WO2019138554A1 - 電圧不平衡判定方法、および電力変換装置 - Google Patents

電圧不平衡判定方法、および電力変換装置 Download PDF

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和茂 堀田
啓輔 田邉
祐介 荒尾
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株式会社日立産機システム
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    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Definitions

  • the present invention relates to a technology for determining unbalance of alternating current power supply, and more particularly to a technology for determining unbalance of alternating current power supply using a power conversion device that rectifies and smoothes three-phase alternating current voltage.
  • Patent document 1 performs an FFT operation on a DC voltage after rectification and smoothing in a power conversion device provided with a rectification circuit and a smoothing capacitor, and inputs from level increase and decrease of twice and six times components of the obtained power supply frequency. Techniques for detecting phase loss have been described.
  • Patent Document 1 only determines the input phase loss in which any one phase of the three-phase input is missing, and does not consider whether the three-phase voltage is in an unbalanced state. As described above, even if the phase is not lost, the device may be broken depending on the degree of voltage unbalance. In the prior art of Patent Document 1, there is a possibility that a voltage unbalance state which does not lead to such a phase loss can not be detected correctly.
  • An object of the present invention is to provide a method of determining whether or not each phase voltage of a three-phase input power supply is unbalanced, and a power converter using the same.
  • a preferred embodiment of the present invention includes a forward converter for rectifying a voltage of a three-phase AC power supply, a smoothing capacitor for smoothing the rectified voltage, a detection unit for detecting the smoothed voltage, and a control unit.
  • the voltage imbalance determination method in a power conversion device wherein the control unit generates data indicating a frequency component based on the detected voltage, and among the data indicating the frequency component, a magnitude of a component four times the power supply frequency. It is a voltage unbalance determination method which compares the magnitude
  • a forward converter which rectifies a voltage from a three-phase AC power supply, a smoothing capacitor which smoothes the rectified voltage, and a voltage detection unit which detects a voltage of the smoothing capacitor
  • a calculation unit connected to the voltage detection unit, the calculation unit acquires time series data of the voltage detected by the voltage detection unit, and data indicating a frequency component based on the acquired time series data
  • the power conversion apparatus determines the voltage unbalance of the three-phase alternating current power supply based on the comparison by generating the four-fold component and the six-fold component of the power frequency component among the data indicating the frequency component. It is.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a power conversion device in Embodiment 1.
  • FIG. 7 is a flowchart showing an example of voltage unbalance determination in the first embodiment.
  • FIG. 7 is a flowchart showing another example of voltage unbalance determination in the first embodiment.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a schematic configuration of a power conversion device in a second embodiment.
  • FIG. 1 shows a block diagram of the power conversion device 1 in the first embodiment.
  • the power conversion device 1 converts power of a predetermined frequency from the three-phase AC power supply 2 into three-phase AC power of a variable frequency, and supplies the load device 3 (a so-called motor including an induction motor and a synchronous motor).
  • the power conversion device 1 includes a forward converter 4 (also referred to as a converter or a rectifier circuit), a smoothing capacitor 5 and an inverse converter 6 (inverter).
  • the forward converter 4 is composed of a plurality of diodes (six in FIG. 1), and converts AC power of the three-phase AC power supply 2 into DC power.
  • the smoothing capacitor 5 is provided in the DC intermediate circuit of the forward converter 4 and the reverse converter 6, and plays a role of smoothing the DC voltage rectified by the forward converter 4.
  • the reverse converter 6 is composed of switching elements (three in the first embodiment, six in total in the first embodiment) arranged corresponding to a plurality of phases, for example, an element such as an IGBT.
  • the power conversion device 1 is provided with a drive circuit 9 for driving the switching elements constituting the inverter 6 in order to supply power to the load device 3.
  • the inverse converter 6 has a function of converting the smoothed voltage into alternating voltage having different frequencies.
  • the control circuit 8 (also referred to as a control unit) functions to control the entire power conversion device 1.
  • the control circuit 8 includes, for example, an arithmetic unit 10 (may be referred to as an arithmetic unit) such as a microcomputer, a storage unit 11 and the like.
  • the control circuit 8 is connected to the drive circuit 9 and reversely converted via the arithmetic device 10 and the drive circuit 9 based on an instruction (for example, voltage, frequency, etc.) regarding the output to the load device 3 given from the outside. Control the switching elements of the
  • a voltage detection circuit 7 for detecting a DC voltage at both ends of the smoothing capacitor 5 is connected to the control circuit 8.
  • the arithmetic device 10 takes in the voltage detected by the voltage detection circuit 7 as a voltage detection value via an A / D converter or the like that constitutes the control circuit 8.
  • the detected value taken into the arithmetic unit 10 is, for example, used for internal arithmetic, or stored in the storage unit 11 as a record when an abnormality occurs.
  • the host device 12 (for example, an operation panel or the like) is disposed outside the power conversion device 1 and connected to the power conversion device 1.
  • the host device 12 controls the operation by providing various control data settings and commands to the power conversion device 1 and controls the internal information from the power conversion device 1 (for example, detected values such as operation / stop status and DC voltage) Receive).
  • the received data is held, for example, as time-series data of the operating condition, and it is useful for monitoring of the power conversion device 1 such as analysis of operating conditions, signs of change, and the like.
  • the host device 12 is not limited to the operation panel, and may be, for example, a programmable logic controller via a network or a communication device.
  • the reverse converter 6 and the load device 3 have three-phase outputs
  • the present invention is not limited to this.
  • a single-phase output induction motor or a load device 3 other than an induction motor such as a resistive load may be used, and any device that consumes power can be applied.
  • FIGS. 2A and 2B operate the input voltage corresponding to the three-phase AC power supply 2 in FIG. 1 by simulation, and the DC voltage waveform corresponding to the smoothing capacitor 5 of FIG. 1 in the voltage equilibrium state or unbalanced state and its DC voltage waveform
  • the result of the amplitude spectrum obtained by Fourier-transforming is shown.
  • the upper one shows DC voltage waveform (the vertical axis is the DC voltage and the horizontal axis is the horizontal axis The relative relationship of time) and the lower part of the graph show the amplitude spectrum (the vertical axis is the amplitude spectrum and the horizontal axis is the relative frequency).
  • FIG. 2A (a) shows a three-phase equilibrium state in which the voltages of the three phases are 200 V, 200 V, and 200 V, respectively.
  • FIG. 2A (b) shows the case of a voltage unbalance state in which the voltages of the three phases are 200 V, 200 V, and 195 V, respectively.
  • FIG. 2B (a) shows a voltage unbalance state consisting of 200V, 200V, and 185V.
  • FIG. 2B (b) shows the result of phase loss which is single phase 200V.
  • the power supply frequency of the three-phase AC power supply is 50 Hz.
  • the power supply frequency is described as f.
  • an amplitude spectrum obtained by Fourier transform is used in the description, the present invention is not limited to this.
  • a power spectrum whose vertical axis corresponds to power may be used. It is sufficient that the relative magnitudes of the magnitudes of the frequency components can be compared.
  • the above-mentioned three frequency components are compared and presented to the upper device 12 as an indicator of voltage unbalance such as unbalance level, for example, early It is also possible to promote preventive maintenance at a stage. Further, the magnitude of each frequency component fluctuates according to the magnitude of the output voltage of the three-phase AC power supply. Therefore, for example, if it is determined as unbalanced if the 2f component exceeds a certain level, there is a problem that the level can not be uniquely determined in order to determine unbalance accurately in a wide output voltage range. However, such problems can be avoided by comparing the magnitudes of a plurality of frequency components.
  • Arithmetic unit 10 acquires the DC voltage of smoothing capacitor 5 obtained via voltage detection circuit 7 of FIG. 1 at a constant cycle, and holds it as N time-series data (step 100).
  • the arithmetic unit 10 Fourier-transforms the N time-series data to generate data indicating frequency components such as an amplitude spectrum (step 102).
  • the detection period of DC voltage and the number N of data affect the frequency resolution of Fourier transform, it is sufficient if at least a resolution less than twice the power supply frequency can be realized in the range where the 2f, 4f and 6f spectra can be separated.
  • the arithmetic unit 10 compares the magnitudes of the four and six times (4f, 6f) components of the power supply frequency (step 106). As a result of comparison, when the magnitude of the 4f component is larger than the 6f component (YES in step 106), it is determined as unbalanced and the process moves to step 108. When the magnitude of the 4f component is not larger than the 6f component (No in step 106), it is determined to be balanced, and the process proceeds to step 110.
  • the comparison in step 106 is not limited to the simple comparison described above.
  • an arbitrary correction term may be provided, this may be subjected to correction such as addition or multiplication to the component size of 4f (or 6f), and the sizes of the 4f component and the 6f component after correction may be compared ( When the adjustment term is 1, it is the same as the above-described simple comparison of magnitudes). This has the advantage that the level of imbalance determination can be adjusted depending on the situation.
  • the processing unit 10 executes a process performed at the time of imbalance (step 108) and a process performed at the time of equilibrium (step 110).
  • the drive circuit 9 is controlled to stop the switching of the inverter 6 in order to shut off the output or give a warning, or the warning information is transmitted to the host device 12 .
  • the arithmetic unit 10 may further compare the 2f component and the 6f component. In that case, since the magnitude relationship between the three components including the 4f component is determined, it is also possible to determine an indicator of voltage imbalance such as the level of imbalance determination.
  • the host device 12 may be notified of the equilibrium state or the comparison result of step 106 may be stored in the storage device 11 along with the time.
  • the final result is obtained when, for example, the arithmetic device 10 executes the flow of FIG. 3 three times without obtaining the flow of FIG. 3 by only one execution. It is also possible to make a determination of balance / unbalance as The accuracy of the determination can be increased by combining the execution results of multiple times. Thus, by comparing the specific frequency components (4f and 6f) relative to each other, the unbalance state of the power supply voltage can be determined.
  • FIG. 4 the flowchart of FIG. 4 will be described. This is because when the power consumed by the load device 3 shown in FIG. 1 is small and the ripple of the DC voltage of the smoothing capacitor 5 does not appear notably, that is, the spectrum obtained by the Fourier transform is small and The determination is made with high accuracy when it is buried.
  • the same reference numerals are given to the same processes in FIG. 3 and FIG. 4. Here, the description of the same processing is omitted, and only the steps having a change with respect to FIG. 3 will be described below.
  • the arithmetic unit 10 extracts the 4f component to be compared and the 6f component from the data indicating the frequency component obtained in the previous step, and divides the 4f component by the 0f component as the direct current component to perform normalization (step 103). In order to determine whether the 4f component or the 6f component is at a level that can be used to determine an imbalance, a distinguishable level is provided in advance. The arithmetic unit 10 determines whether any of the standardized 4f component and 6f component is at or above the discriminable level (step 104). If the 4f component and the 6f component are above the discriminable level (YES in step 104), it is determined that the process can be performed, and the process moves to step 106.
  • step 104 If the 4f component and the 6f component are less than the discriminable level (No in step 104), it is determined as undeterminable and the process moves to step 112. If it is determined that the determination is possible, the process proceeds to step 106, and instead of comparing the magnitudes of 4 times and 6 times (4f, 6f) of the power supply frequency as described in FIG. The sizes of the 6f components may be compared to determine whether they are balanced or unbalanced.
  • the discriminable level in step 103 may be adjusted depending on the situation, for example, to 1 ⁇ 5 of this level.
  • Step 112 is a process which can not be determined, and various processes as described in step 108 can be considered. Further, the determination accuracy may be improved by integrating the results obtained by executing the flow shown in FIG. 4 a plurality of times.
  • step 103 and step 104 By performing the processing of step 103 and step 104, for example, when the 4f component or the 6f component is affected by the noise, it is possible to eliminate the erroneous determination. In addition, even when power consumption is small, accurate determination of imbalance can be made.
  • Example 2 The block diagram of the power converter device 1 which becomes Example 2 in FIG. 5 is shown.
  • This embodiment is a method of determining the voltage unbalance of the input power supply even when the power conversion device 1 is stopped, that is, even when the power is not consumed on the load device 3 side.
  • FIG. 5 Compared with FIG. 1 of the first embodiment, in FIG. 5, a configuration in which the resistive load 13 and the switch 14 are connected in series and a switch drive circuit 15 for driving the switch 14 are added.
  • the other components are the same as those in FIG. 1 and the same reference numerals are given. Since these are the same as the first embodiment, the description will be omitted.
  • the resistive load 13 and the switch 14 connected in series are connected in parallel to the smoothing capacitor 5, and a switch drive circuit 15 for turning the switch 14 on and off is connected to the switch 14.
  • the switch drive circuit 15 is connected to the control circuit 8, and the control circuit 8 controls the on / off of the switch 14 via the switch drive circuit 15.
  • the second embodiment is not limited to this, and any configuration that can actively consume the power stored in the smoothing capacitor is applicable.
  • the switch 14 When the switch 14 is turned on in the configuration of FIG. 5, the DC voltage across the smoothing capacitor 5 is applied to the resistive load 13 during the on period, and the resistive load 13 is supplied with electric power by discharging the smoothing capacitor. At this time, the power supplied to the resistive load 13 is consumed as heat.
  • the power conversion device 1 it is assumed that the power conversion device 1 is stopped, and power conversion of power running and regeneration with the load device 3 via the reverse converter 6 is not performed. Further, regardless of the operation / stop of the power conversion device 1, the switch 14 can be driven independently of this.
  • the state in which power is consumed by the resistive load 13 is essentially the state in which power is consumed by the load device 3 of the first embodiment in the sense that power is supplied from the input power supply.
  • a ripple corresponding to the power supply frequency is generated in the DC voltage. Therefore, also in the Fourier spectrum obtained in the second embodiment, as described in the first embodiment, the tendency to appear under the influence of power supply unbalance (the change in the magnitude relationship between the 2f component, the 4f component, and the 6f component appears) is the same.
  • the voltage unbalance can be determined in the same manner as the flowcharts of FIGS. 4 and 5.
  • the voltage unbalance can be determined even when the power conversion device 1 is stopped, that is, even when the power is not supplied to the load device 3.
  • it is not limited to the Example mentioned above, Various modifications are included.
  • SYMBOLS 1 Power converter, 2 ... Three-phase alternating current power supply, 3 ... Load apparatus, 4 ... Forward converter, 5 ... Smoothing capacitor, 6 ... Reverse converter, 7 ... Voltage detection circuit, 8 ... Control circuit, 9 ... Drive circuit , 10: Arithmetic device, 12: Upper device, 13: Resistive load, 15: Switch drive circuit

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Abstract

三相交流電源の電圧を整流する順変換器と、整流された電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑された電圧を検出する検出部と、制御部とを有する電力変換装置における電圧不平衡判定方法であって、制御部は、検出した電圧に基づいて周波数成分を示すデータを生成し、周波数成分を示すデータのうち電源周波数の４倍成分の大きさと６倍成分の大きさを比較し、比較に基づいて、三相交流電源の電圧不平衡を判定する。

Description

電圧不平衡判定方法、および電力変換装置
　本発明は、交流電源の不平衡を判定する技術に係り、特に、三相交流電圧を整流し、平滑する電力変換装置を用いた交流電源の不平衡を判定する技術に関する。
　商用電源においては、電源設備の環境や電力使用状況の変化等の影響により、三相の各相の電圧が正確に平衡していることはまれで、その不平衡の大小具合も逐次変化する場合が多い。極端な電圧不平衡が接続機器に与える影響として、例えば、汎用インバータのような整流回路（順変換器）と平滑コンデンサを備えた電力変換装置においては、整流回路の一部に過大な電流が流入して破損に至ったり、平滑コンデンサの劣化を早めたりすることが知られている。
　このような背景より、装置の保護といった電気保安の確保のため、入力電源の不平衡状態を察知することは重要である。また、電気使用合理化対策として電気の質を監視する点でも意味がある。
　不平衡の最たる例として、三相入力のいずれか一相が欠ける入力欠相状態がある。特許文献１は、整流回路と平滑コンデンサを備えた電力変換装置において、整流・平滑後の直流電圧にＦＦＴ演算を実施し、得られた電源周波数の２倍成分と６倍成分のレベル増減から入力欠相を検出する技術が記載されている。
特開平10-62470号公報
　特許文献１に記載された技術では、三相入力のいずれか一相が欠ける入力欠相の判定を行うのみで、三相電圧が不平衡状態にあるかまでは考慮していない。前述したように、欠相に至らずとも、電圧不平衡の度合いによっては装置の破損に至ることがある。特許文献１の従来技術ではこのような欠相には至らない電圧不平衡状態を、正しく検出できない可能性がある。
　本発明の目的は、三相入力電源の各相電圧が不平衡かどうかを判定する方法、およびそれを利用した電力変換装置を提供することを目的とする。
　本発明の好ましい一例は、三相交流電源の電圧を整流する順変換器と、前記整流された電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑された電圧を検出する検出部と、制御部とを有する電力変換装置における電圧不平衡判定方法であって、前記制御部は、前記検出した電圧に基づいて周波数成分を示すデータを生成し、前記周波数成分を示すデータのうち電源周波数の４倍成分の大きさと６倍成分の大きさを比較し、前記比較に基づいて、前記三相交流電源の電圧不平衡を判定する電圧不平衡判定方法である。
　また、本発明の好ましい他の例は、三相交流電源からの電圧を整流する順変換器と、前記整流された電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの電圧を検出する電圧検出部と、前記電圧検出部と接続する演算部とを有し、前記演算部は、前記電圧検出部で検出した電圧の時系列データを取得し、取得した前記時系列データに基づいて周波数成分を示すデータを生成し、前記周波数成分を示すデータのうち電源周波数の４倍成分と６倍成分の大きさを比較し、前記比較に基づいて、前記三相交流電源の電圧不平衡を判定する電力変換装置である。
　本発明によれば、三相入力電源の各相電圧が不平衡であるかどうかを判定することができる。
実施例１における電力変換装置の概略構成を示すブロック図。 三相入力電圧の平衡、不平衡の各状態における電圧波形とフーリエスペクトルのシミュレーション結果を示す図。 三相入力電圧の不平衡、欠相の各状態における電圧波形とフーリエスペクトルのシミュレーション結果を示す図。 実施例１における、電圧不平衡判定の一例を示すフローチャートを示す図。 実施例１における、電圧不平衡判定の他の一例を示すフローチャートを示す図。 実施例２における電力変換装置の概略構成を示すブロック図。
　以下に、図面を用いて、実施例を詳細に説明する。
　図１は、実施例１における電力変換装置１のブロック図を示す。電力変換装置１は、三相交流電源２から所定の周波数の電力を可変の周波数の三相交流電力に変換し、負荷装置３（所謂モータである誘導電動機や同期電動機を含む。）へ供給する。電力変換装置１は、順変換器４（コンバータ、もしくは整流回路ともいう）、平滑コンデンサ５、逆変換器６（インバータ）を備える。順変換器４は、複数のダイオード（図１では６個）で構成されており、三相交流電源２の交流電力を直流電力に変換する。
　平滑コンデンサ５は、順変換器４と逆変換器６の直流中間回路に設けられ、順変換器４が整流した後の直流電圧を平滑にする役割を担う。逆変換器６は、複数の相に対応して２個ずつ配置されたスイッチング素子（実施例１においては３相で総計６個）、例えば、ＩＧＢＴのような素子から構成される。さらに、電力変換装置１には、負荷装置３へ電力を供給するために、逆変換器６を構成するスイッチング素子を駆動するためのドライブ回路９が設けられている。逆変換器６は、平滑にした電圧を、周波数の異なる交流電圧に変換する機能を有する。
　制御回路８（制御部といってもよい）は、電力変換装置１の全体の制御を司る働きをする。制御回路８は、例えば、マイコンのような演算装置１０（演算部といってもよい）や記憶装置１１等で構成される。制御回路８は、ドライブ回路９と接続されており、外部から与えられた負荷装置３への出力に関する指令（例えば電圧や周波数など）をもとに演算装置１０、ドライブ回路９を介して逆変換器６のスイッチング素子を制御する。
　また、制御回路８には、平滑コンデンサ５の両端の直流電圧を検出する電圧検出回路７が接続される。電圧検出回路７で検出された電圧を、例えば、制御回路８を構成するＡ／Ｄ変換器等を介して、電圧検出値として演算装置１０が取り込む。演算装置１０に取り込まれた検出値は、例えば、内部演算に利用されたり、異常発生時の記録として記憶装置１１に保存されたりする。
　上位装置１２（例えば操作パネルなど）は、電力変換装置１の外部に配置し、電力変換装置１と接続される。上位装置１２は、電力変換装置１に対して各種制御データの設定や指令を与えて動作の制御を行い、電力変換装置１から内部情報（例えば、運転・停止状態や、直流電圧などの検出値）を受け取る。受け取ったデータは、例えば、運転状況の時系列データとして保持し、動作状況、異変の兆候の解析など、電力変換装置１の監視する上で役立つ。なお、上位装置１２に関しては、操作パネルに限られることなく、例えば、ネットワークを介したプログラマブルロジックコントローラや、通信装置であってもよい。
　なお、実施例１においては、逆変換器６、負荷装置３を３相の出力としているが、これに限られることはない。例えば、単相出力の誘導電動機や、抵抗負荷のような誘導電動機以外の負荷装置３でもよく、電力を消費する装置であれば適用が可能である。
　続いて、実施例における入力電源の電圧不平衡の判定方法について、図２Ａおよび図２Ｂを用いて説明する。図２Ａおよび図２Ｂは、図１における三相交流電源２に相当する入力電圧をシミュレーションによって操作し、電圧平衡状態または不平衡状態における図１の平滑コンデンサ５にあたる直流電圧波形と、その直流電圧波形をフーリエ変換して得られた振幅スペクトルの結果を示す。ここで、図２Ａ（ａ）、図２Ａ（ｂ）、図２Ｂ（ａ）、図２Ｂ（ｂ）のそれぞれにおいて、上の方の図が、直流電圧波形（縦軸が直流電圧で横軸が時間の相対関係）、下の方の図が、振幅スペクトル（縦軸が振幅スペクトルで、横軸が周波数の相対関係）を示す。
　本シミュレーションでは、三相交流電源の基本となる電圧は２００Ｖとした。図２Ａ（ａ）には、三相各相の電圧がそれぞれ２００Ｖ、２００Ｖ、２００Ｖからなる三相平衡状態を示す。図２Ａ（ｂ）には、三相各相の電圧がそれぞれ２００Ｖ、２００Ｖ、１９５Ｖからなる電圧不平衡状態の場合を示す。図２Ｂ（ａ）には、２００Ｖ、２００Ｖ、１８５Ｖからなる電圧不平衡状態を示す。図２Ｂ（ｂ）は、単相２００Ｖである欠相の結果を示す。また、三相交流電源の電源周波数は５０Ｈｚとしている。（以降、電源周波数をｆと表記する。）
　なお、説明においてはフーリエ変換で得られる振幅スペクトルを使用しているが、これに限られることはない。例えば、縦軸がパワーに対応するパワースペクトルなどを使ってもよい。周波数成分の大きさの相対的な強度が比較できるものであればよい。
　図２Ａ（ａ）に示すように、三相の入力電圧が平衡している場合には、直流電圧波形にｆの６倍のリップル成分が現れる。それを裏付けるように振幅スペクトルにもｆの６倍（６ｆ成分）の周波数成分に、振幅のピークが確認できる。これは、図１の順変換器４で三相全波整流されたことで平滑コンデンサ５の両端に、三相交流電圧のプラスとマイナスのピークに相当するリップル電圧が印加されることで、電源周期毎に６回の充放電が行われていることを意味する。
　これに対して、例えば、図２Ａ（ｂ）のように電源電圧が不平衡になると、図２Ａ（ａ）で見られた直流電圧のリップルの波形が崩れ始める。それを反映するように振幅スペクトルには、平衡時に存在した６ｆ成分の振幅のピークに加えて２倍、４倍（２ｆ、４ｆ）の成分に、振幅のピークが現れ始める。
　この２ｆ成分や、４ｆ成分の成長はさらに電源の不平衡具合が大きくなると顕著になる。不平衡の程度が小さい図２Ａ（ｂ）では、振幅スペクトルの大小関係が「４ｆ成分＜２ｆ成分＜６ｆ成分」だった。一方、不平衡の程度が大きくなった図２Ｂ（ａ）では「６ｆ成分＜４ｆ成分＜２ｆ成分」となる。つまり、図２Ａ（ｂ）と図２Ｂ（ａ）の両者を比べると、４ｆ成分の大きさが、６ｆ成分の大きさと逆転していることが分かる。
　図２Ｂ（ｂ）の欠相状態に至っては、６ｆ成分の大きさが減少し、「６ｆ成分＜４ｆ成分＜２ｆ成分」という大小関係がはっきりと見て取れる。このように平衡状態から不平衡状態を経て欠相に至るまで、「４ｆ成分＜２ｆ成分＜６ｆ成分」、「４ｆ成分＜６ｆ成分＜２ｆ」、「６ｆ成分＜４ｆ成分＜２ｆ成分」という順で、周波数成分の大きさの大小関係が遷移することが分かる。
　この中で、不平衡状態として有意な違いが現れるのは４ｆと６ｆの成分の大きさが、逆転し始めるところであり、この近辺においては直流電圧波形のリップルに変化が現れる。例えば、図２Ｂ（ａ）の直流電圧波形は、平衡時には、電源の１周期（1/f）に６個のピークがあったものが４個のピーク波形に変わっている。図２Ｂ（ｂ）の欠相状態に至っては、２個のピーク波形になっている。これは、電圧降下した一相（図２Ｂ（ｂ）における欠相の場合では二相）が、平滑コンデンサの充電に寄与せず、平滑コンデンサの放電で電力を供給している状態である。
　つまり、図１に示した順変換器４の特定のダイオードに電流が流れていないことを意味する。この状態では、本来、平滑コンデンサに充電する区間に放電した分の電力を、電流が流れない相とは別の相を介した充電により補うため、特定のダイオードに負荷が集中してしまう。
　このように、４ｆ成分が６ｆ成分を超える近辺においては、ダイオードの負荷集中が発生するレベルの電圧不平衡に至っている可能性が高い。したがって、直流電圧の周波数成分４ｆと６ｆの大きさの大小関係を比較、例えば「６ｆ成分＜４ｆ成分」というような判定条件をもって許容できないレベルの電圧不平衡状態と見なすのは、電力変換装置１の保護という観点から妥当かつ、実用的な判断と言える。図２Ａ（ｂ）の状態は、理論的には電圧不平衡状態ではあるが、許容できる電圧不平衡である。２ｆ成分と６ｆ成分の大きさだけで判断すると、図２Ａ（ｂ）の状態を不平衡であるとして検出してしまう可能性が高い。
　また、前述したように不平衡の具合が大きくなるにつれて「４ｆ成分＜２ｆ成分＜６ｆ成分」、「４ｆ成分＜６ｆ成分＜２ｆ成分」、「６ｆ成分＜４ｆ成分＜２ｆ成分」と段階的に大小関係が遷移する。そのため、６ｆ成分と４ｆ成分の比較に２ｆ成分との関係性も加えることで、このような不平衡の段階のうち、どの不平衡の段階に至っているかを判定することができる。例えば、図２Ａ（ｂ）の状態より不平衡の状態が進んで、図２Ｂ（ａ）にいたる前の電圧不平衡の状態では、許容できる不平衡の状態ではある。しかし、不平衡の傾向を早めに知りたい場合などでは、上記した３つの周波数成分を比較することで、不平衡レベルというような電圧不平衡の指標として、上位装置１２に提示し、例えば、早い段階で予防保全を促すようなことも可能となる。また、各周波数成分の大きさは、三相交流電源の出力電圧の大小に合わせて上下する。そのため、例えば、２ｆ成分があるレベルを超えたら不平衡と判断すると、広い出力電圧範囲で精度良く不平衡を判定するにはレベルを一意に定めることができない問題がある。しかし、複数の周波数成分の大きさを比較することで、このような問題を回避できる。
　続いて、前述した電圧不平衡の判定方法に基づき、実際の判定を、図３、図４のフローチャートを用いて説明する。なお、以下に述べる処理は、図１の演算装置１０を構成するマイコンによって実行される。最初に、図３のフローチャートについて説明する。演算装置１０は、図１の電圧検出回路７を介して得られる平滑コンデンサ５の直流電圧を一定周期で取得し、Ｎ個の時系列データとして保持する（ステップ１００）。
　次に、演算装置１０は、Ｎ個の時系列データをフーリエ変換し、振幅スペクトルのような周波数成分を示すデータを生成する（ステップ１０２）。なお、直流電圧の検出周期やデータ個数Ｎはフーリエ変換の周波数分解能に影響を及ぼすが、２ｆ、４ｆ、６ｆのスペクトルが分離できる範囲、少なくとも電源周波数の２倍未満の分解能が実現できればよい。
　そして、演算装置１０は、電源周波数の４倍、６倍（４ｆ、６ｆ）成分の大きさを比較する（ステップ１０６）。比較した結果、４ｆ成分の大きさが６ｆ成分よりも大きい場合（ステップ１０６でYES）は、不平衡と判定してステップ１０８へ移る。４ｆ成分の大きさが６ｆ成分よりも大きくない場合（ステップ１０６でNo）には、平衡と判定しステップ１１０へ移る。ステップ１０６における比較は、前記した単純な大小比較に限られることはない。例えば、任意の補正項を設けてこれを４ｆ（または６ｆ）の成分の大きさに加算や乗算などの補正を行い、補正後の４ｆ成分と６ｆ成分の大きさの比較を行ってもよい（なお、調整項が１の場合は、前記した単純な大小比較と同様となる）。これは状況によって、不平衡判定のレベルを調整できる利点がある。
　さらに、演算装置１０が、不平衡時に行う処理（ステップ１０８）と、平衡時に行う処理（ステップ１１０）を実行する。例えば、ステップ１０８では、出力を遮断したり、警告を出したりするために、逆変換器６のスイッチングを停止するようにドライブ回路９を制御したり、上位装置１２に対して警告情報を伝達する。また、ステップ１０６の中で、演算装置１０が、さらに２ｆ成分と６ｆ成分を比較することようにしてもよい。その場合は、４ｆ成分を含めた３成分の大小関係が確定するので、不平衡判定のレベルのような電圧不平衡の指標を決めることもできる。平衡時に行うステップ１１０の処理の一例としては、平衡状態であることを上位装置１２に対して通知をする、もしくはステップ１０６の比較結果を時刻とともに、記憶装置１１に記憶するようにしてもよい。
　また、図３のフローを、一回の実行だけで決定せずに、例えば、図３のフローを、演算装置１０が、３回実行して、すべて同じ結果が得られた場合に、最終結果として平衡・不平衡の判定を下すようにしてもよい。複数回の実行結果を総合することで、判定の精度を上げることができる。このように特定の周波数成分（４ｆと６ｆ）の相対的な比較をすることにより、電源電圧の不平衡状態を判定することができる。
　次に、図４のフローチャートについて説明する。これは、図１に示した負荷装置３にて消費する電力が小さく、平滑コンデンサ５の直流電圧のリップルが顕著に現れない場合、つまり、フーリエ変換で得られたスペクトルが小さく、周囲のレベルに埋もれてしまうような場合に精度よく判定を行うようにしたものである。なお、図３と図４とで同一の処理に対しては同じ参照符号を付している。ここでは同一処理に関しては説明を省略し、図３に対して変更があるステップのみについて、以下に説明する。
　演算装置１０が、前ステップで得られた周波数成分を示すデータから、比較対象となる４ｆ成分と、６ｆ成分を抽出し、直流成分である０ｆ成分で除算し規格化する（ステップ１０３）。４ｆ成分や、６ｆ成分が、不平衡の判別に使用できるレベルにあるかどうかを判定するため、判別可能レベルを予め設けておく。演算装置１０が、規格化済みの４ｆ成分や、６ｆ成分のいずれかが、判別可能レベル以上にあるかどうかを判定する（ステップ１０４）。４ｆ成分と、６ｆ成分とが、判別可能レベル以上にある場合（ステップ１０４でYES）は、判定可能としてステップ１０６へ移る。４ｆ成分と、６ｆ成分とが、判別可能レベル未満の場合（ステップ１０４でNo）は、判定不能としてステップ１１２へ移る。判定可能としてステップ１０６に移行した場合、図３で説明したように、電源周波数の４倍、６倍（４ｆ、６ｆ）の大きさを比較することに代わり、規格化済みの４ｆ成分の大きさと、６ｆ成分の大きさを比較することで、平衡であるか不平衡であるかを判定するようにしてもよい。
　０ｆ成分で規格化することで直流成分に対する変動割合が得られる。そのため、三相電源電圧の全体の電圧レベルが上下しても、直流電圧波形に有意なレベルのスペクトルが得られる程度のリップルが発生しているかの判定がしやすくなる。なお、図２Ａ（ａ）の６ｆ成分を規格化する場合の一例としては、６ｆ成分／０ｆ成分＝５Ｖ／２７５Ｖ＝１．８％程度となる。ステップ１０３における判別可能レベルは、例えば、このレベルの１／５にするなど、状況によって調整できるようにするのもよい。
　なお、ステップ１１２は判定不能に行う処理で、ステップ１０８の説明したような、各種の処理が考えられる。また、図４に示したフローを複数回実行して得られた結果を、総合して判定精度を上げてもよい。ステップ１０３とステップ１０４の処理をすることにより、例えば、４ｆ成分や、６ｆ成分がノイズに影響された場合において、誤った判定をすることを排除できる。また、消費電力が小さい場合でも精度のよい不平衡の判定が可能となる。
　次に、実施例２について説明する。図５に実施例２となる電力変換装置１のブロック図を示す。本実施例は電力変換装置１が停止している場合、つまり負荷装置３側で電力が消費されないときでも入力電源の電圧不平衡を判定する方法である。
　実施例１の図１と比較して、図５では抵抗負荷１３とスイッチ１４を直列で接続した構成とスイッチ１４を駆動するスイッチ駆動回路１５が追加されている。なお、そのほかの構成に関しては図１と同一であり、同じ参照符号を付している。これらは実施例１と同じため説明を省略する。
　直列に接続された抵抗負荷１３とスイッチ１４は、平滑コンデンサ５と並列に接続されており、さらに、スイッチ１４にはスイッチ１４をオン・オフするためのスイッチ駆動回路１５が接続されている。スイッチ駆動回路１５は制御回路８と接続され、制御回路８はスイッチ駆動回路１５を介してスイッチ１４のオン・オフを制御する。
　なお、この抵抗負荷１３、スイッチ１４、スイッチ駆動回路１５の構成物の具体例として、例えば、負荷装置３からの回生電力を消費する目的で設置される制動抵抗器と回生制動ユニットが挙げられる。しかし、実施例２においてはこれに限ることなく、能動的に平滑コンデンサに蓄えられた電力を消費できる構成であれば適用可能である。
　図５の構成でスイッチ１４をオンすると、オンにしている期間、平滑コンデンサ５の両端の直流電圧が抵抗負荷１３に印加され、平滑コンデンサの放電により抵抗負荷１３に電力が供給される。このとき抵抗負荷１３に供給された電力は熱として消費される。なお、本説明においては、電力変換装置１は停止中とし、逆変換器６を介した負荷装置３との力行・回生の電力変換は行われていないものとしている。また、電力変換装置１の運転・停止に関係なく、これとは独立してスイッチ１４の駆動が可能であるものとしている。
　このように、抵抗負荷１３で電力を消費している状態は、入力電源からの電力供給がなされているという意味では、実施例１の負荷装置３で電力を消費している状態と本質的に同じであり、実施例２においても、直流電圧に電源周波数に応じたリップルが発生する。したがって、実施例２で得られるフーリエスペクトルにおいても、実施例１で説明したように、電源不平衡の影響で現れる傾向（２ｆ成分、４ｆ成分、６ｆ成分の大小関係に変化が現れる）は同じであり、図４、図５のフローチャートと同一の方法で電圧不平衡が判定できる。
　以上より、実施例２においては電力変換装置１が停止中、つまり、負荷装置３に対して電力を供給していない状態であっても、電圧不平衡の判定が可能となる。なお、前述した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。
１…電力変換装置、２…三相交流電源、３…負荷装置、４…順変換器、５…平滑コンデンサ、６…逆変換器、７…電圧検出回路、８…制御回路、９…ドライブ回路、１０…演算装置、１２…上位装置、１３…抵抗負荷、１５…スイッチ駆動回路

Claims (12)

  1. 三相交流電源の電圧を整流する順変換器と、前記整流された電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑された電圧を検出する検出部と、制御部とを有する電力変換装置における電圧不平衡判定方法であって、
    前記制御部は、
    前記検出した電圧に基づいて周波数成分を示すデータを生成し、前記周波数成分を示すデータのうち電源周波数の４倍成分の大きさと６倍成分の大きさを比較し、前記比較に基づいて、前記三相交流電源の電圧不平衡を判定することを特徴とする電圧不平衡判定方法。
  2. 請求項１に記載の電圧不平衡判定方法において、前記電源周波数の４倍成分の大きさが、前記６倍成分の大きさを超えた場合に、前記三相交流電源が電圧不平衡であると判定することを特徴とする電圧不平衡判定方法。
  3. 請求項１に記載の電圧不平衡判定方法において、前記電源周波数の４倍成分と前記６倍成分の大きさを補正し、補正後の前記電源周波数の４倍成分と前記６倍成分の大きさを前記比較することで、前記三相交流電源の電圧不平衡を判定することを特徴とする電圧不平衡判定方法。
  4. 請求項１に記載の電圧不平衡判定方法において、前記周波数成分を示すデータのうち、さらに前記電源周波数の２倍成分の大きさを含めて、３つの前記周波数成分の大きさを前記比較することで前記三相交流電源の電圧不平衡を判定することを特徴とする電圧不平衡判定方法。
  5. 請求項１に記載の電圧不平衡判定方法において、前記周波数成分を示すデータのうち、電源周波数成分で、前記電源周波数の４倍成分と前記６倍成分の大きさを規格化し、前記規格化した値が、判別可能レベル以上の場合に、前記三相交流電源の電圧不平衡を判定し、判別可能レベル未満の場合には、前記三相交流電源の電圧不平衡を判定不能とすることを特徴とする電圧不平衡判定方法。
  6. 請求項２に記載の電圧不平衡判定方法において、前記検出した前記電圧の時系列データをフーリエ変換して、前記周波数成分を示す振幅スペクトルを生成することを特徴とする電圧不平衡判定方法。
  7. 三相交流電源からの電圧を整流する順変換器と、
    前記整流された電圧を平滑する平滑コンデンサと、
    前記平滑コンデンサの電圧を検出する電圧検出部と、
    前記電圧検出部と接続する演算部とを有し、
    前記演算部は、
    前記電圧検出部で検出した電圧の時系列データを取得し、取得した前記時系列データに基づいて周波数成分を示すデータを生成し、前記周波数成分を示すデータのうち電源周波数の４倍成分と６倍成分の大きさを比較し、前記比較に基づいて、前記三相交流電源の電圧不平衡を判定することを特徴とする電力変換装置。
  8. 請求項７に記載の電力変換装置において、前記平滑コンデンサは、交流電圧に変換をする逆変換器と接続し、前記逆変換器は、負荷装置と接続することを特徴とする電力変換装置。
  9. 請求項８に記載の電力変換装置において、前記負荷装置で電力を消費しない場合に、前記平滑コンデンサに並列に、前記平滑コンデンサの電力を消費する素子を設け、前記素子での電力消費を制御する駆動部とを有することを特徴とする電力変換装置。
  10. 請求項７に記載の電力変換装置において、前記演算部は、前記時系列データをフーリエ変換することで、前記周波数成分を有する振幅スペクトルを生成することを特徴とする電力変換装置。
  11. 請求項８に記載の電力変換装置において、電圧不平衡であると判定した場合には、前記演算部は、前記逆変換器のスイッチングを停止するように、前記逆変換器のドライブ回路を制御することを特徴とする電力変換装置。
  12. 請求項７に記載の電力変換装置には、上位装置が接続されており、前記演算部が電圧不平衡であると判定した場合には、前記演算部は、前記上位装置に、警告情報を伝達することを特徴とする電力変換装置。
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