CN112511007B - 适用于宽输出电压范围的隔离式dc/dc转换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本申请公开一种隔离式多级DC/DC谐振转换器，特别公开一种功率转换器。相较现有技术的输出电压范围和装置开关频率范围，本公开在窄装置开关频率范围的条件下具有宽范围的输出电压。控制电路根据输出电压、输出电流、输入信号及一个或多个外部控制信号的至少其中之一，在任何给定时间，选择两个调制方式中的一个以操作谐振转换器的初级侧开关装置。两种调制方式与其选定的装置开关频率产生不同的电压波形至与次级侧变压器相耦合的初级侧变压器，借此提供不同的输出电压。

Description

适用于宽输出电压范围的隔离式DC/DC转换器及其控制方法
技术领域
本公开涉及一种功率转换器。更具体地，本公开涉及利用不同的调制方式控制谐振DC/DC转换器，以在极宽的电压范围内对输出电压进行调节。
背景技术
许多电源转换应用(例如电动汽车(EV)的电池充电)需要在宽电压范围内调节输出电压。举例而言，典型的EV电池充电电路具有两个转换级，分别为前端AC/DC转换器及直接连接于电池的隔离式DC/DC转换器，其中前端AC/DC转换器可提供固定的DC母线电压或可变的DC母线电压。DC/DC转换器需要在各种负载电流条件和电池状态下并于宽电压范围内提供可调节的电压。例如，用于传统EV的典型电池具有240伏特至460伏特的电压范围。然而，一些高阶电动车、多用途电动车以及电动客车或半挂式卡车的输出电池电压范围在500伏特与950伏特之间。因此，需要一种可提供具有极宽的输出电压范围的可调节输出电压的DC/DC转换器，以便适应不同电池电压准位下的充电要求。
由于LLC谐振转换器拓扑具有高效率和通过磁件整合所实现的简化结构，并可在初级侧开关和次级侧开关上均可实现软开关，且适用于宽电压范围，故LLC谐振转换器拓扑被广泛运用在隔离式DC/DC转换器。
图1A为处于闭环电压控制下的传统全桥LLC谐振转换器的电路结构图，图1B为图1A所示的谐振转换器的开关控制信号和初级侧全桥输出电压VAB的时序图。通过控制初级侧开关的开关频率，可调节输出电压Vo。当LLC谐振转换器以谐振频率(fr)运行时，或当DC电压增益M等于变压器的匝数比NP/NS时，LLC谐振转换器具有最高的效率，其中谐振频率(fr)是由谐振电感Lr和谐振电容Cr所决定，DC电压增益M等于Vo/Vin。当开关频率(fsw)大于谐振频率fr时，DC电压增益M减小。反之，当开关频率fsw小于谐振频率fr时，DC电压增益M增大。然而，转换效率会随着开关频率fsw偏离谐振频率fr而下降。为了达到较宽的输出电压范围，LLC谐振转换器在极宽的频率范围内工作，因此将无可避免地降低其转换效率。此外，LLC谐振转换器的最大DC电压增益和最小DC电压增益是由电路参数(例如励磁电感L-m与谐振电感Lr之比)及负载条件所决定，故LLC谐振转换器无法在所有负载条件下皆达到极宽的输出电压范围。对于宽输出电压范围的应用，例如电池充电应用，LLC电路参数必须在转换效率和输出电压范围之间谨慎权衡。在现有技术中，已经开发了许多用于实现宽输出电压范围的技术，例如：
(a)标题为“Design Methodology of LLC Resonant Converters for ElectricVehicle Battery Chargers”的文献，其作者为J.Deng et al.，发行于the IEEETransactions on Vehicular Technology,vol.63,no.4,pp.1581-1592，发行日期为2014年5月；
(b)标题为“An LLC Resonant DC–DC Converter for Wide Output VoltageRange Battery Charging Applications”的文献，其作者为F.Musavi et al.，发行于IEEETransactions on Power Electronics,vol.28,no.12,pp.5437-5445，发行日期为2013年12月；
(c)标题为“A Design Procedure for Optimizing the LLC ResonantConverter as a Wide Output Range Voltage Source”的文献，其作者为R.Beiranvandet al.，发行于the IEEE Transactions on Power Electronics,vol.27,no.8,pp.3749-3763，发行日期为2012年8月；以及
(d)标题为“Optimal Design Methodology for LLC Resonant Converter inBattery Charging Applications Based on Time-Weighted Average Efficiency”的文献，其作者为Z.Fang et al.，发行于the IEEE Transactions on Power Electronics,vol.30,no.10,pp.5469-5483，发行日期为2015年10月。
然而，上述各文献所载的技术仅能在传统EV充电应用中优化转换电路以实现有限的输出电压范围(例如在200伏特和500伏特之间)。
为了达到以良好的转换效率实现更宽的输出电压范围，现有技术已提出对于传统LLC谐振转换器的电路结构和控制方法的修改方式。以标题为“Multimode Optimizationof the Phase-Shifted LLC Series Resonant Converter”的文献为例，其作者为U.Mumtahina及P.J.Wolfs，发行于IEEE Transactions on Power Electronics,vol.33,no.12,pp.10478-10489，发行时间为2018年12月，其公开了一种结合传统的频率控制和相移控制方法以实现较宽的输出电压范围的LLC谐振转换器。图2A为该文献中处于闭环电压控制下的全桥LLC谐振转换器的电路结构图，图2B为图2A的谐振转换器的开关控制信号和初级侧全桥输出电压VAB在相移控制下的时序图。该文献描述了可在两个初级侧开关桥臂的两对栅极信号之间提供相移。通过同时使用相移控制和开关频率控制，LLC谐振转换器可在降压操作中以较低的开关频率工作。
美国专利US9,263,960B2，其作者为M.Jovanovic及B.Irving，发明名称为“PowerConverters for Wide Input or Output Voltage Range and Control MethodsThereof”，公告于2016年2月16日。该专利公开一种用于在全桥或半桥拓扑下工作的全桥LLC电路的拓扑变换控制方法。图3A为该发明中处于拓扑变换控制下的全桥LLC谐振转换器的电路结构图，图3B为图3A所示的谐振转换器的开关控制信号在全桥到半桥的拓扑变换过渡区间的时序图。在该专利中，电路拓扑适应于控制信号，而控制信号则反向响应输入或输出操作条件。
美国专利US 2015/0229225A1，其作者为Y.Jang and M.Jovanovic，发明名称为“Resonant Converter and Control Methods Thereof”，申请日期为2015年8月13日。该专利公开了一种用于串联谐振变换器(series resonant converter，SRC)的控制方法，该控制方法结合了变频控制方法与延迟时间控制方法。图4为该发明中的串联谐振变换器的电路结构图。在该发明中，变频控制方法被应用于初级侧开关，而延迟时间控制方法被应用于次级侧开关。据此，该专利可提升输出电压，从而在更窄的开关频率范围的控制下实现更宽的输出电压范围。
为使传统LLC谐振转换器达到较宽的输出电压范围，现有技术还提出了许多拓扑结构和控制方法的变化例。然而，所述变化例都具有其缺点，例如难以具体实现、元件数量增加或不欲的动态变化。另外，所述变化例仍无法实现足够宽的输出电压范围，例如需要200伏特至1000伏特的输出电压范围的EV快速充电器。
实现宽输出电压范围的过程中，其中一难点为LLC谐振转换器的输入电压必须足够高，以避免产生非所欲的高DC增益。由于初级侧上的每个开关装置皆需可阻断全部的输入电压(例如图1A中所示的LLC谐振转换器)，故需因应较高的输入电压而采用高压元件，进而使成本增加。
为了实现较宽的输出电压范围，LLC谐振转换器的输入电压必须足够高，以避免产生非所欲的高DC增益。因此，一种三级拓扑结构已被公开，该三级拓扑结构中的每个开关装置仅阻断一半的输入电压，因此比图1A中的全桥拓扑结构更具有吸引力。例如标题为“Thethree-level ZVS PWM converter-a new concept in high voltage DC-to-DCconversion”的文献所公开的三级拓扑结构，其作者为J.R.Pinheiro及I.Barbi，发行于theProceedings of the 1992International Conference on Industrial Electronics,Control,Instrumentation,and Automation,San Diego,CA,USA,1992,pp.173-178vol.1.。LLC转换器的三级拓扑结构则公开于标题为“Three-level LLC seriesresonant DC/DC converter”的文献，其作者为Y.Gu,et al.，发行于IEEE Transactionson Power Electronics,vol.20,no.4,pp.781-789，发行时间为2005年7月。该文献中的LLC转换器无需额外的辅助电路即可实现开关的零电压开关(ZVS)。
三级半桥式的拓扑(three-level serial half bridge(SHB)topology)(亦称作堆叠式降压拓扑)已被公开于标题为“DC-DC converter：four switches Vpk＝Vin/2,capacitive turn-off snubbing,ZV turn-on”的文献，其作者为I.Barbi,et al.，发行于IEEE Transactions on Power Electronics,vol.19,no.4,pp.918-927，发行时间为2004年7月。在该文献中，在前段所述文献中的传统三级拓扑中删除了两个钳位二极管。
一种用于DC/DC转换器的半输入电压的两级调制方式已被公开于标题为“Asymmetrical Duty Cycle-Controlled LLC Resonant Converter With EquivalentSwitching Frequency Doubler”的文献，其作者为S.Zong,et al.，发表于IEEETransactions on Power Electronics,vol.31,no.7,pp.4963-4973，发行时间为2016年7月。该文献将初级侧开关的开关频率减半，以减少驱动损耗。
对于宽输入电压范围的应用，可将全输入电压的两级调制方式和半输入电压的两级调制方式运用于如下文献中的SHB LLC转换器：(a)标题为“Wide input voltage rangecompensation in DC/DC resonant architectures for on-board traction powersupplies”的文献，其作者为A.Coccia,et al.，发行于2007European Conference onPower Electronics and Applications，发行时间为2007年；(b)标题为“VariableFrequency Multiplier Technique for High-Efficiency Conversion Over a WideOperating Range”的文献，其作者为W.Inam,et al.,发行于IEEE Journal of Emergingand Selected Topics in Power Electronics,vol.4,no.2,pp.335-343，发行时间为2016年6月；以及(c)标题为“Research on Dual-Operation Mode of 3-level LLC resonantconverter”的文献，其作者为A.Z.Li,et al.，发行于2015 9th InternationalConference on Power Electronics and ECCE Asia(ICPE-ECCE Asia)，发行时间为2015年。图5A和图5B分别为SHB LLC转换器的电路结构图及SHB LLC转换器的栅极信号的时序图，其是示出了两级调制方式亦为调节输出电压的有效方法。
为了达到较宽的输出电压范围，在达到最大工作频率时，三级调制方式即降低电压增益。然而，在三级调制方式下，流经初级侧电源开关的电流并不均衡，可能导致装置上的热失衡，并缩短装置的寿命，甚至导致装置损坏。为了平衡电源开关中的电流，标题为“Periodically Swapping Modulation(PSM)Strategy for Three-Level(TL)DC/DCConverters With Balanced Switch Currents”的文献公开了一种周期***换调制方式，其作者为D.Liu,et al.，发行于IEEE Transactions on Industrial Electronics,vol.65,no.1,pp.412-423，发行时间为2018年1月。图6A和图6B分别为该文献中的DC/DC转换器的电路结构图及其栅极信号的时序图。然而，于该文献中，每个半桥的栅极信号非为互补，故将增加栅极驱动电路的复杂性。此外，MOSFET的本体二极管会受未最佳化的栅极信号影响而传导电流，进而导致传导损耗增加并降低***效率。
因此，如何发展一种可改善上述现有技术的功率转换器，实为目前迫切的需求。
发明内容
本公开的目的为提供一种适用于宽输出电压范围的隔离式DC/DC转换器及其控制方法，以解决上述现有技术所遇到的问题。
根据本公开的优选实施例，谐振DC/DC转换器(例如串联半桥LLC谐振转换器(SHBLLC resonant converter))可接收来自于固定或可变电压源的输入信号，谐振DC/DC转换器包括：(a)初级侧电路，其包含：(1)串联连接的第一对串联开关装置及第二对串联开关装置，每一开关装置被开关控制信号所控制，其中在串联连接的第一对开关装置和第二对开关装置上提供输入信号；(2)LC谐振电路，电连接于第一对开关装置的第一电性节点以及第二对开关装置的第二电性节点；以及(3)隔离式变压器，具有第一绕组及第二绕组，其中第一绕组连接于LC谐振电路的第三电性节点及第四电性节点；(b)次级侧电路，并联连接于隔离式变压器的第二绕组，其中次级侧电路包含滤波电容，滤波电容向负载提供输出电压或输出电流；以及(c)控制电路，其中基于输出电压、输出电流、输入信号及一或多个外部控制信号中的一或多个因素，控制电路于任意时间选择多个调制方式中的其中一个，并提供开关控制信号以控制初级侧电路的开关装置在所选定的调制方式下运行。
因此，本公开的高效率方法可使SHB LLC谐振转换器能够在窄开关频率范围的条件下具有宽范围的可调节输出电压。本公开可以同时使用调制方式控制和装置开关频率控制。在操作期间，可以根据控制器或在外部命令所提供的一个或多个控制信号来选择调制方式。装置开关频率可以例如在调制的输出电压的闭环控制下被决定。根据选定的调制方式和装置开关频率，控制器产生控制信号，该控制信号驱动SHB LLC谐振转换器的初级侧开关装置。
在本公开另一优选实施例中，为了获得在高输出电压范围内的可调节电压，SHBLLC谐振转换器在对称调制方式下运行，其装置开关频率在闭环控制下进行调节。为了获得在低输出电压范围内的可调节电压，SHB LLC谐振转换器在非对称调制方式下运行，并采用装置开关频率控制。因此，SHB LLC谐振转换器在较窄的装置开关频率范围内以更高的效率工作，同时在不同负载条件下仍具有极宽的输出电压范围。另外，本公开的方法在实现所需的最小和最大DC电压增益的同时，对特定电路参数(例如Lm与Lr的比例)的限制较小。本公开的方法适用于具有不同次级侧拓扑和次级侧控制方法的谐振转换器。本公开的方法可在固定或可变输入电压的条件下运行。
通过以下的详细描述并搭配附图，可更好地理解本公开发明。
附图说明
图1A为处于闭环电压控制下的传统全桥LLC谐振转换器的电路结构图，图1B为图1A的谐振转换器的开关控制信号和初级侧全桥输出电压VAB的时序图。
图2A为处于闭环电压控制下的全桥LLC谐振转换器的电路结构图，图2B为图2A的谐振转换器的开关控制信号和初级侧全桥输出电压VAB在相移控制下的时序图。
图3A为处于拓扑变换控制下的全桥LLC谐振转换器的电路结构图，图3B为图3A的谐振转换器的开关控制信号在全桥到半桥的拓扑变换过渡区间的时序图。
图4为在频率及延迟时间控制下的传统全桥串联谐振转换器的电路结构图。
图5A为传统串联的半桥LLC谐振转换器的电路结构图，图5B为图5A的谐振转换器在非对称三级控制下的开关控制信号S1至S4和初级侧输出电压VAB的时序图。
图6A为传统串联半桥LLC谐振转换器的电路结构图，图6B为图6A的谐振转换器的开关装置S1至S4的开关控制信号和初级侧输出电压VAB在定期交换三级控制下的时序图。
图7A为具有全波次级侧二极管整流器的示例性串联半桥SHB LLC谐振转换器700的电路结构图。图7B为图7A的谐振转换器在对称调制下，开关控制信号S1至S4和相脚输出电压VAB的时序图。图7C为图7A的谐振转换器在非对称调制下，开关装置S1至S4的开关控制信号和相脚输出电压VAB的时序图。
图8是根据本公开优选实施例的SHB LLC谐振转换器800的电路结构图，SHB LLC谐振转换器800包括控制电路801，控制电路801根据输出电压Vo(以及可选的输出电流Io)输出开关装置S1至S4的开关控制信号。
图9A为当控制方法从对称调制方式切换到非对称调制方式，开关装置S1至S4的开关控制信号和相脚输出电压VAB的时序图。图9B为当控制方法从非对称调制方式切换到对称调制方式时，开关装置S1至S4的开关控制信号和相脚输出电压VAB的时序图。
图10A为串联半桥LLC谐振转换器1000的电路结构图。图10B为图10A的谐振转换器在三级调制方式下初级侧开关装置S1至S-4的开关控制信号以及初级侧输出电压VAB的时序图。
图11为图10A的SHB LLC谐振转换器1000在开关周期TSW期间的关键波形示意图。图11示出了在时间t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8、t9、t10、t11、t12、t13、t14、t15和t16时的信号转换。
图12A至图12P是示出本公开的实施例的三级调制方式下的SHB LLC谐振转换器1000的十六个操作阶段的电路结构图，分别为时间段(t0，t1)、(t1，t2)、(t2，t3)、(t3，t4)、(t4，t5)、(t5，t6)、(t6，t7)、(t7，t8)、(t8，t9)、(t9，t10)、(t10，t11)、(t11，t12)、(t12，t13)、(t13，t14)、(t14，t15)和(t15，t16)。
图13为本公开的实施例的三级调制方式在不考虑任何停滞时间下，初级侧开关装置S1至S4，以及在开关周期TSW期间流经初级侧开关装置S1至S4的电流I1至I4的信号示意图。
图14为根据本公开另一优选实施例的SHB LLC谐振转换器1400的电路结构图，其包括控制电路1401，控制电路1401根据输出电压Vo(以及可选的输出电流Io)输出到初级侧开关装置S1至S4的开关控制信号。
图15A是示出当控制方法从对称调制方式切换到三级调制方式时，初级侧开关装置S1至S4的开关控制信号和相脚输出电压VAB。
图15B是示出当控制方法从三级调制方式切换到对称调制方式时，初级侧开关装置S1至S4的开关控制信号和相脚输出电压VAB。
图16A为在次级侧上具有全桥同步整流器的SHB LLC谐振转换器1600的电路结构图。图16B为在中心侧具有中心抽头变压器TR以及同步整流器S5和S6的SHB LLC谐振转换器1650的电路结构图。
图17A为具有可变DC输入电压源1702的SHB LLC谐振转换器1700的电路结构图。图17B为具有DC输入电压Vin1和Vin2的SHB LLC谐振转换器1750的电路结构图。
符号说明
Vin、Vin1、Vin2：输入电压
Cin、Cin1、Cin2：输入电容
Vo：输出电压
Io、iLm、iLr、I1、I2、I3、I4：电流
S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8：开关装置
D1、D2、D3、D4：二极管整流器
Co：输出电容
Np：初级侧绕组
Ns：次级侧绕组
TR：变压器
Cr：谐振电容
Lr：谐振电感
Lm：励磁电感
A：第一相脚输出端
B：第二相脚输出端
VAB：相脚输出电压
TSW：开关周期
fSW：装置开关频率
700、800、1000、1400、1600、1650、1700、1750：功率转换器
801、1401、1601、1651、1701、1751：控制电路
1702：输入电压源
Vctrl：信号
P、N、O：输入端
Figure BDA0002649334860000091
时间段
具体实施方式
体现本公开特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的实施方式上具有各种的变化，其皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及图示在本质上是当作说明之用，而非架构于限制本公开。
为了避免因较高的输入电压进而造成较高的成本，可使用多级拓扑以使初级侧桥臂维持相同的装置额定电压。图7A是示出一种包含了LLC谐振转换器700的三级SHB拓扑(也称为”堆叠降压拓扑”)，LLC谐振转换器700在其初级侧具有串联半桥。如图7A所示，串联半桥包括四个串联连接的开关装置S1至S4，开关装置S1至S4架构于阻隔输入端P和N两端的输入电压的一半。输入端P和N设置在串联连接的输入电容Cin1和Cin2的两端及开关装置S1及S4的两端。输入电容Cin1和Cin2的公共端同时为开关装置S2和S3之间的公共端。因此，输入电容Cin1与开关装置S1和S2并联连接，并且输入电容Cin2与开关装置S3和S4并联连接。在次级侧上设有全波二极管整流器D1至D4。滤波电容Co设置在次级侧，并架构于向负载提供输出电压Vo或输出电流Io。
第一相脚输出端A位于开关装置S1和S2之间的公共端，第二相脚输出端B位于开关装置S3和S4之间的公共端。在第一相脚输出端A和第二相脚输出端B之间连接有由隔离式变压器TR和串联连接的谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器励磁电感Lm所形成的谐振电路。隔离式变压器TR的初级侧绕组与励磁电感Lm并联连接。隔离式变压器TR的次级侧绕组可以是具有两个整流元件的中心抽头绕组或是具有全桥整流器的单个绕组。开关装置S1至S4均在一个方向上阻隔所分配到的输入电压，但每个开关装置均可双向传导电流。开关装置S1至S4可为例如但不限于半导体开关，例如MOSFET、IGBT、BJT或其他半导体开关。替代地，次级侧中可由同步整流器代替二极管整流器电路，以减小传导损耗。
图7B和图7C分别示出图7A的SHB LLC谐振转换器700的“对称”和“非对称”调制方式。每一种调制方式均可控制开关控制信号以操作开关装置S1至S4。在任一调制方式中，开关装置S1和S2的开关控制信号为互补，开关装置S3和S4的开关控制信号亦为互补。实际上，可在每对互补的开关控制信号之间***一小段停滞时间，以避免相脚直通。图7B为开关装置S1至S4的开关控制信号和相脚输出电压VAB在对称调制下的时序图。开关装置S1和S4的开关控制信号具有50％的占空比且互为同相信号。同样地，除了开关装置S1和S4的开关控制信号与开关装置S2及S3的开关控制信号互补之外，操作开关装置S2和S3的开关控制信号亦具有50％占空比且互为同相信号。因此，相脚输出电压VAB(即桥臂输出电压)在装置开关频率下以50％的占空比在Vin和0之间切换。
图7C为开关装置S1至S4的开关控制信号以及相脚输出电压VAB在非对称调制下的时序图。如图7C所示，开关装置S1和S4的开关控制信号是彼此相移180°且占空比为25％，而开关装置S2和S3的开关控制信号是彼此相移180°且占空比为75％。通过非对称调制，当开关装置S1和S3关闭时，输入电容Cin1两端的电压作为相脚输出电压VAB。当开关装置S2和S4关闭时，输入电容Cin1两端的电压作为相脚输出电压VAB。当开关装置S2和S3关闭时，相脚输出电压VAB为零伏特。因此，相脚输出电压VAB在50％的占空比下以两倍的装置开关频率fSW在0.5Vin和0伏特之间切换。在任何一种调制方式中，装置开关频率fSW可为实现不同控制目标的控制变量。
图7B和图7C所示的对称及非对称的调制方式是分别在串联连接的Lr-Cr-Lm谐振电路两端产生不同的相脚输出电压VAB，其中相脚输出电压VAB包括不同的DC和AC分量。在LLC谐振转换器700运行期间，谐振电容Cr阻隔DC分量，使得仅有AC分量出现在隔离式变压器TR的初级侧绕组两端。当装置开关频率fSW等于谐振频率
Figure BDA0002649334860000111
时，输出电压Vo等于相脚输出电压VAB的整流后AC分量与变压器电压增益的乘积的平均值。由于变压器电压增益匝数比为
Figure BDA0002649334860000112
因此输出电压VO可由
Figure BDA0002649334860000113
求得，其中，NS和NP分别是次级侧绕组和初级侧绕组的匝数，
Figure BDA0002649334860000114
为相脚输出电压VAB的交流分量于整流后的平均值。
在采用对称调制方式的情况下，相脚输出电压VAB的AC分量为具有占空比50％的占空比的双极性方波，此双极性方波在装置开关频率fSW下具有
Figure BDA0002649334860000115
的振幅，故DC电压增益在谐振频率fr下为
Figure BDA0002649334860000116
而在采用非对称调制方式的情况下，相脚输出电压VAB的AC分量为具有占空比50％的占空比的双极性方波，此双极性方波在两倍的装置开关频率fSW下具有
Figure BDA0002649334860000117
的振幅，故DC电压增益在谐振频率fr下为
Figure BDA0002649334860000118
因此，对称调制方式在谐振频率fr下的DC电压增益为非对称调制方式在谐振频率fr下的DC电压增益的两倍，且可通过开关频率控制来调节LLC谐振转换器700的电压增益。
如上所述，当LLC谐振变换器700在运行在等于或接近谐振频率fr的工作点时，得以实现最大效率。且为了获得较宽的输出电压范围，传统控制会更改装置开关频率fSW来调整DC电压增益。然而，开关频率控制会使工作点偏离最大效率。此外，对于极宽的输出电压范围，即使采用上述的控制方法亦可能因固定的电路参数而无法获得所需的DC电压增益。
本公开的发明人意识到SHB LLC谐振转换器可以结合不同的调制方式，在等于或接近谐振频率处(即较窄的输入开关频率范围)有效率地获得所需的不同DC电压增益，以提供较宽的输出电压范围。此外，本公开的实施例的控制方法即便在电路参数值为固定的情况下亦能实现较宽的输出电压范围和电路增益。图8为本公开优选实施例的SHB LLC谐振变换器800的电路结构图，SHB LLC谐振变换器800包括控制电路801，控制电路801根据输出电压Vo(以及可选的输出电流Io)产生开关控制信号予开关装置S1至S4。
在SHB LLC谐振转换器800中，控制电路801可以将输出电压Vo作为其主要的控制目标。输出电流Io也可作为单独的控制目标或代表负载条件的反馈信号。代表每个控制目标的参考值可在内部由控制电路801产生或从外部来源产生。根据所感测的电压Vo(或所感测的电流Io)与对应的参考值之间的差，控制电路801在多种调制方式之间切换，以控制SHBLLC谐振转换器800中的初级侧相脚的开关装置S1至S4。一个或多个控制目标可用于决定其他控制参数值，例如所选调制方式中的装置开关频率fSW和相移。用以操作初级侧上的开关装置S1至S4的开关控制信号是根据所选的调制方式和其他控制参数值而产生。
在图9A和图9B中，将隔离式变压器TR的变压器匝数比(在此情况下仅为比例因数)设置为1，以简化该详细描述。如图7B和图7C所示，在等于或接近装置开关频率fSW时，对称调制方式在所提供的输出电压Vo为非对称调制方式所提供的输出电压Vo的两倍。具体地，在对称调制下，在谐振频率fr处的相脚输出电压VAB为0.5Vin，故输出电压Vo亦为0.5Vin。在一些实施例中，隔离式变压器TR的谐振参数使得当装置开关频率fsw从0.5fr变化到1.4fr时，输出电压Vo从0.3Vin变化到0.8Vin。同样地，在非对称调制下，谐振频率fr处的相脚输出电压VAB为0.25Vin，故输出电压Vo亦为0.25Vin。在同一实施例中，隔离式变压器TR的谐振参数使得当装置开关频率fSW从0.25fr变化到0.8fr时，输出电压Vo从0.125Vin变化到0.4Vin。须注意的是，装置开关频率fSW仅为相脚输出电压VAB的频率的一半。据此，本公开的实施例提供一种控制方法，其结合可选择的调制方式和频率控制以实现预定的输出电压范围。(不同调制方式的输出电压调节范围可能相互重叠)。本公开所公开的实施例下的调制方式选择可以例如根据诸如电压控制目标、负载条件和允许的工作频率范围之类的控制参数。当一个或多个条件改变使得优选调制方式与当前调制方式不同时，控制电路801可从当前调制方式转换到优选调制方式。
在上述实施例中，SHB LLC谐振转换器800具有0.125Vin至0.8Vin的输出电压范围Vo，并且装置开关频率fSW在0.25fr至1.6fr的范围内。最大DC增益及最小DC增益的比为6.4，最大装置开关频率fSW仅为1.6fr。对于低输出电压，无需如传统频率控制显着增加装置开关频率fSW而增加开关的损耗。(实际上，当将倍频非对称调制方式用于低输出电压时，装置开关频率fSW甚至因此降低)。在本公开所公开的实施例的方法中，特别是在极低的输出电压及/或极轻的负载条件下，最大装置开关频率fSW被大幅降低。通过调整电路参数值，可以在相同的窄装置开关频率范围内获得更高的最大DC增益以及最小DC增益之比，这在传统控制的SHB LLC谐振转换器中是无法实现的。
于一些实施例中，图9A为当控制方法从对称调制方式切换到非对称调制方式，开关装置S1至S4的开关控制信号和相脚输出电压VAB的时序图。图9B为当控制方法从非对称调制方式切换到对称调制方式时，开关装置S1至S4的开关控制信号和相脚输出电压VAB的时序图。图9A示出了当输出电压控制目标在输出电压范围内从高电压变为低电压时，从对称调制方式(区间901)到非对称调制方式(区间903)的转换。调制方式之间的过渡区间902可以不同的方式实现，例如频移、相移、占空比移位或其任意组合。同样地，图9B示出了当输出电压控制目标在输出电压范围内从低电压变为高电压时，从非对称调制方式(间隔904)到对称调制方式(间隔906)的转换。调制方式之间的过渡区间905可以以与图9A的过渡中相同的方式实现但顺序相反。例如频移、相移、占空比移位等控制参数或其任意组合。当然，也可以使用任何其他合适的过渡控制方法。
三级调制
根据本公开另一优选实施例，图10B示出用于操作图10A的SHB LLC谐振转换器1000的初级侧开关装置S1，S2，S3和S4的开关信号的三级调制方式。其中，开关装置S1和S2的开关信号为互补，且开关装置S3和S4的开关信号亦为互补。实际上，在每对互补的开关信号之间***一段短的停滞时间，以避免相脚直通。在该实施例中，基于输出电压或输出电流，控制电路是根据第一调制方式产生第一、第二、第三及第四开关控制信号S1至S4，在第一调制方式中，(1)第一开关控制信号S1和第二开关控制信号S2实质上为互补，且第三开关控制信号S3和第四开关控制信号S4实质上为互补；(2)第一、第二、第三及第四开关控制信号S1、S2、S3及S4具有相同的开关周期TSW；(3)在开关周期TSW中，每个开关控制信号具有两个上升缘和两个下降缘，且第一开关控制信号S1的第一上升缘是落后第四开关控制信号S4的第一上升缘第一预定时间，且第一开关控制信号S1的第二上升缘是领先第四开关控制信号S4的第二上升缘第二预定时间；以及(4)控制电路可变更开关周期、第一预定时间以及第二预定时间。于一些实施例中，每经过该LC谐振电路的一谐振频率的一个周期，该控制电路变更该开关周期。
图10B为初级侧开关装置S1至S4和SHB相脚输出电压VAB的信号时序图。在开关周期TSW中，初级侧开关装置S1、S2、S3及S4均被导通两次并且被关闭两次。每次导通时，初级侧开关装置S1或S4具有固定的导通期间，且导通期间持续开关周期TSW的25％，因此累积的导通期间共为开关周期TSW的50％。如图10B中所示，在开关周期TSW期间，初级侧开关装置S1的第一上升缘是落后于初级侧开关装置S4的第二上升缘，而初级侧开关S1的第二上升缘是领先于初级侧开关S4的第二上升缘。如图10B所示，领先时间和落后时间均为
Figure BDA0002649334860000141
此外，初级侧开关装置S1的第一上升边是领先初级侧开关装置S4的第二上升缘1/2TSW。以这种方式操作初级侧开关装置S1、S2、S3和S4，相脚输出电压VAB具有三个不同阶段的电压。在本实施例中，(1)当第一开关装置S1和第四开关装置S4均不导通时，第一和第二电性节点上的电压变为第一电压准位；(2)当第一开关装置S1和第四开关装置S4中的其中一个导通时，第一和第二电性节点之间的电压达到第二电压准位；以及(3)当第一开关装置S1及第四开关装置S4均导通时，第一电性节点上的电压达到第三电压准位。第一电压准位可为接地电压，第二电压准位实质上是输入信号的一半，并且第二电压准位实质上为输入信号。当初级侧开关装置S1和S4都处于导通状态时，相脚输出电压VAB等于Vin。当初级侧开关装置S2和S4均处于导通状态时，或当初级侧开关装置S1和S3均处于导通状态时，相脚输出电压VAB等于0.5Vin。当初级侧开关装置S2和S3均处于导通状态时，相脚输出电压VAB等于零伏特。
因此，相脚输出电压VAB的波形是具有周期性，其周期是开关周期TSW的一半。由于时间段
Figure BDA0002649334860000151
对应于初级侧开关装置S2和S4或初级侧开关装置S1和S3均处于导通状态初级侧开关装置时的持续时间，因此时间段
Figure BDA0002649334860000152
决定了相脚输出电压VAB等于1/2Vin的持续时间。开关频率fSW(开关周期TSW)和时间段
Figure BDA0002649334860000153
是用于设定不同控制目标的控制变量。
关键波形和阶级分析
在此详细描述中，为简化操作的分析，如图10A所示，假设输入电容Cin和输出电容Co的纹波电压可以忽略不计，因此可分别以恒压源Vin和Vo表示。且本文中的半导体电路元件均被假定在其处于导通状态下具有零电阻(即为短路)。然初级侧开关装置的输出电容并不可被忽略。
图11为图10中的SHB LLC谐振转换器1000的关键波形图。图11示出了开关控制电压S1、S2、S3及S4(即分别指示初级侧开关装置S1至S4处于导通状态的正电压)，初级侧输出电压VAB，谐振电感Lr的谐振电流iLr，励磁电感Lm中的电流iLm以及初级侧开关装置S1和S2两端的电压VS1和VS2。图11示出了在时间t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8、t9、t10、t11、t12、t13、t14、t15和t16时的信号转换。
结合图11，图12A-图12P示出本公开的实施例的三级调制方式下的SHB LLC谐振转换器1000的十六个操作阶段，分别为时间段(t0，t1)、(t1，t2)、(t2，t3)、(t3，t4)、(t4，t5)、(t5，t6)、(t6，t7)、(t7，t8)、(t8，t9)、(t9，t10)、(t10，t11)、(t11，t12)、(t12，t13)、(t13，t14)、(t14，t15)和(t15，t16)。在图12A至图12P中，处于关断状态的开关装置是以虚线表示(例如图12A中处于关断状态的初级侧开关装置S2和S3)。且初级侧开关装置S1、S2、S3和S4的寄生电容是分别以电容CS1，CS2，CS3和CS4表示。
如图12A所示，在时间段(t0，t1)期间，谐振电流iLr增加并流入谐振电感Lr、变压器TR、励磁电感Lm、谐振电容Cr以及初级侧开关装置S1和S4。相脚输出电压VAB等于输入电压Vin。
如图12B所示，在时间段(t1，t2)期间，在初级侧开关装置S1关断后，电容CS1充电至1/2Vin，并且电容CCS2完全放电(即变为零伏特)。电流iLr开始减小。且由于电容CS1和CS2中的充电和放电，相脚输出电压VAB下降到1/2Vin。
如图12C所示，在时间段(t2，t3)期间，初级侧开关装置S2以零伏特导通(即以ZVS条件导通而不产生开关损耗)。相脚输出电压VAB保持在1/2Vin，电流iLr继续降低。
如图12D所示，在时间段(t3，t4)期间，在初级侧开关装置S4断开后，电容CS4充电至1/2Vin，并且电容CS3完全放电。由于电容CS4和CS3中的充电和放电，相脚输出电压VAB变为零伏特。电流iLr继续降低。
如图12E所示，在时间段(t4，t5)期间，初级侧开关装置S3在ZVS条件下导通。相脚输出电压VAB保持在零伏特，电流iLr继续减小。
如图12F所示，在时间段(t5，t6)期间，在初级侧开关装置S3断开后，电容CS3充电至1/2Vin，并且电容CS4完全放电。由于电容CS3和CS4中的充电和放电，相脚输出电压VAB上升到1/2Vin，并且电流iLr开始增加。
如图12G所示，在时间段(t6，t7)期间，初级侧开关装置S4在ZVS条件下接通。相脚输出电压VAB保持在1/2Vin，电流iLr继续增加。
如图12H所示，在时间段(t7，t8)期间，在初级侧开关装置S2断开之后，电容CS2充电至1/2Vin，并且电容CS1完全放电。由于电容CS2和CS1中的充电和放电，相脚输出电压VAB变为Vin。电流iLr继续增加。
如图12I所示，在时间段(t8，t9)期间，初级侧开关装置S1在ZVS条件下导通。相脚输出电压VAB保持在1/2Vin，电流iLr继续增加。
如图12J所示，在时间段(t9，t10)期间，在初级侧开关装置S4关断后，电容CS4充电至1/2Vin，电容CS3完全放电。当前iLr开始减小。由于电容CS4和CS3中的充电和放电，相脚输出电压VAB下降到1/2Vin。
如图12K所示，在时间段(t10，t11)期间，初级侧开关装置S3在ZVS条件下导通。相脚输出电压VAB保持为1/2Vin，电流iLr继续降低。
如图12L所示，在时间段(t11，t12)期间，在初级侧开关装置S1断开后，电容CS1充电至1/2Vin，电容CS2完全放电。由于电容CS1和CS2中的充电和放电，相脚输出电压VAB变为零伏特。电流iLr继续降低。
如图12M所示，在时间段(t12，t13)期间，初级侧开关装置S2在ZVS条件下导通。相脚输出电压VAB保持在零伏特，电流iLr继续减小。
如图12N所示，在时间段(t13，t14)期间，在初级侧开关装置S2断开后，电容CS2充电至1/2Vin，并且电容CS1完全放电。由于电容CS2和CS1中的充电和放电，相脚输出电压VAB上升到1/2Vin，电流iLr开始增加。
如图12O所示，在时间段(t14，t15)期间，初级侧开关装置S1在ZVS条件下导通。相脚输出电压VAB保持在1/2Vin，电流iLr继续增加。
如图12P所示，在时间段(t15，t16)期间，在初级侧开关装置S3断开之后，电容CS3充电至1/2Vin，并且电容CS4完全放电。由于电容CS3和CS4中的充电和放电，相脚输出电压VAB变为Vin。当前的iLr继续增加。
由于所有初级侧开关装置均在ZVS条件下导通，因此本公开的实施例的三级调制方式显著地降低了总开关损耗。
本公开的实施例的三级调制方式的优点：
A.降低输出电压
本公开的实施例的三级调制方式在串联的Lr-Cr-Lm谐振电路两端产生可控的相脚输出电压VAB，相脚输出电压VAB包括DC和AC分量。在本实施例中，于LLC谐振转换器操作期间，谐振电容Cr阻隔DC分量，使得仅有AC分量出现在变压器TR的初级侧绕组两端。当装置开关频率fSW等于谐振频率
Figure BDA0002649334860000171
且持续时间
Figure BDA0002649334860000174
时，输出电压Vo等于相脚输出电压VAB的整流AC分量与变压器TR的电压增益的积的平均值。由于变压器TR的电压增益即匝数比
Figure BDA0002649334860000172
因此输出电压Vo可由
Figure BDA0002649334860000173
求得，其中，NS和NP分别是次级侧绕组和初级侧绕组的匝数，
Figure BDA0002649334860000181
为相脚输出电压VAB的交流分量于整流后的平均值。对于时间段
Figure BDA0002649334860000182
的期望值，如果开关频率固定，则整流AC分量的平均电压降低。因此，输出电压Vo也降低。因此，本公开的实施例的三级调制方式可用于调节输出电压Vo而不影响开关频率fr。
B.平衡每个初级侧开关装置中的电流压力
功率器件的“导通”电阻会引起传导损耗。在图10A中SHB LLC谐振变换器1000，初级侧开关装置S1至S4在导通时导致传导损耗。图13为在本公开的实施例的三级调制方式，且不计算停滞时间影响的情况下，初级侧开关装置S1至S4中的控制开关电压S1至S4，以及在开关周期TSW期间流经初级侧开关装置S1至S4的电流I1至I4的信号示意图。电流I1至I4具有相同的均方根(RMS)值，从而在初级侧开关装置之间平衡热应力。因此，这些装置具有更长的使用寿命，从而增加SHB LLC谐振转换器1000的可靠性。
直流总线电容的电压平衡
理想地，在本公开实施例的三级调制方式下，顶部电容和底部电容(例如，电容Cin1和Cin2)向谐振回路传递相同的功率时，它们的直流总线电容的电压会自动平衡而无需任何控制。然而，在任何实际的SHB LLC谐振转换器中，等效串联电阻(ESR)和直流总线电容的电容的参数不匹配，以及开关控制或栅极信号的时序不匹配均无法避免。这些不匹配会导致直流总线电容的电压不平衡。
本公开的实施例提供了一种可平衡DC总线电容的电压，并使SHB LLC谐振转换器保持在安全范围内的方法。当电容Cin1的电压远大于电容Cin2的电压时，初级侧开关装置S1和S2的开关控制信号均延迟了一小短时间，并且初级侧开关装置S3和S4的开关控制信号亦都提前了相同的时间。类似地，当电容Cin2的电压大于电容Cin1的电压时，初级侧开关装置S1和S2的开关控制信号都提前一个很短的时间，且初级侧开关装置S3和S4的开关控制信号亦都延迟了相同的时间。该很短的时间优选地不应超过开关周期TSW的5％，以避免对SHB LLC谐振转换器的正常操作产生任何不利影响。
通过将脉冲频率调制(PFM)与三级调制方式相互结合，实现宽输出电压范围的工作。
如上所述，当SHB LLC谐振转换器在谐振频率fr或极接近谐振频率fr的工作点工作时，得以实现最大转换效率。且为了获得较宽的输出电压范围，传统控制会更改装置开关频率fSW来调整DC电压增益。然而，开关频率控制会使工作点偏离最大效率。此外，对于极宽的输出电压范围，由于固定的电路参数，即使调整开关频率控制亦无法获得所需的DC电压增益。
本公开的发明人意识到SHB LLC谐振转换器可以结合不同的调制方式，在等于或接近谐振频率处(即较窄的输入开关频率范围)有效率地获得所需的不同DC电压增益，以提供较宽的输出电压范围。此外，本公开的实施例所公开的三级调制方式即便在电路参数值为固定的情况下亦能实现较宽的输出电压范围和电路增益。图14为根据本公开一个优选实施例的SHB LLC谐振变换器1400的示意图，SHB LLC谐振变换器1400包括控制电路1401，控制电路1401根据输出电压Vo(以及可选的输出电流Io)产生开关控制信号予开关装置S1至S4。
在SHB LLC谐振转换器1400中，控制电路1401可以将输出电压Vo作为其主要的控制目标。输出电流Io也可作为单独的控制目标或代表负载条件的反馈信号。代表每个控制目标的参考值可在内部由控制电路1401产生或从外部来源产生。根据所感测的电压Vo(或所感测的电流Io)与对应的参考值之间的差，控制电路1401在多个种调制方式之间切换，以控制SHB LLC谐振转换器1400中初级侧相脚的开关装置S1至S4。一个或多个控制目标可用于决定其他控制参数值，例如所选调制方式中的装置开关频率fSW和相移。用以操作初级侧上的开关装置S1至S4的开关控制信号是根据所选的调制方式和其他控制参数值而产生。
传统的对称型频率调制方式通过在谐振频率fr附近变更开关频率fSW以提供期望的输出电压增益。本公开的实施例的三级调制方式是通过控制初级侧开关的停滞时间以提供最大允许开关频率下的额外输出电压增益。因此，本公开的实施例提供一种控制方法，其结合可选择的调制方式和频率控制以实现预设的输出电压范围。(不同调制方式的输出电压调节范围可能相互重叠。)本公开的实施例的调制方式的选择可以例如根据诸如电压控制目标、负载条件和允许的工作频率范围之类的控制参数。
图15A是示出当SHB LLC谐振转换器1000在控制方法从对称调制方式切换到三级调制方式时，用于初级侧开关装置S1至S4的控制信号和相脚输出电压VAB。于一些实施例中，如图15B，图15B是示出SHB LLC谐振转换器1000在控制方法从三级调制方式切换到对称调制方式时，初级侧开关装置S1至S4的控制信号和相脚输出电压VAB。如图15A所示，当相脚输出电压VAB的控制目标由高电压改为低电压VO时，对称调制方式(间隔1501)切换到三级调制方式(间隔1502)且不需要过渡区间。同样的，如图15B所示，当相脚输出电压VAB的控制目标由低电压改为高电压VO时，三级调制方式(间隔1503)切换到对称调制方案(间隔1504)亦不需要过渡区间。在一些实施例中，对称调制方式包括变频调制。在另一些实施例中，对称调制方式包括固定频率调制。
拓扑的延伸
本公开的实施例同样适用于具有其他次级侧拓扑的SHB LLC谐振转换器，以提供具有相同的窄装置开关频率的宽输出电压范围。根据本公开另一优选实施例，图16A示出在次级侧上具有全桥同步整流器的SHB LLC谐振转换器1600。图16B示出在中心侧具有中心抽头变压器TR以及在次级侧具有同步整流器S5和S6的SHB LLC谐振转换器1650。在SHB LLC谐振转换器1600中，控制电路1601可以结合在图10B中所讨论的方法，即在传统的次级侧控制方法中，产生信号以使初级侧的开关装置S1至S4以及次级侧的开关装置S5至S8运行。在SHBLLC谐振转换器1650中，控制电路1651可以结合关于图10B中所讨论的方法，即在传统的次级侧控制方法中，产生信号以使初级侧的开关装置S1至S4以及次级侧的开关装置S5至S8运行。本公开的实施例同样适用于SHB LLC谐振转换器1350于次级侧的开关装置S5至S8，或是SHB LLC谐振转换器1350于次级侧的开关装置S5及S6由二极管所取代。
本公开的实施例还适用于具有可变DC输入电压或具有两个不同输入电压的SHBLLC谐振转换器，如图17A和图17B所示，图17A示出具有可变DC输入电压源1702的SHB LLC谐振变换器1700。图17B示出分别具有根据DC变换器的一个实施例进行控制的DC输入电压Vin1和Vin2的SHB LLC谐振变换器1750。本公开的一实施例如图17A所示，可变DC输入电压源1702可以由信号Vctrl所控制，该信号可以在内部产生或在外部提供。将信号Vctrl的控制方法与以上讨论的本发明的任何方法相结合，可以进一步扩展输出电压范围或进一步减小SHB LLC谐振转换器1700的装置开关频率范围。
须注意，上述仅是为说明本公开而提出的优选实施例，本公开不限于所述的实施例，本公开的范围由权利要求决定。且本公开得由本领域技术人员任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱离权利要求所欲保护者。

Claims (22)

1.一种功率转换器，具有一第一输入端及一第二输入端以自一电压源接收一输入信号并提供一输出电压或一输出电流至至少一负载，该功率转换器包含：
一变压器，具有一第一绕组及一第二绕组；
一初级侧电路，包含：
串联连接的一第一开关装置、一第二开关装置、一第三开关装置及一第四开关装置，其中该第一开关装置、该第二开关装置、该第三开关装置及该第四开关装置是跨接于该第一输入端及该第二输入端，该第一开关装置及该第二开关装置分别由一第一开关控制信号及一第二开关控制信号控制，该第三开关装置与该第四开关装置分别由一第三开关控制信号及一第四开关控制信号控制；
一谐振电路，电连接于一第一电性节点与一第二电性节点之间，其中该第一电性节点位于相互串联的该第一开关装置及该第二开关装置之间的一公共端，该第二电性节点位于相互串联的该第三开关装置及该第四开关装置之间的一公共端，且该谐振电路是耦合于该变压器的该第一绕组；
一次级侧电路，连接于该变压器的该第二绕组，其中该次级侧电路包含一滤波电容，该滤波电容适于提供该输出电压或该输出电流至该负载；以及
一控制电路，其中基于该输出电压或该输出电流，该控制电路依据一第一调制方式产生该第一开关控制信号、该第二开关控制信号、该第三开关控制信号与该第四开关控制信号，其中，于该第一调制方式中：
(i)该第一开关控制信号和该第二开关控制信号彼此互补，且该第三开关控制信号和该第四开关控制信号彼此互补；
(ii)该第一开关控制信号、该第二开关控制信号、该第三开关控制信号和该第四开关控制信号是具有相同的一开关周期；
(iii)在该开关周期内，
(1)每一该开关控制信号具有两个上升沿和两个下降沿；
(2)该第一开关控制信号的一第一上升沿是落后于该第四开关控制信号的该第一上升沿一第一预定时间，该第一开关控制信号的一第二上升沿是领先该第四开关控制信号的该第二上升沿一第二预定时间，或者
(3)该第一开关控制信号的该第一上升沿是领先于该第四开关控制信号的该第一上升沿一第一预定时间，而该第一开关控制信号的该第二上升沿是落后该第四开关控制信号的该第二上升沿一第二预定时间；以及
(iv)该控制电路改变该开关周期、该第一预定时间和该第二预定时间。
2.如权利要求1所述的功率转换器，其中该电压源包含一可变电压源，该可变电压源被一控制单元或一外部信号所控制。
3.如权利要求1所述的功率转换器，其中该电压源包含一第一固定电压源及一第二固定电压源。
4.如权利要求1所述的功率转换器，其中，该控制电路是以一对称调制方式进行操作，其中，该对称调制方式中，该第一开关装置及该第二开关装置的控制信号为互补，该第三开关装置及该第四开关装置的控制信号为互补，其中该第一开关装置及该第三开关装置的开关控制信号为同相信号且具有50％的占空比。
5.如权利要求1所述的功率转换器，其中，该控制电路以一非对称调制方式进行操作，该非对称调制方式中，该第一开关装置及该第二开关装置的控制信号为互补，该第三开关装置及该第四开关装置的控制信号为互补，其中该第一开关装置及该第四开关装置的开关控制信号是在一相同开关频率下以25％的占空比进行工作，且彼此相位是差180度。
6.如权利要求1所述的功率转换器，其中所选择的该调制方式是由一输入电压、一负载电压及一负载电流中的一个或多个所决定。
7.如权利要求1所述的功率转换器，其中该控制电路是经由一外部管理控制器所指示以选择该调制方式。
8.如权利要求1所述的功率转换器，还包括一第一输入电容及一第二输入电容，其中，该第一开关装置、该第二开关装置、该第三开关装置及该第四开关装置是相互串联，该第一输入电容是连接于该第一开关装置及该第二开关装置的两端，该第二输入电容是连接于该第三开关装置及该第四开关装置的两端，当该第一输入电容的电压大于该第二输入电容的电压时，该第一开关装置及该第二开关装置的开关控制信号皆延迟一第一时间，且该第三开关装置及该第四开关装置的开关控制信号皆提前该第一时间，当该第二输入电容的电压大于该第一输入电容的电压时，该第一开关装置及该第二开关装置的开关控制信号皆提前一第二时间，且该第三开关装置和该第四开关装置的开关控制信号亦皆延迟该第二时间。
9.如权利要求1所述的功率转换器，其中该控制电路是根据一可变频率调制控制及/或固定频率调制控制操作该功率转换器。
10.如权利要求1所述的功率转换器，其中该功率转换器包含一LLC谐振转换器。
11.如权利要求1所述的功率转换器，其中，该谐振电路包括一谐振电感、一励磁电感及一谐振电容，该谐振电感、该励磁电感及该谐振电容串联连接，其中该变压器的该第一绕组与该励磁电感并联连接，该励磁电感连接于一第三电性节点和一第四电性节点的两端。
12.如权利要求1所述的功率转换器，其中，该第一电性节点位于相互串联的该第一开关装置及该第二开关装置之间的公共端，该第二电性节点位于相互串联的该第三开关装置及该第四开关装置之间的公共端。
13.如权利要求1所述的功率转换器，其中，该次级侧电路还包括一整流级，该整流级连接至该变压器的该第二绕组及该滤波电容。
14.如权利要求13所述的功率转换器，其中，该整流级包括多个同步整流器或二极管，且所述多个同步整流器或二极管以全桥配置或半桥配置连接。
15.如权利要求1所述的功率转换器，其中，该控制电路利用频移、相移、占空比移位中的一个或多个组合使该控制电路转换该调制方式。
16.如权利要求1所述的功率转换器，其中：(1)当该第一开关装置和该第四开关装置均不导通时，该第一电性节点和该第二电性节点上的电压为一第一电压准位；(2)当该第一开关装置和该第四开关装置中的一个处于导通状态时，该第一电性节点和该第二电性节点两端的电压变为一第二电压准位；以及(3)当该第一开关装置及该第四开关装置都导通时，该第一电性节点和该第二电性节点两端的电压达到一第三电压准位，其中该第一电压准位为接地，该第二电压准位为该输入信号的一半，该第三电压准位为该输入信号。
17.如权利要求1所述的功率转换器，其中，该控制电路依据不同于该第一调制方式的一第二调制方式产生该第一开关装置的该第一开关控制信号、该第二开关装置的该第二开关控制信号、该第三开关装置的该第三开关控制信号和该第四开关装置的该第四开关控制信号，该第二调制方式作为对称调制方式进行操作，该第一调制方式和该第二调制方式中的其中一个包括变频调制，该第一调制方式和该第二调制方式中的其中一个包括固定频率调制控制，该控制电路通过在一第一时间区间内在该第一调制方式操作该功率转换器并在一第二时间区间内在该第二调制方式下操作该功率转换器来改变该功率转换器的增益。
18.如权利要求1所述的功率转换器，其中，该第一预定时间和该第二预定时间相等。
19.如权利要求1所述的功率转换器，其中，每一开关装置在每一开关周期中导通50％的时间，该控制电路通过增加该第一预定时间以降低该输出电压及一输出功率中的至少一个。
20.如权利要求1所述的功率转换器，其中，每一开关装置在每一开关周期中导通50％的时间，该控制电路通过降低该第一预定时间以增加该输出电压及一输出功率中的至少一个。
21.如权利要求1所述的功率转换器，其中，该第一开关装置、第二开关装置、第三开关装置和第四开关装置在零电压开关条件下进行导通。
22.如权利要求1所述的功率转换器，其中，每经过该谐振电路的一谐振频率的一个周期，该控制电路变更该开关周期。
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