JP6921329B2 - 直流電源装置、モータ駆動制御装置、送風機、圧縮機及び空気調和機 - Google Patents
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Description
本発明は、交流電力を直流電力に変換する直流電源装置、交流直流変換相装置を備えたモータ駆動制御装置、モータ駆動制御装置を備えた送風機及び圧縮機、並びに、送風機又は圧縮機を備えた空気調和機に関する。
直流電源装置は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置である。直流電源装置は、動作の際に電流波形に歪みを生じさせる。このため、直流電源装置を電力系統に接続して動作させると、電力系統に高調波が流出する。高調波は障害の原因となるため、国際的に規制が設けられている。直流電源装置は、当該規制をクリアする必要がある。
高調波規制をクリアする手法の一つに、直流電源装置に使用される整流素子の全て又は一部をスイッチング素子とする構成がある。スイッチング素子の一例は、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるMOSFET(Metal−Oxide−Semiconductor Field−Effect Transistor)である。スイッチング素子を有する直流電源装置では、軽負荷時には、ダイオード整流を行う動作モードで動作させ、高負荷時には、高速スイッチングの動作モードで動作させる。これにより、高負荷時に増加する高調波電流を低減して、高調波規制に対応している。このような直流電源装置の例として、下記特許文献1に示されたものがある。
特許文献1には、交流電源に接続されるリアクトルのインダクタンス値を3mH以上、6mH以下の固定値に設定することが記載されている。これにより、リアクトルが大型化するのを回避している。
ダイオード整流の場合、高速スイッチングに比べて力率が低くなる。このため、ダイオード整流と、高速スイッチングとを併用する装置において、高調波規制をクリアするために必要とされるリアクトルのインダクタンス値は、高負荷時よりも、軽負荷時の方が厳しくなる。従って、特許文献1に開示されている3mH以上、6mH以下というリアクトルのインダクタンス値の範囲は、軽負荷の動作領域における高調波規制を考慮して選定されたものと考えられる。従って、特許文献1では、高負荷の動作領域におけるリアクトル損失については、考慮されていないと言える。即ち、特許文献1の技術では、リアクトル損失の低減という観点において、改善の余地が存在する。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、リアクトル損失の更なる低減を可能とする直流電源装置を得ることを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る直流電源装置は、一端が交流電源に接続されるリアクトルと、リアクトルの他端に接続され、交流電源から出力される交流の第一電圧を直流電圧に変換するブリッジ回路と、交流電源とブリッジ回路との間に流れる交流電流を検出する電流検出器と、を備える。リアクトルは、交流電流の増加に応じてインダクタンス値が小さくなり、且つ、交流電流が第一電流を超えるとリアクトルのインダクタンス値がリアクトルに電流が流れていないときのインダクタンス値の1/3未満となる特性を有する。ブリッジ回路は、交流電流の検出値が第一電流以上ではアクティブ動作し、交流電流の検出値が第一電流未満ではパッシブ動作する。
本発明に係る直流電源装置によれば、リアクトル損失の更なる低減が可能になるという効果を奏する。
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る直流電源装置、モータ駆動制御装置、送風機、圧縮機及び空気調和機について詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。
実施の形態1.
図1は、実施の形態1に係る直流電源装置100の構成を示す回路図である。実施の形態1に係る直流電源装置100は、単相の交流電源1から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷500に供給する電源装置である。図1に示すように、実施の形態1に係る直流電源装置100は、リアクトル2と、ブリッジ回路3と、平滑コンデンサ4と、第一の電圧検出器5と、電流検出器6と、第二の電圧検出器7と、制御部10とを備える。負荷500の例は、送風機、圧縮機又は空気調和機に内蔵されるモータである。
図1は、実施の形態1に係る直流電源装置100の構成を示す回路図である。実施の形態1に係る直流電源装置100は、単相の交流電源1から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷500に供給する電源装置である。図1に示すように、実施の形態1に係る直流電源装置100は、リアクトル2と、ブリッジ回路3と、平滑コンデンサ4と、第一の電圧検出器5と、電流検出器6と、第二の電圧検出器7と、制御部10とを備える。負荷500の例は、送風機、圧縮機又は空気調和機に内蔵されるモータである。
ブリッジ回路3は、交流電源1から出力される交流電圧を直流電圧に変換する機能を有する。ブリッジ回路3は、第一のレグ31と、第二のレグ32とを備える。第一のレグ31と第二のレグ32とは、並列に接続されている。第一のレグ31では、第一の上アーム素子311と、第一の下アーム素子312とが直列に接続されている。第二のレグ32では、第二の上アーム素子321と、第二の下アーム素子322とが直列に接続されている。リアクトル2の一端は、交流電源1に接続される。リアクトル2の他端は、第一のレグ31における第一の上アーム素子311と第一の下アーム素子312との接続点3aに接続されている。第二の上アーム素子321と第二の下アーム素子322との接続点3bは、交流電源1の他端に接続されている。ブリッジ回路3において、接続点3a,3bは、交流端子を構成する。
なお、図1では、リアクトル2は、交流電源1の一端と、接続点3aとの間に接続されているが、交流電源1の別の一端と、接続点3bとの間に接続されていてもよい。
ブリッジ回路3において、接続点3a,3bがある側を「交流側」と呼ぶ。また、交流電源1から出力される電圧を「電源電圧」と呼び、電源電圧の周期を「電源周期」と呼ぶ。なお、電源電圧を「第一電圧」と呼ぶ場合がある。
第一の上アーム素子311は、スイッチング素子S1と、スイッチング素子S1に逆並列に接続されるダイオードD1とを含む。第一の下アーム素子312は、スイッチング素子S2と、スイッチング素子S2に逆並列に接続されるダイオードD2とを含む。第二の上アーム素子321は、スイッチング素子S3と、スイッチング素子S3に逆並列に接続されるダイオードD3とを含む。第二の下アーム素子322は、スイッチング素子S4と、スイッチング素子S4に逆並列に接続されるダイオードD4とを含む。
図1では、スイッチング素子S1,S2,S3,S4のそれぞれにMOSFETを例示しているが、MOSFETに限定されない。MOSFETは、ドレインとソースとの間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子である。ドレインに相当する第一端子とソースに相当する第二端子との間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子、即ち双方向素子であれば、どのようなスイッチング素子でもよい。
また、逆並列とは、MOSFETのドレインに相当する第一端子とダイオードのカソードとが接続され、MOSFETのソースに相当する第二端子とダイオードのアノードとが接続されることを意味する。なお、ダイオードは、MOSFET自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。
また、スイッチング素子S1,S2,S3,S4のうちの少なくとも一つは、シリコン系材料により形成されたMOSFETに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されたMOSFETでもよい。
一般的にワイドバンドギャップ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、スイッチング素子S1,S2,S3,S4のうちの少なくとも一つにワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。
平滑コンデンサ4の一端は、高電位側の直流母線12aに接続されている。直流母線12aは、第一のレグ31における第一の上アーム素子311と、第二のレグ32における第二の上アーム素子321との接続点3cから引き出されている。平滑コンデンサ4の他端は、低電位側の直流母線12bに接続されている。直流母線12bは、第一のレグ31における第一の下アーム素子312と、第二のレグ32における第二の下アーム素子322との接続点3dから引き出されている。ブリッジ回路3において、接続点3c,3dは、直流端子を構成する。また、ブリッジ回路3において、接続点3c,3dがある側を「直流側」と呼ぶ。
ブリッジ回路3の出力電圧は、平滑コンデンサ4の両端に印加される。平滑コンデンサ4は、ブリッジ回路3の出力電圧を平滑する。平滑コンデンサ4は、直流母線12a,12bに接続されており、平滑コンデンサ4で平滑された電圧を「母線電圧」と呼ぶ。なお、母線電圧を「第二電圧」と呼ぶ場合がある。母線電圧は、負荷500への印加電圧でもある。
第一の電圧検出器5は、交流電源1の両端に並列に接続される。第一の電圧検出器5は、電源電圧を検出し、電源電圧の検出値Vsを制御部10に出力する。電源電圧は、交流電源1の瞬時電圧の絶対値である。
電流検出器6は、交流電源1とブリッジ回路3との間に流れる交流電流を検出し、交流電流の検出値Isを制御部10に出力する。
第二の電圧検出器7は、平滑コンデンサ4の両端に並列に接続される。第二の電圧検出器7は、母線電圧を検出し、母線電圧の検出値Vdcを制御部10に出力する。制御部10は、駆動パルス生成部10aを備える。
駆動パルス生成部10aは、演算手段である演算器を用いて構成される。演算器の一例は、マイクロコンピュータであるが、これ以外にも、CPU(Central Processing Unit)、マイクロプロセッサ、又はDSP(Digital Signal Processor)といった呼び方をされる処理器、又は処理装置であってもよい。
駆動パルス生成部10aは、第一の電圧検出器5の検出値Vsと、電流検出器6の検出値Isと、第二の電圧検出器7の検出値Vdcに基づいて、ブリッジ回路3に具備される各アーム素子のスイッチング素子を駆動するための駆動パルスを生成する。
なお、以下、「各アーム素子のスイッチング素子を駆動する」ことを、便宜的に「各アーム素子を駆動する」と説明する。なお、各アーム素子を駆動するための駆動パルスを識別するため、第一の上アーム素子311を駆動するための駆動パルスを「第一駆動パルス」と呼び、第一の下アーム素子312を駆動するための駆動パルスを「第二駆動パルス」と呼び、第二の上アーム素子321を駆動するための駆動パルスを「第三駆動パルス」と呼び、第二の下アーム素子322を駆動するための駆動パルスを「第四駆動パルス」と呼ぶ場合がある。第一駆動パルスは図示のXaに対応し、第二駆動パルスは図示のXbに対応し、第三駆動パルスは図示のYaに対応し、第四駆動パルスは図示のYbに対応する。
図2は、実施の形態1におけるリアクトル2のインダクタンス値の電流特性を示す図である。図2において、横軸はリアクトル2に流れる電流であるリアクトル電流、縦軸はリアクトル2のインダクタンス値を示している。実施の形態1におけるリアクトル2のインダクタンス値は、図2に示すように、インダクタンス値が大きく変化する変化点が存在する。ここで、変化点での電流を「第一電流」と呼ぶ。
図2において、L1は、リアクトル電流が流れないときのインダクタンス値である。L1の値は、数mHから十数mHである。また、リアクトル2のインダクタンス値は、リアクトル電流の増加に対してL1のインダクタンス値をほぼ維持する一方で、リアクトル電流が第一電流I1に達する前後でインダクタンス値が急激に低下する特性である。
また、リアクトル電流が第一電流I1を超えると、リアクトル2のインダクタンス値の低下量が小さくなり、リアクトル2のインダクタンス値はL2の値に向かって収束する。即ち、実施の形態1におけるリアクトル2は、第一電流I1を境に、インダクタンス値がリアクトル電流に対して階段状に変化する特性を有している。L2の値は、数百μHから数mHである。
図2は、ブリッジ回路3の動作領域も示している。ブリッジ回路3は、リアクトル電流が第一電流I1未満の領域では整流モードで動作し、リアクトル電流が第一電流I1以上の領域では高周波スイッチングモードで動作する。整流モード時及び高周波スイッチングモード時の動作については、後述する。
なお、図2では、リアクトル2のインダクタンス値が第一電流I1を境に階段状に変化する特性を示したが、この特性に限定されない。第一電流I1を境に、リアクトル電流の増加に従ってインダクタンス値がL2に向かって低下して行くものであれば、図2のものよりも緩やかに変化する特性のものであってもよい。
次に、実施の形態1におけるリアクトル2のインダクタンス値の電流特性を定量的に定義する。ここで、第一電流I1におけるインダクタンス値をL3とすると、L1とL3との間には、次式で示す関係があるものとする。
L3=L1/3 ……(1)
即ち、第一電流I1におけるインダクタンス値L3は、リアクトル電流が流れないときのインダクタンス値L1の1/3の値に設定される。
また、上記(1)式によって、図2の特性のリアクトルを図1のリアクトル2に適用したときの、第一電流I1の値を定義できる。図2の特性のリアクトルを図1のリアクトル2に適用した場合、リアクトル2は、交流電源1とブリッジ回路3との間に挿入され、リアクトル2には交流電流が流れる。このとき、リアクトル2のインダクタンス値が、交流電流が流れないときのインダクタンス値の1/3になるときの電流値を、第一電流I1と定義することができる。
図3は、実施の形態1に係る直流電源装置100における要部の動作の説明に供するフローチャートである。
図3において、交流電流の検出値Isが第一電流I1未満である場合(ステップST1,Yes)、制御部10は、ブリッジ回路3を整流モードで動作させる(ステップST2)。整流モードは、同期整流の場合を除いて、ブリッジ回路3のスイッチング素子をON動作及びOFF動作させない受動的なモードである。このため、整流モード時におけるブリッジ回路3の動作を「パッシブ動作」と呼ぶ。パッシブ動作の詳細については、後述する。
また、図3において、交流電流の検出値Isが第一電流I1以上である場合(ステップST1,No)、制御部10は、ブリッジ回路3を高周波スイッチングモードで動作させる(ステップST3)。高周波スイッチングモードは、ブリッジ回路3のスイッチング素子を数kHzから数十kHzのキャリア周波数でスイッチング動作させるモードである。なお、高周波スイッチングモードは、ブリッジ回路3のスイッチング素子を能動的にON動作及びOFF動作させるモードである。このため、高周波スイッチングモード時におけるブリッジ回路3の動作を「アクティブ動作」と呼ぶ。アクティブ動作の詳細についても後述する。
なお、整流モード及び高周波スイッチングモードの双方において、同期整流を行ってもよい。同期整流とは、電流がダイオードに流れるタイミングに合わせ、ダイオードに逆並列に接続されるスイッチング素子をON動作させる制御手法である。同期整流の詳細については、後述する。
次に、実施の形態1に係る直流電源装置100の基本的な回路動作について、図1及び図4から図11の図面を参照して詳細に説明する。
まず、図4は、実施の形態1の直流電源装置100における駆動パルス生成部10aの構成例を示す図である。図4に示すように、駆動パルス生成部10aは、電流指令値制御部21、オンデューティ制御部22、電源電圧位相算出部23、第一アームパルス生成部24、第二アームパルス生成部25、減算器26,28、及び乗算器27を有する。
減算器26は、第二の電圧検出器7が検出した母線電圧の検出値Vdcと、予め設定された母線電圧指令値Vdc*との差分を演算する。電流指令値制御部21は、母線電圧の検出値Vdcと母線電圧指令値Vdc*との差分に基づいて電流実効値指令値Is_rms*を演算する。電流実効値指令値Is_rms*の演算は、母線電圧の検出値Vdcと母線電圧指令値Vdc*との差分を比例積分(Proportional Integral:PI)制御することで実現できる。なお、PI制御は一例であり、PI制御に代えて比例(Proportional:P)制御、又は比例積分微分(Proportional Integral Differential:PID)制御を採用してもよい。
電源電圧位相算出部23は、第一の電圧検出器5が検出した電源電圧の検出値Vsを入力とし、電源電圧位相推定値θsを演算すると共に、電源電圧位相推定値θsの正弦値sinθsを演算する。
乗算器27は、電流指令値制御部21から出力される電流実効値指令値Is_rms*と、電源電圧位相算出部23から出力される電源電圧位相推定値θsの正弦値sinθsとを乗算する。乗算器27の出力は、電流瞬時値指令値Is*として減算器28に入力される。
減算器28は、電流瞬時値指令値Is*と、電流検出器6が検出した交流電流の検出値Isとの差分を演算する。減算器28の出力は、オンデューティ制御部22に入力される。
オンデューティ制御部22は、電流瞬時値指令値Is*と交流電流の検出値Isとの差分に基づいて、基準オンデューティDTsを演算する。基準オンデューティDTsは、第一の上アーム素子311を駆動するための第一駆動パルスXa、及び第一の下アーム素子312を駆動するための第二駆動パルスXbを生成する際に使用される。基準オンデューティDTsの演算は、電流瞬時値指令値Is*と交流電流の検出値Isとの差分をPI制御することで行う。なお、オンデューティ制御部22の制御も、PI制御に代えて、P制御又はPID制御を採用してもよい。
図5は、図4に示される電源電圧位相算出部23の動作例を示す図である。なお、図5では、制御による遅延又は検出処理による遅延を考慮しない理想的な条件下での波形を示している。図5に示すように、電源電圧が負極性から正極性に切り替わる点において、電源電圧位相推定値θsは360°となる。電源電圧位相算出部23は、電源電圧が負極性から正極性に切り替わる点を検出し、この切り替わり点で電源電圧位相推定値θsをリセット、即ち零に戻す。なお、マイコンの割込み機能を用いる場合には、電源電圧のゼロクロスを検出する回路を、図4に追加する場合がある。何れの場合も、電源電圧の位相が検出可能であれば、どのような手法を用いてもよい。
図6は、図4に示される第一アームパルス生成部24の構成例を示すブロック図である。図7は、図6に示される第一アームパルス生成部24の内部で生成される基準PWM信号Scomの生成手法の説明に供する図である。図8は、図6に示される第一アームパルス生成部24の内部で設定されるデッドタイムの説明に供する図である。
図6に示すように、第一アームパルス生成部24は、キャリア生成部241、基準PWM信号生成部242、デッドタイム生成部243、及びパルスセレクタ部244を有する。キャリア生成部241は、基準PWM信号Scomを生成するためのキャリアCsを生成する。キャリアCsの周波数は「キャリア周波数」と呼ばれ、キャリアCsの周期は「キャリア周期」と呼ばれる。
基準PWM信号生成部242は、図7にも示すように、基準オンデューティDTsとキャリアCsとの大小関係を比較することで、基準PWM信号Scomを生成する。図7の例では、DTs>Csの場合は基準PWM信号ScomをON信号とし、DTs<Csの場合は基準PWM信号ScomをOFF信号とすることで、基準PWM信号Scomが生成されている。なお、図7では、ON信号がOFF信号よりもレベルが高い、ハイアクティブの例を示しているが、ON信号がOFF信号よりもレベルが低い、ローアクティブとしてもよい。
第一の上アーム素子311のON状態又はOFF状態、及び、第一の下アーム素子312のON状態又はOFF状態は、基準PWM信号Scomに基づいて制御される。また、第一の上アーム素子311及び第一の下アーム素子312は、基準PWM信号Scomと反転信号Scom’とに基づき、互いに反転した動作を行う。
但し、スイッチング素子は、一般的にON状態からOFF状態への遷移、及び、OFF状態からON状態への遷移には遅延時間が発生する。これにより、基準PWM信号Scom及び反転信号Scom’を用いるだけでは、遅延時間中に第一の上アーム素子311と第一の下アーム素子312との間が短絡してしまうことになる。そこで、デッドタイム生成部243は、基準PWM信号Scomと、基準PWM信号Scomを反転した反転信号Scom’に対してデッドタイムtdを生成する。デッドタイムtdは、このような短絡現象を防止するために必要である。即ち、デッドタイムtdは、スイッチング素子の短絡を防止するために設定される。図8には、ハイアクティブの場合におけるデッドタイムtdを考慮した信号波形の一例が示されている。
図8において、Q1は基準PWM信号Scomと同一の信号とされている。また、Q2はQ1の反転信号とされ、且つ、デッドタイムtdの分だけ、ONとなる期間の両側において短く設定されている。デッドタイムtdの期間は、第一の上アーム素子311及び第一の下アーム素子312が共にOFFとなる期間である。以下、Q1を「基準PWM第一信号」と呼び、Q2を「基準PWM第二信号」と呼ぶ。なお、図8に示す以外の公知の手法も知られており、何れの手法を用いてもよい。
図6に戻り、パルスセレクタ部244は、基準PWM第一信号Q1及び基準PWM第二信号Q2のそれぞれを、第一の上アーム素子311及び第一の下アーム素子312の何れに伝送するかを選択する。図9は、図4及び図6に示される第一アームパルス生成部24の動作の説明に供するフローチャートである。
図9において、電源電圧の検出値Vsが正の場合(ステップST11,Yes)、パルスセレクタ部244は、基準PWM第一信号Q1を第一の下アーム素子312への駆動パルスとして出力する(ステップST12)。“Q1→Xb”の表記は、この制御を意味する。また、電源電圧の検出値Vsが正の場合(ステップST11、Yes)、パルスセレクタ部244は、基準PWM第二信号Q2を第一の上アーム素子311への駆動パルスとして出力する(ステップST12)。“Q2→Xa”の表記は、この制御を意味する。
また、電源電圧の検出値Vsが負又は零の場合(ステップST11,No)、パルスセレクタ部244は、基準PWM第一信号Q1を第一の上アーム素子311への駆動パルスとして出力する(ステップST13)。“Q1→Xa”の表記は、この制御を意味する。また、電源電圧の検出値Vsが負又は零の場合(ステップST11,No)、パルスセレクタ部244は、基準PWM第二信号Q2を第一の下アーム素子312への駆動パルスとして出力する(ステップST13)。“Q2→Xb”の表記は、この制御を意味する。
なお、交流電流の検出値Isは、図3を参照して説明したように、整流モードと高周波スイッチングモードとを切り替える際に用いられる。
また、上記のステップST11の判定処理では、電源電圧の検出値Vsが零の場合を“No”と判定しているが、“Yes”と判定してもよい。すなわち、電源電圧の検出値Vsが零の場合を“Yes”または“No”の何れで判定してもよい。
以上により、第一アームパルス生成部24は、第一の上アーム素子311への第一駆動パルスXaと、第一の下アーム素子312への第二駆動パルスXbとを生成することができる。
次に、第二アームパルス生成部25の動作に関して説明する。図10は、図4に示される第二アームパルス生成部25の動作の説明に供するフローチャートである。なお、第二アームパルス生成部25の詳細構成は、図示を省略しているが、図6に示される第一アームパルス生成部24と同様に構成することができる。
図10において、電源電圧の検出値Vsが正の場合(ステップST21,Yes)、第二アームパルス生成部25は、第二の上アーム素子321への第三駆動パルスYaをOFFレベルの信号とし、第二の下アーム素子322への第四駆動パルスYbをONレベルの信号とする(ステップST22)。また、電源電圧の検出値Vsが負又は零の場合(ステップST21,No)、第二の上アーム素子321の第三駆動パルスYaをONレベルの信号とし、第二の下アーム素子322への第四駆動パルスYbをOFFレベルの信号とする(ステップST23)。これらの制御は、双方向に電流を流すことができるMOSFETの特性を利用して同期整流による低損失化を狙ったものである。これらの制御の詳細に関しては、後述する。
なお、上記のステップST21の判定処理では、電源電圧の検出値Vsが零の場合を“No”と判定しているが、“Yes”と判定してもよい。すなわち、電源電圧の検出値Vsが零の場合を“Yes”または“No”の何れで判定してもよい。
以上に示した図9及び図10のフローによる制御により、第一の上アーム素子311、第一の下アーム素子312、第二の上アーム素子321、及び第二の下アーム素子322が動作し、母線電圧と交流電流とが制御されることとなる。
図11は、実施の形態1における駆動パルス生成部10aによってブリッジ回路3がPWM制御されるときの動作波形の一例を示す図である。図11では、横軸に時間をとり、縦軸には上段側から、電源電圧、交流電流、キャリア及び基準オンデューティ、並びに、第一駆動パルスXa、第二駆動パルスXb、第三駆動パルスYa及び第四駆動パルスYbを表している。図11において、三角波であるキャリアの周波数を数kHzから数十kHzに設定した場合、実施の形態1で言う高周波スイッチングモードによる動作となる。
図11において、交流電流は、キャリアの1周期ごとに小刻みな変動を繰り返すが、小刻みな変動を繰り返す波形のピーク値又は平均値は正弦波状に制御されている。交流電流における波形のピーク値又は平均値が正弦波状に制御されていることは、交流電流の高調波成分が抑制されていることを意味する。
次に、実施の形態1における同期整流について説明する。なお、実施の形態1において、同期整流は、整流モード及び高周波スイッチングモードの双方において、併用することが可能である。
図12は、一般的なスイッチング素子における電流−損失特性を模式的に示す図である。図12には、寄生ダイオードの損失特性と、スイッチング素子のオン時の損失特性とが示されている。ここで、寄生ダイオードの損失特性における損失値と、スイッチング素子の損失特性における損失値とが逆転するときの電流値を第二電流I2とする。第二電流I2よりも電流値が小さいときは、スイッチング素子の損失特性の方が小さい。この領域を「低電流領域A」とする。また、第二電流I2よりも電流値が大きいときは、寄生ダイオードの損失特性の方が小さい。この領域を「高電流領域B」とする。なお、第二電流I2の値は、制御部10の演算器に保持されるか、もしくは制御部10が読み取り可能なメモリに保持される。なお、制御部10が読み取り可能なメモリは、制御部10の外部にあってもよい。
スイッチング素子がMOSFETである場合、MOSFETには、双方向に電流を流すことができるという特性、即ち双方向性がある。ここで言う双方向性とは、MOSFETのゲートにオン指令を与えたとき、ドレインからソースに向かう方向、及びソースからドレインに向かう方向の何れに対しても、ON状態となる特性、即ちスイッチング素子の双方向に電流を流すことができるという特性である。この特性は、バイポーラトランジスタ、IGBTといった一方向しか電流を導通させることができないスイッチング素子と異なる特性である。この特性を利用した場合、図12に示される低電流領域Aでは、寄生ダイオード、もしくは逆並列ダイオードに電流が流れるタイミングでは、これらのダイオードを使用せずに、スイッチング素子に電流を通流させることを行う。このような通流制御が、同期整流と呼ばれる。低電流領域Aにおいて同期整流を適用すれば、同期整流を用いない場合に比して導通損失を低減できるので、直流電源装置100の効率を改善することができる。
なお、図2に示される第一電流I1と、図12に示される第二電流I2との間には直接的な関連性はない。従って、第一電流I1と第二電流I2との大小関係は、I1>I2の場合もあれば、I1<I2の場合もある。ここで、I1<I2の場合には、高周波スイッチングモード時の動作領域の一部が低電流領域Aに含まれてくる。このため、I1<I2の場合には、高周波スイッチングモード時においても同期整流を行うことで、低損失化及び高効率化を図ることができる。
次に、実施の形態1におけるブリッジ回路3がアクティブ動作するときの電流経路について、図13から図16の図面を参照して説明する。
図13は、実施の形態1におけるブリッジ回路3がアクティブ動作するときの電流経路を示す第一の図である。図13には、電源電圧が正極性であり、且つ、同期整流を行うときのリアクトル2を介した交流電源1の短絡経路が示されている。なお、図13に示すように、交流電源1における上側の端子がプラス電位のときを電源電圧の極性が正であるとする。また、交流電源1における上側の端子がマイナス電位のときを電源電圧の極性が負であるとする。また、電源電圧の極性が正であるときを「正極性」と呼び、電源電圧の極性が負であるときを「負極性」と呼ぶ。
図13に示される状態は、図11の動作波形において、第一駆動パルスXaが「OFF」、第二駆動パルスXbが「ON」、第三駆動パルスYaが「OFF」、第四駆動パルスYbが「ON」の状態に対応している。これにより、第一の下アーム素子312のスイッチング素子S2と、第二の下アーム素子322のスイッチング素子S4とがONに制御され、第一の上アーム素子311のスイッチング素子S1と、第二の上アーム素子321のスイッチング素子S3とがOFFに制御される。このとき、図13に示すように、交流電源1、リアクトル2、第一の下アーム素子312のスイッチング素子S2、第二の下アーム素子322のスイッチング素子S4、交流電源1という経路で電流が流れる。これにより、リアクトル2にエネルギーが蓄積される。
図14は、実施の形態1におけるブリッジ回路3がアクティブ動作するときの電流経路を示す第二の図である。図14には、電源電圧が正極性であり、且つ、同期整流を行うときの平滑コンデンサ4に対する充電経路が示されている。
図14に示される状態は、図11の動作波形において、第一駆動パルスXaが「ON」、第二駆動パルスXbが「OFF」、第三駆動パルスYaが「OFF」、第四駆動パルスYbが「ON」の状態に対応している。これにより、第一の上アーム素子311のスイッチング素子S1と、第二の下アーム素子322のスイッチング素子S4とがONに制御され、第一の下アーム素子312のスイッチング素子S2と、第二の上アーム素子321のスイッチング素子S3とがOFFに制御される。このとき、図14に示すように、交流電源1、リアクトル2、第一の上アーム素子311のスイッチング素子S1、平滑コンデンサ4、第二の下アーム素子322のスイッチング素子S4、交流電源1という経路で電流が流れる。これにより、平滑コンデンサ4が充電される。また、このとき、リアクトル2に蓄積されたエネルギーを利用することにより、平滑コンデンサ4の充電電圧を電源電圧よりも高く、即ち昇圧することができる。
図15は、実施の形態1におけるブリッジ回路3がアクティブ動作するときの電流経路を示す第三の図である。図15には、電源電圧が正極性であり、且つ、同期整流を行わないときのリアクトル2を介した交流電源1の短絡経路が示されている。
図15では、第一駆動パルスXaが「OFF」、第二駆動パルスXbが「ON」、第三駆動パルスYaが「OFF」、第四駆動パルスYbが「OFF」とされている。図13との相違点は、第四駆動パルスYbが「OFF」とされている点である。これにより、第一の下アーム素子312のスイッチング素子S2がONに制御され、第一の上アーム素子311のスイッチング素子S1と、第二の上アーム素子321のスイッチング素子S3と、第二の下アーム素子322のスイッチング素子S4とがOFFに制御される。このとき、図15に示すように、交流電源1、リアクトル2、第一の下アーム素子312のスイッチング素子S2、第二の下アーム素子322のダイオードD4、交流電源1という経路で電流が流れる。
図16は、実施の形態1におけるブリッジ回路3がアクティブ動作するときの電流経路を示す第四の図である。図16には、電源電圧が正極性であり、且つ、同期整流を行わないときの平滑コンデンサ4に対する充電経路が示されている。
図16では、第一駆動パルスXaが「ON」、第二駆動パルスXbが「OFF」、第三駆動パルスYaが「OFF」、第四駆動パルスYbが「OFF」とされている。図14との相違点は、第四駆動パルスYbが「OFF」とされている点である。これにより、第一の上アーム素子311のスイッチング素子S1がONに制御され、第一の下アーム素子312のスイッチング素子S2と、第二の上アーム素子321のスイッチング素子S3と、第二の下アーム素子322のスイッチング素子S4とがOFFに制御される。このとき、図16に示すように、交流電源1、リアクトル2、第一の上アーム素子311のスイッチング素子S1、平滑コンデンサ4、第二の下アーム素子322のダイオードD4、交流電源1という経路で電流が流れる。
なお、高周波スイッチングモード時に同期整流を積極的に行うか否かは、前述したように、直流電源装置100に用いるリアクトル2の特性と、ブリッジ回路3に用いるスイッチング素子の特性とによって決定すればよい。即ち、同期整流によって、導通損失の低減効果が得られる場合には、高周波スイッチングモード時に同期整流を行うことがより好ましい実施の形態となる。
以上、図13から図16では、電源電圧が正極性である場合の半周期におけるブリッジ回路3のアクティブ動作について説明したが、電源電圧が負極性である場合の半周期についても、同様な動作となる。電源電圧が負極性である場合、動作するアーム素子の上下が逆になるだけであり、ここでの詳細な説明は割愛する。
次に、実施の形態1におけるブリッジ回路3がパッシブ動作するときの電流経路について、図17及び図18の図面を参照して説明する。
図17は、実施の形態1におけるブリッジ回路3がパッシブ動作するときの電流経路を示す第一の図である。図17には、電源電圧が正極性であり、且つ、同期整流を行うときの平滑コンデンサ4に対する充電経路が示されている。
図17では、第一駆動パルスXaが「ON」、第二駆動パルスXbが「OFF」、第三駆動パルスYaが「OFF」、第四駆動パルスYbが「ON」とされている。これにより、第一の上アーム素子311のスイッチング素子S1と、第二の下アーム素子322のスイッチング素子S4とがONに制御され、第一の下アーム素子312のスイッチング素子S2と、第二の上アーム素子321のスイッチング素子S3とがOFFに制御される。このとき、図17に示すように、交流電源1、リアクトル2、第一の上アーム素子311のスイッチング素子S1、平滑コンデンサ4、第二の下アーム素子322のスイッチング素子S4、交流電源1という経路で電流が流れる。これにより、平滑コンデンサ4が充電される。
なお、図17に示される電流経路は、図14に示されるものと同じであるが、スイッチング素子の動作周期が異なる。図17の場合、第一の上アーム素子311のスイッチング素子S1と、第二の下アーム素子322のスイッチング素子S4とは、共に電源周期でスイッチング制御される。一方、図14の場合、第二の下アーム素子322のスイッチング素子S4は電源周期でスイッチング制御され、第一の上アーム素子311のスイッチング素子S1はキャリア周期でスイッチング制御される。
図18は、実施の形態1におけるブリッジ回路3がパッシブ動作するときの電流経路を示す第二の図である。図18には、電源電圧が正極性であり、且つ、同期整流を行わないときの平滑コンデンサ4に対する充電経路が示されている。
図18では、第一駆動パルスXa、第二駆動パルスXb、第三駆動パルスYa、及び第四駆動パルスYbが共に「OFF」とされている。図17との相違点は、第一駆動パルスXa及び第四駆動パルスYbが共に「OFF」とされている点である。これにより、第一の上アーム素子311のスイッチング素子S1、第一の下アーム素子312のスイッチング素子S2、第二の上アーム素子321のスイッチング素子S3、及び第二の下アーム素子322のスイッチング素子S4が共にOFFに制御される。このとき、図18に示すように、交流電源1、リアクトル2、第一の上アーム素子311のダイオードD1、平滑コンデンサ4、第二の下アーム素子322のダイオードD4、交流電源1という経路で電流が流れる。
なお、一般的なスイッチング素子における電流−損失特性は、前述した図12に示すように、第二電流I2よりも電流値が小さいときは、スイッチング素子の損失特性の方が小さい。本実施の形態において、整流モードが適用される動作領域は、第二電流I2よりも電流値が小さい領域である。また、同期整流は、電源周期でのスイッチング制御であり、スイッチング損失も大きくはならない。このため、同期整流を併用することで、直流電源装置100の効率を改善することができる。
なお、スイッチング素子に逆並列に接続されるダイオードとして、寄生ダイオードではなく、損失の小さなダイオードが用いられる場合等においては、同期整流を併用しないパッシブ動作を行ってもよい。
以上、図17及び図18では、電源電圧が正極性である場合の半周期におけるブリッジ回路3のパッシブ動作について説明したが、電源電圧が負極性である場合の半周期についても、同様な動作となる。電源電圧が負極性である場合、動作するアーム素子の上下が逆になるだけであり、ここでの詳細な説明は割愛する。
次に、実施の形態1に係る直流電源装置100によって得られる効果について、図19及び図20の図面を参照して説明する。図19は、実施の形態1に係る直流電源装置100の効果の説明に供する第一の図である。図20は、実施の形態1に係る直流電源装置100の効果の説明に供する第二の図である。
図19において、横軸はリアクトル電流、縦軸はリアクトル損失を示している。また、図20において、横軸はリアクトル電流、縦軸は変換効率を示している。なお、効率とは、入力電力を基準とする出力電力の変換効率である。また、図19及び図20において、実線は実施の形態1のリアクトルを適用した場合のブリッジ回路におけるリアクトル損失又は効率の特性であり、破線は基準リアクトルを適用した場合のブリッジ回路におけるリアクトル損失又は効率の特性である。
実施の形態1のリアクトルの特性は、図2に示した通りである。基準リアクトルとしては、インダクタンス値が固定(=L1)のものを想定している。図19及び図20の横軸には、図2と同様に、第一電流I1が示されている。なお、リアクトル損失及び効率の比較において、比較の条件を同じとするため、実施の形態1及び基準リアクトル共に、第一電流I1未満の領域では、同期整流を行うパッシブ動作とし、第一電流I1以上の領域では、同期整流を行うアクティブ動作とする。
図19に示すように、基準リアクトルの場合、ブリッジ回路におけるリアクトル損失は、リアクトル電流に対して二次関数的に増加する。これに対して、実施の形態1のリアクトルの場合、図2に示すように、リアクトルのインダクタンス値は、リアクトル電流に対して逆L字状に垂下する特性を有しており、特に高負荷の動作領域に適したインダクタンス値に設定されている。リアクトル電流が第一電流I1よりも大きい動作領域は、ここで言う高負荷の動作領域である。これにより、図19に示すように、特に高負荷の動作領域において、リアクトル損失を大幅に低減することができる。また、リアクトル損失を低減できるので、図20に示すように、変換効率を改善することができる。
以上説明したように、実施の形態1に係る直流電源装置は、交流電源とブリッジ回路との間に接続されるリアクトルとして、交流電流の増加に応じてインダクタンス値が小さくなり、且つ、交流電流が第一電流を超えるとリアクトルのインダクタンス値がリアクトルに電流が流れていないときのインダクタンス値の1/3未満となる特性のものを使用する。そして、ブリッジ回路は、交流電流の検出値が第1電流以上では、アクティブ動作し、交流電流の検出値が第1電流未満ではパッシブ動作する。これにより、特に高負荷の動作領域において、リアクトル損失が低減する。
また、実施の形態1に係る直流電源装置は、リアクトル損失を低減できるのでリアクトルの発熱を抑えることができる。これにより、軽負荷の動作領域における高調波規制に合わせてリアクトルのインダクタンス値を選定する場合に比して、リアクトルの小型化を図ることができる。
実施の形態2.
図21は、実施の形態2に係る直流電源装置100Aの第一の構成を示す回路図である。実施の形態2に係る直流電源装置100Aは、図1に示す実施の形態1に係る直流電源装置100の構成において、リアクトル2を2つのリアクトルである第一のリアクトル2Aと、第二のリアクトル2Bとに置き替えたものである。なお、その他の構成については、図1と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は割愛する。
図21は、実施の形態2に係る直流電源装置100Aの第一の構成を示す回路図である。実施の形態2に係る直流電源装置100Aは、図1に示す実施の形態1に係る直流電源装置100の構成において、リアクトル2を2つのリアクトルである第一のリアクトル2Aと、第二のリアクトル2Bとに置き替えたものである。なお、その他の構成については、図1と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は割愛する。
図22は、実施の形態2における第一のリアクトル2Aのインダクタンス値の電流特性を示す図である。図23は、実施の形態2における第二のリアクトル2Bのインダクタンス値の電流特性を示す図である。
図22において、L4は、リアクトル電流が流れないときのインダクタンス値であり、第一のリアクトル2Aのインダクタンス値の最大値でもある。L4の値は、数mHから十数mHである。また、第一のリアクトル2Aのインダクタンス値は、リアクトル電流の増加に対してL4のインダクタンス値をほぼ維持する一方で、リアクトル電流が第一電流I1に達する直前でインダクタンス値が急激に低下する。即ち、実施の形態1におけるリアクトル2は、第一電流I1に近づくに連れ、インダクタンス値がリアクトル電流に対して逆L字状に垂下する特性を有している。このような垂下特性は、第一のリアクトル2Aに第一電流I1で飽和する特性を具備させることで実現することができる。
ここで、L5の値は、L4の値に対し、1/1000以下の値に設定される。即ち、L4と、L5との間には、次式で示す関係があるものとする。
L5≦L4/1000 ……(2)
また、実施の形態2における第二のリアクトル2Bのインダクタンス値は、図23に示すように、ブリッジ回路3の動作領域の全域に渡ってフラットな特性を有している。ここで、フラットな特性とは、動作領域の全域に渡る第二のリアクトル2Bのインダクタンス値の変化が、第二のリアクトル2Bのインダクタンス値の最大値L6に対して、10%以内であれば、フラットな特性と見なしてよい。言い替えると、ブリッジ回路3の動作領域の全域において、第二のリアクトル2Bのインダクタンス値の最小値が、第二のリアクトル2Bのインダクタンス値の最大値L6の90%以上であれば、フラットな特性と見なしてよい。
次に、図22に示す特性を具備する第一のリアクトル2Aと、図23に示す特性を具備する第二のリアクトル2Bとにより、図2に示す電流特性を得るための具体例について説明する。
まず、第二のリアクトル2Bのインダクタンス値の最大値L6と、第一のリアクトル2Aのインダクタンス値の最大値L4との間には、次式で示す関係があるものとする。
L6=L4/2 ……(3)
図21において、第一のリアクトル2Aと、第二のリアクトル2Bとは、回路上で直列に接続される。従って、第一のリアクトル2Aと第二のリアクトル2Bとの和が、第一のリアクトル2Aと第二のリアクトル2Bとを合わせた全体のインダクタンス値となる。
ここで、整流モード時の動作領域において、リアクトル電流が比較的小さいときの全体のインダクタンス値をLt1とし、第一電流I1のときの全体のインダクタンス値をLt2とする。これらのLt1,Lt2は、概略的に次式のように換算することができる。
Lt1=L4+L6
=2×L6+L6
=3×L6 ……(4)
=2×L6+L6
=3×L6 ……(4)
Lt2=L5+L6
≒0+L6
=L6 ……(5)
≒0+L6
=L6 ……(5)
上記(4)、(5)式から、Lt1とLt2との間には、次式の関係が成り立つ。
Lt1:Lt2=3:1 ……(6)
上記(6)式の関係は、実施の形態1において、リアクトル電流が流れないときのインダクタンス値L1と、第一電流I1におけるインダクタンス値L3との関係と同じである。従って、図22に示される特性の第一のリアクトル2Aと、図23に示される特性の第二のリアクトル2Bとを直列に接続した図21の構成は、図1と等価の構成となる。
なお、上記(3)式で示す例は、上記(6)式の関係を、上記(1)式の関係と一致させるための一例であり、この例に限定されない。例えば、第一のリアクトル2Aのインダクタンス値の最大値L4の1/2と、第二のリアクトル2Bのインダクタンス値の最大値L6との差分と、第一のリアクトル2Aのインダクタンス値の最大値L4の1/2との比が±10%の範囲内であれば好ましい。
上記の関係は、次式で表すことができる。
−0.1≦{(L4)/2−L6}/{(L4)/2}≦0.1 ……(7)
また、上記(7)式を変形すれば、次式のように表すことができる。
0.45×L4≦L6≦0.55×L4 ……(8)
上記(8)式によれば、第二のリアクトル2Bのインダクタンス値の最大値L6は、第一のリアクトル2Aのインダクタンス値の最大値L4に対し、45%から55%の範囲内の値に設定すればよいことが分かる。
また、図24は、実施の形態2の変形例に係る直流電源装置100Bの構成を示す回路図である。実施の形態2に係る直流電源装置100Bは、図21に示す実施の形態2に係る直流電源装置100Aの構成において、一方のリアクトルである第一のリアクトル2Aを接続点3aに接続し、他方のリアクトルである第二のリアクトル2Bを接続点3bに接続して交流電源1に接続したものである。従って、図24の構成は、図1及び図21と等価の構成である。
以上説明したように、実施の形態2に係る直流電源装置は、交流電源とブリッジ回路との間に接続されるリアクトルを第一のリアクトルと第二のリアクトルとで構成した。第一のリアクトルは、交流電流が第一電流に近づくに連れ、第一のリアクトルのインダクタンス値が交流電流に対して逆L字状に垂下する特性を有するものである。また、第二のリアクトルは、ブリッジ回路の動作領域の全域に渡ってフラットな特性を有するものである。これにより、実施の形態1の図2で説明したインダクタンス値の電流特性を比較的簡易に実現することが可能となる。
また、実施の形態2に係る直流電源装置は、第一のリアクトルと、第二のリアクトルという2つのリアクトルで実現しているので、リアクトルからの発熱量を分散することができる。これにより、装置内の熱の偏りを抑制することができるので、熱設計が容易になるという効果が得られる。
なお、図21及び図24の例では、図2に示される特性をそれぞれ一つの第一のリアクトル及び第二のリアクトルで実現しているが、第一のリアクトル及び第二のリアクトルのうちの少なくとも一つが複数のリアクトルで構成されていてもよい。これより、少なくとも3つ以上のリアクトルで図2に示される特性が実現される。リアクトルの数を3つ以上にすることで、リアクトルからの発熱量を更に分散することができる。
実施の形態3.
実施の形態1及び実施の形態2で説明した直流電源装置は、インバータに直流電力を供給するモータ駆動制御装置に適用することができる。以下、実施の形態1で説明した直流電源装置100のモータ駆動制御装置への適用例を説明する。
実施の形態1及び実施の形態2で説明した直流電源装置は、インバータに直流電力を供給するモータ駆動制御装置に適用することができる。以下、実施の形態1で説明した直流電源装置100のモータ駆動制御装置への適用例を説明する。
図25は、実施の形態1で説明した直流電源装置100をモータ駆動制御装置101に適用した例を示す図である。図25に示す実施の形態3に係るモータ駆動制御装置101は、実施の形態1に係る直流電源装置100と、インバータ500aとを有する。前述の通り、直流電源装置100は、交流電力を直流電力に変換する装置である。インバータ500aは、直流電源装置100から出力される直流電力を交流電力に変換する装置である。
インバータ500aの出力側には、モータ500bが接続されている。インバータ500aは、変換した交流電力をモータ500bに供給することでモータ500bを駆動する。
図25に示すモータ駆動制御装置101は、送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品に適用することが可能である。
図26は、図25に示したモータ駆動制御装置101を空気調和機に適用した例を示す図である。モータ駆動制御装置101の出力側にはモータ500bが接続されており、モータ500bは、圧縮要素504に連結されている。圧縮機505は、モータ500bと圧縮要素504とを備える。冷凍サイクル部506は、四方弁506a、室内熱交換器506b、膨張弁506c及び室外熱交換器506dを含む態様で構成されている。
空気調和機の内部を循環する冷媒の流路は、圧縮要素504から、四方弁506a、室内熱交換器506b、膨張弁506c、室外熱交換器506dを経由し、再び四方弁506aを経由して、圧縮要素504へ戻る態様で構成されている。モータ駆動制御装置101は、交流電源1より交流電力の供給を受け、モータ500bを回転させる。圧縮要素504は、モータ500bが回転することによって、冷媒の圧縮動作を実行し、冷媒を冷凍サイクル部506の内部で循環させることができる。
なお、図25では、実施の形態1で説明した直流電源装置100をモータ駆動制御装置101に適用した例を示したが、実施の形態2で説明した直流電源装置100A,100Bをモータ駆動制御装置101に適用することも可能である。
実施の形態3に係るモータ駆動制御装置によれば、実施の形態1に係る直流電源装置、又は実施の形態2に係る直流電源装置を備えて構成される。これにより、実施の形態3に係るモータ駆動制御装置を適用した送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品において、実施の形態1又は実施の形態2で説明した効果を享受することができる。
また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
1 交流電源、2 リアクトル、2A 第一のリアクトル、2B 第二のリアクトル、3 ブリッジ回路、3a,3b,3c,3d 接続点、4 平滑コンデンサ、5 第一の電圧検出器、6 電流検出器、7 第二の電圧検出器、10 制御部、10a 駆動パルス生成部、12a,12b 直流母線、21 電流指令値制御部、22 オンデューティ制御部、23 電源電圧位相算出部、24 第一アームパルス生成部、25 第二アームパルス生成部、26,28 減算器、27 乗算器、31 第一のレグ、32 第二のレグ、100,100A,100B 直流電源装置、101 モータ駆動制御装置、241 キャリア生成部、242 基準PWM信号生成部、243 デッドタイム生成部、244 パルスセレクタ部、311 第一の上アーム素子、312 第一の下アーム素子、321 第二の上アーム素子、322 第二の下アーム素子、500 負荷、500a インバータ、500b モータ、504 圧縮要素、505 圧縮機、506 冷凍サイクル部、506a 四方弁、506b 室内熱交換器、506c 膨張弁、506d 室外熱交換器、D1,D2,D3,D4 ダイオード、S1,S2,S3,S4 スイッチング素子。
Claims (12)
- 一端が交流電源に接続されるリアクトルと、
前記リアクトルの他端に接続され、前記交流電源から出力される交流の第一電圧を直流電圧に変換するブリッジ回路と、
前記交流電源と前記ブリッジ回路との間に流れる交流電流を検出する電流検出器と、
を備え、
前記リアクトルは、前記交流電流の増加に応じてインダクタンス値が小さくなり、且つ、前記交流電流が第一電流を超えると前記リアクトルのインダクタンス値が前記リアクトルに電流が流れていないときのインダクタンス値の1/3未満となる特性を有し、
前記ブリッジ回路は、前記交流電流の検出値が前記第一電流以上ではアクティブ動作し、前記交流電流の検出値が前記第一電流未満ではパッシブ動作する
直流電源装置。 - 前記リアクトルは、第一のリアクトルと第二のリアクトルとで構成され、
前記第一のリアクトルは、前記交流電流が前記第一電流に近づくに連れ、前記第一のリアクトルのインダクタンス値が前記交流電流に対して逆L字状に垂下する特性を有し、
前記第二のリアクトルは、前記ブリッジ回路の動作領域の全域に渡ってフラットな特性を有する
請求項1に記載の直流電源装置。 - 前記第一のリアクトル及び前記第二のリアクトルのうちの少なくとも一つが複数のリアクトルで構成される
請求項2に記載の直流電源装置。 - 前記第一電圧を検出する第一の電圧検出器と、
前記ブリッジ回路の直流側の電圧である第二電圧を検出する第二の電圧検出器と、
前記第一電圧の検出値、前記第二電圧の検出値、及び前記交流電流の検出値に基づいて、前記ブリッジ回路を制御する制御部と、
を備え、
前記ブリッジ回路は、第一の上アーム素子と、第一の下アーム素子とが直列に接続された第一のレグと、第二の上アーム素子と、第二の下アーム素子とが直列に接続された第二のレグと、を有し、
前記第一のレグと前記第二のレグとは並列に接続され、
前記制御部は、前記アクティブ動作時に、
前記第一の上アーム素子及び前記第一の下アーム素子をキャリア周期でスイッチング制御し、
前記第二の上アーム素子及び前記第二の下アーム素子を前記第一電圧の周期でスイッチング制御する
請求項1から3の何れか1項に記載の直流電源装置。 - 前記第一電圧を検出する第一の電圧検出器と、
前記ブリッジ回路の直流側の電圧である第二電圧を検出する第二の電圧検出器と、
前記第一電圧の検出値、前記第二電圧の検出値、及び前記交流電流の検出値に基づいて、前記ブリッジ回路を制御する制御部と、
を備え、
前記ブリッジ回路は、第一の上アーム素子と、第一の下アーム素子とが直列に接続された第一のレグと、第二の上アーム素子と、第二の下アーム素子とが直列に接続された第二のレグと、を有し、
前記第一のレグと前記第二のレグとは並列に接続され、
前記制御部は、前記アクティブ動作時に、
前記第一の上アーム素子及び前記第一の下アーム素子をキャリア周期でスイッチング制御し、
前記第二の上アーム素子及び前記第二の下アーム素子に対して前記キャリア周期で同期整流を行う
請求項1から3の何れか1項に記載の直流電源装置。 - 前記制御部は、前記パッシブ動作時に、前記第二の上アーム素子及び前記第二の下アーム素子に対して前記第一電圧の周期で同期整流を行う
請求項4又は5に記載の直流電源装置。 - 前記第一の上アーム素子、前記第一の下アーム素子、前記第二の上アーム素子及び前記第二の下アーム素子のうちの少なくとも1つがワイドバンドギャップ半導体により形成されている
請求項4から6の何れか1項に記載の直流電源装置。 - 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム又はダイヤモンドである
請求項7に記載の直流電源装置。 - 請求項1から8の何れか1項に記載の直流電源装置と、
前記直流電源装置から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータと、を備える
モータ駆動制御装置。 - 請求項9に記載のモータ駆動制御装置を備える
送風機。 - 請求項9に記載のモータ駆動制御装置を備える
圧縮機。 - 請求項10に記載の送風機及び請求項11に記載の圧縮機の少なくとも一方を備える
空気調和機。
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
PCT/JP2018/031382 WO2020039579A1 (ja) | 2018-08-24 | 2018-08-24 | 直流電源装置、モータ駆動制御装置、送風機、圧縮機及び空気調和機 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPWO2020039579A1 JPWO2020039579A1 (ja) | 2021-02-15 |
JP6921329B2 true JP6921329B2 (ja) | 2021-08-18 |
Family
ID=69592894
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2020537991A Active JP6921329B2 (ja) | 2018-08-24 | 2018-08-24 | 直流電源装置、モータ駆動制御装置、送風機、圧縮機及び空気調和機 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US11811332B2 (ja) |
JP (1) | JP6921329B2 (ja) |
CN (1) | CN112567618B (ja) |
WO (1) | WO2020039579A1 (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN112019074B (zh) * | 2019-05-31 | 2023-06-20 | 台达电子工业股份有限公司 | 整流控制模块、主动式桥式整流控制装置及其操作方法 |
EP4024693A4 (en) * | 2019-08-30 | 2022-08-24 | Mitsubishi Electric Corporation | POWER CONVERSION DEVICE, ENGINE DRIVE DEVICE AND AIR CONDITIONER |
TWI750012B (zh) * | 2021-01-20 | 2021-12-11 | 群光電能科技股份有限公司 | 電源供應裝置及電壓轉換方法 |
US20230101287A1 (en) * | 2021-09-30 | 2023-03-30 | Carrier Corporation | Active converter for air conditioning systems |
Family Cites Families (19)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH06113533A (ja) * | 1992-09-30 | 1994-04-22 | Toshiba Lighting & Technol Corp | 電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置 |
JP3744680B2 (ja) * | 1998-03-31 | 2006-02-15 | 富士通株式会社 | 電源装置、および電源回路の制御方法 |
US6038152A (en) * | 1998-12-03 | 2000-03-14 | Baker; Donal E. | Active rectifier utilizing a fixed switching pattern |
EP1601089B1 (en) * | 2004-05-25 | 2010-08-11 | Panasonic Corporation | Power supply apparatus and an air conditioner using the same |
EP2184842B1 (en) * | 2007-08-29 | 2019-04-03 | Mitsubishi Electric Corporation | Ac/dc converter, and compressor driving unit and air conditioner utilizing the same |
US8975884B2 (en) * | 2009-03-27 | 2015-03-10 | GM Global Technology Operations LLC | Two-phase transformer-coupled boost converter |
JP5471537B2 (ja) * | 2010-02-05 | 2014-04-16 | 三菱電機株式会社 | 直流電源装置 |
US8493032B2 (en) * | 2010-07-20 | 2013-07-23 | Tesla Motors, Inc. | Bidirectional polyphase multimode converter including boost and buck-boost modes |
JP5624873B2 (ja) * | 2010-12-24 | 2014-11-12 | 日立アプライアンス株式会社 | 空気調和機 |
EP2840695B1 (en) * | 2012-04-20 | 2018-01-31 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device, motor drive control apparatus provided with power conversion device, air blower and compressor provided with motor drive control apparatus, and air conditioner provided with air blower or compressor |
JP5743995B2 (ja) * | 2012-10-30 | 2015-07-01 | 三菱電機株式会社 | 直流電源装置、冷凍サイクル装置、空気調和機および冷蔵庫 |
CN103856077B (zh) * | 2012-12-06 | 2016-12-21 | 东林科技股份有限公司 | 被动式功因校正交直流转换装置的功因校正电路的动作方法 |
US9523719B2 (en) * | 2014-10-10 | 2016-12-20 | Bose Corporation | Current sensor |
KR101670172B1 (ko) * | 2015-05-28 | 2016-10-28 | 삼성전기주식회사 | 정류 장치 |
JP6712104B2 (ja) | 2015-09-10 | 2020-06-17 | 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 | 直流電源装置および空気調和機 |
JP6798802B2 (ja) * | 2016-06-28 | 2020-12-09 | 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 | 直流電源装置および空気調和機 |
JP7044462B2 (ja) | 2016-06-28 | 2022-03-30 | 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 | 電力変換装置、及びこれを備える空気調和機 |
CN109905014B (zh) * | 2017-12-08 | 2021-07-06 | 台达电子工业股份有限公司 | 被动电路与电源转换器 |
JP6962259B2 (ja) * | 2018-04-11 | 2021-11-05 | Tdk株式会社 | スイッチング電源装置 |
-
2018
- 2018-08-24 US US17/268,286 patent/US11811332B2/en active Active
- 2018-08-24 WO PCT/JP2018/031382 patent/WO2020039579A1/ja active Application Filing
- 2018-08-24 JP JP2020537991A patent/JP6921329B2/ja active Active
- 2018-08-24 CN CN201880096604.7A patent/CN112567618B/zh active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPWO2020039579A1 (ja) | 2021-02-15 |
CN112567618A (zh) | 2021-03-26 |
WO2020039579A1 (ja) | 2020-02-27 |
US20210313902A1 (en) | 2021-10-07 |
CN112567618B (zh) | 2024-02-09 |
US11811332B2 (en) | 2023-11-07 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20200807 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20210727 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6921329 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |