JP7238186B2 - 電力変換装置、及びこれを備える空気調和機 - Google Patents
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Description
<電力変換装置の構成>
図1は、第1実施形態に係る電力変換装置1の構成図である。
電力変換装置1は、交流電源Gから印加される交流電源電圧Vsを直流電圧Vdに変換し、この直流電圧Vdを負荷H(インバータ、モータ等)に出力するコンバータである。電力変換装置1は、その入力側が交流電源Gに接続され、出力側が負荷Hに接続されている。
交流電圧検出部12は、交流電源Gから印加される交流電源電圧Vsを検出するものであり、配線ha,hbに接続されている。
ゲイン制御部15cは、電流検出部11によって検出される回路電流isの実効値と、直流電圧Vdの昇圧比と、に基づいて、電流制御ゲインを設定する機能を有している。
次に、負荷(例えば、電流検出部11の検出値)の大きさに基づいて切り替えられる制御モードについて説明する。前記した制御モードには、「ダイオード整流制御」、「同期整流制御」、「部分スイッチング制御」、及び「高速スイッチング制御」が含まれる。
ダイオード整流制御は、4つの寄生ダイオードD1~D4を用いて全波整流を行う制御モードである。ダイオード整流制御は、例えば、負荷の大きさが比較的小さいときに実行されるが、これに限定されるものではない。
なお、図2(a)は、交流電源電圧vs(瞬時値)の波形であり、図2(b)は、回路電流is(瞬時値)の波形である。図2(c)~(f)は、スイッチング素子Q1~Q4の駆動パルスである。
また、交流電源電圧vsが負の半サイクルの期間では、図示はしないが、交流電源G→寄生ダイオードD3→平滑コンデンサC1→シャント抵抗R1→寄生ダイオードD2→リアクトルL1→交流電源Gの順に回路電流isが流れる。なお、回路電流isの波形は、図2(b)に示すとおりである。
同期整流制御は、平滑コンデンサC1を介した電流経路に含まれるスイッチング素子のうち、平滑コンデンサC1の正極に接続されているスイッチング素子を、ブリッジ回路10に電流が流れている期間の少なくとも一部でオン状態とし、前記した電流経路に含まれないスイッチング素子をオフ状態で維持する制御モードである。なお、交流電源電圧vsが正の半サイクルの期間において、前記した「電流経路」は、図5の破線矢印で示す経路である。
同期整流制御においてコンバータ制御部15dは、シャント抵抗R1によって検出される回路電流isに同期させて、スイッチング素子Q1,Q3のオン・オフを切り替える。交流電源電圧vsが正の半サイクルの期間について説明すると(図4(a)参照)、コンバータ制御部15dは、回路電流isが流れているときには(図4(b)参照)、スイッチング素子Q1をオン状態とし(図4(c)参照)、回路電流isが流れていないときには、スイッチング素子Q1をオフ状態にする。なお、交流電源電圧vsが正の半サイクルの期間において、スイッチング素子Q3はオフ状態で維持される(図4(e)参照)。
これに対して本実施形態では、前記した状態においてスイッチング素子Q1をオフにするため(図4(c)参照)、逆流電流が流れること防止できる。また、例えば、交流電源電圧vsが正の半サイクルではスイッチング素子Q2がオフ状態で維持されるため(図4(d)参照)、スイッチング素子Q2,Q4を介して逆流電流がループすることもない。
部分スイッチング制御は、スイッチング素子Q1~Q4のうち、リアクトルL1に接続されている2つのスイッチング素子Q1,Q2を交互にオン・オフする動作を所定回数行う制御モードである。部分スイッチング制御は、例えば、負荷Hの定格運転中に実行されるが、これに限定されるものではない。
交流電源電圧vsが正の半サイクルの期間について説明すると(図6(a)参照)、コンバータ制御部15dは、スイッチング素子Q1,Q2を所定回数・所定パルス幅で交互にオン・オフする。より詳しく説明すると、コンバータ制御部15dは、交流電源電圧vsの正・負が切り替わった直後に(図6(a)参照)、スイッチング素子Q1,Q2を交互にオン・オフする動作を所定回数行う(図6(c)、(d)参照)。また、コンバータ制御部15dは、交流電源電圧vsの極性に同期して、スイッチング素子Q3,Q4のオン・オフを制御する(図6(e)、(f)参照)。
例えば、交流電源電圧vsが正の半サイクルの期間においてコンバータ制御部15dは、スイッチング素子Q3をオフ状態で維持するとともに(図6(e)参照)、スイッチング素子Q4をオン状態で維持する(図6(f)参照)。また、コンバータ制御部15dは、ブリッジ回路10に電流が流れ始める所定の区間tfにおいて、スイッチング素子Q2をオン(図6(d)参照)、スイッチング素子Q1をオフにする(図6(c)参照)。このときに流れる短絡電流ispの経路について、図7を参照して説明する。
交流電源電圧vsが正の極性のときに力率改善動作を行うと、図7の破線矢印で示すように、交流電源G→リアクトルL1→スイッチング素子Q2→スイッチング素子Q4→交流電源G、の短絡経路において、短絡電流isp(力率改善電流)が流れる。このときリアクトルL1には、以下の(数式2)で表されるエネルギが蓄えられる。なお、(数式2)に示すIspは、短絡電流ispの実効値である。
図6(d)に示す所定の区間tfにおいて「力率改善動作」を行った後、コンバータ制御部15dは、所定の区間tgにおいて「同期整流動作」を行う。すなわち、コンバータ制御部15dは、スイッチング素子Q1をオフからオンに切り替えるとともに(図6(c)参照)、スイッチング素子Q2をオンからオフに切り替える(図6(d)参照)。なお、区間tgにおいてもスイッチング素子Q3はオフ状態で維持され(図6(e)参照)、スイッチング素子Q4はオン状態で維持される(図6(f)参照)。
なお、図8(a)~(f)の横軸は、時間である。図8(a)は、正の半サイクルにおける交流電源電圧vsである。図8(b)は、回路電流is、短絡電流isp、及び正弦波状の理想電流である。図8(c)、(d)(f)は、スイッチング素子Q2,Q4,Q1の駆動パルスである。図8の「理想電流」に示すように、正弦波状の回路電流isが交流電源電圧vsに対して同相で流れることが理想的である。この理想電流は、例えば、電流検出部11(図7参照)の検出値と、ゼロクロス判定部15a(図7参照)の判定結果と、に基づいて、ゲイン制御部15c(図7参照)によって求められる。
高速スイッチング制御は、スイッチング素子Q~Q4のうち、リアクトルL1に接続されている2つのスイッチング素子Q1,Q2を交互にオン・オフする動作を所定周期で繰り返す制御モードである。高速スイッチング制御は、例えば、負荷(電流検出部11の検出値等)が比較的大きい高負荷時に実行されるが、これに限定されるものではない。
高速スイッチング制御では、部分スイッチング制御で説明した「力率改善動作」と「同期整流動作」とが所定周期で交互に繰り返される。
また、交流電源電圧vsが直流電圧Vdを下回ってから所定時間dtが経過するまでは、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチングが継続される(図9(c)、(d))。これによって寄生ダイオードD1,D2に流れる電流を抑制し、高効率で電力変換を行うことができる。そして、前記した所定時間dtが経過した後の区間tnでは、逆流電流が流れないように、スイッチング素子Q1がオフ状態にされる(図9(c)参照)。
電力変換装置1における回路電流is(瞬時値)は、以下の(数式3)で表される。ここで、Vsは交流電源電圧vsの実効値であり、Kpは電流制御ゲインであり、Vdは直流電圧であり、ωは角周波数である。
なお、昇圧比aは、負荷検出部14によって検出される負荷に基づき、昇圧比制御部15b(図7参照)によって設定される。例えば、負荷が大きいほど、昇圧比aも大きな値に設定される。
なお、図10の横軸は、交流電源電圧vsが正の半サイクルにおける時間(正の半サイクルの開始時からの経過時間)であり、縦軸は、スイッチング素子Q1,Q2のオンデューティd_Q1,d_Q2である。
図11の横軸は、交流電源電圧vsの正の半サイクルが開始された時点からの経過時間(時間)であり、縦軸は、交流電源電圧vs(瞬時値)及び回路電流is(瞬時値)である。
図12の横軸は、交流電源電圧vsの正の半サイクルが開始された時点からの経過時間(時間)であり、縦軸は、高速スイッチング制御におけるスイッチング素子Q2のオンデューティである。
コンバータ制御部15d(図1参照)は、例えば、負荷が比較的小さい低負荷領域では同期整流制御を行い、定格運転領域では部分スイッチング制御を行い、負荷が比較的大きい高負荷領域では高速スイッチング制御を行う。なお、負荷が非常に小さいときにダイオード整流制御を行ってもよいし、また、ダイオード整流を行わないようにしてもよい。
なお、図13(b)に示すピーク値is2は、高速スイッチング制御における回路電流isのピーク値である。図13(b)に示すように、高速スイッチング制御における回路電流isのピーク値is2は、部分スイッチング制御における回路電流isのピーク値is2よりも小さくなっている。
本実施形態よれば、低負荷時には同期整流制御を行うことで、スイッチング素子Q1~Q4に積極的に電流を流すようにしている。これによって、寄生ダイオードD1~D4での損失を抑制し、電力変換を高効率で行うことができる。
第2実施形態は、電流検出部11の検出値Iと所定の閾値I1,I2との大小を比較し、その比較結果に基づいて制御モードを切り替える点が、第1実施形態とは異なっている。また、第2実施形態では、電力変換装置1の負荷Hが、空気調和機W(図15参照)の圧縮機41のモータ41aである点が、第1実施形態とは異なっている。なお、その他の構成(図1に示す電力変換装置1の構成や、各制御モードの内容)については、第1実施形態と同様である。したがって、第1実施形態と異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。
図14は、第2実施形態に係る空気調和機Wが備える室内機U1、室外機U2、及びリモコンReの正面図である。
空気調和機Wは、冷媒回路4(図15参照)において周知のヒートポンプサイクルで冷媒を循環させることによって、空調(冷房運転、暖房運転、除湿運転等)を行う機器である。図14に示すように、空気調和機Wは、室内機U1と、室外機U2と、リモコンReと、を備えている。
室外機U2は、次に説明する圧縮機41(図15参照)、室外熱交換器42、膨張弁43、室外ファンF1等を備えている。
なお、室内機U1と室外機U2とは、冷媒が通流する配管kを介して接続されるとともに、図示はしないが、通信線を介して接続されている。
リモコンReは、室内機U1との間で所定の信号(運転/停止指令、設定温度の変更、タイマの設定、運転モードの変更等)を送受信するものである。
図15に示すように、空気調和機Wは、電力変換装置1と、インバータ2と、冷媒回路4と、を備えている。なお、電力変換装置1の構成については、第1実施形態(図1参照)で説明したとおりである。
冷媒回路4は、圧縮機41と、室外熱交換器42と、膨張弁43と、室内熱交換器44と、が配管kを介して環状に順次接続された構成になっている。
膨張弁43は、室外熱交換器42又は室内熱交換器44から流れ込む冷媒を膨張させて減圧する減圧器である。
そして、圧縮機41、室外熱交換器42、膨張弁43、及び室内熱交換器44が配管kを介して環状に順次接続されてなる冷媒回路4においてヒートポンプサイクルで冷媒を循環させるようになっている。
次に、電力変換装置1が備える電流検出部11(図1参照)の検出値(負荷)に基づいて、電力変換装置1の制御モードを切り替える処理について説明する。
図16に示す「中間運転領域」は、負荷(つまり、電流検出部11の検出値:図1参照)が比較的小さい領域である。本実施形態では、負荷の大きさが閾値I1未満である場合に「同期整流制御」を行うことで、電力変換装置1の高効率化を図るようにしている。
図17は、電力変換装置1の制御部15が実行する処理を示すフローチャートである(適宜、図1を参照)。なお、図17の「START」時において、モータ41a(図15参照)が駆動しているものとする。
ステップS101において制御部15は、電流検出部11の検出値I(負荷)を読み込む。
ステップS103において制御部15は、同期整流制御を実行する。このように中間運転領域において同期整流制御を行うことで、第1実施形態で説明したように、電力変換を高効率で行うことができる。
ステップS104において制御部15は、電流検出部11の検出値Iが閾値I2(第2閾値)未満であるか否かを判定する。つまり、制御部15は、電流の検出値Iが「定格運転領域」(図16参照)に含まれるか否かを判定する。ちなみに、前記した閾値I2は、閾値I1よりも大きな値である(図16参照)。
ステップS105において制御部15は、部分スイッチング制御を実行する。このように定格運転領域において部分スイッチング制御を行うことで、第1実施形態で説明したように、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うことができる。
ステップS106において制御部15は、高速スイッチング制御を実行する。これによって、高負荷運転領域で大きな回路電流isが流れたとしても、力率を改善できるとともに、高調波を抑制できる。
ステップS103,S105,S106のいずれかの処理を行った後、制御部15の処理は「START」に戻る(RETURN)。
本実施形態によれば、負荷の大きさに応じて制御モードを切り替えることで、電力変換装置1の高効率化を図るとともに、高調波を抑制できる。このような電力変換装置1を備えることで、エネルギ効率(つまり、APF:Annual Performance Factor)が高く、省エネ化を図った空気調和機Wを提供できる。
以上、本発明に係る電力変換装置1等について各実施形態により説明したが、本発明はこれらの記載に限定されるものではなく、種々の変更を行うことができる。
図18は、第1の変形例に係る電力変換装置1Aの構成図である。
図18に示す電力変換装置1Aは、第1実施形態で説明した電力変換装置1(図1参照)にリアクトルL2を追加した構成になっている。リアクトルL2は、接続点N2と交流電源Gとを接続する配線hbに設けられている。このようにリアクトルL2を設けることで、第1実施形態で説明した「力率改善動作」に伴うノイズを低減できる。
図19は、第2の変形例に係る電力変換装置1Bの構成図である。
図19に示す電力変換装置1Bは、接続点N1を介してリアクトルL1に接続されるスイッチング素子Q1,Q2として、MOSFETではなく、IGBT(Insulated-Gate-Bipolar-Transistor)を用いている点が、第1実施形態(図1参照)とは異なっている。このようにスイッチング素子Q1,Q2としてIGBTを用いても、第1実施形態と同様の効果が奏される。なお、スイッチング素子Q1,Q2として、FRD(Fast-Recovery-Diode)を用いてもよい。
また、スイッチング素子Q1~Q4として、オン抵抗が0.1Ω以下のものを用いることが好ましい。これによって、スイッチング素子Q1~Q4における導通損失を低減できる。
図20は、第3の変形例に係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧vs、回路電流is、及びスイッチング素子Q1~Q4の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図20に示す変形例では、同期整流制御においてスイッチング素子Q2,Q4(図20(d)、(f)参照)をオン状態にする期間が、第1実施形態(図4(d)、(f)参照)よりも短くなっている。例えば、図20に示す変形例では、交流電源電圧vsが正の半サイクルでは、その一部の区間(回路電流isが流れている期間の一部)でスイッチング素子Q4をオン状態にしている。なお、正の回路電流isが流れている期間の一部でスイッチング素子Q4がオフ状態であっても、寄生ダイオードD4を介して電流が流れるため、同期整流制御に支障が生じることはない。
図21は、第4の変形例に係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧vs、回路電流is、及びスイッチング素子Q1~Q4の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図21に示す変形例では、同期整流制御においてスイッチング素子Q1,Q3(図21(c)、(e)参照)をオン状態にする期間が、第1実施形態(図4(c)、(e)参照)よりも短くなっている。このようにスイッチング素子Q1,Q3を制御しても、同期整流制御を適切に行うことができる。
図22は、第5の変形例に係る電力変換装置において、部分スイッチング制御における交流電源電圧vs、回路電流is・短絡電流isp、及びスイッチング素子Q1~Q4の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図22に示す変形例では、部分スイッチング制御においてスイッチング素子Q3,Q4(図22(e)、(f)参照)をオン状態にする期間が、第1実施形態(図6(e)、(f)参照)よりも短くなっている。例えば、交流電源電圧vsが正の半サイクルでは、回路電流isが流れている期間の一部でスイッチング素子Q4をオン状態にしている。このようにスイッチング素子Q3,Q4を制御しても、部分スイッチング制御を適切に行うことができる。
図23は、第6の変形例に係る電力変換装置において、部分スイッチング制御における交流電源電圧vs、回路電流is・短絡電流isp、及びスイッチング素子Q1~Q4の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図23に示す変形例では、部分スイッチング制御においてスイッチング素子Q1,Q2(図23(c)、(d)参照)をオン状態にする期間が、第1実施形態(図6(c)、(d)参照)よりも短くなっている。例えば、交流電源電圧vsが正の半サイクルでは、回路電流が流れている期間の一部でスイッチング素子Q1をオン状態にしている。このようにスイッチング素子Q1,Q2を制御しても、部分スイッチング制御を適切に行うことができる。
図24は、第7の変形例に係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧vs、回路電流is、及びスイッチング素子Q1~Q4の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図24に示す変形例は、同期整流制御の実行中、スイッチング素子Q1,Q3(図24(c)、(e)参照)がオフ状態で維持されている点が、第1実施形態(図4(c)、(e)参照)とは異なっている。例えば、交流電源電圧vsが正の半サイクルにおいてスイッチング素子Q1がオフ状態で維持されても、寄生ダイオードD1を介して回路電流isが流れるため、同期整流制御に支障が生じることはない。
図25は、第8の変形例に係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧vs、回路電流is、及びスイッチング素子Q1~Q4の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図25に示す変形例は、同期整流制御の実行中、スイッチング素子Q2,Q4はオフ状態で維持され(図25(d)、(f)参照)、スイッチング素子Q1,Q3は交流電源電圧vsに同期してオン・オフされている点が(図25(c)、(e)参照)、第1実施形態(図4(c)~(f)参照)とは異なっている。このようにスイッチング素子Q1~Q4を制御しても、同期整流制御を適切に行うことができる。
図26は、第9の変形例に係る電力変換装置において、部分スイッチング制御における交流電源電圧vs、回路電流is・短絡電流isp、及びスイッチング素子Q1~Q4の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図26に示す変形例は、部分スイッチング制御において、交流電源電圧vsが正の半サイクルではスイッチング素子Q1がオフ状態で維持され(図26(c)参照)、交流電源電圧vsが負の半サイクルではスイッチング素子Q2がオフ状態で維持される点が(図26(d)参照)、第1実施形態(図6(c)、(d)参照)とは異なっている。このようにしても、例えば、交流電源電圧vsが正の半サイクルでは寄生ダイオードD1を介して回路電流isが流れるため、部分スイッチング制御を適切に行うことができる。
図27は、第10の変形例に係る電力変換装置において、高速スイッチング整流制御における交流電源電圧vs、回路電流is・短絡電流isp、及びスイッチング素子Q1~Q4の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
図27に示す変形例は、高速スイッチング制御において、交流電源電圧vsが正の半サイクルではスイッチング素子Q1がオフ状態で維持され(図27(c)参照)、交流電源電圧vsが負の半サイクルではスイッチング素子Q2がオフ状態で維持される点が(図27(d)参照)、第1実施形態(図9(c)、(d)参照)とは異なっている。このようにしても、高速スイッチング制御を適切に行うことができる。
図28は、他の変形例に係る電力変換装置の制御モードの切替えに関する説明図である。
図28に示す「同期整流」は、同期整流モードを意味している。また、「同期整流+部分SW」は、部分スイッチング制御に、前記した同期整流動作が含まれる(つまり、力率改善動作と同期整流動作とを交互に行う)ことを意味している。「同期整流+高速SW」とは、高速スイッチング制御に同期整流動作が含まれることを意味している。
また、例えば、制御方法X4に示すように、負荷が閾値I1以上である場合には、ダイオード整流動作を含む部分スイッチング制御を行い、負荷が閾値I1未満である場合には、同期整流制御を行うようにしてもよい。このようにダイオード整流動作を行うことで、交流電源電圧vsの半サイクルにおいて、オン状態にするスイッチング素子が1つで済むため、制御の簡略化を図ることができる。
また、各実施形態では、電力変換装置1が2レベルのコンバータである構成について説明したが、例えば、3レベルや5レベルのコンバータにも適用できる。
また、各実施形態では、負荷の大きさに応じて制御モードを切り替える処理について説明したが、電力変換装置1の用途や仕様によっては、負荷の大きさに関わらず、所定の制御モード(例えば、部分スイッチング制御)を実行するようにしてもよい。
10 ブリッジ回路
L1 リアクトル
C1 平滑コンデンサ
Q1 スイッチング素子(第1スイッチング素子)
Q2 スイッチング素子(第2スイッチング素子)
Q3 スイッチング素子(第3スイッチング素子)
Q4 スイッチング素子(第4スイッチング素子)
D1,D2,D3,D4 寄生ダイオード
J1 第1レグ
J2 第2レグ
11 電流検出部
12 交流電圧検出部
13 直流電圧検出部
14 負荷検出部
15 制御部
G 交流電源
H 負荷
ha 配線
N1,N2,N3,N4 接続点
W 空気調和機
2 インバータ
4 冷媒回路
41 圧縮機
41a モータ
42 室外熱交換器
43 膨張弁
44 室内熱交換器
k 配管
Claims (4)
- ブリッジ形に接続された複数のスイッチング素子を有し、入力側は交流電源に接続され、出力側は負荷に接続されるブリッジ回路と、
前記交流電源と前記ブリッジ回路とを接続する配線に設けられるリアクトルと、
前記ブリッジ回路の出力側に接続され、前記ブリッジ回路から印加される電圧を平滑化して直流電圧にする平滑コンデンサと、
複数の前記スイッチング素子を制御して前記ブリッジ回路を流れる電流の経路を切り替えて同期整流動作を行う制御部と、を備え、
前記ブリッジ回路は、
複数の前記スイッチング素子として、第1スイッチング素子、第2スイッチング素子、第3スイッチング素子、及び第4スイッチング素子を有し、
前記第1スイッチング素子と前記第2スイッチング素子とが直列接続されてなる第1レグと、前記第3スイッチング素子と前記第4スイッチング素子とが直列接続されてなる第2レグと、が並列接続された構成であり、
前記第1スイッチング素子と前記第2スイッチング素子との接続点は、前記リアクトルを介して前記交流電源に接続され、
前記第3スイッチング素子と前記第4スイッチング素子との接続点は、前記交流電源に接続され、
前記第1スイッチング素子と前記第3スイッチング素子との接続点は、前記平滑コンデンサの正極に接続され、
前記第2スイッチング素子と前記第4スイッチング素子との接続点は、前記平滑コンデンサの負極に接続され、
前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子の逆回復時間は、前記第3スイッチング素子及び前記第4スイッチング素子の逆回復時間よりも短く、
前記制御部は、前記同期整流動作における交流電源電圧の同じ半サイクルにおける、前記第4スイッチング素子の駆動パルス幅よりも前記第1スイッチング素子の駆動パルス幅が短くなるように制御し、前記同期整流動作における交流電源電圧の同じ半サイクルにおける前記第2スイッチング素子の駆動パルス幅よりも前記第3スイッチング素子の駆動パルス幅が短くなるように制御する、電力変換装置。 - ブリッジ形に接続された複数のスイッチング素子を有し、入力側は交流電源に接続され、出力側は負荷に接続されるブリッジ回路と、
前記交流電源と前記ブリッジ回路とを接続する配線に設けられるリアクトルと、
前記ブリッジ回路の出力側に接続され、前記ブリッジ回路から印加される電圧を平滑化して直流電圧にする平滑コンデンサと、
複数の前記スイッチング素子を制御して前記ブリッジ回路を流れる電流の経路を切り替えて同期整流動作を行う制御部と、を備え、
前記ブリッジ回路は、
複数の前記スイッチング素子として、第1スイッチング素子、第2スイッチング素子、第3スイッチング素子、及び第4スイッチング素子を有し、
前記第1スイッチング素子と前記第2スイッチング素子とが直列接続されてなる第1レグと、前記第3スイッチング素子と前記第4スイッチング素子とが直列接続されてなる第2レグと、が並列接続された構成であり、
前記第1スイッチング素子と前記第2スイッチング素子との接続点は、前記リアクトルを介して前記交流電源に接続され、
前記第3スイッチング素子と前記第4スイッチング素子との接続点は、前記交流電源に接続され、
前記第1スイッチング素子と前記第3スイッチング素子との接続点は、前記平滑コンデンサの正極に接続され、
前記第2スイッチング素子と前記第4スイッチング素子との接続点は、前記平滑コンデンサの負極に接続され、
前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子は、前記第3スイッチング素子及び前記第4スイッチング素子よりもスイッチング損失が低く、
前記制御部は、前記同期整流動作における交流電源電圧の同じ半サイクルにおける、前記第4スイッチング素子の駆動パルス幅よりも前記第1スイッチング素子の駆動パルス幅が短くなるように制御し、前記同期整流動作における交流電源電圧の同じ半サイクルにおける前記第2スイッチング素子の駆動パルス幅よりも前記第3スイッチング素子の駆動パルス幅が短くなるように制御する、電力変換装置。 - 前記制御部は、複数の制御モードとして、
前記同期整流動作が行われる同期整流制御と、
複数の前記スイッチング素子のうち、前記リアクトルに接続されている2つのスイッチング素子を交互にオン・オフする動作を所定周期で繰り返す高速スイッチング制御と、を有し、
前記制御部は、
前記ブリッジ回路に流れる電流の大きさが所定値未満である場合、前記同期整流制御を実行し、
前記ブリッジ回路に流れる電流の大きさが前記所定値以上である場合、前記高速スイッチング制御を実行すること
を特徴とする請求項1または請求項2に記載の電力変換装置。 - 請求項1または請求項2に記載の電力変換装置と、
前記電力変換装置から印加される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
前記インバータから印加される交流電圧によって駆動するモータと、を備えるとともに、
前記モータによって駆動する圧縮機と、室外熱交換器と、膨張弁と、室内熱交換器と、を備えること
を特徴とする空気調和機。
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