WO2020017163A1 - スイッチング電源 - Google Patents
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Definitions
- This technology relates to an LLC type switching power supply.
- an LLC type switching power supply (DC-DC converter) using two Ls and one C is known.
- Such a switching power supply is of a soft switching type, has characteristics of high efficiency and low noise, and is widely used. On the other hand, it has a characteristic that the regulation range is narrower than other methods, and therefore, it is not suitable for applications having a wide output voltage variable range or applications having a large input voltage fluctuation.
- Patent Literature 1 discloses setting a normal mode in which the power supply is controlled by operating the oscillator continuously and a burst mode in which the power supply is controlled by operating the oscillator intermittently. Has been described. When the burst mode is set, the power supply control is intermittently stopped by detecting the output voltage on the secondary side, so that power consumption during standby can be reduced.
- Patent Document 2 discloses that the power consumption of a switching power supply is further reduced. In Patent Document 2, attention is paid to the fact that switching control of the switch element is not required during the switching stop period, and the supply of control power to the control means is stopped to reduce power consumption.
- Patent Document 1 or Patent Document 2 it is possible to widen the regulation range of the light load region of the LLC type switching power supply by using the burst mode (intermittent oscillation mode) at light load.
- the technology described in Patent Literature 1 or Patent Literature 2 is a burst control technique for suppressing power consumption during standby, and a burst frequency of several tens Hz to several hundreds Hz is generally used.
- an object of the present technology is to provide a switching power supply that can reduce a ripple current (or a ripple voltage) during a burst operation.
- the present technology is an LLC type switching power supply, A feedback value indicating a load condition is supplied, the control unit forming a drive signal for the switching element, The control unit is In the first region where the load is heavy, frequency control for changing the switching frequency by the feedback value is performed, In the second region where the load is lighter than in the first region, burst control is performed in which the switching frequency is fixed to provide a switching ON section and a switching OFF section, In the burst control, the switching power supply is configured such that the ON time ratio is continuously varied according to load conditions by controlling both the number of times of switching and the OFF time.
- the ON time ratio of the burst period can be continuously changed, and the minimum OFF time can be always controlled while the required minimum OFF time during the burst is secured.
- the ripple current (or ripple voltage) during the burst operation can be minimized.
- FIG. 1 is a connection diagram of an LLC type switching power supply.
- FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the constant voltage control.
- FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the constant current control.
- FIG. 4 is a block diagram showing a configuration for performing both constant voltage control and constant current control.
- FIG. 5 is a connection diagram showing a configuration of constant voltage control.
- FIG. 6 is a connection diagram showing a configuration of constant current control.
- FIG. 7 is a waveform diagram showing the waveform of the drive signal of the LLC type switching power supply.
- FIG. 8 is a waveform diagram showing a waveform of a drive signal in a burst mode of the LLC switching power supply.
- FIG. 1 is a connection diagram of an LLC type switching power supply.
- FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the constant voltage control.
- FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the constant current control.
- FIG. 4 is a block diagram showing a configuration for
- FIG. 9 is a waveform diagram showing a relationship between the length of the OFF section and the magnitude of the ripple.
- FIG. 10 is a waveform diagram showing the length of the OFF section.
- FIG. 11 is a waveform diagram showing the relationship between the switching frequency and the magnitude of the ripple.
- FIG. 12 is a timing chart showing the relationship between the load and the ON time ratio.
- FIG. 13 is a timing chart showing the relationship between the load and the ON time ratio.
- FIG. 14 is a timing chart for explaining a change in the ON time ratio when changing from the non-burst mode to the burst mode.
- FIG. 15 is a timing chart used for explaining the burst mode according to the present technology.
- FIG. 16 is a timing chart for explaining control when the ON time ratio is high.
- FIG. 17 is a timing chart for explaining control when the ON time ratio is low.
- FIG. 18 is a timing chart for explaining control when the ON time ratio is high.
- FIG. 19 is a timing chart for explaining control when the ON time ratio is low.
- FIG. 20 is a flowchart for explaining control in the normal mode.
- FIG. 21 is a flowchart for explaining control in the case of the burst mode (the number of switching times n ⁇ 2).
- FIG. 23 is a flowchart for explaining the control of the burst mode when a table is used.
- FIG. 24 is a diagram illustrating an example of a table for controlling the burst mode.
- FIG. 24 is a diagram illustrating an example of a table for controlling the burst mode.
- FIG. 25 is a diagram illustrating an example of a table for controlling the burst mode.
- FIG. 26 is a graph showing the relationship between the ON time ratio and the burst frequency.
- FIG. 27 is a graph showing the relationship between the ON time ratio and the OFF time.
- FIG. 28 is a graph showing the relationship between the ON time ratio and the number of ON times.
- FIG. 29 is a timing chart for explaining soft start and soft end.
- FIG. 30 is a timing chart for explaining soft start and soft end.
- FIG. 31 is a timing chart used to explain control when soft start and soft end are not used.
- FIG. 32 is a timing chart for explaining a modification of the burst mode according to the present technology.
- FIG. 1 shows an exemplary configuration of an LLC switching power supply to which the present invention is applied.
- the configuration of FIG. 1 clearly shows the parasitic elements.
- Vin is an input power supply
- Q1 is a high-side MOSFET
- Q2 is a low-side MOSFET.
- a diode D1 and a capacitor C1 exist in parallel as a parasitic element between the drain and the source of the MOSFET Q1.
- a diode D2 and a capacitor C2 exist in parallel as a parasitic element between the drain and the source of the MOSFET Q2.
- a drive signal is supplied from the control unit to the respective gates of the MOSFETs Q1 and Q2, and the MOSFETs Q1 and Q2 perform a switching operation.
- the inductance L0, the primary coil L1 of the transformer TR, and the capacitance C3 are connected in series between the connection point between the source of the MOSFET Q1 and the drain of the MOSFET Q2 and the source of the MOSFET Q2.
- the secondary coil of the transformer TR is divided into two inductances L2a and L2b, one end of the secondary coil is connected to the output terminal t1 via the diode D3a, and the other end of the secondary coil is connected to the output terminal t1 via the diode D3b.
- Connected to The connection middle point of the secondary coil is taken out as the output terminal t2, and the capacitor C4 is connected between the output terminals t1 and t2.
- An output voltage Vout is extracted from the output terminals t1 and t2.
- the switching power supply of the LLC system normally outputs a constant voltage, and the output voltage is controlled to a constant value by feedback control.
- This is generally called constant voltage control or CV control.
- the configuration of the feedback is as shown in FIG.
- the output voltage (or its divided value) and the reference voltage are input to the error amplifier 11, and a feedback signal (denoted as FB in the figure) is formed at the output of the error amplifier 11.
- This feedback signal is supplied to the control unit 12.
- a feedback signal is supplied to the control unit 12 through an insulating element 13 such as a photocoupler.
- a drive signal output to the switching elements MOSFETs Q1 and Q2
- the output voltage is controlled by the drive signal output.
- the control method includes burst control, frequency control, dead time control, and the like.
- the output current is usually converted into a voltage value by an IV conversion amplifier 24 and input to an error amplifier 21 as shown in FIG.
- an error amplifier 21 a comparison is made with a reference voltage corresponding to the control current value.
- the output of the error amplifier is supplied to the control unit 12.
- negative feedback negative feedback
- the output current is controlled to a constant value by feedback control. This is generally called constant current control or CC control.
- the operation itself of the control unit 12 is the same as that of the control unit 12 in the constant voltage (CV) control.
- constant current and constant voltage charging is performed, so that constant current (CC) control and constant voltage (CV) control are used in combination.
- CC constant current
- CV constant voltage
- the output of the error amplifier 11 and the output of the error amplifier 21 are added via diodes 22 and 23 to form a feedback signal.
- the control unit 12 is controlled by the feedback signal.
- FIG. 5 shows a more specific configuration of an LLC switching power supply that performs constant voltage control.
- the configuration in FIG. 5 clearly shows the parasitic element.
- Vin is an input power supply
- Q1 is a high-side MOSFET
- Q2 is a low-side MOSFET.
- a diode D1 and a capacitor C1 exist in parallel as a parasitic element between the drain and the source of the MOSFET Q1.
- a diode D2 and a capacitor C2 exist in parallel as a parasitic element between the drain and the source of the MOSFET Q2.
- the drive signals H-DRV and L-DRV are supplied to the respective gates of the MOSFETs Q1 and Q2, and the MOSFETs Q1 and Q2 perform a switching operation.
- the inductance L0, the primary coil L1 of the transformer TR, and the capacitance C3 are connected in series between the connection point between the source of the MOSFET Q1 and the drain of the MOSFET Q2 and the source of the MOSFET Q2.
- the secondary coil of the transformer TR is divided into two inductances L2a and L2b, one end of the secondary coil is connected to the output terminal t1 via the diode D3a, and the other end of the secondary coil is connected to the output terminal t1 via the diode D3b.
- Connected to The connection middle point of the secondary coil is taken out as the output terminal t2, and the capacitor C4 is connected between the output terminals t1 and t2.
- An output voltage for the load 10 (for example, a lithium ion secondary battery) is extracted from the output terminals t1 and t2.
- drive signals H-DRV and L-DRV having opposite phases are supplied to the gates of the MOSFETs Q1 and Q2, and these MOSFETs Q1 and Q2 perform a switching operation differentially.
- the output voltage is divided by the resistors R1 and R2, the divided voltage is input to the error amplifier 11, compared with the reference voltage, and negative feedback (negative feedback) is applied so that these values become equal.
- the feedback signal from the error amplifier 11 is supplied to the control unit 12 through the photo coupler 13.
- the output unit 15 is connected to the control unit 12, and the output unit 15 outputs drive signals H-DRV and L-DRV for the MOSFETs Q1 and Q2.
- FIG. 6 shows a specific configuration of an LLC switching power supply that performs constant current control.
- the configuration of the switching power supply is the same as in the case of constant voltage control.
- the output current is detected by the detection resistor R0 and supplied to the error amplifier 21 via the current amplifier 16.
- the error amplifier 21 compares the control current value with the control current value, and performs negative feedback (negative feedback) so that these values become equal.
- a feedback signal from the error amplifier 21 is supplied to the control unit 12 through the photocoupler 13.
- the output unit 15 is connected to the control unit 12, and the output unit 15 outputs drive signals H-DRV and L-DRV for the MOSFETs Q1 and Q2.
- FIG. 7 shows drive signals H-DRV and L-DRV in an LLC switching power supply. These drive signals are pulses of opposite phases.
- the MOSFET is turned on during the high level period of the drive signal.
- One cycle of the drive signals H-DRV and L-DRV is called a switching cycle. Also, one switching cycle is defined as one switching.
- the switching frequency is the reciprocal of the switching cycle. In the case of the LLC method, constant voltage control or constant current control is possible by changing the switching frequency by feedback control.
- the burst mode is a mode having a switching ON section and a switching OFF section as shown in FIG.
- the switching ON section and the switching OFF section are collectively called a burst period, and the reciprocal thereof is the burst frequency.
- constant current control or constant voltage control is performed based on the time ratio between the switching ON section and the switching OFF section.
- the ripple current can be reduced as the switching OFF section is shorter. Comparing the waveform of the upper drive signal and the waveform of the lower drive signal in FIG. 9, the lower waveform has a shorter OFF section. As a result, the output ripple current (or ripple voltage) can be smaller when the OFF section is shorter.
- the switching OFF section has a required minimum OFF time. This is because there is a period in which a current flows through the body diodes (diodes D1 and D2) of the MOSFET even if the switching is turned off. This causes a through current to flow, which is not preferable.
- the required minimum OFF time varies slightly depending on the exciting current of the circuit and the load condition, but as shown in FIG. 10, the switching time is about one switching cycle according to the result of the experiment.
- the higher the switching frequency the shorter the switching OFF time.
- the lower waveform has a higher switching frequency than the upper waveform in FIG. The higher the switching frequency, the shorter the switching OFF time, so that the output ripple current (output ripple voltage) can be reduced.
- the OFF time has a required minimum OFF time to be ensured, which is about one switching cycle (see FIG. 10).
- increasing the OFF time increases the ripple current. Therefore, in order to suppress the ripple current, it is better to shorten the OFF time as much as possible while securing the necessary OFF period. .
- the ON time ratio during the burst is changed as continuously as possible in accordance with the load, a stable regulation characteristic cannot be obtained. Since the ON time at the time of the burst is a discrete value according to the number of switching times, if the burst frequency is fixed at a high frequency burst, the ON time ratio greatly varies due to the change of the number of times of the ON step. In addition, fine control of the ON time ratio due to load fluctuation cannot be performed, and stable operation cannot be obtained.
- Example of a simple high-frequency burst (burst frequency fixed) (see FIG. 13)
- OFF one cycle of switching (the ON time ratio in this case is 0.75)
- ⁇ one step down when the load becomes lighter
- OFF two cycles of switching (in this case, ON time ratio is 0.5)
- the ON time ratio fluctuates greatly at the boundary where the burst operation starts from the non-burst operation, and the stable operation is performed under the load condition corresponding to this boundary. You can't do that.
- Example of a simple high-frequency burst (burst frequency fixed) (see FIG. 14)
- the ON time ratio jumps greatly when the burst enters with the minimum OFF time and when the burst operation is not performed, and stable operation is not performed under the load condition corresponding to this boundary.
- burst control method using this technology In the present technology, in the burst control of the LLC system, the number of times of switching ON and the OFF time of the burst period are controlled so that the ON time ratio of the burst period can be continuously varied according to the load condition. By controlling the OFF time continuously (eg, in steps smaller than one switching cycle or steplessly) by this control method, the ON time ratio during the burst operation can be continuously changed, and the burst time can be changed. It is possible to optimally control the OFF time.
- the burst mode according to the present technology will be described. It should be noted that “continuous” is expressed as continuous, including a variable in a relatively small step that does not greatly jump or a variable in a stepless manner.
- the LLC method is a frequency control method.
- the control is such that the switching frequency increases as the load becomes lighter.
- An upper limit set value (fmax1) is provided for this switching frequency, and for a light load region beyond that, fixed at the upper limit switching frequency (fmax1), burst control is performed, and control is performed according to the ratio of switching ON time. .
- FIG. 15 shows the burst control according to the present technology, and illustrates control from a heavy load to an extremely light load.
- an upper limit value fmax1 of the switching frequency to be frequency-controlled is set. Up to the upper limit value fmax1, the switching frequency fsw is controlled according to the feedback value (expressed as FB value) indicating the weight of the load. That is, when the load is reduced, the switching frequency fsw is increased.
- FB value feedback value
- This control is in the range of non-burst control.
- fmax1 is set to less than 150 kHz. This frequency is lower than the regulation band of the noise terminal voltage, and the cost of the AC filter can be reduced.
- the switching frequency fsw is fixed at the upper limit set value fmax1, and the number of switching times and the OFF time are controlled by the FB value.
- the number of ON times is reduced as the load becomes lighter.
- the ON time ratio is adjusted by controlling the number of switching times and the OFF time by feedback. I do.
- the number of ON times is reduced as the load becomes lighter.
- ON time switching cycle ⁇ number of switching times. Note that the OFF time in FIGS. 16 and 17 indicates an optimal value of one switching cycle or more and less than two switching cycles.
- the OFF time is controlled as shown in FIGS.
- the OFF time is extended as the load becomes lighter.
- the ON time ratio is close to 0.5, the number of times of switching is reduced. Note that the OFF time in FIG. 18 indicates an optimum value of one switching cycle or more and less than two switching cycles.
- points when the number of switching times ⁇ 2 are as follows. Control is performed such that the higher the ON time ratio (closer to 1), the greater the number of times of switching during the burst period.
- the control is performed such that the lower the ON time ratio (closer to 0.5), the smaller the number of switching operations during the burst period.
- the ON time the switching cycle ⁇ the number of times of switching, and takes a discrete value.
- the ON time becomes longer.
- the ratio can be finely adjusted continuously.
- the points when the number of times of switching is 1 are as follows.
- the ON time ratio can be continuously finely adjusted.
- Step S1 Determine whether the value (FB value) of the feedback signal is high.
- a high FB value means that the output is insufficient.
- Step S2 If it is determined that the FB value is high, it is determined whether the switching frequency is higher than a lower limit value.
- Step S3 If it is determined in step S2 that the switching frequency is higher than the lower limit, the switching frequency is decreased. Then, the process returns to the determination processing of step S1.
- Step S4 If it is determined in step S2 that the switching frequency is equal to or lower than the lower limit, the switching frequency is operated at the lower limit. Then, the process returns to the determination processing of step S1.
- Step S5 If it is determined in step S1 that the FB value is not high, that is, the output is excessive, it is determined whether the switching frequency is less than the upper limit.
- Step S6 If it is determined in step S5 that the switching frequency is not less than the upper limit, the mode is set to the burst mode.
- Step S7 If it is determined in step S5 that the switching frequency is lower than the upper limit value, the switching frequency is increased, and the process returns to the determination processing in step S1.
- Step S11 Determine whether the FB value is high.
- a high FB value means that the output is insufficient.
- Step S14 If it is determined in step S13 that the number of times of switching is not the upper limit value, the number of times of switching is increased. Then, the process returns to the determination processing of step S1.
- Step S15 If it is determined in step S13 that the number of times of switching is the upper limit value, the process shifts to frequency control (continuous mode).
- Step S16 If it is determined in step S12 that the OFF time is not at the lower limit, the OFF time is reduced to a value equal to or more than the lower limit. Then, the control returns to the FB value determination (step S11).
- Step S17 If it is determined in the FB value determination in step S11 that the FB value is not high (excessive output), it is determined whether the OFF time is the upper limit value. That is, it is determined whether or not the OFF time is ( ⁇ (T ⁇ n) / (n ⁇ 1)).
- T indicates a switching cycle
- n indicates the number of times of switching in one burst cycle.
- Step S18 If it is determined in step S17 that the OFF time is not the upper limit value, the OFF time is increased below the upper limit. Then, the control returns to the FB value determination (step S11).
- Step S31 Determine whether the FB value is high.
- a high FB value means that the output is insufficient.
- Step S34 If it is determined in step S32 that the OFF time is at the lower limit, the number of switching times is set to 2 and control is shifted to (n ⁇ 2).
- Step S35 If it is determined in step S31 that the FB value is not high (that is, the output is excessive), the OFF time is increased, and the process returns to the FB value determination process.
- the switching frequency is fixed at the upper limit, and the OFF time is T or more.
- T is a switching cycle.
- a table of the number of switching times and the OFF time is prepared according to the ON time ratio, and the ON time ratio is set according to the FB value, as described later. Change.
- Step S41 Determine whether the FB value is high.
- a high FB value means that the output is insufficient.
- Step S42 If it is determined that the FB value is high, it is determined whether the ON time ratio of the table is less than the upper limit.
- Step S43 If the ON time ratio is determined to be less than the upper limit, the ON time ratio is increased. Then, the process returns to the determination processing of step S41.
- Step S44 If it is determined in step S42 that the ON time ratio is not less than the upper limit, the mode shifts to the frequency control mode (continuous operation).
- Step S45 If it is determined in step S41 that the FB value is not high, the ON time ratio is reduced.
- FIGS. 24 and 25 show examples of variable ON time ratios, ON times, and OFF times of bursts in the form of tables. These two tables are a series of tables following the table of FIG. 24 to the table of FIG. 25, and assume that the load becomes lighter from the top to the bottom of the table. That is, the top row in FIG. 24 is the value when the load is the heaviest, and the bottom row in FIG. 25 is the value when the load is the lightest. As can be seen from the examples of FIGS. 24 and 25, the number of ONs is reduced as the load becomes lighter. By adjusting the OFF time in steps smaller than one switching cycle to some extent, or steplessly, the ON time ratio does not jump, and stable regulation characteristics can be realized. In addition, the OFF time is described in increments of 0.1 for convenience, but may not actually be in increments of 0.1 or may be stepless.
- This table controls the number of times of switching and the OFF time during one burst period, and controls the OFF time in steps smaller than one switching period to change the ON time ratio during the burst period without jumping. It is a representation of what can be done.
- the maximum value of the OFF time is determined. If the output becomes excessive unless the OFF time is made longer than this maximum value, it means that the number of switching times should be reduced by one.
- the OFF time T is feedback controlled so that the OFF time X is as follows.
- a logic circuit When such control is implemented in actual hardware, a logic circuit may be configured and hardware may be constructed from the above relational expression, or a table as described above may be created, The control may be performed based on the table.
- FIG. 26 shows the relationship between the ON time ratio and the burst frequency when the above control is performed
- FIG. 27 shows the relationship between the ON time ratio and the OFF time
- FIG. 28 shows the relationship between the ON time ratio and the number of ON times.
- burst control sound may actually occur, and a burst frequency of 20 kHz or more, which is higher than the audible band, or a low frequency that is hard to be heard is often selected.
- the burst frequency fluctuates depending on the load condition, there are cases where the burst frequency falls within the audible band of 20 kHz or less.
- the switching frequency starts to oscillate from a high place, and then gradually lowers the frequency. It is effective to use a so-called soft OFF (or soft end).
- the following control is also effective from the viewpoint of minimizing ripple current. That is, in the case where the number of switching times is 1, and the soft start is not used, the following method is effective as a device for reducing the ripple current.
- the upper limit switching frequency fmax2 is set higher than fmax1, and feedback control is performed between fmax1 and fmax2. 3.
- the load reaches fmax2 and the output becomes unregulated (that is, excessive output) at a further light load, the fmax2 is fixed and the process shifts to the OFF time control.
- An LLC type switching power supply A feedback value indicating a load condition is supplied, the control unit forming a drive signal for the switching element, The control unit is In the first region where the load is heavy, frequency control for changing the switching frequency by the feedback value is performed, In the second region where the load is lighter than in the first region, burst control is performed in which the switching frequency is fixed to provide a switching ON section and a switching OFF section, A switching power supply in which in the burst control, the ON time ratio is continuously varied according to load conditions by controlling both the number of times of switching and the OFF time.
- Q1, Q2 MOSFET
- TR Transformer
- t1, t2 Output terminal, 11, 21 ... error amplifier, 12 ... control unit
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
LLC方式のスイッチング電源において、負荷条件を示すフィードバック値が供給され、スイッチング素子に対するドライブ信号を形成する制御部を有し、制御部は、負荷が重い第1の領域において、前記フィードバック値によってスイッチング周波数を可変する周波数制御を行い、第1の領域に比して負荷が軽い第2の領域において、スイッチング周波数を固定してスイッチングON区間とスイッチングOFF区間を設けるバースト制御を行い、バースト制御において、1バースト周期中のスイッチングON回数とOFF時間の両方を制御することによって、ON時間比率を負荷条件によって連続的に可変するようにしたスイッチング電源である。
Description
本技術は、LLC方式のスイッチング電源に関する。
従来、2つのLと一つのCを使用するLLC方式のスイッチング電源(DC-DCコンバータ)が知られている。かかるスイッチング電源は、ソフトスイッチング方式で、効率が良く、低ノイズという特長があり、広く使われている。一方で、他の方式に比較してレギュレーション範囲が狭いという特性があるため、出力電圧可変範囲が広い用途や、入力電圧変動が大きい用途には適さなかった。
二次電池を充電する充電器の場合、出力電圧変動範囲が広いので、従来、PWM制御方式のスイッチング電源が使われてきた。最近では、大容量化(数百W以上)の要求が多くなってきており、従来のPWM制御方式のスイッチング電源を使用すると、効率が悪く、サイズ及びコストの面で不利である。そこで、LLC方式のスイッチング電源によって充電器を実現することができれば、低コスト、高効率な充電器が実現することができる。しかしながら、上述したように、LLC方式のスイッチング電源のレギュレーション範囲が狭いという特性から、充電器においては、軽負荷(低電圧かつ小電流)領域での挙動に課題があった。
LLC方式のスイッチング電源では、負荷が小さくなると、二次側で出力する電流に対する励磁電流の割合が大きくなり、効率が低下する。このため、電子機器のスタンバイ時の消費電力が大きくなるという問題が生じてくる。すなわち、二次側に伝えるエネルギーとなる電流の他に、共振により一次側だけを流れている励磁電流が流れる。この共振による励磁電流は、負荷で消費される電流に係わらず流れ続ける。したがって、軽負荷のときには、共振による励磁電流による効率の低下が相対的に大きくなる。
特許文献1には、かかる問題を解決するために、発振器を連続的に動作させて電源制御を行う通常モードと、発振器を間欠的に動作させて電源制御を行うバーストモードとを設定することが記載されている。バーストモードが設定されると、二次側の出力電圧を検出することで、電源制御を間欠的に停止させているので、スタンバイ時の消費電力を低減することができる。
また、特許文献2では、スイッチング電源の消費電力をより一層低減することが記載されている。特許文献2では、スイッチング停止期間では、スイッチ素子のスイッチング制御が不要であることに着目し、制御手段への制御電力の供給を停止して消費電力の低減を図るようにしている。
特許文献1又は特許文献2に記載のように、軽負荷時にバーストモード(間欠発振モード)を使うことで、LLC方式のスイッチング電源の軽負荷領域のレギュレーション範囲を広げることは可能である。特許文献1又は特許文献2に記載のものは、待機時の消費電力を抑えるためのバースト制御技術であり、通常、数十Hz~数百Hz程度のバースト周波数が使われる。
しかしながら、数十Hz~数百Hzという低いバースト周波数の場合、スイッチングが停止している時間が長くなるため、出力のリップル電流、またはリップル電圧が大きくなる。充電器の場合、軽負荷時にも、充電するリップル電流を抑えたいという要求があり、低いバースト周波数では、リップル電流が大きいため、バッテリーの要求仕様を満たせない場合がある。バースト周波数を数十kHzと高くすれば、リップル電流は小さくできるが、単純に高いバースト周波数にしただけでは、バースト期間中のON時間比率の微調整が困難になり、安定して動かすのが難しくなるという問題がある。
したがって、本技術の目的は、バースト動作時のリップル電流(またはリップル電圧)を低減できるスイッチング電源を提供することにある。
本技術は、LLC方式のスイッチング電源であって、
負荷条件を示すフィードバック値が供給され、スイッチング素子に対するドライブ信号を形成する制御部を有し、
制御部は、
負荷が重い第1の領域において、フィードバック値によってスイッチング周波数を可変する周波数制御を行い、
第1の領域に比して負荷が軽い第2の領域において、スイッチング周波数を固定してスイッチングON区間とスイッチングOFF区間を設けるバースト制御を行い、
バースト制御において、スイッチングON回数とOFF時間の両方を制御することによって、ON時間比率を負荷条件によって連続的に可変するようにしたスイッチング電源である。
負荷条件を示すフィードバック値が供給され、スイッチング素子に対するドライブ信号を形成する制御部を有し、
制御部は、
負荷が重い第1の領域において、フィードバック値によってスイッチング周波数を可変する周波数制御を行い、
第1の領域に比して負荷が軽い第2の領域において、スイッチング周波数を固定してスイッチングON区間とスイッチングOFF区間を設けるバースト制御を行い、
バースト制御において、スイッチングON回数とOFF時間の両方を制御することによって、ON時間比率を負荷条件によって連続的に可変するようにしたスイッチング電源である。
少なくとも一つの実施形態によれば、バースト期間のON時間比率を、連続的に変化させることができ、且つ、バースト時の必要最小OFF時間を確保しながら、常にOFF時間を最小制御することも可能となり、バースト動作時のリップル電流(またはリップル電圧)を最小にすることができる。なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本技術中に記載されたいずれかの効果又はそれらと異質な効果であっても良い。
以下、本技術の実施形態等について図面を参照しながら説明する。
以下に説明する実施の形態等は本技術の好適な具体例であり、本技術の内容がこれらの実施形態等に限定されるものではない。
以下に説明する実施の形態等は本技術の好適な具体例であり、本技術の内容がこれらの実施形態等に限定されるものではない。
図1は、本発明が適用されるLLC方式のスイッチング電源の一例の構成を示す。図1の構成は、寄生素子を明記したものである。Vinが入力電源であり、Q1がハイサイド側のMOSFETであり、Q2がローサイド側のMOSFETである。MOSFETQ1のドレイン及びソース間に寄生素子としてダイオードD1及び容量C1が並列に存在する。MOSFETQ2のドレイン及びソース間に寄生素子としてダイオードD2及び容量C2が並列に存在する。MOSFETQ1及びMOSFETQ2のそれぞれのゲートに対して制御部からドライブ信号が供給され、MOSFETQ1及びMOSFETQ2がスイッチング動作を行う。
MOSFETQ1のソース及びMOSFETQ2のドレインの接続点とMOSFETQ2のソースの間にインダクタンスL0、トランスTRの1次コイルL1及び容量C3が直列に接続される。トランスTRの二次コイルが二つのインダクタンスL2a及びL2bに分割され、二次コイルの一端がダイオードD3aを介して出力端子t1と接続され、二次コイルの他端がダイオードD3bを介して出力端子t1と接続される。二次コイルの接続中点が出力端子t2として取り出され、出力端子t1及びt2間に容量C4が接続される。出力端子t1及びt2から出力電圧Voutが取り出される。
上述したLLC方式のスイッチング電源では、MOSFETQ1とMOSFETQ2のゲートに対して逆位相のドライブ信号が供給され、これらのMOSFETQ1とQ2が差動でスイッチング動作を行う。
LLC方式のスイッチング電源は、通常、定電圧出力し、出力電圧はフィードバック制御によって一定値に制御するようになされる。これを一般的に定電圧制御、又はCV制御と呼ぶ。フィードバックの構成は、図2に示すものとなる。出力電圧(又はその分圧値)と基準電圧がエラーアンプ11に入力され、エラーアンプ11の出力にフィードバック(図ではFBと表記する)信号が形成される。このフィードバック信号が制御部12に供給される。出力と制御部12が絶縁されている場合は、フィードバック信号がフォトカプラなどの絶縁素子13を通じて制御部12に供給される。制御部12からスイッチング素子(MOSFETQ1及びQ2)に対するドライブ信号出力が得られる。出力電圧がドライブ信号出力によって制御される。エラーアンプでは、二つの入力(出力電圧またはその分圧値と基準電圧)が等しい値になるように負帰還(ネガティブフィードバック)がかけられるので、その結果として、出力電圧を一定に制御することができる。制御方式としては、バースト制御、周波数制御、デッドタイムコントロールなどがある。
LLC方式のスイッチング電源を充電器に使用する場合、図3に示すように、通常は、出力電流をI-V変換増幅器24によって電圧値へ変換してエラーアンプ21に入力する。エラーアンプ21では、制御電流値に対応する基準電圧と比較される。制御部12にエラーアンプの出力が供給される。エラーアンプは、二つ入力が等しくなるように負帰還(ネガティブフィードバック)がかけられるので、出力電流は、フィードバック制御によって一定値に制御される。これを一般的に定電流制御、又はCC制御と呼ぶ。制御部12の動作自体は、定電圧(CV)制御における制御部12と同様である。
例えばリチウムイオン二次電池の場合は、定電流定電圧充電を行うので、定電流(CC)制御と定電圧(CV)制御を組み合わせて使うようになされる。図4に示すように、エラーアンプ11の出力と、エラーアンプ21の出力がダイオード22及び23を介して加算されてフィードバック信号が形成される。このフィードバック信号によって制御部12が制御される。
図5は、定電圧制御を行うLLC方式のスイッチング電源のより具体的構成を示す。図5の構成は、寄生素子を明記したものである。Vinが入力電源であり、Q1がハイサイド側のMOSFETであり、Q2がローサイド側のMOSFETである。MOSFETQ1のドレイン及びソース間に寄生素子としてダイオードD1及び容量C1が並列に存在する。MOSFETQ2のドレイン及びソース間に寄生素子としてダイオードD2及び容量C2が並列に存在する。MOSFETQ1及びMOSFETQ2のそれぞれのゲートに対してドライブ信号H-DRV及びL-DRVが供給され、MOSFETQ1及びMOSFETQ2がスイッチング動作を行う。
MOSFETQ1のソース及びMOSFETQ2のドレインの接続点とMOSFETQ2のソースの間にインダクタンスL0、トランスTRの1次コイルL1及び容量C3が直列に接続される。トランスTRの二次コイルが二つのインダクタンスL2a及びL2bに分割され、二次コイルの一端がダイオードD3aを介して出力端子t1と接続され、二次コイルの他端がダイオードD3bを介して出力端子t1と接続される。二次コイルの接続中点が出力端子t2として取り出され、出力端子t1及びt2間に容量C4が接続される。出力端子t1及びt2から負荷10(例えばリチウムイオン二次電池)に対する出力電圧が取り出される。上述したLLC方式のスイッチング電源では、MOSFETQ1とMOSFETQ2のゲートに対して逆位相のドライブ信号H-DRV及びL-DRVが供給され、これらのMOSFETQ1とQ2が差動でスイッチング動作を行う。
出力電圧が抵抗R1及びR2によって分圧され、分圧電圧がエラーアンプ11に入力され、基準電圧と比較され、これらが等しい値になるよう負帰還(ネガティブフィードバック)がかけられる。エラーアンプ11からのフィードバック信号がフォトカプラ13を通じて制御部12に供給される。制御部12に対して出力部15が接続されており、出力部15からMOSFETQ1及びQ2に対するドライブ信号H-DRV及びL-DRVが出力される。
定電流制御を行うLLC方式のスイッチング電源の具体的構成を図6に示す。スイッチング電源の構成は、定電圧制御の場合と同様である。出力電流が検出抵抗R0によって検出され、電流アンプ16を介してエラーアンプ21に供給される。エラーアンプ21にて制御電流値と比較され、これらが等しい値になるよう負帰還(ネガティブフィードバック)がかけられる。エラーアンプ21からのフィードバック信号がフォトカプラ13を通じて制御部12に供給される。制御部12に対して出力部15が接続されており、出力部15からMOSFETQ1及びQ2に対するドライブ信号H-DRV及びL-DRVが出力される。
「LLC方式のスイッチング電源におけるドライブ信号」
LLC方式のスイッチング電源において、ドライブ信号H-DRVおよびL-DRVを図7に示す。これらのドライブ信号は、逆位相のパルスである。ドライブ信号のハイレベル期間でMOSFETがONする。ドライブ信号H-DRVおよびL-DRVの1周期をスイッチング周期と称する。また、スイッチング周期の1周期をスイッチング回数の1回とする。スイッチング周期の逆数がスイッチング周波数であり、LLC方式の場合は、フィードバック制御によってスイッチング周波数を変えることで、定電圧制御又は定電流制御が可能である。
LLC方式のスイッチング電源において、ドライブ信号H-DRVおよびL-DRVを図7に示す。これらのドライブ信号は、逆位相のパルスである。ドライブ信号のハイレベル期間でMOSFETがONする。ドライブ信号H-DRVおよびL-DRVの1周期をスイッチング周期と称する。また、スイッチング周期の1周期をスイッチング回数の1回とする。スイッチング周期の逆数がスイッチング周波数であり、LLC方式の場合は、フィードバック制御によってスイッチング周波数を変えることで、定電圧制御又は定電流制御が可能である。
バーストモード(間欠発振モード)とは、図8に示すように、スイッチングON区間とスイッチングOFFの区間があるモードである。スイッチングON区間とスイッチングOFF区間を合わせてバースト周期と呼び、その逆数がバースト周波数となる。バーストモードにおいては、スイッチングON区間とスイッチングOFF区間の時間比率でもって定電流制御又は定電圧制御を行う。
リップル電流(リップル電圧)は、スイッチングOFFの区間が短いほど小さくすることができる。図9の上側のドライブ信号による波形と下側のドライブ信号による波形を比較すると、下側の波形の方がOFF区間が短い。その結果、出力リップル電流(又はリップル電圧)がOFF区間が短い方が小とすることができる。
リップル電流(又はリップル電圧)を最小にするという観点では、スイッチングOFFの区間が短いほど良い。しかしながら、LLC方式では、スイッチングOFF区間は、必要最低OFF時間がある。これは、スイッチングOFFしても、MOSFETのボディダイオード(ダイオードD1及びD2)を通って電流が流れる期間があるためで、この期間にスイッチングを開始すると、ボディダイオードの逆回復期間中に、ハーフブリッジに貫通電流が流れることになり、好ましくない。必要最低OFF時間は、回路の励磁電流や負荷条件によって多少の違いがあるが、図10に示すように、実験の結果より、およそ1スイッチング周期となる。
さらに、同じスイッチング回数1回の場合、スイッチング周波数が高い方がスイッチングOFF時間は短くできる。図11の上側の波形に対して下側の波形の方がスイッチング周波数が高い。スイッチング周波数が高い方がスイッチングOFF時間を短くできるので、出力リップル電流(出力リップル電圧)を小さいものとできる。
「既存のバースト制御の方法」
かかるLLC方式のスイッチング電源における既存のバースト制御の方法について図12を参照して説明する。バーストの基本的な制御方法は、バースト時のスイッチングON時間比率を調整して制御する。負荷が軽くなると、スイッチングON時間の比率を低くする。LLC方式のスイッチング電源の場合では、1回のスイッチングで、「ハイサイドのMOSFETQ1のON、ローサイドのMOSFETQ2のOFF」→「ハイサイドのMOSFETQ1のOFF、ローサイドのMOSFETQ2のON」となる。ON時間は、そのスイッチング回数で調整するため、スイッチング回数によって、ON時間は、「スイッチング周期×ON回数」となり、離散的な値を取る(図7参照)。
かかるLLC方式のスイッチング電源における既存のバースト制御の方法について図12を参照して説明する。バーストの基本的な制御方法は、バースト時のスイッチングON時間比率を調整して制御する。負荷が軽くなると、スイッチングON時間の比率を低くする。LLC方式のスイッチング電源の場合では、1回のスイッチングで、「ハイサイドのMOSFETQ1のON、ローサイドのMOSFETQ2のOFF」→「ハイサイドのMOSFETQ1のOFF、ローサイドのMOSFETQ2のON」となる。ON時間は、そのスイッチング回数で調整するため、スイッチング回数によって、ON時間は、「スイッチング周期×ON回数」となり、離散的な値を取る(図7参照)。
一方、OFF時間は、確保すべき必要な最小OFF時間があり、それは、およそスイッチング1周期分である(図10参照)。図9を参照して説明したように、OFF時間を長くすると、リップル電流が大きくなるので、リップル電流を抑えるためには、必要なOFF期間を確保しながら、できるだけOFF時間を短くした方がよい。
また、バースト時のON時間比率は、負荷に応じて、できるだけ連続的に変化させないと、安定的なレギュレーション特性を得られない。バースト時のON時間は、スイッチング回数に応じて離散的な値となるので、もし、高周波バーストで、バースト周波数固定とした場合は、ON回数の1ステップの変化で、ON時間比率が大きく変動し、負荷変動による、細かいON時間比率の制御ができず、安定動作を得られない。
仮に、単純な高周波バースト(バースト周波数固定)とした場合の例(図13参照)
例えば、スイッチング回数3回、OFF=スイッチング1周期(この場合のON時間比率が0.75)→(負荷が軽くなると、1ステップダウン)→スイッチング回数2回、OFF=スイッチング2周期(この場合のON時間比率が0.5)
高周波バーストで、バースト周波数を固定とすると、1ステップの調整で、ON時間が大きく変化してしまい、安定動作せず、リップルが大きくなってしまう問題が発生する。
例えば、スイッチング回数3回、OFF=スイッチング1周期(この場合のON時間比率が0.75)→(負荷が軽くなると、1ステップダウン)→スイッチング回数2回、OFF=スイッチング2周期(この場合のON時間比率が0.5)
高周波バーストで、バースト周波数を固定とすると、1ステップの調整で、ON時間が大きく変化してしまい、安定動作せず、リップルが大きくなってしまう問題が発生する。
また、もし、高周波バーストで、バースト周波数固定とした場合は、非バースト動作から、バースト動作に入る境界のところで、ON時間比率が大きく変動し、この境界に相当する負荷条件の時に、安定動作をすることができなくなる。
仮に、単純な高周波バースト(バースト周波数固定)とした場合の例(図14参照)
例えば、バースト周期=スイッチング周期の4倍の場合(非バースト動作の場合のON時間比率が1.0)→(負荷が軽くなると)→スイッチング回数3回、OFF=スイッチング1周期(この場合のON時間比率が0.75)
高周波バーストで、バースト周波数固定の場合は、最小OFF時間でバーストに入った状態と、非バースト動作の時のON時間比率の飛躍が大きく、この境界に相当する負荷条件の時に安定動作しない。
例えば、バースト周期=スイッチング周期の4倍の場合(非バースト動作の場合のON時間比率が1.0)→(負荷が軽くなると)→スイッチング回数3回、OFF=スイッチング1周期(この場合のON時間比率が0.75)
高周波バーストで、バースト周波数固定の場合は、最小OFF時間でバーストに入った状態と、非バースト動作の時のON時間比率の飛躍が大きく、この境界に相当する負荷条件の時に安定動作しない。
「本技術によるバースト制御の方法」
本技術では、LLC方式のバースト制御において、バースト期間のON時間比率が、負荷条件によって、連続的に可変できるよう、バースト期間のスイッチングON回数とOFF時間を制御する。この制御方法によりOFF時間を連続的(スイッチング1周期よりもある程度細かいステップあるいは無段階等)に制御することで、バースト動作時のON時間比率を、連続的に変化させることができ、且つ、バーストOFFの時間を最適制御することが可能となる。以下、本技術によるバーストモードについて説明する。なお、「連続的」とは、大きく飛躍することのない比較的小さいステップでの可変、或いは無段階での可変を含めて、連続的と表現している。
本技術では、LLC方式のバースト制御において、バースト期間のON時間比率が、負荷条件によって、連続的に可変できるよう、バースト期間のスイッチングON回数とOFF時間を制御する。この制御方法によりOFF時間を連続的(スイッチング1周期よりもある程度細かいステップあるいは無段階等)に制御することで、バースト動作時のON時間比率を、連続的に変化させることができ、且つ、バーストOFFの時間を最適制御することが可能となる。以下、本技術によるバーストモードについて説明する。なお、「連続的」とは、大きく飛躍することのない比較的小さいステップでの可変、或いは無段階での可変を含めて、連続的と表現している。
LLC方式は、周波数制御の方式である。軽負荷になるほど、スイッチング周波数が上がる制御になる。このスイッチング周波数に上限設定値(fmax1)を設け、それ以上の軽負荷領域については、上限スイッチング周波数(fmax1)で固定して、バースト制御に入れ、スイッチングON時間の比率により、制御させる方法を取る。
図15は、本技術のバースト制御を示すものであり、重負荷から超軽負荷までの間の制御を表している。本技術では、周波数制御するスイッチング周波数の上限値fmax1を設定する。上限値fmax1までは、スイッチング周波数(fswと表記する)を負荷の重さを示すフィードバック値(FB値と表記する)に応じてスイッチング周波数fswを制御する。すなわち、負荷が軽くなるとスイッチング周波数fswを高くする。この制御は、非バースト制御の範囲である。一例として、fmax1を150kHz未満に設定する。この周波数は、雑音端子電圧の規制帯域以下となり、ACフィルタのコストダウンが可能となる。
スイッチング周波数fswが上限設定値fmax1に達すると、バースト制御に移行する。スイッチング周波数fswが上限設定値fmax1に固定され、FB値によりスイッチング回数とOFF時間を制御する。軽負荷となるほどON回数を減少させる。さらに、本技術によるバースト制御は、バースト期間中の(スイッチング回数≧2)の場合と、(スイッチング回数=1)の場合に分けられる。
(スイッチング回数≧2)の場合(ON時間比率≧0.5の場合)は、図16及び図17に示すように、フィードバックにより、スイッチング回数とOFF時間を制御することで、ON時間比率を調整する。軽負荷となるほど、ON回数を減少させる。ON時間=スイッチング周期×スイッチング回数と表される。なお、図16及び図17におけるOFF時間は、1スイッチング周期以上、2スイッチング周期未満の最適値を示している。
(スイッチング回数=1)の場合では、図18及び図19に示すように、OFF時間を制御する。軽負荷となるほどOFF時間を伸ばす。図18に示すように、ON時間比率が0.5に近い時なので、スイッチング回数が少なくなる。なお、図18におけるOFF時間は、1スイッチング周期以上、2スイッチング周期未満の最適値を示している。
上述した本技術におけるバースト制御において、スイッチング回数≧2の場合のポイントは、次のようになる。
ON時間比率が高い(1に近い)ほど、バースト期間中のスイッチング回数を多くするように制御する。OFF時間は、例えば、必要最小OFF時間(=約1スイッチング周期)以上、2スイッチング周期未満の最適値に制御する。結果として、バースト周波数は、低くなる。
ON時間比率が高い(1に近い)ほど、バースト期間中のスイッチング回数を多くするように制御する。OFF時間は、例えば、必要最小OFF時間(=約1スイッチング周期)以上、2スイッチング周期未満の最適値に制御する。結果として、バースト周波数は、低くなる。
ON時間比率が低い(0.5に近い)ほど、バースト期間中のスイッチング回数を減らすように制御する。OFF時間は、例えば、必要最小OFF時間(=約1スイッチング周期)以上、2スイッチング周期未満の最適値に制御する。結果として、バースト周波数は、高くなる。軽負荷になるほど、バースト期間中のスイッチング回数を減らし、ON時間比率0.5のところで、スイッチング回数=1、OFF時間=スイッチング1周期(=最小OFF時間)となる。
上述したように、ON時間=スイッチング周期×スイッチング回数となり、離散的な値を取るが、OFF時間を、連続的(1スイッチング周期よりもある程度細かいステップ或いは無段階)に制御することによって、ON時間比率を、連続的に微調整することが可能となる。
上述した本技術におけるバースト制御において、スイッチング回数=1の場合は、スイッチング回数=1で固定とし、OFF時間を必要最小OFF時間(=約スイッチング1周期)以上で制御することで、ON時間比率を調整する。
スイッチング回数=1の場合(ON時間比率<0.5)でON時間比率が高い時(ON時間比率が0.5に近い時)は、図18に示すように、OFF時間が最小OFF時間に近いものとなる。
スイッチング回数=1の場合でON時間比率が低い時(ON時間比率が0に近い時)は、図19に示すように、OFF時間が1スイッチング周期以上の最適値となる。
上述した本技術におけるバースト制御において、スイッチング回数=1の場合のポイントは、次のようになる。
スイッチング回数は1回固定として、OFF時間は、必要最小OFF時間(=約1スイッチング周期)以上の最適値に制御する。
スイッチング回数は1回固定として、OFF時間は、必要最小OFF時間(=約1スイッチング周期)以上の最適値に制御する。
ON時間比率が高い(0.5に近い)時は、OFF時間が、必要最小OFF時間(=約1スイッチング周期)に近いので、結果として、バースト周波数が高い。
ON時間比率が低い(0に近い)時は、OFF時間が長くなるので、結果として、バースト周波数が低くなる。
OFF時間を、連続的(1スイッチング周期よりもある程度細かいステップ或いは無段階等)に制御することで、ON時間比率を、連続的に微調整することが可能となる。
リップル電流を最小化するという観点では、スイッチング回数=1の場合でも、OFF時間は短い方がよい。スイッチング回数=1で、OFF時間を短くする方法については、後述する。
「通常モード(周波数制御)のフィードバック制御の説明」
制御部12の制御動作について説明する。図20を参照して通常モードのフィードバック制御について、その一例を説明する。この例では、スイッチング周波数fswについて、上限値、下限値を設定しているものとする。
制御部12の制御動作について説明する。図20を参照して通常モードのフィードバック制御について、その一例を説明する。この例では、スイッチング周波数fswについて、上限値、下限値を設定しているものとする。
ステップS1:フィードバック信号の値(FB値)が高いかどうかを判定する。ここでは、FB値が高いことは、出力が不足していることを意味する。
ステップS2:FB値が高いと判定されると、スイッチング周波数が下限値より高いかどうか判定される。
ステップS3:ステップS2においてスイッチング周波数が下限値より高いと判定されると、スイッチング周波数が下げられる。そして、ステップS1の判定処理に戻る。
ステップS4:ステップS2においてスイッチング周波数が下限値以下と判定されると、スイッチング周波数が下限値で動作される。そして、ステップS1の判定処理に戻る。
ステップS2:FB値が高いと判定されると、スイッチング周波数が下限値より高いかどうか判定される。
ステップS3:ステップS2においてスイッチング周波数が下限値より高いと判定されると、スイッチング周波数が下げられる。そして、ステップS1の判定処理に戻る。
ステップS4:ステップS2においてスイッチング周波数が下限値以下と判定されると、スイッチング周波数が下限値で動作される。そして、ステップS1の判定処理に戻る。
ステップS5:ステップS1において、FB値が高くない、すなわち、出力が過多と判定されると、スイッチング周波数が上限値未満かどうかが判定される。
ステップS6:ステップS5において、スイッチング周波数が上限値未満でないと判定されると、バーストモードとする。
ステップS7:ステップS5において、スイッチング周波数が上限値未満と判定されると、スイッチング周波数が上げられて、ステップS1の判定処理に戻る。
ステップS6:ステップS5において、スイッチング周波数が上限値未満でないと判定されると、バーストモードとする。
ステップS7:ステップS5において、スイッチング周波数が上限値未満と判定されると、スイッチング周波数が上げられて、ステップS1の判定処理に戻る。
「バーストモード(スイッチング回数n≧2)の説明」
次に、図21を参照してバーストモード(スイッチング回数n≧2)のフィードバック制御について、その一例を説明する。なお、この例では、バースト1周期中のスイッチング回数については、上限値を設定することとする。
ステップS11:FB値が高いかどうかを判定する。ここでは、FB値が高いことは、出力が不足していることを意味する。
ステップS12:FB値が高いと判定されると、OFF時間が下限値かどうかが判定される。
ステップS13:OFF時間が下限値と判定されると、スイッチング回数が上限値かどうかが判定される。
ステップS14:ステップS13で、スイッチング回数が上限値でないと判定されると、スイッチング回数が増やされる。そして、ステップS1の判定処理に戻る。
ステップS15:ステップS13で、スイッチング回数が上限値と判定されると、周波数制御(連続モード)へ移行する。
次に、図21を参照してバーストモード(スイッチング回数n≧2)のフィードバック制御について、その一例を説明する。なお、この例では、バースト1周期中のスイッチング回数については、上限値を設定することとする。
ステップS11:FB値が高いかどうかを判定する。ここでは、FB値が高いことは、出力が不足していることを意味する。
ステップS12:FB値が高いと判定されると、OFF時間が下限値かどうかが判定される。
ステップS13:OFF時間が下限値と判定されると、スイッチング回数が上限値かどうかが判定される。
ステップS14:ステップS13で、スイッチング回数が上限値でないと判定されると、スイッチング回数が増やされる。そして、ステップS1の判定処理に戻る。
ステップS15:ステップS13で、スイッチング回数が上限値と判定されると、周波数制御(連続モード)へ移行する。
ステップS16:ステップS12において、OFF時間が下限値でないと判定されると、下限値以上でOFF時間を減らすようになされる。そして、FB値判定(ステップS11)に制御が戻る。
ステップS17:ステップS11のFB値判定において、FB値が高くない(出力過多)と判定されると、OFF時間が上限値か、どうかが判定される。すなわち、OFF時間が(<(T・n)/(n-1))か、どうかが判定される。ここで、Tはスイッチング周期、nは1バースト周期中のスイッチング回数を示す。
ステップS18:ステップS17において、OFF時間が上限値でないと判定されると、OFF時間が上限以下で増やされる。そして、FB値判定(ステップS11)に制御が戻る。
ステップS17:ステップS11のFB値判定において、FB値が高くない(出力過多)と判定されると、OFF時間が上限値か、どうかが判定される。すなわち、OFF時間が(<(T・n)/(n-1))か、どうかが判定される。ここで、Tはスイッチング周期、nは1バースト周期中のスイッチング回数を示す。
ステップS18:ステップS17において、OFF時間が上限値でないと判定されると、OFF時間が上限以下で増やされる。そして、FB値判定(ステップS11)に制御が戻る。
ステップS19:ステップS17において、OFF時間が上限値と判定されると、スイッチング回数が2より多いかどうか判定される。
ステップS20:ステップS19において、スイッチング回数が2より多いと判定されると、スイッチング回数が減らされる。そして、FB値判定(ステップS11)に制御が戻る。
ステップS21:ステップS19において、スイッチング回数が2以下と判定されると、スイッチング回数=1のモードへ制御が移る。
ステップS20:ステップS19において、スイッチング回数が2より多いと判定されると、スイッチング回数が減らされる。そして、FB値判定(ステップS11)に制御が戻る。
ステップS21:ステップS19において、スイッチング回数が2以下と判定されると、スイッチング回数=1のモードへ制御が移る。
「バーストモード(スイッチング回数n=1)の説明」
次に、図22を参照してバーストモード(スイッチング回数n=1)のフィードバック制御について説明する。
ステップS31:FB値が高いかどうかを判定する。ここでは、FB値が高いことは、出力が不足していることを意味する。
ステップS32:FB値が高いと判定されると、OFF時間が下限値か、どうかが判定される。
ステップS33:OFF時間が下限値でないと判定されると、下限値以下でOFF時間が減らされる。そして、ステップS31のFB値の判定処理に戻る。
ステップS34:ステップS32において、OFF時間が下限値であると判定されると、スイッチング回数を2にして(n≧2)の制御に移る。
ステップS35:ステップS31において、FB値が高くない(すなわち、出力が過多)と判定されると、OFF時間か増やされ、FB値の判定処理に戻る。
次に、図22を参照してバーストモード(スイッチング回数n=1)のフィードバック制御について説明する。
ステップS31:FB値が高いかどうかを判定する。ここでは、FB値が高いことは、出力が不足していることを意味する。
ステップS32:FB値が高いと判定されると、OFF時間が下限値か、どうかが判定される。
ステップS33:OFF時間が下限値でないと判定されると、下限値以下でOFF時間が減らされる。そして、ステップS31のFB値の判定処理に戻る。
ステップS34:ステップS32において、OFF時間が下限値であると判定されると、スイッチング回数を2にして(n≧2)の制御に移る。
ステップS35:ステップS31において、FB値が高くない(すなわち、出力が過多)と判定されると、OFF時間か増やされ、FB値の判定処理に戻る。
「テーブルを用いるバーストモード」
スイッチング周波数は、上限値で固定し、OFF時間はT以上。但し、Tはスイッチング周期である。
図23のフローチャートに示すように、テーブルを用いる場合では、後述するように、ON時間比率に応じた、スイッチング回数とOFF時間のテーブルを用意しておいて、FB値に応じてON時間比率を変える。
スイッチング周波数は、上限値で固定し、OFF時間はT以上。但し、Tはスイッチング周期である。
図23のフローチャートに示すように、テーブルを用いる場合では、後述するように、ON時間比率に応じた、スイッチング回数とOFF時間のテーブルを用意しておいて、FB値に応じてON時間比率を変える。
ステップS41:FB値が高いかどうかを判定する。ここでは、FB値が高いことは、出力が不足していることを意味する。
ステップS42:FB値が高いと判定されると、テーブルのON時間比率が上限未満か、どうかが判定される。
ステップS43:ON時間比率が上限未満と判定されると、ON時間比率が高くされる。そして、ステップS41の判定処理に戻る。
ステップS44:ステップS42で、ON時間比率が上限未満でないと判定されると、周波数制御モード(連続動作)に移行する。
ステップS45:ステップS41において、FB値が高くないと判定されると、ON時間比率が低くされる。
ステップS42:FB値が高いと判定されると、テーブルのON時間比率が上限未満か、どうかが判定される。
ステップS43:ON時間比率が上限未満と判定されると、ON時間比率が高くされる。そして、ステップS41の判定処理に戻る。
ステップS44:ステップS42で、ON時間比率が上限未満でないと判定されると、周波数制御モード(連続動作)に移行する。
ステップS45:ステップS41において、FB値が高くないと判定されると、ON時間比率が低くされる。
「テーブルの一例」
バーストのON時間比率とON回数、OFF時間の可変の一例をテーブルの形式で図24および図25に示す。これらの二つの表は、一連の表であって、図24の表から図25の表に続くもので、表の上から下に向かうほど負荷が軽くなるものとしている。すなわち、図24の最上段の行が最も負荷が重い時の値であり、図25の最下段の行が最も負荷が軽い時の値である。図24および図25の例から分かるように、軽負荷になるほど、ON数を減らす。OFF時間は、1スイッチング周期よりある程度細かいステップか、あるいは無段階等で調整することで、ON時間比率の飛躍が無くなり、安定したレギュレーション特性を実現できる。なお、OFF時間は、便宜上0.1刻みで表記しているが、実際には、0.1刻みでなくてもよいし、無段階でもよい。
バーストのON時間比率とON回数、OFF時間の可変の一例をテーブルの形式で図24および図25に示す。これらの二つの表は、一連の表であって、図24の表から図25の表に続くもので、表の上から下に向かうほど負荷が軽くなるものとしている。すなわち、図24の最上段の行が最も負荷が重い時の値であり、図25の最下段の行が最も負荷が軽い時の値である。図24および図25の例から分かるように、軽負荷になるほど、ON数を減らす。OFF時間は、1スイッチング周期よりある程度細かいステップか、あるいは無段階等で調整することで、ON時間比率の飛躍が無くなり、安定したレギュレーション特性を実現できる。なお、OFF時間は、便宜上0.1刻みで表記しているが、実際には、0.1刻みでなくてもよいし、無段階でもよい。
さらに、図24および図25に示すテーブルのポイントについて説明する。
このテーブルは、1バースト周期中のスイッチング回数とOFF時間を制御し、OFF時 間を1スイッチング周期よりある程度小さいステップで制御することで、バースト期間中のON時間比率を飛躍することなく変化させることができることを、表したものである。
このテーブルは、1バースト周期中のスイッチング回数とOFF時間を制御し、OFF時 間を1スイッチング周期よりある程度小さいステップで制御することで、バースト期間中のON時間比率を飛躍することなく変化させることができることを、表したものである。
ON時間比率を調整する際、スイッチング回数とOFF時間を組み合わせて制御することで、OFF時間を単に長くするよりも、スイッチング回数を減らすという制御を示している。OFF時間を最適制御することで、リップル電流(又はリップル電圧)を最小限に抑えることができる。これは、リップル電流(又はリップル電圧)を最小にするという目的で、OFF時間を最適制御する一例である。
このテーブルに示したスイッチング回数nとそのスイッチング回数における最大OFF時間の関係を式で表すと、次のようになる。スイッチング回数n≧2の場合において、OFF時間の最大値を×とし、スイッチング周期をTとすると、ON時間比率の関係から、以下の式が成り立つ(ただし、nは2以上の整数)。
{T・(n-1)}/{T・(n-1)+T}<T・n /{T・n+×}
この式を、×(OFF時間の最大値)について解くと、下記の式が得られる。
X < T・n/(n-1)
したがって、スイッチング回数nと、スイッチング周期Tが決まれば、OFF時間の最大値は決まる。OFF時間を、この最大値より伸ばさないと出力過多になる場合、スイッチング回数を1回減らせばよいということになる。この式のように、スイッチング回数とOFF時間を制御すれば、OFF時間を最適に制御することができ、この制御式の場合、リップル電流(又はリップル電圧)を最小化できる。スイッチング回数=1の場合を含めてまとめると、次のようになる。
スイッチング回数n≧2の場合
OFF時間Xが、下記となるようにスイッチング回数nとOFF時間×をフィードバック制御する。
OFF時間Xが、下記となるようにスイッチング回数nとOFF時間×をフィードバック制御する。
T<X<T・n/(n-1) (T:スイッチング周期、 n:スッチング回数)
出力が不足な場合、n→(n+1)
出力が出し過ぎになる場合、n→(n-1)
n=1になった場合は、n=1の制御に移行
出力が出し過ぎになる場合、n→(n-1)
n=1になった場合は、n=1の制御に移行
スイッチング回数n=1の場合
OFF時間Xが、下記となるようにOFF時間Tをフィードバック制御
OFF時間Xが、下記となるようにOFF時間Tをフィードバック制御
T<X
出力が出し過ぎになる場合、×を長くする
出力が不足な場合、T<の範囲で×を短くする
X=Tで、出力が不足な場合、n=2にして、スイッチング回数n≧2の制御に移行
出力が不足な場合、T<の範囲で×を短くする
X=Tで、出力が不足な場合、n=2にして、スイッチング回数n≧2の制御に移行
このような制御を実際のハードウエアに実装する場合は、上述の関係式から、論理回路を構成し、ハードウエアを構築してもよいし、又は、先に示したようなテーブルを作成し、そのテーブルを元に制御してもよい。
上述した制御をした場合のON時間比率とバースト周波数の関係を図26に示し、ON時間比率とOFF時間の関係を図27に示し、ON時間比率とON回数の関係を図28に示す。
バースト制御の際には、実際には、音鳴きが発生することがあり、バースト周波数として、可聴帯域以上の20kHz以上にするか、あるいは、耳に付きにくい低い周波数が選ばれることが多い。しかし、本制御では、バースト周波数は、負荷条件により変動してしまうため、20kHz以下の可聴帯域に入るケースも発生する。その場合は、図29に示すように、バースト開始時に、スイッチング周波数を高いところから発振し始め、少しずつ周波数を下げていく、いわゆるソフトスタートと、バースト終了時にスイッチング周波数を少しずつ上げてからOFFにする、いわゆるソフトOFF(又はソフトエンド)を使うことが有効である。
なお、ソフトスタートを使うと、副次的なメリットも発生する。軽負荷になっていくと、バースト時のスイッチングのON回数が減っていくので、最終的には、ソフトスタート部分のみが残り、最終的に、スイッチング回数=1回となる場合、ソフトスタートの作用で、自動的にスイッチング周波数が高くなる(図30参照)。
同じスイッチング回数が1回の場合は、スイッチング周波数を高めた方が、ゲインが下がり、同負荷条件だとOFF時間が短くなるため、ソフトスタートの副次的作用として、リップル電流を低減することが可能となる。
また、この考え方から、ソフトスタートやソフトOFFを使わない場合、次のような制御も、リップル電流を最小化する観点で有効である。すなわち、スイッチング回数=1の場合で、ソフトスタートを用いない場合、リップル電流を減らす工夫として、以下の方法が有効である。
上述した図15に示すバースト動作での制御は、スイッチング回数≧2の場合と、スイッチング回数=1の場合の2つのモードに分けたが、スイッチング回数=1の場合を、さらに2つのモードに分ける(図31及び図32参照)。
1.スイッチング回数が1回になると、スイッチング回数=1回固定とし、OFF時間を最小OFF時間で固定。
2.このモードでの上限スイッチング周波数fmax2をfmax1より高く設定しておいて、フィードバックによりfmax1からfmax2の間で制御。
3.さらなる軽負荷時に、fmax2に到達し、アンレギュレーション(つまり出力過多)になった場合、fmax2を固定として、OFF時間制御に移行。
2.このモードでの上限スイッチング周波数fmax2をfmax1より高く設定しておいて、フィードバックによりfmax1からfmax2の間で制御。
3.さらなる軽負荷時に、fmax2に到達し、アンレギュレーション(つまり出力過多)になった場合、fmax2を固定として、OFF時間制御に移行。
<4.変形例>
以上、本技術の一実施の形態について具体的に説明したが、本技術は、上述の一実施の形態に限定されるものではなく、本技術の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。また、上述の実施形態において挙げた構成、方法、工程、形状、材料及び数値などはあくまでも例に過ぎず、必要に応じてこれと異なる構成、方法、工程、形状、材料及び数値などを用いてもよい。
以上、本技術の一実施の形態について具体的に説明したが、本技術は、上述の一実施の形態に限定されるものではなく、本技術の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。また、上述の実施形態において挙げた構成、方法、工程、形状、材料及び数値などはあくまでも例に過ぎず、必要に応じてこれと異なる構成、方法、工程、形状、材料及び数値などを用いてもよい。
なお、本技術は、以下のような構成も取ることができる。
(1)
LLC方式のスイッチング電源であって、
負荷条件を示すフィードバック値が供給され、スイッチング素子に対するドライブ信号を形成する制御部を有し、
制御部は、
負荷が重い第1の領域において、前記フィードバック値によってスイッチング周波数を可変する周波数制御を行い、
前記第1の領域に比して負荷が軽い第2の領域において、スイッチング周波数を固定してスイッチングON区間とスイッチングOFF区間を設けるバースト制御を行い、
前記バースト制御において、スイッチングON回数とOFF時間の両方を制御することによって、ON時間比率を負荷条件によって連続的に可変するようにしたスイッチング電源。
(2)
前記ON時間比率を下げる場合に、前記OFF時間を最適値に制御すると共に,負荷が軽くなるほど1バースト周期中のスイッチング回数を減らすようにした(1)に記載のスイッチング電源。
(3)
前記スイッチング回数が1回になると、負荷が軽くなるほどOFF時間を伸ばすように制御する(2)に記載のスイッチング電源。
(4)
前記バースト制御において、ソフトスタート及びソフトエンドを組み合わせるようにした(1)から(3)のいずれかに記載のスイッチング電源。
(5)
前記バースト制御において、前記スイッチング回数が1回になると、スイッチング回数及びOFF時間を固定し、再度、周波数制御を行うようにした(1)から(3)のいずれかに記載のスイッチング電源。
(6)
前記周波数制御において、出力過多で安定化ができなくなったときに、周波数を固定してOFF時間を制御するようにした(5)に記載のスイッチング電源。
(7)
前記負荷が二次電池である(1)に記載のスイッチング電源。
(1)
LLC方式のスイッチング電源であって、
負荷条件を示すフィードバック値が供給され、スイッチング素子に対するドライブ信号を形成する制御部を有し、
制御部は、
負荷が重い第1の領域において、前記フィードバック値によってスイッチング周波数を可変する周波数制御を行い、
前記第1の領域に比して負荷が軽い第2の領域において、スイッチング周波数を固定してスイッチングON区間とスイッチングOFF区間を設けるバースト制御を行い、
前記バースト制御において、スイッチングON回数とOFF時間の両方を制御することによって、ON時間比率を負荷条件によって連続的に可変するようにしたスイッチング電源。
(2)
前記ON時間比率を下げる場合に、前記OFF時間を最適値に制御すると共に,負荷が軽くなるほど1バースト周期中のスイッチング回数を減らすようにした(1)に記載のスイッチング電源。
(3)
前記スイッチング回数が1回になると、負荷が軽くなるほどOFF時間を伸ばすように制御する(2)に記載のスイッチング電源。
(4)
前記バースト制御において、ソフトスタート及びソフトエンドを組み合わせるようにした(1)から(3)のいずれかに記載のスイッチング電源。
(5)
前記バースト制御において、前記スイッチング回数が1回になると、スイッチング回数及びOFF時間を固定し、再度、周波数制御を行うようにした(1)から(3)のいずれかに記載のスイッチング電源。
(6)
前記周波数制御において、出力過多で安定化ができなくなったときに、周波数を固定してOFF時間を制御するようにした(5)に記載のスイッチング電源。
(7)
前記負荷が二次電池である(1)に記載のスイッチング電源。
Q1,Q2・・・MOSFET、TR・・・トランス、t1,t2・・・出力端子、
11,21・・・エラーアンプ、12・・・制御部
11,21・・・エラーアンプ、12・・・制御部
Claims (7)
- LLC方式のスイッチング電源であって、
負荷条件を示すフィードバック値が供給され、スイッチング素子に対するドライブ信号を形成する制御部を有し、
制御部は、
負荷が重い第1の領域において、前記フィードバック値によってスイッチング周波数を可変する周波数制御を行い、
前記第1の領域に比して負荷が軽い第2の領域において、スイッチング周波数を固定してスイッチングON区間とスイッチングOFF区間を設けるバースト制御を行い、
前記バースト制御において、スイッチングON回数とOFF時間の両方を制御することによって、ON時間比率を負荷条件によって連続的に可変するようにしたスイッチング電源。 - 前記ON時間比率を下げる場合に、前記OFF時間を最適値に制御すると共に,負荷が軽くなるほど1バースト周期中のスイッチング回数を減らすようにした請求項1に記載のスイッチング電源。
- 前記スイッチング回数が1回になると、負荷が軽くなるほどOFF時間を伸ばすように制御する請求項2に記載のスイッチング電源。
- 前記バースト制御において、ソフトスタート及びソフトエンドを組み合わせるようにした請求項1に記載のスイッチング電源。
- 前記バースト制御において、前記スイッチング回数が1回になると、スイッチング回数及びOFF時間を固定し、再度、周波数制御を行うようにした請求項1に記載のスイッチング電源。
- 前記周波数制御において、出力過多で安定化ができなくなったときに、周波数を固定してOFF時間を制御するようにした請求項5に記載のスイッチング電源。
- 前記負荷が二次電池である請求項1に記載のスイッチング電源。
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