前記負荷の大きさの指標として、前記コンバータ回路の直流側の電圧、前記コンバータ回路に流れる電流、前記コンバータ回路から印加される直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路の変調率、前記インバータ回路の出力側に接続されるモータの回転速度、及び、前記モータに流れる電流のうちいずれか一つ以上が用いられること
を特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。 - 前記負荷の大きさが第1閾値未満の場合、前記制御回路は、複数の前記スイッチング素子のうち、前記平滑コンデンサを介した電流経路に含まれるスイッチング素子を、前記コンバータ回路に電流が流れている期間の少なくとも一部でオン状態とし、前記電流経路に含まれないスイッチング素子をオフ状態にする同期整流制御を実行し、前記同期整流制御の実行中、前記逆電圧印加回路を停止させること
を特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。 - 前記負荷の大きさが前記第1閾値以上かつ第2閾値以下である場合、前記制御回路は、複数の前記スイッチング素子のうち、前記リアクトルに接続されている2つのスイッチング素子を交互にオン・オフする動作を、前記交流電源の電圧の半サイクルごとに所定回数行う部分スイッチング制御を実行し、前記部分スイッチング制御の実行中、前記逆電圧印加回路を駆動させること
を特徴とする請求項4に記載の電力変換装置。 - 前記負荷の大きさが前記第2閾値以上である場合、前記制御回路は、複数の前記スイッチング素子のうち、前記リアクトルに接続されている2つのスイッチング素子を交互にオン・オフする動作を所定周期で繰り返す高速スイッチング制御を実行し、前記高速スイッチング制御の実行中、前記逆電圧印加回路を駆動させること
を特徴とする請求項5に記載の電力変換装置。 - 圧縮機、凝縮器、膨張弁、及び蒸発器を順次に介して冷媒が循環する冷媒回路と、
交流電源から印加される交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置と、
前記電力変換装置から印加される直流電圧を交流電圧に変換し、変換後の交流電圧を前記圧縮機のモータに印加するインバータ回路と、を含み、
前記電力変換装置は、
上アームのスイッチング素子と、下アームのスイッチング素子と、が接続されてなるスイッチングレグを有するコンバータ回路を備えるとともに、
前記交流電源と前記コンバータ回路とを接続する配線に設けられるリアクトルと、
前記コンバータ回路の出力側に接続され、前記コンバータ回路から印加される直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、を備え、
それぞれの前記スイッチング素子が寄生ダイオードを有しているか、又は、それぞれの前記スイッチング素子に還流ダイオードが逆並列に接続されており、
前記スイッチング素子の前記寄生ダイオード又は前記還流ダイオードに逆電圧を印加する逆電圧印加回路と、
前記コンバータ回路の負荷の大きさに基づいて、前記逆電圧印加回路の駆動/停止を切り替える制御回路と、をさらに備える空気調和機。
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JP2020554697A JP7116438B2 (ja) | 2018-10-31 | 2018-10-31 | 電力変換装置、及び、これを備える空気調和機 |
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PCT/JP2018/040622 WO2020090071A1 (ja) | 2018-10-31 | 2018-10-31 | 電力変換装置、及び、これを備える空気調和機 |
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CN103887980B (zh) * | 2014-03-13 | 2016-10-05 | 昂宝电子(上海)有限公司 | 用于调节电源变换***的***和方法 |
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CN106817031B (zh) * | 2017-02-24 | 2019-05-28 | 昂宝电子(上海)有限公司 | 具有对于同步整流控制器的定时控制的***和方法 |
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2018
- 2018-10-31 JP JP2020554697A patent/JP7116438B2/ja active Active
- 2018-10-31 WO PCT/JP2018/040622 patent/WO2020090071A1/ja active Application Filing
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2019
- 2019-03-13 TW TW108108428A patent/TWI810255B/zh active
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