WO2020075371A1 - 電源回路、起動回路、発電装置、及び電子機器 - Google Patents

電源回路、起動回路、発電装置、及び電子機器 Download PDF

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WO2020075371A1
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power supply
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power
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雅明 野田
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パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode

Definitions

  • the present disclosure generally relates to a power supply circuit, a starter circuit, a power generator, and an electronic device, and more particularly, to a power supply circuit, a starter circuit, a power generator, and an electronic device that supplies power to a load.
  • Patent Document 1 discloses a conventional power generation device including a vibration power generation element (power generation element).
  • the power generation device disclosed in Patent Document 1 includes a power storage unit, a rectifier circuit, and a DC-DC converter as a power supply circuit.
  • the power storage unit stores the electric energy generated by the vibration power generation element.
  • the rectifier circuit rectifies the AC voltage generated in the vibration power generation element.
  • the DC-DC converter converts the output voltage of the power storage unit and outputs it to a control circuit that is a load.
  • the power supply circuit supplies power to the load based on the power generated by the power generation element.
  • This power supply circuit is configured to output an output voltage obtained by converting the voltage of the input voltage across the input capacitor and the input capacitor that stores the generated power of the power generating element to the load, and to enable the enable terminal.
  • It has a voltage conversion circuit which has, and a starting circuit which applies a voltage to an enable terminal of a voltage conversion circuit.
  • the activation circuit activates the voltage conversion circuit by applying an enable voltage to the enable terminal of the voltage conversion circuit.
  • the voltage conversion circuit outputs the output voltage when the input voltage is equal to or higher than the first threshold value in the operating state after being activated.
  • the starting circuit applies the enable voltage to the enable terminal when the input voltage becomes equal to or higher than the second threshold value which is higher than the first threshold value.
  • This power circuit can stabilize the power supplied to the load.
  • FIG. 1A is a circuit diagram of a power supply circuit according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 1B is a schematic side view of a power generation element included in the power generation device according to the embodiment.
  • FIG. 2 is a waveform diagram of the output voltage of the power generation element included in the power generation device according to the embodiment.
  • FIG. 3A is an operation explanatory diagram of the power supply circuit according to the embodiment.
  • FIG. 3B is another operation explanatory diagram of the power supply circuit according to the embodiment.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a power supply circuit of a comparative example.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a power supply circuit according to a first modification of the embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a power supply circuit according to a second modification of the embodiment.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of a power supply circuit according to a reference example.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a power supply circuit according to a first modification of the reference example.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a power supply circuit according to a second modification of the reference example.
  • FIG. 1A shows a circuit diagram of the power supply circuit 1 according to this embodiment.
  • the power supply circuit 1 of the present embodiment is configured to supply power to the load 90 based on the power generated by the power generation element 70.
  • the power generation device 100 of this embodiment includes a power supply circuit 1 and a power generation element 70.
  • the electronic device 200 of this embodiment includes a power generation device 100 and a load 90.
  • the power generation device 100 is a vibration-type power generation device that generates power by converting the vibration energy applied to the power generation element 70 into electrical energy.
  • the load 90 is a device that operates by the electric power supplied from the power generation device 100.
  • FIG. 1B is a schematic side view of the power generation element 70.
  • the power generation element 70 includes a piezoelectric element 71 and a vibrating body 72.
  • the vibrating body 72 is made of an elastic plate material, for example, a metal plate such as stainless steel.
  • One end 72A of the vibrating body 72 has a fixed end, and the other end 72B opposite to the end 72A has a cantilever structure in which it is a free end.
  • the vibrating body 72 is held in the housing 500 by fixing the end portion 72A, which is a fixed end, to the housing 500.
  • an end portion 72B that is a free end in the thickness direction of the vibrating body 72 can be changed with respect to the housing 500, and the vibrating body 72 can vibrate.
  • the piezoelectric element 71 is attached to both surfaces 72C and 72D of the vibrating body 72 in the thickness direction. As the vibrating body 72 vibrates, strain is applied to the piezoelectric element 71, and the piezoelectric element 71 generates electric power. That is, the vibration energy associated with the vibration of the vibrating body 72 is converted into electric energy in the piezoelectric element 71.
  • FIG. 2 shows the output voltage (power generation voltage) of the piezoelectric element 71 when the free end 72A of the vibrating body 72 is repelled in the vibration direction Dv and the vibrating body 72 vibrates. As shown in FIG. 2, the piezoelectric element 71 outputs an AC voltage accompanying the vibration of the vibrating body 72.
  • the amplitude of the output voltage of the piezoelectric element 71 attenuates over time, that is, the voltage value of the output voltage of the piezoelectric element 71 decreases.
  • the piezoelectric element 71 has an internal impedance Z11 (see FIG. 1A).
  • the power generation element 70 has output terminals 70A and 70B, and outputs the output voltage of the piezoelectric element 71 from between the output terminals 70A and 70B.
  • the power generation device 100 further includes an operation unit 80.
  • the operation unit 80 is, for example, a push button, and is configured to be movable with respect to the housing. When operated, the operation unit 80 bends and vibrates the vibrating body 72.
  • the vibrating body 72 bends and vibrates as the operation unit 80 moves, and electric power is generated in the piezoelectric element 71. That is, in the power generation device 100, the power generation element 70 generates electric power each time the operation unit 80 is operated.
  • the power supply circuit 1 includes a rectifier circuit 2, a voltage conversion circuit 3, a starting circuit 4, an input capacitor C11, an output capacitor C12, and an inductor L11.
  • the rectifier circuit 2 is electrically connected between the output terminals of the power generating element 70, and receives the AC voltage output by the power generating element 70.
  • the rectifier circuit 2 is a full-wave rectifier circuit having four diodes D11 to D14 connected in a bridge.
  • the rectifier circuit 2 full-wave rectifies the output voltage (AC voltage) of the power generation element 70 and outputs it to the input capacitor C11.
  • the rectifier circuit 2 has a pair of input terminals P11 and P12 and a pair of output terminals P21 and P22.
  • the “terminal” here does not have to be a component for connecting an electric wire or the like, and may be, for example, a lead of an electronic component or a part of a conductor included in a circuit board.
  • the input terminal P11 is electrically connected to one output end 70A of the power generation element 70, and the input terminal P12 is electrically connected to the other output end 70B of the power generation element 70.
  • the output terminal P21 is electrically connected to one end C11A of the input capacitor C11, and the output terminal P22 is electrically connected to the other end C11B of the input capacitor C11.
  • the output terminal P22 is electrically connected to the circuit ground PGND.
  • the diode D11 has an anode electrically connected to the input terminal P11 and a cathode electrically connected to the output terminal P21.
  • the diode D12 has an anode electrically connected to the output terminal P22 and a cathode electrically connected to the input terminal P12.
  • the diode D13 has an anode electrically connected to the input terminal P12 and a cathode electrically connected to the output terminal P21.
  • the diode D14 has an anode electrically connected to the output terminal P22 and a cathode electrically connected to the input terminal P11.
  • the diodes D11 to D14 are bridge-connected to form a full-wave rectifier circuit.
  • the rectifier circuit 2 is not limited to the full-wave rectifier circuit, but may be a half-wave rectifier circuit.
  • the input capacitor C11 is electrically connected between the output terminals P21 and P22 of the rectifier circuit 2, and the output voltage of the rectifier circuit 2 is applied.
  • the pulsating current voltage obtained by full-wave rectifying the output voltage of the power generation element 70 by the rectifier circuit 2 is applied to the input capacitor C11.
  • the input capacitor C11 stores the power generated by the power generating element 70 that is input via the rectifier circuit 2.
  • a DC input voltage Vi is generated between both ends C11A and C11B of the input capacitor C11.
  • FIG. 3A shows a time change of the input voltage Vi of the input capacitor C11.
  • the voltage conversion circuit 3 is electrically connected to the input capacitor C11 and receives the input voltage Vi.
  • the voltage conversion circuit 3 is a DC / DC converter circuit, which converts the input voltage Vi into a predetermined output voltage Vo and outputs the voltage to the load 90. That is, the voltage conversion circuit 3 converts the voltage value of the input voltage Vi to obtain a predetermined output voltage Vo and outputs it to the load 90.
  • the voltage conversion circuit 3 includes a switching circuit 31, a switch control unit 32, a start control unit 33, and a diode D21.
  • the voltage conversion circuit 3 is composed of an IC (integrated circuit). That is, the switching circuit 31, the switch control unit 32, the activation control unit 33, and the diode D21 are integrated in one IC.
  • the voltage conversion circuit 3 includes an input terminal P31, a ground terminal P32, an output terminal P33, an enable terminal P34, and a feedback terminal P35.
  • the input terminal P31 is electrically connected to one end C11A, which is the positive electrode side of the input capacitor C11.
  • the ground terminal P32 is electrically connected to the other end C11B on the negative side of the input capacitor C11 and the circuit ground PGND. That is, the input capacitor C11 is electrically connected between the input terminal P31 and the ground terminal P32, and the input voltage Vi is between both ends C11A and C11B of the input capacitor C11, that is, between the input terminal P31 and the ground terminal P32.
  • the output terminal P33 is electrically connected to the one end C12A of the output capacitor C12 via the inductor L11.
  • the other end C12B of the output capacitor C12 is electrically connected to the circuit ground PGND.
  • the enable terminal P34 is electrically connected to the starting circuit 4. The starting circuit 4 will be described later.
  • the feedback terminal P35 is electrically connected to one end C12A of the output capacitor C12.
  • the switching circuit 31 is, for example, a chopper circuit having a switching element composed of a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor).
  • the switching circuit 31 is electrically connected to one end C11A and the other end C11B of the input capacitor C11 via the input terminal P31 and the ground terminal P32, respectively, and the input voltage Vi is input via the input terminal P31.
  • the switching circuit 31 is electrically connected to the output capacitor C12 via the output terminal P33 and the inductor L11.
  • the switching circuit 31 performs on / off driving of the switching element to perform a voltage conversion operation for converting the input voltage value of the input voltage Vi into a predetermined value, and outputs the voltage value to the output capacitor C12.
  • the output capacitor C12 stores the output power of the voltage conversion circuit 3 (switching circuit 31).
  • a DC output voltage Vo is generated between both ends C12A and C12B of the output capacitor C12.
  • the switching elements of the switching circuit 31 are controlled by the switch controller 32.
  • a diode D21 is electrically connected between the output terminal P33 and the ground terminal P32.
  • the diode D21 is a regenerative diode, the anode of which is electrically connected to the ground terminal P32, and the cathode of which is electrically connected to the output terminal P33.
  • a load 90 is electrically connected between both ends C12A and C12B of the output capacitor C12. Therefore, the output voltage Vo between the both ends C12A and C12B of the output capacitor C12 is applied to the load 90.
  • the load 90 of the present embodiment is housed in the housing together with the power generation device 100. That is, in the electronic device 200 of this embodiment, the load 90 and the power generation device 100 are integrally provided.
  • the load 90 is configured to operate using the power generation device 100 as a drive power source.
  • the load 90 includes a communication unit 91.
  • the communication unit 91 is configured to transmit a signal using the power supplied from the power supply circuit 1.
  • the communication unit 91 is configured to transmit a radio signal using a radio wave as a medium to an external device.
  • the power generation device 100 may be configured to include a plurality of operation units 80. In this case, it is preferable that the communication unit 91 be configured to output a wireless signal that specifies the operated operation unit 80 of the plurality of operation units 80.
  • the load 90 may be provided in a housing separate from the power generation device 100.
  • the communication unit 91 may be configured to output a signal by wire communication.
  • the load 90 is not limited to the configuration including the communication unit 91.
  • the load 90 may be configured to generate sound, light, or the like by using the electric power supplied from the power generation device 100.
  • the switch control unit 32 performs switch control for controlling the switching elements of the switching circuit 31.
  • the switch control unit 32 controls the switching element of the switching circuit 31 so that the voltage value of the output voltage of the switching circuit 31 becomes a predetermined value (for example, 1.8V). That is, the switch control unit 32 controls the switching circuit 31 with a constant voltage.
  • the switch control unit 32 is electrically connected to the feedback terminal P35.
  • the switch control unit 32 monitors the output voltage Vo between both ends C12A and C12B of the output capacitor C12 via the feedback terminal P35. That is, the switch control unit 32 monitors the voltage applied to the load 90 by monitoring the output voltage Vo of the output capacitor C12.
  • the switch control unit 32 stops the switch control when the voltage V90 applied to the load 90 exceeds the output upper limit value Vomax.
  • the switching circuit 31 stops the voltage conversion operation, and the output of the output voltage from the switching circuit 31 stops. Further, the switch control unit 32 starts (restarts) the switch control when the voltage applied to the load 90 falls below the output lower limit value Vomin.
  • the switching circuit 31 starts the voltage conversion operation, and the output of the output voltage Vo from the switching circuit 31 is started. That is, the switch control unit 32 repeats the execution and the stop of the switch control so that the voltage applied to the load 90 changes between the output lower limit value Vomin and the output upper limit value Vomax.
  • the start and stop of the switch control unit 32 are controlled by the start control unit 33.
  • the switch control unit 32 can execute the switch control when the switch control unit 32 is in the operating state after being activated.
  • the output terminal P33 is short-circuited to the ground terminal P32. At this time, the input terminal P31 and the output terminal P33 are electrically cut off from each other.
  • the activation control unit 33 controls activation and deactivation of the switch control unit 32 based on the voltage V34 applied to the enable terminal P34.
  • FIG. 3A shows the voltage V34 together with the input voltage Vi.
  • the activation control unit 33 monitors the voltage V34 applied to the enable terminal P34, more specifically, the voltage V34 between the enable terminal P34 and the ground terminal P32.
  • the threshold value Vth3 is, for example, 0.8V.
  • the activation control unit 33 stops the switch control unit 32 when the voltage value of the voltage V34 applied to the enable terminal P34 falls below a predetermined operation lower limit value Vmin1 which is smaller than the threshold value Vth3.
  • the operation lower limit value Vmin1 is 0.4 V, for example.
  • the operation lower limit value Vmin1 is not limited to a value smaller than the threshold value Vth3, and may be the same value as the threshold value Vth3 or a value larger than the threshold value Vth3.
  • the switch control unit 32 also monitors the input voltage Vi that is input when the switch control unit 32 is operating. In the operating state, the switch control unit 32 executes the switch control when the voltage value of the input voltage Vi exceeds the threshold value Vth1 (see FIG. 3A).
  • the threshold value Vth1 is a value larger than the threshold value Vth3.
  • the threshold value Vth1 is 2.5V, for example.
  • the switch control unit 32 stops the switch control when the voltage value of the input voltage Vi falls below a predetermined operation lower limit value Vmin2 which is smaller than the threshold value Vth1.
  • the operation lower limit value Vmin2 is, for example, 1.8V.
  • the operation lower limit value Vmin2 is not limited to a value smaller than the threshold value Vth1, and may be the same value as the threshold value Vth1 or may be a value larger than the threshold value Vth1. That is, the voltage conversion circuit 3 outputs the output voltage Vo when the input voltage Vi is equal to or higher than the threshold value Vth1 in the operating state after being activated. Furthermore, the voltage conversion circuit 3 stops the output of the output voltage Vo when the input voltage Vi falls below the operation lower limit value Vmin2 while the output voltage Vo is being output.
  • the activation control unit 33 activates the switch control unit 32.
  • the switch control unit 32 executes the switch control when the input voltage Vi applied to the input terminal P31 is equal to or higher than the threshold value Vth1 in the operating state in which the switch control unit 32 is operating after the startup.
  • the switching circuit 31 performs a voltage conversion operation and outputs the output voltage Vo obtained by converting the input voltage Vi into a voltage. As a result, power is supplied to the load 90 and the load 90 starts operating.
  • the detailed operation of the voltage conversion circuit 3 will be described in the section “Operation Example” described later.
  • the starting circuit 4 is configured to apply the voltage V34 to the enable terminal P34 of the voltage conversion circuit 3.
  • the voltage V34 can be the enable voltage Ven.
  • the starting circuit 4 is electrically connected to the input capacitor C11 and the voltage conversion circuit 3.
  • the starting circuit 4 applies the enable voltage Ven to the enable terminal P34 when the input voltage Vi across the both ends C11A and C11B of the input capacitor C11 becomes equal to or higher than the threshold value Vth2 (see FIG. 3A).
  • the enable voltage Ven in the present embodiment is a voltage V34 having a voltage value equal to or higher than the threshold value Vth3 and applied to the enable terminal P34 of the voltage conversion circuit 3.
  • the starting circuit 4 includes a Zener diode ZD21 and a time constant circuit 40.
  • the time constant circuit 40 includes a resistor R21 and a capacitor C21.
  • a series circuit of a Zener diode ZD21 and a resistor R21 is electrically connected between both ends of the input capacitor C11.
  • the Zener diode ZD21 has its cathode electrically connected to the positive terminal C11A of the input capacitor C11 and the input terminal P31 of the voltage conversion circuit 3, and its anode via the resistor R21 to the negative terminal C11B of the input capacitor C11. It is electrically connected to the circuit ground PGND.
  • the capacitor C21 is electrically connected in parallel with the resistor R21.
  • One end C21A of the capacitor C21 is electrically connected to the enable terminal P34 of the voltage conversion circuit 3, and the other end C21B is electrically connected to the ground terminal P32 of the voltage conversion circuit 3.
  • the voltage between both ends C21A and C21B of the capacitor C21 is applied to the enable terminal P34 as a voltage V34 that can be the enable voltage Ven.
  • the end C11B of the input capacitor C11 has a lower potential than the end C11A.
  • the cathode of the Zener diode ZD21 is connected to the end C11A of the input capacitor C11.
  • the anode of the Zener diode ZD21 is connected to the enable terminal P34.
  • the capacitor C21 of the time constant circuit 40 is connected in series with the enable terminal P34 and the end C11B of the input capacitor C11.
  • the resistor R21 of the time constant circuit 40 is connected in parallel with the capacitor C21.
  • the voltage value of the breakdown voltage of the Zener diode ZD21 is set to the threshold value Vth2. Therefore, when the input voltage Vi of the input capacitor C11 is equal to or higher than the threshold value Vth2, the Zener diode ZD21 is turned on (breakdown state). When the Zener diode ZD21 is in the ON state, current is supplied from the input capacitor C11 to the capacitor C21 via the Zener diode ZD21, and the capacitor C21 is charged. When the capacitor C21 is charged, the voltage value of the enable voltage Ven, which is the voltage V34 between both ends C21A and C21B of the capacitor C21, becomes equal to or higher than the threshold value Vth3, and the activation control unit 33 activates the switch control unit 32.
  • the Zener diode ZD21 is turned off.
  • the Zener diode ZD21 cuts off the current from the input capacitor C11 to the capacitor C21, so that the capacitor C21 is not charged.
  • the capacitor C21 discharges through the resistor R21. That is, the resistor R21 functions as the discharge path 41 that discharges the capacitor C21.
  • the starting circuit 4 includes the discharge path 41 that discharges the capacitor C21.
  • the voltage maintenance period PT1 is determined by the time constant circuit 40. Specifically, the time length of the voltage maintaining period PT1 is determined by the time constant based on the capacitance of the capacitor C21 and the resistance value of the resistor R21. In the present embodiment, the capacitance of the capacitor C21 and the resistance value of the resistor R21 are set such that the time length of the voltage maintaining period PT1 is, for example, about 20 ms.
  • the voltage maintenance period PT1 is determined by the above time constant regardless of the storage state of the input capacitor C11 and the power consumption of the load 90. Therefore, the input voltage Vi may drop excessively before the voltage maintaining period PT1 ends, depending on the state of storage of the input capacitor C11 and the power consumption of the load 90. In this case, if the voltage conversion circuit 3 continues to operate, the output voltage Vo becomes unstable and the load 90 may be adversely affected.
  • the operation of the switching circuit 31 is stopped by the above-mentioned operation lower limit value Vmin2. This operation is shown in FIG. 3B.
  • the switch control unit 32 monitors the input voltage Vi that is input when it is operating.
  • the switch control unit 32 stops the switch control, stops the switching circuit 31, and stops the output of the output voltage Vo.
  • the voltage V34 is lower than the operation lower limit value Vmin1 and the input voltage Vi is lower than the operation lower limit value Vmin2.
  • the operation of the switching circuit 31 is stopped and the output of the output voltage Vo is stopped.
  • FIG. 3A shows a time change of the input voltage Vi of the input capacitor C11.
  • the operation unit 80 is operated. As a result, the vibrating body 72 vibrates and the piezoelectric element 71 generates electric power. That is, the power generation element 70 starts power generation.
  • the input capacitor C11 is charged and the input voltage Vi rises.
  • the input voltage Vi reaches the threshold value Vth3.
  • the threshold value Vth3 is smaller than the threshold value Vth2 which is the voltage value of the breakdown voltage of the Zener diode ZD21. Therefore, at time t1, the Zener diode ZD21 is in the off state, and the capacitor C21 is not charged. Therefore, the voltage value of the voltage V34 applied to the enable terminal P34 of the voltage conversion circuit 3 is equal to or lower than the threshold value Vth3, and the voltage conversion circuit 3 (switch control unit 32) is in the stopped state.
  • the input voltage Vi reaches the threshold value Vth1.
  • the threshold value Vth1 is smaller than the threshold value Vth2 which is the voltage value of the breakdown voltage of the Zener diode ZD21. Therefore, at the time t2, the Zener diode ZD21 is in the off state, and the capacitor C21 is not charged. Therefore, the voltage value of the voltage V34 applied to the enable terminal P34 of the voltage conversion circuit 3 is equal to or lower than the threshold value Vth3, and the voltage conversion circuit 3 (switch control unit 32) is still in the stopped state.
  • the voltage value of the input voltage Vi input to the voltage conversion circuit 3 reaches the threshold value Vth1 at which the switch control unit 32 can execute the switch control, but the activation control unit 33 stops the switch control unit 32. I am letting you. Therefore, the switching circuit 31 of the voltage conversion circuit 3 does not perform the voltage conversion operation, and the output voltage is not output from the voltage conversion circuit 3. Therefore, the load 90 is stopped.
  • the input voltage Vi reaches the threshold value Vth2. Therefore, when the Zener diode ZD21 is turned on and the capacitor C21 is charged, the voltage V34 between both ends C21A and C21B of the capacitor C21 rises and exceeds the threshold value Vth3.
  • the voltage V34 activates the activation control unit 33 as the enable voltage Ven, and the activation control unit 33 activates the switch control unit 32.
  • the switch controller 32 is activated, it is determined whether the input voltage Vi applied to the input terminal P31 is equal to or higher than the threshold value Vth1.
  • the switch control unit 32 Since the input voltage Vi is equal to or higher than the threshold value Vth1 at the time when the switch control unit 32 is activated, the switch control unit 32 starts executing the switch control. As a result, the switching circuit 31 starts the voltage conversion operation, so that the output voltage is output from the voltage conversion circuit 3, that is, the power supply to the load 90 is started.
  • the load 90 operates by the electric power supplied from the voltage conversion circuit 3.
  • the communication unit 91 outputs a wireless signal.
  • the voltage conversion circuit 3 and the load 90 start operating, so that the input voltage Vi is reduced by the power consumption of the voltage conversion circuit 3 and the load 90. Therefore, the input voltage Vi falls below the threshold value Vth2, and the Zener diode ZD21 is turned off.
  • the voltage value of the voltage V34 between both ends C21A and C21B of the capacitor C21 is the threshold value Vth3 or more as the enable voltage Ven due to the charge accumulated in the capacitor C21. The state is maintained. Therefore, the voltage conversion circuit 3 and the load 90 can continue to operate.
  • the power generation element 70 starts power generation by operating the operation unit 80, and the input capacitor C11 is charged. Then, the voltage conversion circuit 3 is activated and the power supply to the load 90 is started after the input circuit C11 is sufficiently charged by the starter circuit 4, that is, the input voltage Vi is equal to or higher than the threshold value Vth2.
  • the voltage conversion circuit 3 is not operated and power is not supplied to the load 90 until the time t3 when the output voltage of the power generation element 70 at the initial stage of power generation (see FIG. 2) is high.
  • the load impedance of the power generating element 70 increases, and impedance matching that reduces the difference between the internal impedance Z11 of the power generating element 70 and the load impedance can be achieved.
  • the efficiency of charging the input capacitor C11 with electric power can be improved.
  • the voltage conversion circuit 3 is started and the power is supplied to the load 90, so that the power supplied to the load 90 can be stabilized and the operation of the load 90 can be improved. Stabilization can be achieved.
  • the load impedance of the power generation element 70 becomes relatively smaller than that before the voltage conversion circuit 3 is started.
  • the difference between the internal impedance Z11 of the power generating element 70 and the load impedance increases, and the efficiency of charging the input capacitor C11 with electric power decreases.
  • the output voltage in the latter half of power generation becomes smaller (decreased) than in the early stage of power generation. Therefore, the ratio of the power generation amount in the latter period of power generation to the total power generation amount is small, and it is possible to suppress the influence of the above-mentioned impedance difference on the extraction efficiency of the entire generated power.
  • the switch control unit 32 of the voltage conversion circuit 3 stops the switch control. Therefore, when the power consumption of the load 90 is small, the voltage value of the output voltage Vo of the output capacitor C12 reaches the output upper limit value Vomax, and the switch control unit 32 can stop the operation of the voltage conversion circuit 3.
  • the input capacitor C11 is charged by the power generation of the power generation element 70 even while the voltage conversion operation of the voltage conversion circuit 3 is stopped. By stopping the voltage conversion operation of the voltage conversion circuit 3, the load impedance of the power generation element 70 increases. As a result, the difference between the internal impedance Z11 of the power generating element 70 and the load impedance is reduced, and the efficiency of extracting the generated power in the power generating element 70 can be improved.
  • the power generation element 70 generates power each time the operation unit 80 is operated. Therefore, when the operation unit 80 is repeatedly operated, the power generation element 70 intermittently generates electric power, and the input capacitor C11 is intermittently charged. As described above, in order to start the voltage conversion circuit 3 in a state where the input capacitor C11 is sufficiently charged, it is necessary to stop the voltage conversion circuit 3 between operations on the operation unit 80.
  • FIG. 4 shows a circuit diagram of a power supply circuit 1X of a comparative example.
  • the configuration of the starting circuit 4X is different from that of the power supply circuit 1 of the present embodiment.
  • the other configurations are the same as those of the power supply circuit 1 of the present embodiment, and therefore, the same reference numerals are given and the description thereof will be omitted.
  • the start-up circuit 4X of the comparative example includes a delay circuit 40X.
  • the delay circuit 40X has a resistor R31 and a capacitor C31.
  • a series circuit of a resistor R31 and a capacitor C31 is electrically connected between both ends of the input capacitor C11. The voltage across the capacitor C31 is applied to the enable terminal P34 of the voltage conversion circuit 3.
  • the delay circuit 40X can delay the rise of the voltage applied to the enable terminal P34 of the voltage conversion circuit 3 with respect to the rise of the input voltage Vi of the input capacitor C11. Thereby, the start of the voltage conversion operation of the voltage conversion circuit 3 can be delayed, the power supplied to the load 90 can be stabilized, and the operation of the load 90 can be stabilized.
  • the power supply circuit 1X of the comparative example does not have a discharge path for discharging the input capacitor C11 and the capacitor C31. Therefore, when the operation unit 80 is repeatedly operated, the input capacitors C11 and C31 are not discharged during the operation to the operation unit 80, and the operating state of the voltage conversion circuit 3 may be continued. Therefore, when the voltage conversion circuit 3 performs the voltage conversion operation while the input capacitor C11 is not sufficiently charged, the voltage conversion operation may become unstable and the power supplied to the load 90 may become unstable. .
  • the starting circuit 4 includes the resistor R21 as the discharge path 41.
  • the capacitor C21 is discharged via the resistor R21 when the Zener diode ZD21 is in the off state. Therefore, it is possible to discharge the capacitor C21 faster than when the capacitor C21 spontaneously discharges. Therefore, during the operation of the operation unit 80, the capacitor C21 is discharged, the voltage across the capacitor C21 becomes the operation lower limit value Vmin1 or less, and the voltage conversion circuit 3 can be stopped. That is, the application of the enable voltage Ven from the activation circuit 4 to the enable terminal P34 of the voltage conversion circuit 3 is stopped, and the voltage conversion circuit 3 is stopped.
  • the enable voltage Ven is applied from the starting circuit 4 to the enable terminal P34, and the voltage conversion circuit 3 is started. Accordingly, even when the operation of the operation unit 80 is repeatedly performed, the power supplied to the load 90 can be stabilized and the operation of the load 90 can be stabilized. Therefore, in the present embodiment, when the operation unit 80 is repeatedly operated, a wireless signal can be transmitted from the communication unit 91 of the load 90 each time the operation unit 80 is operated.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a power supply circuit 1A according to a first modification example of the embodiment.
  • the power supply circuit 1A according to the present modification is different from the power supply circuit 1 according to the above embodiment (see FIG. 1A) in the configuration of the starting circuit 4A.
  • the other configurations are similar to those of the power supply circuit 1 of the above-described embodiment, and therefore, the same reference numerals are given and the description thereof is omitted.
  • the start-up circuit 4A of this modification includes a voltage detector 42 instead of the Zener diode ZD21.
  • a series circuit including a voltage detector 42 and a resistor R21 connected in series to each other is electrically connected between both ends C11A and C11B of the input capacitor C11.
  • the input terminal 42A is electrically connected to the end C11A of the input capacitor C11, and the output terminal 42B is electrically connected to the resistor R21 and the capacitor C21 of the time constant circuit 40.
  • the voltage detector 42 compares the input voltage Vi, which is the voltage between both ends C11A and C11B of the input capacitor C11, with a predetermined threshold Vth2.
  • the voltage detector 42 changes the level of the output signal output from the output terminal 42B according to the comparison result of the input voltage Vi and the threshold value Vth2.
  • the voltage detector 42 sets the level of the output signal to the Hi level when the input voltage Vi is equal to or higher than the threshold value Vth2.
  • the capacitor C21 is charged by the output signal of the voltage detector 42.
  • the voltage detector 42 sets the level of the output signal to the Low level which is a ground potential lower than the Hi level. Therefore, when the input voltage Vi is less than the threshold value Vth2, the capacitor C21 is not charged.
  • the power supply circuit 1A of this modification when the input voltage Vi of the input capacitor C11 exceeds the threshold value Vth2, the signal level of the output signal of the voltage detector 42 becomes Hi level and the capacitor C21 is charged.
  • the voltage V34 between both ends C21A and C21B of the capacitor C21 exceeds the threshold value Vth3
  • the voltage V34 is applied to the enable terminal P34 as the enable voltage Ven, and the activation control unit 33 activates the switch control unit 32.
  • the voltage conversion circuit 3 starts the voltage conversion operation, the power supply to the load 90 is started, and the communication unit 91 of the load 90 operates to transmit the wireless signal.
  • the voltage conversion circuit 3 is activated and the power is supplied to the load 90 after the input capacitor C11 is sufficiently charged, that is, the input voltage Vi is equal to or higher than the threshold value Vth2. Be started. Thereby, the power supplied to the load 90 can be stabilized, and the operation of the load 90 can be stabilized.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a power supply circuit 1B which is a second modified example of the embodiment.
  • the power supply circuit 1B of this modified example is different from the power supply circuit 1 (see FIG. 1A) of the above-described embodiment in the configurations of the startup circuit 4B and the voltage conversion circuit 3B.
  • the other configurations are similar to those of the power supply circuit 1 of the above-described embodiment, and therefore, the same reference numerals are given and the description thereof is omitted.
  • the starting circuit 4B of this modified example includes a Zener diode ZD21 and a resistor R21, and the capacitor C21 is omitted.
  • a series circuit including a Zener diode ZD21 and a resistor R21 connected in series at a connection point N21 is electrically connected between both ends C11A and C11B of the input capacitor C11.
  • a connection point N21 between the Zener diode ZD21 and the resistor R21 is electrically connected to the enable terminal P34 of the voltage conversion circuit 3.
  • the voltage conversion circuit 3B of the present modification example further includes a timer 34 in addition to the switching circuit 31, the switch control unit 32, and the activation control unit 33.
  • the timer 34 is configured to start timing when the enable voltage Ven is applied to the enable terminal P34. Specifically, when the voltage value of the voltage V34 (enable voltage Ven) applied to the enable terminal P34 exceeds the threshold value Vth3, the timer 34 starts counting the holding period PT2.
  • the holding period PT2 is, for example, 20 ms. That is, when the voltage value of the voltage V34 (enable voltage Ven) applied to the enable terminal P34 exceeds the threshold value Vth3, the timer 34 starts measuring time, and finishes measuring time when the measured time reaches the holding period PT2. .
  • the activation control unit 33 activates the switch control unit 32 and the timer 34 starts measuring the holding period PT2. Then, the activation control unit 33 continues the operating state of the switch control unit 32 while the timer 34 measures the holding period PT2. At this time, even if the voltage value of the voltage applied to the enable terminal P34 is lower than the operation lower limit value Vmin1, the activation control unit 33 does not change the switch control unit as long as the timer 34 is measuring the holding period PT2. 32 is in operation.
  • the activation control unit 33 activates the switch control unit 32 if the timer 34 is measuring the holding period PT2.
  • the activation control unit 33 stops the switch control unit 32 when the holding period PT2 elapses, that is, when the timer 34 finishes measuring the holding period PT2. That is, the activation control unit 33 keeps the switch control unit 32 in the operating state from the time when the voltage value of the voltage V34 (enable voltage Ven) applied to the enable terminal P34 exceeds the threshold value Vth3 until the holding period PT2 elapses.
  • the time constant circuit 40 is omitted in the power supply circuit 1B of the present modification, when the input voltage Vi falls below the threshold value Vth2, the Zener diode ZD21 is turned off, and the voltage applied to the enable terminal P34 decreases. Is less than the threshold value Vth3. However, the timer 34 continues to operate the switch control unit 32 for the holding period PT2 after the voltage applied to the enable terminal P34 exceeds the threshold value Vth3. As a result, the voltage conversion circuit 3 and the load 90 can continue to operate until the holding period PT2 elapses after the input voltage Vi falls below the threshold value Vth2.
  • the time length of the holding period PT2 measured by the timer 34 may be changeable.
  • the time length of the holding period PT2 may be changeable by changing the program executed by the processor included in the timer 34. This makes it possible to adjust the time during which the voltage conversion circuit 3 and the load 90 continue to operate. Further, it is possible to adjust the interval at which the operation unit 80 can be repeatedly operated.
  • the timer 34 is configured integrally with the voltage conversion circuit 3B, but it may be provided separately from the voltage conversion circuit 3B.
  • the power supply circuit (1) supplies electric power to the load (90) based on the electric power generated by the power generating element (70).
  • the power supply circuit (1) includes an input capacitor (C11), a voltage conversion circuit (3, 3B), and a starting circuit (4, 4A, 4B).
  • the input capacitor (C11) stores the power generated by the power generating element (70).
  • the voltage conversion circuit (3, 3B) outputs the output voltage (Vo) obtained by converting the input voltage (Vi) across the input capacitor (C11) to the load (90).
  • the starting circuit (4, 4A, 4B) applies the enable voltage (Ven) to the enable terminal (P34) of the voltage converting circuit (3, 3B) to start the voltage converting circuit (3, 3B).
  • the voltage conversion circuit (3, 3B) outputs the output voltage (Vo) when the input voltage (Vi) is the first threshold value (Vth1) or more in the operating state after the startup.
  • the starting circuit (4, 4A, 4B) applies the enable voltage (Ven) to the enable terminal (P34) when the input voltage (Vi) becomes equal to or higher than the second threshold value (Vth2) which is higher than the first threshold value (Vth1). .
  • the voltage conversion circuit (3, 3B) is activated and the voltage conversion operation is started in a state where the input voltage (Vi) is higher. This stabilizes the operation of the voltage conversion circuit (3, 3B) and stabilizes the power supplied to the load (90).
  • the voltage (V34) applied to the enable terminal (P34) is smaller than the first threshold value (Vth1). It is activated when it becomes equal to or higher than the third threshold value (Vth3).
  • the voltage conversion circuits (3, 3B) can be activated with the enable voltage (Ven) having a smaller voltage value.
  • the starting circuit (4, 4B) includes a Zener diode (ZD21) electrically connected between both ends of the input capacitor (C11). Including.
  • the starting circuit (4, 4B) can be configured with a simple configuration, and further, the power consumption in the starting circuit (4, 4B) can be reduced.
  • the starting circuit (4A) is a voltage detector electrically connected between both ends (C11A, C11B) of the input capacitor (C11). (42) is included.
  • the starting circuit (4A) it is possible to configure the starting circuit (4A) with a simple configuration and further reduce power consumption in the starting circuit (4A).
  • the starting circuit (4, 4A) has a time constant circuit (40) that defines the voltage maintaining period (PT1). There is.
  • the starting circuit (4, 4A) maintains the application of the enable voltage (Ven) to the enable terminal (P34) during the voltage maintaining period (PT1) after the input voltage (Vi) falls below the second threshold value (Vth2). To do.
  • the operating state of the voltage conversion circuit (3, 3B) can be continued even after the input voltage (Vi) falls below the second threshold value (Vth2).
  • the time constant circuit (40) includes a resistor (R21) and a capacitor (C21).
  • the time constant circuit (40) can be realized with a simple configuration.
  • the starting circuit (4, 4A) includes a discharge path (41) that discharges the capacitor (C21).
  • the voltage conversion circuit (3B) has a holding period (PT2) when the enable voltage (Ven) is applied to the enable terminal (P34). During that period, the operating state is continued.
  • the operating state of the voltage conversion circuit (3B) can be continued even after the input voltage (Vi) falls below the second threshold value (Vth2).
  • the time length of the holding period (PT2) can be changed.
  • the voltage conversion operation of the voltage conversion circuit (3, 3B) is stopped to improve the power generation efficiency of the power generation element (70). be able to.
  • the starting circuit (4, 4A, 4B) according to the eleventh aspect is used for the power supply circuit (1) according to any one of the first to tenth aspects.
  • the power generation device (100) according to the twelfth aspect includes the power supply circuit (1) according to any one of the first to tenth aspects and a power generation element (70).
  • the operation of the voltage conversion circuit (3, 3B) is stable, and the power supplied to the load (90) can be stabilized.
  • the electronic device (200) according to the thirteenth aspect includes a power generation device (100) according to the twelfth aspect, and a load (90).
  • the operation of the voltage conversion circuit (3, 3B) is stable, and the power supplied to the load (90) can be stabilized. .
  • the load (90) transmits a signal using the power supplied from the power supply circuit (1).
  • the load (90) since the power supplied from the power supply circuit (1) to the load (90) is stable, the load (90) can stably transmit the signal.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the power supply circuit 1S of the reference example.
  • Patent Document 1 JP-A-2016-86599.
  • the power generation device of Patent Document 1 includes a power storage unit, a rectifier circuit, and a DC-DC converter as a power supply circuit.
  • the power storage unit stores the electric energy generated by the vibration power generation element.
  • the rectifier circuit rectifies the AC voltage generated in the vibration power generation element.
  • the DC-DC converter stabilizes the output voltage of the power storage unit and outputs it to the control circuit (load).
  • the power supply circuit 1S of the reference example is configured to supply power to the load 90 based on the power generated by the power generation element 70.
  • the power generation device 100 includes a power supply circuit 1S and a power generation element 70.
  • the electronic device 200 includes a power generation device 100 and a load 90.
  • the power generation device 100 is a vibration-type power generation device that generates power by converting the vibration energy applied to the power generation element 70 into electrical energy.
  • the load 90 is a device that operates by the electric power supplied from the power generation device 100.
  • the power supply circuit 1S of the reference example further includes an input capacitor C11, a voltage conversion circuit 3, and a starting circuit 5.
  • the configuration of the starting circuit 5 is different from that of the power supply circuit 1 (see FIG. 1A) of the above embodiment.
  • the other configurations are similar to those of the power supply circuit 1 of the above-described embodiment, and therefore, the same reference numerals are given and the description thereof is omitted.
  • the starting circuit 5 of the reference example includes a delay circuit 50 and a resistor R42 (discharge resistance).
  • the delay circuit 50 has a resistor R41 (delay resistor) and a capacitor C41 (delay capacitor).
  • a series circuit composed of a resistor R41 and a capacitor C41 connected in series with each other is electrically connected between both ends of the input capacitor C11. The voltage across the capacitor C41 is applied to the enable terminal P34 of the voltage conversion circuit 3 as the enable voltage Ven.
  • the delay circuit 50 can delay the rise of the enable voltage Ven applied to the enable terminal P34 of the voltage conversion circuit 3 with respect to the rise of the input voltage Vi of the input capacitor C11. Therefore, the start of the voltage conversion operation of the voltage conversion circuit 3 can be delayed. Accordingly, the voltage conversion operation of the voltage conversion circuit 3 can be stabilized, the power supplied to the load 90 can be stabilized, and the operation of the load 90 can be stabilized.
  • the resistor R42 is electrically connected between both ends of the input capacitor C11.
  • the resistor R42 functions as a discharge path 51 that discharges the input capacitor C11 and the capacitor C41.
  • the input capacitor C11 is discharged via the resistor R42 (discharge path 51).
  • the capacitor C41 discharges via the resistor R41 and the resistor R42 (discharge path 51).
  • the operation unit 80 when the operation unit 80 is repeatedly operated, the input capacitors C11 and C41 are discharged between the operations on the operation unit 80. As a result, the voltage across the capacitor C41 (enable voltage Ven) becomes the operation lower limit value Vmin1 or less, and the voltage conversion circuit 3 can be stopped. Then, when the operation unit 80 is operated, the voltage conversion circuit 3 is activated.
  • the power supplied to the load 90 can be stabilized, and the operation of the load 90 can be stabilized. Can be planned. Therefore, when the operation unit 80 is repeatedly operated, each time the operation unit 80 is operated, the communication unit 91 of the load 90 operates to transmit a wireless signal.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a power supply circuit 1T of a first modification of the power supply circuit 1S according to the reference example.
  • the configuration of the starting circuit 5A is different from that of the power supply circuit 1S of the above reference example (see FIG. 7).
  • the other configurations are similar to those of the power supply circuit 1S of the above-described reference example, and therefore, the same reference numerals are given and the description thereof will be omitted.
  • the starting circuit 5A includes a delay circuit 50 and a resistor R43 (delay resistor).
  • the resistor R43 is electrically connected between both ends of the capacitor C41 of the delay circuit 50.
  • the resistor R43 functions as a discharge path 51 that discharges the input capacitor C11 and the capacitor C41.
  • the input capacitor C11 discharges via the resistor R41 and the resistor R43 (discharge path 51).
  • the capacitor C41 discharges via the resistor R43 (discharge path 51).
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a power supply circuit 1U of a second modification of the power supply circuit 1S according to the reference example.
  • the starting circuit 5A has, as the discharge path 51, the resistor R42 electrically connected between both ends of the input capacitor C11 and the resistor R43 electrically connected between both ends of the capacitor C41. And both.
  • the power supply circuit 1U shown in FIG. 9 has the same effect as the power supply circuits 1S and 1T shown in FIGS. 7 and 8.
  • the power supply circuit (1S) supplies power to the load (90) based on the power generated by the power generation element (70).
  • the power supply circuit (1S) includes an input capacitor (C11), a voltage conversion circuit (3), and a starting circuit (5, 5A).
  • the input capacitor (C11) stores the power generated by the power generating element (70).
  • the voltage conversion circuit (3) outputs an output voltage (Vo) obtained by converting the input voltage (Vi) across the input capacitor (C11) to the load (90).
  • the activation circuit (5) applies the enable voltage (Ven) to the enable terminal (P34) of the voltage conversion circuit (3) to activate the voltage conversion circuit (3).
  • the starting circuit (5, 5A) has a delay circuit (50) and a discharge path (51).
  • the delay circuit (50) includes a series circuit of a delay resistor (R41) electrically connected between both ends of the input capacitor (C11) and a delay capacitor (C41), and with respect to a rise of the input voltage (Vi). The rise of the enable voltage (Ven) is delayed.
  • the discharge path (51) discharges the input capacitor (C11) and the delay capacitor (C41).
  • the voltage conversion circuit (3) is activated and the voltage conversion operation is started in a state where the input voltage (Vi) is higher. This stabilizes the operation of the voltage conversion circuit (3) and stabilizes the power supplied to the load (90).
  • the discharge path (51) includes a discharge resistor (R42) electrically connected between both ends of the input capacitor (C11).
  • the time for discharging the input capacitor (C11) and the delay capacitor (C41) can be adjusted according to the resistance value of the discharge resistor (R42).
  • the discharge path (51) includes a discharge resistor (R43) electrically connected between both ends of the delay capacitor (C41).
  • the time for discharging the input capacitor (C11) and the delay capacitor (C41) can be adjusted according to the resistance value of the discharge resistor (R42). Further, the voltage value of the enable voltage (Ven) can be made smaller than the input voltage (Vi).

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Abstract

電源回路は、入力コンデンサと電圧変換回路と起動回路とを備える。入力コンデンサは発電素子の発電電力を蓄電する。電圧変換回路は、入力コンデンサの両端間の入力電圧を電圧変換した出力電圧を負荷に出力する。起動回路は、電圧変換回路のイネーブル端子にイネーブル電圧を印加して電圧変換回路を起動させる。電圧変換回路は、起動後の稼働状態において、入力電圧が第１閾値以上である場合、出力電圧を出力する。起動回路は、入力電圧が第１閾値よりも大きい第２閾値以上になると、イネーブル電圧をイネーブル端子に印加する。この電源回路は、負荷に供給する電力の安定化を図ることができる。

Description

電源回路、起動回路、発電装置、及び電子機器
　本開示は、一般に電源回路、起動回路、発電装置、及び電子機器に関し、より詳細には、負荷に電力を供給する電源回路、起動回路、発電装置、及び電子機器に関する。
　特許文献１は、振動発電素子（発電素子）を備えた従来の発電装置を開示している。
　特許文献１に開示されている発電装置は、蓄電部、整流回路、及びＤＣ－ＤＣコンバータを電源回路として備えている。蓄電部は、振動発電素子で発生した電気エネルギを蓄電する。整流回路は、振動発電素子で発生する交流電圧を整流する。ＤＣ－ＤＣコンバータは、蓄電部の出力電圧を変換して負荷である制御回路に出力する。
　このような発電装置では、負荷に供給する電力を安定化させることが望まれている。
特開２０１６－８６５９９号公報
　電源回路は、発電素子の発電電力を基に負荷に電力を供給する。この電源回路は、発電素子の発電電力を蓄電する入力コンデンサと、入力コンデンサの両端間の入力電圧の電圧を変換して得られた出力電圧を負荷に出力するように構成されて、イネーブル端子を有する電圧変換回路と、電圧変換回路のイネーブル端子に電圧を印加する起動回路とを備える。起動回路は、電圧変換回路のイネーブル端子にイネーブル電圧を印加することで電圧変換回路を起動する。電圧変換回路は、起動した後の稼働状態において、入力電圧が第１閾値以上である場合に出力電圧を出力する。起動回路は、入力電圧が第１閾値よりも大きい第２閾値以上になると、イネーブル電圧をイネーブル端子に印加する。
　この電源回路は、負荷に供給する電力の安定化を図ることができる。
図１Ａは、本開示の実施形態に係る電源回路の回路図である。 図１Ｂは、実施形態に係る発電装置が備える発電素子の概略側面図である。 図２は、実施形態に係る発電装置が備える発電素子の出力電圧の波形図である。 図３Ａは、実施形態に係る電源回路の動作説明図である。 図３Ｂは、実施形態に係る電源回路の他の動作説明図である。 図４は、比較例の電源回路の回路図である。 図５は、実施形態の第１変形例に係る電源回路の回路図である。 図６は、実施形態の第２変形例に係る電源回路の回路図である。 図７は、参考例に係る電源回路の回路図である。 図８は、参考例の第１変形例に係る電源回路の回路図である。 図９は、参考例の第２変形例に係る電源回路の回路図である。
　以下に説明する実施形態及び変形例は、本開示の一例に過ぎず、本開示は、実施形態及び変形例に限定されない。この実施形態及び変形例以外であっても、本開示の技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。
　図１Ａに、本実施形態に係る電源回路１の回路図を示す。
　本実施形態の電源回路１は、発電素子７０の発電電力を基に負荷９０に電力を供給するように構成されている。本実施形態の発電装置１００は、電源回路１と、発電素子７０と、を備える。本実施形態の電子機器２００は、発電装置１００と、負荷９０と、を備える。発電装置１００は、発電素子７０に加わる振動エネルギを電気エネルギに変換することによって発電する振動型発電装置である。負荷９０は、発電装置１００から供給される電力によって動作するデバイスである。
　・発電素子
　図１Ｂは発電素子７０の概略側面図である。発電素子７０は、圧電素子７１と、振動体７２と、を備えている。
　振動体７２は、弾性を有する板材、例えばステンレスなどの金属板で構成されている。振動体７２の一端部７２Ａは固定端であり、端部７２Ａの反対側の他端部７２Ｂは自由端である片持ち梁構造を有する。振動体７２は、固定端である端部７２Ａが筐体５００に固定されることにより、筐体５００に保持されている。振動体７２は、振動体７２の厚み方向において自由端である端部７２Ｂが筐体５００に対して変化可能であり、振動体７２は振動可能である。
　圧電素子７１は、振動体７２の厚さ方向の両面７２Ｃ、７２Ｄに取り付けられている。振動体７２が振動することで、圧電素子７１に歪みが加えられて、圧電素子７１が電力を発生する。つまり、振動体７２における振動に伴う振動エネルギが、圧電素子７１において電気エネルギに変換される。図２に、振動体７２の自由端である端部７２Ａが振動方向Ｄｖに弾かれ、振動体７２が振動した場合における圧電素子７１の出力電圧（発電電圧）を示す。図２に示すように、圧電素子７１は、振動体７２の振動に伴った交流電圧を出力する。圧電素子７１の出力電圧の振幅は、時間経過に伴って減衰する、つまり圧電素子７１の出力電圧の電圧値が低減する。また、圧電素子７１は、内部インピーダンスＺ１１（図１Ａ参照）を有している。発電素子７０は出力端７０Ａ、７０Ｂを有し、圧電素子７１の出力電圧を出力端７０Ａ、７０Ｂ間から出力する。
　また、発電装置１００は、操作部８０を更に備えている。操作部８０は、例えば押ボタンであり、筐体に対して移動可能に構成されている。操作部８０は、操作されると、振動体７２を撓ませて振動させる。
　したがって、発電装置１００では、操作部８０が操作されることにより、操作部８０の移動に伴って振動体７２が撓んで振動し、圧電素子７１において電力が発生する。つまり、発電装置１００では、操作部８０が操作される毎に、発電素子７０が電力を発生する。
　・電源回路
　電源回路１は、整流回路２と、電圧変換回路３と、起動回路４と、入力コンデンサＣ１１と、出力コンデンサＣ１２と、インダクタＬ１１と、を備えている。
　整流回路２は、発電素子７０の出力端間に電気的に接続されており、発電素子７０が出力する交流電圧が入力される。整流回路２は、ブリッジ接続された４つのダイオードＤ１１～Ｄ１４を有する全波整流回路である。整流回路２は、発電素子７０の出力電圧（交流電圧）を全波整流して入力コンデンサＣ１１に出力する。
　具体的には、整流回路２は、一対の入力端子Ｐ１１、Ｐ１２と、一対の出力端子Ｐ２１、Ｐ２２と、を有する。ただし、ここでいう「端子」は、電線等を接続するための部品でなくてもよく、例えば、電子部品のリード、又は回路基板に含まれる導体の一部であってもよい。
　入力端子Ｐ１１は、発電素子７０の一方の出力端７０Ａに電気的に接続され、入力端子Ｐ１２は、発電素子７０の他方の出力端７０Ｂに電気的に接続されている。出力端子Ｐ２１は、入力コンデンサＣ１１の一端Ｃ１１Ａに電気的に接続され、出力端子Ｐ２２は、入力コンデンサＣ１１の他端Ｃ１１Ｂに電気的に接続されている。また、出力端子Ｐ２２は、回路グランドＰＧＮＤに電気的に接続されている。
　ダイオードＤ１１は、アノードが入力端子Ｐ１１に電気的に接続され、カソードが出力端子Ｐ２１に電気的に接続されている。ダイオードＤ１２は、アノードが出力端子Ｐ２２に電気的に接続され、カソードが入力端子Ｐ１２に電気的に接続されている。ダイオードＤ１３は、アノードが入力端子Ｐ１２に電気的に接続され、カソードが出力端子Ｐ２１に電気的に接続されている。ダイオードＤ１４は、アノードが出力端子Ｐ２２に電気的に接続され、カソードが入力端子Ｐ１１に電気的に接続されている。ダイオードＤ１１～Ｄ１４はブリッジ接続されて全波整流回路を構成している。
　なお、整流回路２は、全波整流回路に限らず、半波整流回路であってもよい。
　入力コンデンサＣ１１は、整流回路２の出力端子Ｐ２１、Ｐ２２間に電気的に接続されており、整流回路２の出力電圧が印加される。つまり、入力コンデンサＣ１１は、整流回路２によって発電素子７０の出力電圧が全波整流されて得られた脈流電圧が印加される。入力コンデンサＣ１１は、整流回路２を介して入力された発電素子７０の発電電力を蓄電する。これにより、入力コンデンサＣ１１の両端Ｃ１１Ａ、Ｃ１１Ｂ間には、直流の入力電圧Ｖｉが生成される。図３Ａは、入力コンデンサＣ１１の入力電圧Ｖｉの時間変化を示す。
　電圧変換回路３は、入力コンデンサＣ１１と電気的に接続されており、入力電圧Ｖｉが印加される。電圧変換回路３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路であり、入力電圧Ｖｉを所定の出力電圧Ｖｏに電圧変換して負荷９０に出力する。すなわち、電圧変換回路３は、入力電圧Ｖｉの電圧値を変換して所定の出力電圧Ｖｏを得て負荷９０に出力する。
　具体的には、電圧変換回路３は、スイッチング回路３１と、スイッチ制御部３２と、起動制御部３３と、ダイオードＤ２１と、を備えている。本実施形態では、電圧変換回路３は、ＩＣ（ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　ｃｉｒｃｕｉｔ）で構成されている。つまり、スイッチング回路３１と、スイッチ制御部３２と、起動制御部３３と、ダイオードＤ２１とが１つのＩＣに集約されている。電圧変換回路３は、入力端子Ｐ３１と、グランド端子Ｐ３２と、出力端子Ｐ３３と、イネーブル端子Ｐ３４と、フィードバック端子Ｐ３５とを備えている。
　入力端子Ｐ３１は、入力コンデンサＣ１１の正極側である一端Ｃ１１Ａに電気的に接続されている。グランド端子Ｐ３２は、入力コンデンサＣ１１の負極側である他端Ｃ１１Ｂと回路グランドＰＧＮＤとに電気的に接続されている。つまり、入力端子Ｐ３１とグランド端子Ｐ３２との間に、入力コンデンサＣ１１が電気的に接続されており、入力電圧Ｖｉが入力コンデンサＣ１１の両端Ｃ１１Ａ、Ｃ１１Ｂ間すなわち入力端子Ｐ３１とグランド端子Ｐ３２との間に印加される。出力端子Ｐ３３は、インダクタＬ１１を介して出力コンデンサＣ１２の一端Ｃ１２Ａと電気的に接続されている。出力コンデンサＣ１２の他端Ｃ１２Ｂは、回路グランドＰＧＮＤと電気的に接続されている。イネーブル端子Ｐ３４は、起動回路４と電気的に接続されている。起動回路４については、後述する。フィードバック端子Ｐ３５は、出力コンデンサＣ１２の一端Ｃ１２Ａと電気的に接続されている。
　スイッチング回路３１は、例えばＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成されたスイッチング素子を有するチョッパ回路である。スイッチング回路３１は、入力端子Ｐ３１及びグランド端子Ｐ３２を介して入力コンデンサＣ１１の一端Ｃ１１Ａ及び他端Ｃ１１Ｂとそれぞれ電気的に接続されており、入力端子Ｐ３１を介して入力電圧Ｖｉが入力される。また、スイッチング回路３１は、出力端子Ｐ３３及びインダクタＬ１１を介して出力コンデンサＣ１２と電気的に接続されている。スイッチング回路３１は、スイッチング素子がオン／オフ駆動されることにより、入力された入力電圧Ｖｉの電圧値を所定値に変換する電圧変換動作を行い、出力コンデンサＣ１２に出力する。つまり、出力コンデンサＣ１２は、電圧変換回路３（スイッチング回路３１）の出力電力を蓄電する。これにより、出力コンデンサＣ１２の両端Ｃ１２Ａ、Ｃ１２Ｂ間には、直流の出力電圧Ｖｏが生成される。スイッチング回路３１のスイッチング素子は、スイッチ制御部３２によって制御される。
　出力端子Ｐ３３とグランド端子Ｐ３２との間には、ダイオードＤ２１が電気的に接続されている。ダイオードＤ２１は、回生用のダイオードであって、アノードがグランド端子Ｐ３２に電気的に接続され、カソードが出力端子Ｐ３３に電気的に接続されている。
　出力コンデンサＣ１２の両端Ｃ１２Ａ、Ｃ１２Ｂ間に負荷９０が電気的に接続されている。したがって、負荷９０には、出力コンデンサＣ１２の両端Ｃ１２Ａ、Ｃ１２Ｂ間の出力電圧Ｖｏが印加される。
　本実施形態の負荷９０は、発電装置１００と共に筐体に収納されている。つまり、本実施形態の電子機器２００では、負荷９０と発電装置１００とが一体に設けられている。負荷９０は、発電装置１００を駆動電源として動作するように構成されている。負荷９０は、通信部９１を備えている。通信部９１は、電源回路１から供給される電力を用いて信号を送信するように構成されている。本実施形態では、通信部９１は、電波を媒体とする無線信号を、外部装置に送信するように構成されている。また、発電装置１００は、複数の操作部８０を備えた構成であってもよい。この場合、通信部９１は、複数の操作部８０のうちの操作された操作部８０を特定する無線信号を出力するように構成されていることが好ましい。
　なお、負荷９０は、発電装置１００とは別の筐体に設けられていてもよい。また、通信部９１は、有線通信により信号を出力するように構成されていてもよい。なお、負荷９０は、通信部９１を備える構成に限らない。例えば、負荷９０は、発電装置１００から供給される電力を用いて、音、光等を発生するように構成されていてもよい。
　スイッチ制御部３２は、スイッチング回路３１のスイッチング素子を制御するスイッチ制御を行う。スイッチ制御では、スイッチ制御部３２は、スイッチング回路３１の出力電圧の電圧値が所定値（例えば、１．８Ｖ）となるように、スイッチング回路３１のスイッチング素子を制御する。つまり、スイッチ制御部３２は、スイッチング回路３１を定電圧制御する。
　また、スイッチ制御部３２は、フィードバック端子Ｐ３５と電気的に接続されている。スイッチ制御部３２は、フィードバック端子Ｐ３５を介して、出力コンデンサＣ１２の両端Ｃ１２Ａ、Ｃ１２Ｂ間の出力電圧Ｖｏを監視している。つまり、スイッチ制御部３２は、出力コンデンサＣ１２の出力電圧Ｖｏを監視することによりに、負荷９０に印加される電圧を監視している。スイッチ制御部３２は、負荷９０に印加される電圧Ｖ９０が出力上限値Ｖｏｍａｘを超えると、スイッチ制御を停止する。これにより、スイッチング回路３１が電圧変換動作を停止し、スイッチング回路３１からの出力電圧の出力が停止する。また、スイッチ制御部３２は、負荷９０に印加される電圧が出力下限値Ｖｏｍｉｎを下回ると、スイッチ制御を開始（再開）する。これにより、スイッチング回路３１が電圧変換動作を開始し、スイッチング回路３１からの出力電圧Ｖｏの出力が開始される。つまり、スイッチ制御部３２は、負荷９０に印加される電圧が出力下限値Ｖｏｍｉｎと出力上限値Ｖｏｍａｘとの間で変化するように、スイッチ制御の実行と停止を繰り返す。
　スイッチ制御部３２の起動及び停止は、起動制御部３３によって制御される。スイッチ制御部３２は、起動後の稼働状態である場合に、スイッチ制御の実行が可能となる。スイッチ制御部３２が停止状態である場合、出力端子Ｐ３３がグランド端子Ｐ３２に短絡される。このとき、入力端子Ｐ３１と出力端子Ｐ３３とは、互いに電気的に遮断されている。
　起動制御部３３は、イネーブル端子Ｐ３４に印加される電圧Ｖ３４に基づいて、スイッチ制御部３２の起動及び停止を制御する。図３Ａは電圧Ｖ３４を入力電圧Ｖｉと併せて示す。具体的には、起動制御部３３は、イネーブル端子Ｐ３４に印加される電圧Ｖ３４、より詳細にはイネーブル端子Ｐ３４とグランド端子Ｐ３２との間の電圧Ｖ３４を監視している。起動制御部３３は、イネーブル端子Ｐ３４に印加されている電圧Ｖ３４の電圧値が閾値Ｖｔｈ３（図３Ａ参照）を超えると、スイッチ制御部３２を起動させる。閾値Ｖｔｈ３は、例えば０．８Ｖである。また、起動制御部３３は、イネーブル端子Ｐ３４に印加されている電圧Ｖ３４の電圧値が、閾値Ｖｔｈ３よりも小さい所定の動作下限値Ｖｍｉｎ１を下回ると、スイッチ制御部３２を停止させる。動作下限値Ｖｍｉｎ１は、例えば０．４Ｖである。なお、動作下限値Ｖｍｉｎ１は、閾値Ｖｔｈ３よりも小さい値に限らず、閾値Ｖｔｈ３と同じ値であってもよいし、閾値Ｖｔｈ３よりも大きい値であってもよい。
　また、スイッチ制御部３２は、稼働している稼働状態である場合、入力される入力電圧Ｖｉを監視する。スイッチ制御部３２は、稼働状態である場合、入力電圧Ｖｉの電圧値が閾値Ｖｔｈ１（図３Ａ参照）を超えると、スイッチ制御を実行する。閾値Ｖｔｈ１は、閾値Ｖｔｈ３よりも大きい値である。閾値Ｖｔｈ１は、例えば２．５Ｖである。また、スイッチ制御部３２は、入力電圧Ｖｉの電圧値が閾値Ｖｔｈ１よりも小さい所定の動作下限値Ｖｍｉｎ２を下回ると、スイッチ制御を停止する。動作下限値Ｖｍｉｎ２は、例えば１．８Ｖである。なお、動作下限値Ｖｍｉｎ２は、閾値Ｖｔｈ１よりも小さい値に限らず、閾値Ｖｔｈ１と同じ値であってもよいし、閾値Ｖｔｈ１よりも大きい値であってもよい。すなわち、電圧変換回路３は、起動した後の稼働状態において、入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ１以上である場合に出力電圧Ｖｏを出力する。さらに、電圧変換回路３は、出力電圧Ｖｏを出力している状態で入力電圧Ｖｉが動作下限値Ｖｍｉｎ２を下回ると出力電圧Ｖｏの出力を停止する。
　つまり、電圧変換回路３では、イネーブル端子Ｐ３４に印加される電圧Ｖ３４が閾値Ｖｔｈ３を超えると、起動制御部３３がスイッチ制御部３２を起動させる。スイッチ制御部３２は、起動後で稼働している稼働状態である場合において、入力端子Ｐ３１に印加される入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ１以上である場合、スイッチ制御を実行する。スイッチ制御により、スイッチング回路３１は、電圧変換動作を行い、入力電圧Ｖｉを電圧変換して得た出力電圧Ｖｏを出力する。これにより、負荷９０に電力が供給され、負荷９０が動作を開始する。電圧変換回路３の詳細な動作の説明については、後述の「動作例」の欄で説明する。
　起動回路４は、電圧変換回路３のイネーブル端子Ｐ３４に電圧Ｖ３４を印加するように構成されている。電圧Ｖ３４はイネーブル電圧Ｖｅｎとなり得る。起動回路４は、入力コンデンサＣ１１と電圧変換回路３とに電気的に接続されている。起動回路４は、入力コンデンサＣ１１の両端Ｃ１１Ａ、Ｃ１１Ｂ間の入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ２（図３Ａ参照）以上になると、イネーブル電圧Ｖｅｎをイネーブル端子Ｐ３４に印加する。本実施形態におけるイネーブル電圧Ｖｅｎとは、その電圧値が閾値Ｖｔｈ３以上であって、電圧変換回路３のイネーブル端子Ｐ３４に印加される電圧Ｖ３４である。
　具体的には、起動回路４は、ツェナーダイオードＺＤ２１と、時定数回路４０と、を備えている。時定数回路４０は、抵抗Ｒ２１とコンデンサＣ２１とを備えている。
　ツェナーダイオードＺＤ２１と抵抗Ｒ２１との直列回路が、入力コンデンサＣ１１の両端間に電気的に接続されている。ツェナーダイオードＺＤ２１は、カソードが入力コンデンサＣ１１の正極側の端Ｃ１１Ａと電圧変換回路３の入力端子Ｐ３１とに電気的に接続され、アノードが抵抗Ｒ２１を介して入力コンデンサＣ１１の負極側の端Ｃ１１Ｂすなわち回路グランドＰＧＮＤに電気的に接続されている。コンデンサＣ２１は、抵抗Ｒ２１と電気的に並列に接続されている。コンデンサＣ２１は、一端Ｃ２１Ａが電圧変換回路３のイネーブル端子Ｐ３４と電気的に接続され、他端Ｃ２１Ｂが電圧変換回路３のグランド端子Ｐ３２と電気的に接続されている。コンデンサＣ２１の両端Ｃ２１Ａ、Ｃ２１Ｂ間の電圧がイネーブル電圧Ｖｅｎとなり得る電圧Ｖ３４としてイネーブル端子Ｐ３４に印加される。
　入力コンデンサＣ１１の端Ｃ１１Ｂは端Ｃ１１Ａより電位が低い。ツェナーダイオードＺＤ２１のカソードは入力コンデンサＣ１１の端Ｃ１１Ａに接続されている。ツェナーダイオードＺＤ２１のアノードはイネーブル端子Ｐ３４に接続されている。
　時定数回路４０のコンデンサＣ２１はイネーブル端子Ｐ３４と入力コンデンサＣ１１の端Ｃ１１Ｂとに直列に接続されている。時定数回路４０の抵抗Ｒ２１はコンデンサＣ２１に並列に接続されている。
　ツェナーダイオードＺＤ２１の降伏電圧の電圧値は、閾値Ｖｔｈ２に設定されている。したがって、入力コンデンサＣ１１の入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ２以上である場合、ツェナーダイオードＺＤ２１がオン状態（降伏状態）となる。ツェナーダイオードＺＤ２１がオン状態である場合、入力コンデンサＣ１１からツェナーダイオードＺＤ２１を介してコンデンサＣ２１に電流が供給され、コンデンサＣ２１が充電される。コンデンサＣ２１が充電されることによって、コンデンサＣ２１の両端Ｃ２１Ａ、Ｃ２１Ｂ間の電圧Ｖ３４であるイネーブル電圧Ｖｅｎの電圧値が閾値Ｖｔｈ３以上となり、起動制御部３３がスイッチ制御部３２を起動させる。
　また、入力コンデンサＣ１１の入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ２未満である場合、ツェナーダイオードＺＤ２１がオフ状態となる。ツェナーダイオードＺＤ２１がオフ状態である場合、ツェナーダイオードＺＤ２１によって入力コンデンサＣ１１からコンデンサＣ２１への電流が遮断されるため、コンデンサＣ２１が充電されない。このとき、コンデンサＣ２１に電荷が蓄積されている場合、コンデンサＣ２１は、抵抗Ｒ２１を介して放電する。つまり、抵抗Ｒ２１がコンデンサＣ２１を放電する放電経路４１として機能する。言い換えれば、起動回路４は、コンデンサＣ２１を放電する放電経路４１を含む。
　ここで、入力コンデンサＣ１１の入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ２を下回ってツェナーダイオードＺＤ２１がオフ状態となった直後は、コンデンサＣ２１に電荷が蓄積されている。図３Ａに示すように、これにより、コンデンサＣ２１の両端Ｃ２１Ａ、Ｃ２１Ｂ間の電圧Ｖ３４であるイネーブル電圧Ｖｅｎの電圧値が閾値Ｖｔｈ３以上である状態が維持される。したがって、入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ２を下回った時点ｔ３から、コンデンサＣ２１が放電してイネーブル電圧Ｖｅｎが動作下限値Ｖｍｉｎ１を下回る時点ｔ４までの電圧維持期間ＰＴ１の間、スイッチ制御部３２が稼働状態となる。電圧維持期間ＰＴ１は、時定数回路４０によって定まる。具体的には、電圧維持期間ＰＴ１の時間長は、コンデンサＣ２１の容量と、抵抗Ｒ２１の抵抗値とに基づいた時定数によって定まる。本実施形態では、電圧維持期間ＰＴ１の時間長が例えば２０ｍｓ程度となるように、コンデンサＣ２１の容量、及び抵抗Ｒ２１の抵抗値が設定されている。
　電圧維持期間ＰＴ１は入力コンデンサＣ１１の蓄電の状況や負荷９０での電力の消費と関係なく上記時定数で決まる。したがって、入力コンデンサＣ１１の蓄電の状況や負荷９０での電力の消費により電圧維持期間ＰＴ１が終わる前に入力電圧Ｖｉか過度に低下する場合がある。この場合に電圧変換回路３が動作し続けると出力電圧Ｖｏが不安定になり負荷９０に悪影響を与える場合がある。実施の形態における電源回路１では、前述の動作下限値Ｖｍｉｎ２によりスイッチング回路３１の動作を停止する。この動作を図３Ｂに示す。スイッチ制御部３２は、稼働している稼働状態である場合、入力される入力電圧Ｖｉを監視する。スイッチ制御部３２は、電圧維持期間ＰＴ１の間でも入力電圧Ｖｉが所定の動作下限値Ｖｍｉｎ２を時点ｔ５に下回ると、スイッチ制御を停止しスイッチング回路３１を停止し出力電圧Ｖｏの出力を停止する。このように、電源回路１では、電圧変換回路３が起動して稼働している稼働状態では、電圧Ｖ３４が動作下限値Ｖｍｉｎ１を下回ることと、入力電圧Ｖｉが動作下限値Ｖｍｉｎ２を下回ることとのうちの少なくとも一方が起こるとスイッチング回路３１の動作を停止し、出力電圧Ｖｏの出力を停止する。
　・動作例
　次に、本実施形態の電源回路１の動作例について、図２と図３Ａを参照して説明する。図３Ａは、入力コンデンサＣ１１の入力電圧Ｖｉの時間変化を示す。
　時点ｔ０において、操作部８０が操作される。これにより、振動体７２が振動し、圧電素子７１が電力を発生する。つまり、発電素子７０が発電を開始する。発電素子７０が発電を開始することにより、入力コンデンサＣ１１が充電され、入力電圧Ｖｉが上昇する。
　時点ｔ１において、入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ３に達する。閾値Ｖｔｈ３は、ツェナーダイオードＺＤ２１の降伏電圧の電圧値である閾値Ｖｔｈ２よりも小さい。したがって、時点ｔ１ではツェナーダイオードＺＤ２１がオフ状態であり、コンデンサＣ２１が充電されない。そのため、電圧変換回路３のイネーブル端子Ｐ３４に印加される電圧Ｖ３４の電圧値が閾値Ｖｔｈ３以下であり、電圧変換回路３（スイッチ制御部３２）が停止状態である。
　時点ｔ２において、入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ１に達する。閾値Ｖｔｈ１は、ツェナーダイオードＺＤ２１の降伏電圧の電圧値である閾値Ｖｔｈ２よりも小さい。したがって、時点ｔ２ではツェナーダイオードＺＤ２１がオフ状態であり、コンデンサＣ２１が充電されない。そのため、電圧変換回路３のイネーブル端子Ｐ３４に印加される電圧Ｖ３４の電圧値が閾値Ｖｔｈ３以下であり、電圧変換回路３（スイッチ制御部３２）が依然停止状態である。
　つまり、時点ｔ２では、電圧変換回路３に入力される入力電圧Ｖｉの電圧値が、スイッチ制御部３２がスイッチ制御を実行可能な閾値Ｖｔｈ１に達するが、起動制御部３３がスイッチ制御部３２を停止させている。そのため、電圧変換回路３のスイッチング回路３１が電圧変換動作を実行せず、電圧変換回路３から出力電圧が出力されない。したがって、負荷９０が停止状態となる。
　時点ｔ３において、入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ２に達する。したがって、ツェナーダイオードＺＤ２１がオン状態となってコンデンサＣ２１が充電されることにより、コンデンサＣ２１の両端Ｃ２１Ａ、Ｃ２１Ｂ間の電圧Ｖ３４が上昇して閾値Ｖｔｈ３を超える。イネーブル端子Ｐ３４に印加される電圧Ｖ３４の電圧値が閾値Ｖｔｈ３を超えることによって電圧Ｖ３４はイネーブル電圧Ｖｅｎとして起動制御部３３を起動し、起動制御部３３がスイッチ制御部３２を起動させる。スイッチ制御部３２が起動すると、入力端子Ｐ３１に印加されている入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ１以上である否かを判定する。スイッチ制御部３２が起動した時点では、入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ１以上であるため、スイッチ制御部３２は、スイッチ制御の実行を開始する。これにより、スイッチング回路３１が電圧変換動作を開始するので、電圧変換回路３から出力電圧が出力される、つまり負荷９０への電力供給が開始される。負荷９０は、電圧変換回路３から供給される電力により動作する。本実施形態では、通信部９１から無線信号が出力される。
　ここで、時点ｔ３後において、電圧変換回路３及び負荷９０が動作を開始するため、電圧変換回路３及び負荷９０での電力消費によって、入力電圧Ｖｉが低減する。そのため、入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ２を下回ってツェナーダイオードＺＤ２１がオフ状態となる。ツェナーダイオードＺＤ２１がオフ状態になってから電圧維持期間ＰＴ１の間、コンデンサＣ２１に蓄積された電荷によって、コンデンサＣ２１の両端Ｃ２１Ａ、Ｃ２１Ｂ間の電圧Ｖ３４の電圧値がイネーブル電圧Ｖｅｎとして閾値Ｖｔｈ３以上である状態が維持される。したがって、電圧変換回路３及び負荷９０が動作を継続することができる。
　このように、本実施形態の電子機器２００では、操作部８０が操作されることによって発電素子７０が発電を開始して入力コンデンサＣ１１が充電される。そして、起動回路４によって、入力コンデンサＣ１１が十分に充電された状態すなわち入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ２以上である状態になってから、電圧変換回路３が起動し、負荷９０への電力供給が開始される。
　すなわち、発電素子７０の発電初期の出力電圧（図２参照）が高い状態の時点ｔ３までの期間は、電圧変換回路３を動作させず、負荷９０に電力を供給しない。これにより、発電素子７０における負荷インピーダンスが大きくなるので、発電素子７０の内部インピーダンスＺ１１と負荷インピーダンスとの差を小さくするインピーダンスマッチングを図ることができる。その結果、入力コンデンサＣ１１に電力を充電させる効率を高めることができる。さらに、入力コンデンサＣ１１を十分に充電させてから、電圧変換回路３を起動し、負荷９０に電力を供給するため、負荷９０に供給する電力の安定化を図ることができ、負荷９０の動作の安定化を図ることができる。
　電圧変換回路３の起動後において、負荷９０に電力を供給するため、発電素子７０における負荷インピーダンスが、電圧変換回路３の起動前と比べて相対的に小さくなる。その結果、発電素子７０の内部インピーダンスＺ１１と負荷インピーダンスとの差が大きくなり、入力コンデンサＣ１１に電力を充電させる効率が下がってしまう。しかしながら、図２に示すように、発電後期の出力電圧は発電初期に比べて小さくなる（減衰する）。そのため、全体の発電量に対して発電後期での発電量が占める割合は小さく、上記のインピーダンスの差の全体の発電電力の取り出し効率に与える影響を抑制することができる。
　また、電圧変換回路３のスイッチ制御部３２は、負荷９０に供給される電圧Ｖ９０すなわち出力コンデンサＣ１２の両端Ｃ１２Ａ、Ｃ１２Ｂ間の出力電圧Ｖｏが出力上限値Ｖｏｍａｘを超えると、スイッチ制御を停止する。したがって、負荷９０での消費電力が小さい場合、出力コンデンサＣ１２の出力電圧Ｖｏの電圧値が出力上限値Ｖｏｍａｘに達して、スイッチ制御部３２は電圧変換回路３の動作を停止することができる。電圧変換回路３の電圧変換動作が停止している期間も、発電素子７０の発電によって入力コンデンサＣ１１が充電される。電圧変換回路３の電圧変換動作が停止することによって、発電素子７０における負荷インピーダンスが大きくなる。これにより、発電素子７０の内部インピーダンスＺ１１と負荷インピーダンスとの差が小さくなり、発電素子７０における発電電力の取り出し効率の向上を図ることができる。
　また、本実施形態の電子機器２００では、操作部８０が操作される毎に、発電素子７０が発電を行う。したがって、操作部８０の操作が繰り返し行われる場合、発電素子７０が断続的に発電を行い、入力コンデンサＣ１１の充電が断続的に行われることとなる。上述したように、入力コンデンサＣ１１が十分に充電された状態で、電圧変換回路３を起動させるためには、操作部８０への操作間において電圧変換回路３を停止させる必要がある。
　図４に、比較例の電源回路１Ｘの回路図を示す。比較例の電源回路１Ｘでは、起動回路４Ｘの構成が本実施形態の電源回路１と相違する。他の構成は、本実施形態の電源回路１と同様であるので、同一符号を付して説明を省略する。
　比較例の起動回路４Ｘは、遅延回路４０Ｘを備えている。遅延回路４０Ｘは、抵抗Ｒ３１とコンデンサＣ３１を有する。入力コンデンサＣ１１の両端間に、抵抗Ｒ３１とコンデンサＣ３１との直列回路が電気的に接続されている。コンデンサＣ３１の両端電圧が、電圧変換回路３のイネーブル端子Ｐ３４に印加される。
　比較例の電源回路１Ｘでは、遅延回路４０Ｘによって入力コンデンサＣ１１の入力電圧Ｖｉの上昇に対して、電圧変換回路３のイネーブル端子Ｐ３４に印加される電圧の上昇を遅らせることができる。これにより、電圧変換回路３の電圧変換動作の開始を遅らせることができ、負荷９０に供給する電力の安定化を図ることができ、負荷９０の動作の安定化を図ることができる。
　しかしながら、比較例の電源回路１Ｘは、入力コンデンサＣ１１及びコンデンサＣ３１を放電する放電経路を備えていない。そのため、操作部８０の操作が繰り返し行われた場合、操作部８０への操作間において入力コンデンサＣ１１及びコンデンサＣ３１が放電されず、電圧変換回路３の稼働状態が継続されるおそれがある。そのため、入力コンデンサＣ１１が十分に充電されていない状態で、電圧変換回路３が電圧変換動作を行った場合、電圧変換動作が不安定となり、負荷９０に供給する電力が不安定となるおそれがある。
　本実施形態の電源回路１では、起動回路４は、放電経路４１として抵抗Ｒ２１を備えている。コンデンサＣ２１は、ツェナーダイオードＺＤ２１がオフ状態である場合、抵抗Ｒ２１を介して放電される。したがって、コンデンサＣ２１が自然放電する場合に比べて、コンデンサＣ２１を速く放電させることができる。そのため、操作部８０への操作間において、コンデンサＣ２１を放電させて、コンデンサＣ２１の両端電圧を動作下限値Ｖｍｉｎ１以下となり、電圧変換回路３を停止させることができる。つまり、起動回路４から電圧変換回路３のイネーブル端子Ｐ３４へのイネーブル電圧Ｖｅｎの印加が停止し、電圧変換回路３が停止する。そして、操作部８０が操作され、入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ２を超えると起動回路４からイネーブル端子Ｐ３４にイネーブル電圧Ｖｅｎが印加されて、電圧変換回路３が起動する。これにより、操作部８０の操作が繰り返し行われる場合であっても、負荷９０に供給する電力の安定化することができ、負荷９０の動作の安定化することができる。したがって、本実施形態では、操作部８０の操作が繰り返し行われる場合、操作部８０が操作される毎に、負荷９０の通信部９１から無線信号を送信させることができる。
　・変形例
　・第１変形例
　図５は実施の形態における第１変形例の電源回路１Ａの回路図である。
　本変形例の電源回路１Ａは、起動回路４Ａの構成が上記実施形態の電源回路１（図１Ａ参照）と相違する。他の構成は、上記実施形態の電源回路１と同様であるので、同一符号を付して説明を省略する。
　本変形例の起動回路４Ａは、ツェナーダイオードＺＤ２１の代わりに電圧検出器４２を備えている。互いに直列に接続された電圧検出器４２と抵抗Ｒ２１とよりなる直列回路が、入力コンデンサＣ１１の両端Ｃ１１Ａ、Ｃ１１Ｂ間に電気的に接続されている。
　電圧検出器４２は、入力端子４２Ａが入力コンデンサＣ１１の端Ｃ１１Ａと電気的に接続され、出力端子４２Ｂが時定数回路４０の抵抗Ｒ２１及びコンデンサＣ２１と電気的に接続されている。電圧検出器４２は、入力コンデンサＣ１１の両端Ｃ１１Ａ、Ｃ１１Ｂ間の電圧である入力電圧Ｖｉを所定の閾値Ｖｔｈ２と比較する。電圧検出器４２は、入力電圧Ｖｉと閾値Ｖｔｈ２との比較結果に応じて、出力端子４２Ｂから出力する出力信号のレベルを変化させる。電圧検出器４２は、入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ２以上である場合、出力信号のレベルをＨｉレベルとする。したがって、入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ２以上である場合、電圧検出器４２の出力信号によってコンデンサＣ２１が充電される。電圧検出器４２は、入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ２未満である場合、出力信号のレベルをＨｉレベルより低いグランドの電位であるＬｏｗレベルとする。したがって、入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ２未満である場合、コンデンサＣ２１が充電されない。
　本変形例の電源回路１Ａでは、入力コンデンサＣ１１の入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ２を超えると、電圧検出器４２の出力信号の信号レベルがＨｉレベルとなってコンデンサＣ２１が充電される。そして、コンデンサＣ２１の両端Ｃ２１Ａ、Ｃ２１Ｂ間の電圧Ｖ３４が閾値Ｖｔｈ３を超えると、電圧Ｖ３４がイネーブル電圧Ｖｅｎとしてイネーブル端子Ｐ３４に印加され、起動制御部３３がスイッチ制御部３２を起動させる。これにより、電圧変換回路３が電圧変換動作を開始して、負荷９０への電力供給が開始され、負荷９０の通信部９１が動作して無線信号を送信する。
　本変形例の電源回路１Ａでは、入力コンデンサＣ１１が十分に充電された状態すなわち入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ２以上である状態になってから、電圧変換回路３が起動し、負荷９０への電力供給が開始される。これにより、負荷９０に供給する電力の安定化を図ることができ、負荷９０の動作の安定化を図ることができる。
　・第２変形例
　図６は実施の形態の第２変形例である電源回路１Ｂの回路図である。
　本変形例の電源回路１Ｂは、起動回路４Ｂ及び電圧変換回路３Ｂの構成が上記実施形態の電源回路１（図１Ａ参照）と相違する。他の構成は、上記実施形態の電源回路１と同様であるので、同一符号を付して説明を省略する。
　本変形例の起動回路４Ｂは、ツェナーダイオードＺＤ２１と抵抗Ｒ２１を備えており、コンデンサＣ２１が省略されている。接続点Ｎ２１で互いに直列に接続されたツェナーダイオードＺＤ２１と抵抗Ｒ２１とよりなる直列回路が、入力コンデンサＣ１１の両端Ｃ１１Ａ、Ｃ１１Ｂ間に電気的に接続されている。ツェナーダイオードＺＤ２１と抵抗Ｒ２１との接続点Ｎ２１が、電圧変換回路３のイネーブル端子Ｐ３４と電気的に接続されている。入力コンデンサＣ１１の入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ２を超えてツェナーダイオードＺＤ２１がオン状態になると、抵抗Ｒ２１の両端の電圧Ｖ３４がイネーブル電圧Ｖｅｎとして電圧変換回路３のイネーブル端子Ｐ３４に印加される。このときの抵抗Ｒ２１の両端電圧Ｖ３４（イネーブル電圧Ｖｅｎ）の電圧値が閾値Ｖｔｈ３よりも大きくなるように抵抗Ｒ２１の抵抗値が設定されている。
　本変形例の電圧変換回路３Ｂは、スイッチング回路３１と、スイッチ制御部３２と、起動制御部３３と、に加えて、タイマ３４を更に備えている。
　タイマ３４は、イネーブル端子Ｐ３４にイネーブル電圧Ｖｅｎが印加されると、計時を開始するように構成されている。具体的には、イネーブル端子Ｐ３４に印加される電圧Ｖ３４（イネーブル電圧Ｖｅｎ）の電圧値が閾値Ｖｔｈ３を超えると、タイマ３４は保持期間ＰＴ２の計時を開始する。保持期間ＰＴ２は、例えば２０ｍｓである。すなわち、イネーブル端子Ｐ３４に印加される電圧Ｖ３４（イネーブル電圧Ｖｅｎ）の電圧値が閾値Ｖｔｈ３を超えると、タイマ３４は時間を計測し始め、計測した時間が保持期間ＰＴ２に達すると時間を計測し終える。
　起動制御部３３は、イネーブル端子Ｐ３４に印加される電圧Ｖ３４（イネーブル電圧Ｖｅｎ）の電圧値が閾値Ｖｔｈ３を超えると、スイッチ制御部３２を起動させ、タイマ３４が保持期間ＰＴ２を計時し始める。そして、起動制御部３３は、タイマ３４が保持期間ＰＴ２を計時している間、スイッチ制御部３２の稼働状態を継続させる。このとき、起動制御部３３は、イネーブル端子Ｐ３４に印加される電圧の電圧値が動作下限値Ｖｍｉｎ１を下回った場合であっても、タイマ３４が保持期間ＰＴ２の計時中であれば、スイッチ制御部３２を稼働状態とする。つまり、起動制御部３３は、起動回路４からのイネーブル電圧Ｖｅｎの印加が停止した場合であっても、タイマ３４が保持期間ＰＴ２の計時中であれば、スイッチ制御部３２を稼働状態とする。起動制御部３３は、保持期間ＰＴ２が経過すると、すなわちタイマ３４が保持期間ＰＴ２の計時を終えるとスイッチ制御部３２を停止させる。つまり、起動制御部３３は、イネーブル端子Ｐ３４に印加される電圧Ｖ３４（イネーブル電圧Ｖｅｎ）の電圧値が閾値Ｖｔｈ３を超えてから、保持期間ＰＴ２が経過するまでの間、スイッチ制御部３２を稼働状態とする。
　本変形例の電源回路１Ｂでは、時定数回路４０が省略されているため、入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ２を下回るとツェナーダイオードＺＤ２１がオフ状態となって、イネーブル端子Ｐ３４に印加される電圧が低減して閾値Ｖｔｈ３未満となる。しかしながら、タイマ３４によって、イネーブル端子Ｐ３４に印加される電圧が閾値Ｖｔｈ３を超えてから保持期間ＰＴ２の間、スイッチ制御部３２の稼働状態が継続される。これにより、入力電圧Ｖｉが閾値Ｖｔｈ２を下回ってから保持期間ＰＴ２が経過するまでの間、電圧変換回路３及び負荷９０が動作を継続することができる。
　タイマ３４が計時する保持期間ＰＴ２の時間長は、変更可能に構成されていてもよい。例えば、タイマ３４が備えるプロセッサが実行するプログラムを変更することにより、保持期間ＰＴ２の時間長が変更可能に構成されていてもよい。これにより、電圧変換回路３及び負荷９０が動作を継続する時間を調整することができる。また、操作部８０への繰り返し操作が可能な間隔を調整することができる。
　なお、上述した例では、タイマ３４は電圧変換回路３Ｂと一体に構成されているが、電圧変換回路３Ｂと別体に設けられていてもよい。
　（まとめ）
　第１態様に係る電源回路（１）は、発電素子（７０）の発電電力を基に負荷（９０）に電力を供給する。電源回路（１）は、入力コンデンサ（Ｃ１１）と、電圧変換回路（３，３Ｂ）と、起動回路（４，４Ａ，４Ｂ）と、を備える。入力コンデンサ（Ｃ１１）は、発電素子（７０）の発電電力を蓄電する。電圧変換回路（３，３Ｂ）は、入力コンデンサ（Ｃ１１）の両端間の入力電圧（Ｖｉ）を電圧変換した出力電圧（Ｖｏ）を負荷（９０）に出力する。起動回路（４，４Ａ，４Ｂ）は、電圧変換回路（３，３Ｂ）のイネーブル端子（Ｐ３４）にイネーブル電圧（Ｖｅｎ）を印加して電圧変換回路（３，３Ｂ）を起動させる。電圧変換回路（３，３Ｂ）は、起動後の稼働状態において、入力電圧（Ｖｉ）が第１閾値（Ｖｔｈ１）以上である場合、出力電圧（Ｖｏ）を出力する。起動回路（４，４Ａ，４Ｂ）は、入力電圧（Ｖｉ）が第１閾値（Ｖｔｈ１）よりも大きい第２閾値（Ｖｔｈ２）以上になると、イネーブル電圧（Ｖｅｎ）をイネーブル端子（Ｐ３４）に印加する。
　この態様によれば、入力電圧（Ｖｉ）がより高い状態で電圧変換回路（３，３Ｂ）が起動して電圧変換動作を開始する。これにより、電圧変換回路（３，３Ｂ）の動作が安定し、負荷（９０）に供給する電力の安定化を図ることができる。
　第２態様に係る電源回路（１）では、第１態様において、電圧変換回路（３，３Ｂ）は、イネーブル端子（Ｐ３４）に印加される電圧（Ｖ３４）が第１閾値（Ｖｔｈ１）よりも小さい第３閾値（Ｖｔｈ３）以上になると起動する。
　この態様によれば、より小さい電圧値のイネーブル電圧（Ｖｅｎ）で電圧変換回路（３，３Ｂ）を起動させることができる。
　第３態様に係る電源回路（１）では、第１又は第２態様において、起動回路（４，４Ｂ）は、入力コンデンサ（Ｃ１１）の両端間に電気的に接続されたツェナーダイオード（ＺＤ２１）を含む。
　この態様によれば、簡易な構成で起動回路（４，４Ｂ）を構成することができ、さらに起動回路（４，４Ｂ）における消費電力の低減を図ることができる。
　第４態様に係る電源回路（１）では、第１又は第２態様において、起動回路（４Ａ）は、入力コンデンサ（Ｃ１１）の両端（Ｃ１１Ａ、Ｃ１１Ｂ）間に電気的に接続された電圧検出器（４２）を含む。
　この態様によれば、簡易な構成で起動回路（４Ａ）を構成することができ、さらに起動回路（４Ａ）における消費電力の低減を図ることができる。
　第５態様に係る電源回路（１）では、第１～第４態様のいずれかにおいて、起動回路（４，４Ａ）は、電圧維持期間（ＰＴ１）を定める時定数回路（４０）を有している。起動回路（４，４Ａ）は、入力電圧（Ｖｉ）が第２閾値（Ｖｔｈ２）を下回ってから電圧維持期間（ＰＴ１）の間、イネーブル端子（Ｐ３４）へのイネーブル電圧（Ｖｅｎ）の印加を維持する。
　この態様によれば、入力電圧（Ｖｉ）が第２閾値（Ｖｔｈ２）を下回ってからも、電圧変換回路（３，３Ｂ）の稼働状態を継続させることができる。
　第６態様に係る電源回路（１）では、第５態様において、時定数回路（４０）は、抵抗（Ｒ２１）及びコンデンサ（Ｃ２１）を含む。
　この態様によれば、時定数回路（４０）を簡易な構成で実現することができる。
　第７態様に係る電源回路（１）では、第６態様において、起動回路（４，４Ａ）は、コンデンサ（Ｃ２１）を放電する放電経路（４１）を含む。
　この態様によれば、電圧変換回路（３，３Ｂ）から負荷（９０）への電力供給後、電圧変換回路（３，３Ｂ）を停止させるまでの時間の短縮を図ることができる。
　第８態様に係る電源回路（１）では、第１～第４態様において、電圧変換回路（３Ｂ）は、イネーブル端子（Ｐ３４）にイネーブル電圧（Ｖｅｎ）が印加されると、保持期間（ＰＴ２）の間、稼働状態を継続する。
　この態様によれば、入力電圧（Ｖｉ）が第２閾値（Ｖｔｈ２）を下回ってからも、電圧変換回路（３Ｂ）の稼働状態を継続させることができる。
　第９態様に係る電源回路（１）では、第８態様において、保持期間（ＰＴ２）の時間長は、変更可能である。
　この態様によれば、電圧変換回路（３Ｂ）から負荷（９０）への電力供給後、電圧変換回路（３Ｂ）を停止させるまでの時間を調整することができる。
　第１０態様に係る電源回路（１）では、第１～第９態様のいずれかにおいて、電圧変換回路（３，３Ｂ）は、負荷（９０）に印加する電圧が出力上限値（Ｖｏｍａｘ）になると、出力電圧（Ｖｏ）の出力を停止する。
　この態様によれば、負荷（９０）での消費電力が比較的小さい場合、電圧変換回路（３，３Ｂ）の電圧変換動作を停止させることにより、発電素子（７０）の発電効率の向上を図ることができる。
　第１１態様に係る起動回路（４，４Ａ，４Ｂ）は、第１～第１０態様のいずれかの電源回路（１）に用いられる。
　この態様によれば、電源回路（１）における電圧変換回路（３，３Ｂ）の動作を安定させ、負荷（９０）に供給される電力の安定化を図ることができる。
　第１２態様に係る発電装置（１００）は、第１～第１０態様のいずれかの電源回路（１）と、発電素子（７０）と、を備える。
　この態様によれば、電源回路（１）において、電圧変換回路（３，３Ｂ）の動作が安定し、負荷（９０）に供給する電力の安定化を図ることができる。
　第１３態様に係る電子機器（２００）は、第１２態様に係る発電装置（１００）と、負荷（９０）と、を備える。
　この態様によれば、発電装置（１００）が有する電源回路（１）において、電圧変換回路（３，３Ｂ）の動作が安定し、負荷（９０）に供給する電力の安定化を図ることができる。
　第１４態様に係る電子機器（２００）では、第１３態様において、負荷（９０）は、電源回路（１）から供給される電力を用いて信号を送信する。
　この態様によれば、電源回路（１）から負荷（９０）に供給される電力が安定するので、負荷（９０）は、安定して信号を送信することができる。
　・参考例
　図７は参考例の電源回路１Ｓの回路図である。
　振動発電素子（発電素子）を備えた従来の発電装置が特許文献１（特開２０１６－８６５９９号公報）に開示されている。
　特許文献１の発電装置は、電源回路として蓄電部、整流回路、及びＤＣ－ＤＣコンバータを備えている。蓄電部は、振動発電素子で発生した電気エネルギを蓄電する。整流回路は、振動発電素子で発生する交流電圧を整流する。ＤＣ－ＤＣコンバータは、蓄電部の出力電圧を安定化して制御回路（負荷）に出力する。
　発電素子の発電電力を基に負荷に電力を供給する電源回路において、負荷に供給する電力を安定化させることが望まれている。
　参考例の電源回路１Ｓは、発電素子７０の発電電力を基に負荷９０に電力を供給するように構成されている。発電装置１００は、電源回路１Ｓと、発電素子７０と、を備える。電子機器２００は、発電装置１００と、負荷９０と、を備える。発電装置１００は、発電素子７０に加わる振動エネルギを電気エネルギに変換することによって発電する振動型発電装置である。負荷９０は、発電装置１００から供給される電力によって動作するデバイスである。
　参考例の電源回路１Ｓは、入力コンデンサＣ１１と、電圧変換回路３と、起動回路５と、をさらに備える。参考例の電源回路１Ｓでは、起動回路５の構成が上記実施形態の電源回路１（図１Ａ参照）と相違する。他の構成は、上記実施形態の電源回路１と同様であるので、同一符号を付して説明を省略する。
　参考例の起動回路５は、遅延回路５０と抵抗Ｒ４２（放電抵抗）とを備えている。遅延回路５０は、抵抗Ｒ４１（遅延抵抗）とコンデンサＣ４１（遅延コンデンサ）とを有する。入力コンデンサＣ１１の両端間に、互いに直列に接続された抵抗Ｒ４１とコンデンサＣ４１とよりなる直列回路が電気的に接続されている。コンデンサＣ４１の両端電圧が、イネーブル電圧Ｖｅｎとして電圧変換回路３のイネーブル端子Ｐ３４に印加される。
　参考例の電源回路１Ｓでは、遅延回路５０によって入力コンデンサＣ１１の入力電圧Ｖｉの上昇に対して、電圧変換回路３のイネーブル端子Ｐ３４に印加されるイネーブル電圧Ｖｅｎの上昇を遅らせることができる。したがって、電圧変換回路３の電圧変換動作の開始を遅らせることができる。これにより、電圧変換回路３の電圧変換動作を安定させ、負荷９０に供給する電力の安定化を図ることができ、負荷９０の動作の安定化を図ることができる。
　抵抗Ｒ４２は、入力コンデンサＣ１１の両端間に電気的に接続されている。抵抗Ｒ４２は、入力コンデンサＣ１１及びコンデンサＣ４１を放電させる放電経路５１として機能する。発電素子７０が発電していない場合、入力コンデンサＣ１１は、抵抗Ｒ４２（放電経路５１）を介して放電する。また、発電素子７０が発電していない場合、コンデンサＣ４１は、抵抗Ｒ４１及び抵抗Ｒ４２（放電経路５１）を介して放電する。
　したがって、操作部８０の操作が繰り返し行われる場合において、操作部８０への操作間において入力コンデンサＣ１１及びコンデンサＣ４１が放電される。これにより、コンデンサＣ４１の両端電圧（イネーブル電圧Ｖｅｎ）が動作下限値Ｖｍｉｎ１以下となり、電圧変換回路３を停止させることができる。そして、操作部８０が操作されると、電圧変換回路３が起動する。
　このように、参考例の電源回路１Ｓでは、操作部８０の操作が繰り返し行われる場合であっても、負荷９０に供給する電力の安定化を図ることができ、負荷９０の動作の安定化を図ることができる。したがって、操作部８０の操作が繰り返し行われる場合、操作部８０が操作される毎に、負荷９０の通信部９１が動作して無線信号を送信することができる。
　図８は参考例に係る電源回路１Ｓの第１変形例の電源回路１Ｔの回路図である。本変形例の電源回路１Ｔでは、起動回路５Ａの構成が上記参考例の電源回路１Ｓ（図７参照）と相違する。他の構成は、上記参考例の電源回路１Ｓと同様であるので、同一符号を付して説明を省略する。
　起動回路５Ａは、遅延回路５０と抵抗Ｒ４３（遅延抵抗）とを備えている。抵抗Ｒ４３は、遅延回路５０のコンデンサＣ４１の両端間に電気的に接続されている。抵抗Ｒ４３は、入力コンデンサＣ１１及びコンデンサＣ４１を放電させる放電経路５１として機能する。発電素子７０が発電していない場合、入力コンデンサＣ１１は、抵抗Ｒ４１及び抵抗Ｒ４３（放電経路５１）を介して放電する。また、発電素子７０が発電していない場合、コンデンサＣ４１は、抵抗Ｒ４３（放電経路５１）を介して放電する。
　本変形例では、電圧変換回路３のイネーブル端子Ｐ３４には、入力電圧Ｖｉを抵抗Ｒ４１と抵抗Ｒ４３とで抵抗分圧した電圧が印加される。したがって、電圧変換回路３のイネーブル端子Ｐ３４に印加する電圧を小さくすることができる。また、コンデンサＣ４１の両端電圧が小さくなるので、コンデンサＣ４１の放電させる時間が短縮される。
　図９は参考例に係る電源回路１Ｓの第２変形例の電源回路１Ｕの回路図である。本変形例の電源回路１Ｕでは、起動回路５Ａは、放電経路５１として、入力コンデンサＣ１１の両端間に電気的に接続された抵抗Ｒ４２と、コンデンサＣ４１の両端間に電気的に接続された抵抗Ｒ４３との両方を備える。図９に示す電源回路１Ｕは図７と図８に示す電源回路１Ｓ、１Ｔと同様の効果を有する。
　上述したように、第１５態様に係る電源回路（１Ｓ）は、発電素子（７０）の発電電力を基に負荷（９０）に電力を供給する。電源回路（１Ｓ）は、入力コンデンサ（Ｃ１１）と、電圧変換回路（３）と、起動回路（５，５Ａ）とを備える。入力コンデンサ（Ｃ１１）は、発電素子（７０）の発電電力を蓄電する。電圧変換回路（３）は、入力コンデンサ（Ｃ１１）の両端間の入力電圧（Ｖｉ）を電圧変換した出力電圧（Ｖｏ）を負荷（９０）に出力する。起動回路（５）は、電圧変換回路（３）のイネーブル端子（Ｐ３４）にイネーブル電圧（Ｖｅｎ）を印加して電圧変換回路（３）を起動させる。起動回路（５，５Ａ）は、遅延回路（５０）と放電経路（５１）とを有する。遅延回路（５０）は、入力コンデンサ（Ｃ１１）の両端間に電気的に接続された遅延抵抗（Ｒ４１）と遅延コンデンサ（Ｃ４１）との直列回路を含み、入力電圧（Ｖｉ）の上昇に対してイネーブル電圧（Ｖｅｎ）の上昇を遅延させる。放電経路（５１）は、入力コンデンサ（Ｃ１１）及び遅延コンデンサ（Ｃ４１）を放電させる。
　この態様によれば、入力電圧（Ｖｉ）がより高い状態で電圧変換回路（３）が起動して電圧変換動作を開始する。これにより、電圧変換回路（３）の動作が安定し、負荷（９０）に供給する電力の安定化を図ることができる。
　第１６態様に係る電源回路（１Ｓ）では、第１５態様において、放電経路（５１）は、入力コンデンサ（Ｃ１１）の両端間に電気的に接続された放電抵抗（Ｒ４２）を含む。
　この態様によれば、放電抵抗（Ｒ４２）の抵抗値に応じて、入力コンデンサ（Ｃ１１）及び遅延コンデンサ（Ｃ４１）を放電させる時間を調整することができる。
　第１７態様に係る電源回路（１Ｓ）では、第１５態様において、放電経路（５１）は、遅延コンデンサ（Ｃ４１）の両端間に電気的に接続された放電抵抗（Ｒ４３）を含む。
　この態様によれば、放電抵抗（Ｒ４２）の抵抗値に応じて、入力コンデンサ（Ｃ１１）及び遅延コンデンサ（Ｃ４１）を放電させる時間を調整することができる。また、入力電圧（Ｖｉ）に対してイネーブル電圧（Ｖｅｎ）の電圧値を小さくすることができる。
１　　電源回路
３，３Ｂ　　電圧変換回路
４，４Ａ，４Ｂ　　起動回路
４２　　電圧検出器
４０　　時定数回路
４１　　放電経路
ＺＤ２１　　ツェナーダイオード
Ｃ１１　　入力コンデンサ
Ｃ２１　　コンデンサ
Ｒ２１　　抵抗
Ｖｉ　　入力電圧
Ｖｏ　　出力電圧
Ｖｅｎ　　イネーブル電圧
Ｖｔｈ１　　閾値（第１閾値）
Ｖｔｈ２　　閾値（第２閾値）
Ｖｔｈ３　　閾値（第３閾値）
Ｐ３４　　イネーブル端子
７０　　発電素子
９０　　負荷
１００　　発電装置
２００　　電子機器

Claims (19)

  1. 発電素子の発電電力を基に負荷に電力を供給する電源回路であって、
    　前記発電素子の発電電力を蓄電する入力コンデンサと、
    　前記入力コンデンサの両端間の入力電圧の電圧を変換して得られた出力電圧を前記負荷に出力するように構成されて、イネーブル端子を有する電圧変換回路と、
    　前記電圧変換回路の前記イネーブル端子に電圧を印加する起動回路と、
    を備え、
    前記起動回路は、前記電圧変換回路の前記イネーブル端子にイネーブル電圧を印加することで前記電圧変換回路を起動し、
    前記電圧変換回路は、起動した後の稼働状態において、前記入力電圧が第１閾値以上である場合に前記出力電圧を出力し、
    前記起動回路は、前記入力電圧が前記第１閾値よりも大きい第２閾値以上になると、前記イネーブル電圧を前記イネーブル端子に印加する、電源回路。
  2. 前記電圧変換回路は、前記イネーブル端子に印加される前記電圧の値が前記第１閾値よりも小さい第３閾値以上になると起動するように構成されている、請求項１に記載に電源回路。
  3. 前記起動回路は、前記入力コンデンサの前記両端間に電気的に接続されたツェナーダイオードを含む、請求項１又は２に記載の電源回路。
  4. 前記入力コンデンサの前記両端は、第１の端と、前記第１の端より電位の低い第２の端とを含み、
    前記ツェナーダイオードのカソードは前記入力コンデンサの前記第１の端に接続され、
    前記ツェナーダイオードのアノードは前記イネーブル端子に接続されている、請求項３に記載の電源回路。
  5. 前記起動回路は、電圧維持期間を定める時定数回路を有しており、
    前記起動回路は、前記入力電圧が前記第２閾値以上の値から前記第２閾値を下回った時点から前記電圧維持期間の間、前記イネーブル端子へ前記イネーブル電圧を印加し続ける、請求項４に記載の電源回路。
  6. 前記時定数回路は、抵抗及びコンデンサを含む、請求項５に記載の電源回路。
  7. 前記時定数回路の前記コンデンサは前記イネーブル端子と前記入力コンデンサの前記第２の端とに直列に接続されており、
    前記時定数回路の前記抵抗は前記コンデンサに並列に接続されている、請求項６に記載の電源回路。
  8. 前記起動回路は、前記入力コンデンサの両端間に電気的に接続された電圧検出器を含む、請求項１又は２に記載の電源回路。
  9. 前記起動回路は、電圧維持期間を定める時定数回路を有しており、
    前記起動回路は、前記入力電圧が前記第２閾値以上の値から前記第２閾値を下回った時点から前記電圧維持期間の間、前記イネーブル端子へ前記イネーブル電圧を印加し続ける、請求項８に記載の電源回路。
  10. 前記時定数回路は、抵抗及びコンデンサを含む、請求項９に記載の電源回路。
  11. 前記起動回路は、前記コンデンサを放電する放電経路を含む、請求項１０に記載の電源回路。
  12. 前記電圧変換回路は、前記イネーブル端子に前記イネーブル電圧が印加されると、保持期間の間、前記稼働状態を継続する、請求項１～１１のいずれか１項に記載の電源回路。
  13. 前記保持期間の時間長は変更可能である、請求項１２に記載の電源回路。
  14. 前記電圧変換回路は、前記負荷に印加する電圧が出力上限値になると、前記出力電圧の出力を停止する、請求項１～１３のいずれか１項に記載の電源回路。
  15. 請求項１～１４のいずれか１項に記載の電源回路に用いられる起動回路。
  16. 発電素子の発電電力を基に負荷に電力を供給する電源回路に用いられる起動回路であって、
    前記電源回路は、
    　　　前記発電素子の発電電力を蓄電する入力コンデンサと、
    　　　前記入力コンデンサの両端間の入力電圧の電圧を変換して得られた出力電圧を前記負荷に出力するように構成されて、イネーブル端子を有する電圧変換回路と、
    を備え、
    前記起動回路は、
    　　　前記電圧変換回路の前記イネーブル端子に電圧を印加し、
    　　　前記電圧変換回路の前記イネーブル端子にイネーブル電圧を印加することで前記電圧変換回路を起動する、
    ように構成されており、
    前記電圧変換回路は、起動した後の稼働状態において、前記入力電圧が第１閾値以上である場合に前記出力電圧を出力し、
    前記起動回路は、前記入力電圧が前記第１閾値よりも大きい第２閾値以上になると、前記イネーブル電圧を前記イネーブル端子に印加する、起動回路。
  17. 　請求項１～１４のいずれか１項に記載の電源回路と、
    　前記発電素子と、
    を備えた発電装置。
  18. 　請求項１７に記載の発電装置と、
    　前記負荷と、
    を備えた電子機器。
  19. 前記負荷は、前記電源回路から供給される電力を用いて信号を送信する、請求項１８に記載の電子機器。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7297972B1 (ja) 2022-04-26 2023-06-26 日本航空電子工業株式会社 電源装置

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114256992A (zh) * 2021-12-23 2022-03-29 广东美芝制冷设备有限公司 无线电源接收电路、无线电源接收装置和家用电器

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012055094A (ja) * 2010-09-01 2012-03-15 Funai Electric Co Ltd 電源制御回路
JP2015195651A (ja) * 2014-03-31 2015-11-05 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 環境発電装置
JP2016086599A (ja) 2014-10-28 2016-05-19 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 発電装置
JP2018085888A (ja) * 2016-11-25 2018-05-31 エイブリック株式会社 電源装置

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008048515A (ja) 2006-08-11 2008-02-28 Sharp Corp スイッチング電源装置
US9367072B2 (en) * 2012-11-08 2016-06-14 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. AC-DC converters and method with soft-start scheme for AC-DC converters
JP6735512B2 (ja) * 2016-05-20 2020-08-05 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 発光制御装置、発光モジュール、発光ユニット及び照明器具
JP6623189B2 (ja) * 2017-03-17 2019-12-18 株式会社東芝 電源回路および電源装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012055094A (ja) * 2010-09-01 2012-03-15 Funai Electric Co Ltd 電源制御回路
JP2015195651A (ja) * 2014-03-31 2015-11-05 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 環境発電装置
JP2016086599A (ja) 2014-10-28 2016-05-19 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 発電装置
JP2018085888A (ja) * 2016-11-25 2018-05-31 エイブリック株式会社 電源装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3866322A4

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7297972B1 (ja) 2022-04-26 2023-06-26 日本航空電子工業株式会社 電源装置
WO2023210256A1 (ja) * 2022-04-26 2023-11-02 日本航空電子工業株式会社 電源装置
JP2023161859A (ja) * 2022-04-26 2023-11-08 日本航空電子工業株式会社 電源装置

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