WO2018147135A1

WO2018147135A1 - 高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路及び通信装置

Info

Publication number: WO2018147135A1
Application number: PCT/JP2018/003140
Authority: WO
Inventors: 浩司野阪
Original assignee: 株式会社村田製作所
Priority date: 2017-02-07
Filing date: 2018-01-31
Publication date: 2018-08-16
Also published as: US10763825B2; US20190363698A1

Abstract

高周波フィルタ（１０）は、直列腕回路（１１）と、並列腕回路（１２）と、を備え、直列腕回路（１１）は、当該経路上に設けられた直列腕共振子（ｓ１ａ）と、直列腕共振子（ｓ１ａ）と並列接続された周波数可変回路（１１ｂ）と、を有し、周波数可変回路（１１ｂ）は、直列腕共振子（ｓ１ｂ）と、直列腕共振子（ｓ１ｂ）と直列接続されたスイッチ（ＳＷｂ）と、を有し、高周波フィルタ（１０）の通過帯域を構成する共振周波数、及び、高周波フィルタ（１０）の減衰極を構成する***振周波数の少なくとも１つを可変し、直列腕共振子（ｓ１ｂ）の共振周波数は、直列腕共振子（ｓ１ａ）の共振周波数と異なる。

Description

高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路及び通信装置

　本発明は、共振子を有する高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路及び通信装置に関する。

　従来、マルチバンド化に対応する高周波フィルタとして、周波数可変型の高周波フィルタ（チューナブルフィルタ）が提案されている。

　このような周波数可変型の高周波フィルタとしては、例えば、共振周波数が互いに異なる２つの並列腕共振子を直列接続し、これら２つの並列腕共振子の少なくとも一方にスイッチを並列接続した第１の構成が知られている（例えば、特許文献１の図１０参照）。この第１の構成は、スターデルタ変換により、並列腕共振子の接続されるノードを介して接続された２つの直列腕共振子に対して、共振子（補正共振子）とスイッチとの直列接続回路が並列に接続された第２の構成となる（例えば、特許文献１の図９Ａ参照）。

特許第５４４１０９５号公報

　上記従来の構成によれば、スイッチのオン（導通状態）及びオフ（非導通状態）の切り替えに応じて、通過帯域低域端の第１減衰極が通過帯域側に周波数可変し、通過帯域高域端の第２減衰極と通過帯域との間の新たな第３減衰極の有無を切り替えることができる。具体的には、スイッチをオンからオフに切り替えた場合に、通過帯域低域側の第１減衰極が通過帯域側（すなわち高周波数側）に周波数可変し、通過帯域高域側の第２減衰極と通過帯域との間に新たな第３減衰極が追加される。そして、上記従来の構成では、第２減衰極から第３減衰極までの周波数差が、上記第１減衰極の周波数可変幅よりも大きくなってしまうため、通過帯域低域端のロスが悪化する（挿入損失が増大する）とともに通過帯域高域側の減衰量が悪化する、または、通過帯域高域端のロスが悪化する（挿入損失が増大する）とともに通過帯域低域側の減衰量が悪化する、という問題がある。

　そこで、本発明は、通過帯域低域端のロスと通過帯域高域側の減衰量を改善する、または、通過帯域高域端のロスと通過帯域低域側の減衰量を改善する、ことを可能にする周波数可変型の高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路及び通信装置を提供することを目的とする。

　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る高周波フィルタは、第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ経路上に設けられた直列腕回路と、前記経路上のノードとグランドとに接続された並列腕回路と、を備え、前記直列腕回路は、前記経路上に設けられた第１直列腕共振子と、前記第１直列腕共振子と並列接続された第１周波数可変回路と、を有し、前記第１周波数可変回路は、第２直列腕共振子と、前記第２直列腕共振子と直列接続された第１スイッチと、を有し、前記高周波フィルタの通過帯域を構成する共振周波数、及び、前記高周波フィルタの減衰極を構成する***振周波数の少なくとも１つを可変し、前記第２直列腕共振子の共振周波数は、前記第１直列腕共振子の共振周波数と異なる。

　このような構成により、第１スイッチのオンとオフとの切り替えにより、直列腕回路について、高周波フィルタの通過帯域を構成する共振周波数、及び、高周波フィルタの減衰極を構成する***振周波数の少なくとも一方を可変することができる。具体的には、直列腕回路は、第１スイッチがオフである場合、第１直列腕共振子の共振周波数と同じ第３共振周波数と、第１直列腕共振子の***振周波数より若干低周波数側に位置する第３***振周波数と、を有する。また、直列腕回路は、第１スイッチがオンである場合、第１直列腕共振子の共振周波数と同じ第１共振周波数、及び、第２直列腕共振子の共振周波数と同じ第２共振周波数と、第１直列腕共振子の共振周波数と第２直列腕共振子の共振周波数との間に位置する第１***振周波数、及び、第２共振周波数より高周波数側に位置する第２***振周波と、を有する。

　これに関し、第２直列腕共振子の共振周波数が第１直列腕共振子の共振周波数より低い場合、第１スイッチがオフでは、第３共振周波数は通過帯域を構成し、第３***振周波数は通過帯域高域側の減衰極を構成する。また、この場合、第１スイッチがオンでは、第２共振周波数は通過帯域を構成し、第１***振周波数は通過帯域低域側の減衰極を構成し、第２***振周波数は通過帯域高域側の減衰極を構成する。すなわち、この場合、第１スイッチのオフからオンへの切り替えにより、通過帯域低域側に新たな減衰極が構成される。

　一方、第２直列腕共振子の共振周波数が第１直列腕共振子の共振周波数より高い場合、第１スイッチがオフの場合には、第３共振周波数は通過帯域を構成し、第３***振周波数は通過帯域高域側の減衰極を構成する。また、この場合、第１スイッチがオンの場合には、第１共振周波数は通過帯域を構成し、第１***振周波数及び第２***振周波数のいずれも通過帯域高域側の減衰極を構成する。すなわち、第１スイッチのオフからオンへの切り替えにより、通過帯域高域側に新たな減衰極が構成される。

　よって、並列腕回路の共振周波数によって構成される通過帯域低域側の減衰極を考慮すると、第１スイッチのオンとオフとの切り替えと、通過帯域との関係について、次のことが言える。具体的には、第１スイッチをオフからオンに切り替えると、通過帯域の一方側（例えば低域側）に新たな減衰極が構成されるため、通過帯域の当該一方側の減衰帯域が広帯域化される。このとき、通過帯域の他方側（この場合には高域側）には新たな減衰極が構成されないため、通過帯域の他方端（この場合には高域端）におけるロスの悪化が抑制されるとともに、通過帯域の他方側（この場合には低域側）の減衰量の悪化を抑制できる。

　したがって、本態様によれば、通過帯域高域端のロスと通過帯域低域側の減衰量を改善する、または、通過帯域低域端のロスと通過帯域高域側の減衰量を改善する、ことを可能にする周波数可変型の高周波フィルタを実現することができる。

　また、前記第２直列腕共振子の共振周波数は、前記第１直列腕共振子の共振周波数より低いことにしてもよい。

　このように第２直列腕共振子の共振周波数が第１直列腕共振子の周波数より低いことにより、第１スイッチのオンとオフとの切り替えにより、通過帯域低域側の減衰極の個数を増減することができる。よって、通過帯域高域端のロスを抑制するとともに、通過帯域低域側の減衰量を改善しつつ、通過帯域の周波数及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を可変することができる。

　また、前記直列腕回路は、複数の前記第１周波数可変回路を有し、複数の前記第１周波数可変回路が有する複数の前記第２直列腕共振子は、互いに異なる共振周波数を有することにしてもよい。

　このように複数の第２直列腕共振子が互いに異なる共振周波数を有することにより、複数の第１周波数可変回路が有する複数の第１スイッチのうちオンとする第１スイッチの選択に応じて、通過帯域及び減衰帯域を可変することができる。つまり、通過帯域一方端のロスを抑制しつつ、通過帯域の周波数及び通過帯域他方側の減衰極の周波数可変幅を細かく設定することができる。

　また、複数の前記第２直列腕共振子のうち少なくとも１つの共振周波数は、前記第１直列腕共振子の共振周波数より低く、複数の前記第２直列腕共振子のうち他の少なくとも１つの共振周波数は、前記第１直列腕共振子の共振周波数より高いことにしてもよい。

　このように複数の第２直列腕共振子のうち少なくとも１つの共振周波数が第１直列腕共振子の共振周波数より低いことにより、当該少なくとも１つの第２直列腕共振子と直列接続された第１スイッチ（以下、低域側可変スイッチ）のオンとオフとの切り替えによって、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域の周波数及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を可変することができる。また、複数の第２直列腕共振子のうち他の少なくとも１つの共振周波数が第１直列腕共振子の共振周波数より高いことにより、当該少なくとも１つの第２直列腕共振子と直列接続された第１スイッチ（以下、高域側可変スイッチ）のオンとオフとの切り替えによって、通過帯域低域端のロスを抑制しつつ、通過帯域の周波数及び通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変することができる。

　したがって、本態様によれば、低域側可変スイッチ及び高域側可変スイッチのオンとオフとを個別に切り替えることにより、通過帯域の低域側及び高域側のいずれについても、通過帯域端のロスを抑制しつつ、減衰極の周波数を可変することができる。

　また、複数の前記第２直列腕共振子の共振周波数は、いずれも前記第１直列腕共振子の共振周波数より低いことにしてもよい。

　このように複数の第２直列腕共振子の共振周波数がいずれも第１直列腕共振子の共振周波数より低いことにより、複数の第１周波数可変回路が有する複数の第１スイッチのうちオンとする第１スイッチの選択に応じて、通過帯域及び通過帯域低域側の減衰帯域を可変することができる。つまり、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域の周波数及び通過帯域低域側の減衰極の周波数可変幅を細かく設定することができる。

　また、前記直列腕回路は、さらに、前記第１直列腕共振子と直列接続された第１インピーダンス素子を有し、前記第１周波数可変回路は、前記第１直列腕共振子と前記第１インピーダンス素子とで構成される第１直列接続回路と並列接続されていることにしてもよい。

　このように第１直列腕共振子と第１インピーダンス素子とが直列接続されていることにより、第１直列接続回路の共振周波数と***振周波数との周波数差を、第１直列腕共振子の当該周波数差から変えることができる。具体的には、第１インピーダンス素子がキャパシタの場合に当該周波数差を小さくすることができ、第１インピーダンス素子がインダクタの場合に当該周波数差を大きくすることができる。よって、第１インピーダンス素子の回路定数を適宜調整することによって、直列腕回路の第２共振周波数と第２***振周波数との周波数差を調整することができるため、当該周波数差によって規定される通過帯域高域側のカットオフ周波数と通過帯域高域側の減衰極との周波数差を調整することができる。したがって、通過帯域幅及び減衰スロープの急峻性を任意に設定することができる。

　また、前記並列腕回路は、前記ノードと前記グランドとの間に接続された第１並列腕共振子と、前記第１並列腕共振子と直列接続された第２周波数可変回路と、を有し、前記第２周波数可変回路は、第２インピーダンス素子と、前記第２インピーダンス素子と並列接続された第２スイッチと、を有し、前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第１直列腕共振子の共振周波数よりも低いことにしてもよい。

　第１スイッチのオンとオフとの切り替えによる減衰極の周波数可変に伴い、減衰量が悪化することがある。そこで、第１並列腕共振子と直列接続された第２周波数可変回路を設けることにより、第２スイッチのオンとオフとの切り替えによって、並列腕回路について、高周波フィルタの減衰極を構成する共振周波数を可変することができる。よって、高周波フィルタに要求される減衰帯域及び減衰量に応じて第２インピーダンス素子の回路定数を適宜調整することにより、直列腕回路の周波数可変に伴う通過帯域低域側の減衰量の悪化を抑制することができる。

　また、前記並列腕回路は、さらに、前記第１並列腕共振子と前記第２周波数可変回路とで構成される第２直列接続回路と並列接続された第２並列腕共振子を有し、前記第２並列腕共振子の共振周波数は、前記第１並列腕共振子の共振周波数より高いことにしてもよい。

　このように並列腕回路に第１直列腕共振子の共振周波数よりも高い共振周波数を有する第２並列腕共振子が設けられることにより、第２並列腕共振子の共振周波数によって、通過帯域高域側に新たな減衰極が構成される。このため、通過帯域高域側の減衰量を改善することができる。

　また、並列腕回路は、第２並列腕共振子を有することにより２つの共振周波数と２つの***振周波数とを有し、第２並列腕共振子を有さない場合の共振周波数と***振周波数の周波数差に比べて、低周波数側の共振周波数と低周波数側の***振周波数との周波数差を小さくすることができる。したがって、本態様によれば、通過帯域低域側のカットオフ周波数を低周波数側にシフトさせることができるため、通過帯域低域端のロスを良化（改善）することができる。

　また、前記第２インピーダンス素子はキャパシタであり、前記第１スイッチがオンの場合、前記第２スイッチがオフであり、前記第１スイッチがオフの場合、前記第２スイッチがオンであることにしてもよい。

　これにより、第２スイッチをオンからオフに切り替えると、第１並列腕共振子に直列接続されたキャパシタが有効となる。よって、並列腕回路の共振周波数が高周波数側へとシフトするため、当該共振周波数によって構成される通過帯域低域側の減衰極が高周波数側へとシフトする。したがって、第１スイッチがオンの場合に第２スイッチがオフとなることにより、通過帯域低域側が高周波数側へシフトしているとき（高周波数シフト時）の通過帯域低域側の減衰量を改善する（大きくする）ことができる。

　また、第１スイッチと第２スイッチの制御回路を共通化できるため、高周波フィルタの小型化が可能になる。

　また、前記第２インピーダンス素子はインダクタであり、前記第１スイッチがオンの場合、前記第２スイッチがオンであり、前記第１スイッチがオフの場合、前記第２スイッチがオフであることにしてもよい。

　これにより、第２スイッチをオンからオフに切り替えると、第１並列腕共振子にインダクタが直列接続される。よって、並列腕回路の共振周波数が低周波数側へとシフトするため、当該共振周波数によって構成される通過帯域低域側の減衰極が低周波数側へとシフトする。したがって、第１スイッチがオンの場合に第２スイッチがオフとなることにより、通過帯域低域側が低周波数側へシフトするとき（低周波数シフト時）の通過帯域低域側の周波数を低くすることができる。つまり、通過帯域低域側の周波数可変幅を大きくすることができる。

　また、前記第１スイッチは、いずれの直列腕共振子も介することなく前記第１入出力端子または前記第２入出力端子と接続されていることにしてもよい。

　これにより、直列腕共振子が共振子用のチップに設けられ、第１スイッチが別のチップに設けられた場合に、共振子用のチップの端子数を削減することができる。具体的には、この場合、共振子用のチップにおいて、上記一方の入出力端子に接続される端子と上記別のチップに接続される端子とを共通化することができる。このため、本態様によれば、これらの端子を個別に設けた構成に比べて、共振子用のチップの端子数を削減することができ、高周波フィルタの小型化が図られる。

　また、前記第１スイッチは、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチであることにしてもよい。

　これにより、第１スイッチの低抵抗化を図ることができるので、通過帯域内のロスを抑制できる。また、第１スイッチを小型化できるので、高周波フィルタの小型化及び低コスト化が可能となる。

　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上記いずれかの高周波フィルタと、前記第１スイッチのオン及びオフを制御する制御部と、を備える。

　これにより、通過帯域低域端のロスと通過帯域高域側の減衰量を改善する、または、通過帯域高域端のロスと通過帯域低域側の減衰量を改善できる小型の高周波フロントエンド回路を実現できる。

　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記の高周波フロントエンド回路と、を備える。

　これにより、通過帯域低域端のロスと通過帯域高域側の減衰量を改善する、または、通過帯域高域端のロスと通過帯域低域側の減衰量を改善できる小型の通信装置を実現できる。

　本発明に係る周波数可変型の高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、及び通信装置によれば、通過帯域低域端のロスと通過帯域高域側の減衰量を改善する、または、通過帯域高域端のロスと通過帯域低域側の減衰量を改善することができる。

図１Ａは、実施の形態１の実施例（実施例１－１）に係る高周波フィルタの回路構成図である。図１Ｂは、実施例１－１に係る高周波フィルタに関する各種特性を示すグラフである。図２は、弾性表面波を用いた弾性波共振子の電極構成を模式的に示す平面図及び断面図である。図３Ａは、比較例に係る高周波フィルタの回路構成図である。図３Ｂは、比較例に係る高周波フィルタに関する各種特性を示すグラフである。図４Ａは、実施例１－１及び比較例に係る高周波フィルタの低周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図４Ｂは、実施例１－１及び比較例に係る高周波フィルタの高周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図５は、実施例１－１に係る高周波フィルタにおいて、直列腕共振子の共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ｂ）を変えた場合のフィルタ特性への影響を示すグラフである。図６は、変形例に係る高周波フィルタの回路構成図である。図７Ａは、実施の形態１の実施例（実施例１－２－１）に係る高周波フィルタの回路構成図である。図７Ｂは、実施の形態１の実施例（実施例１－２－２）に係る高周波フィルタの回路構成図である。図７Ｃは、実施例１－２－１及び実施例１－２－２に係る高周波フィルタに関する各種特性を、実施例１－１と比較して示すグラフである。図７Ｄは、実施例１－１、実施例１－２－１及び実施例１－２－２に係る高周波フィルタの低周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図７Ｅは、実施例１－１、実施例１－２－１及び実施例１－２－２に係る高周波フィルタの高周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図８Ａは、実施の形態１の実施例（実施例１－３）に係る高周波フィルタの回路構成図である。図８Ｂは、実施例１－３に係る高周波フィルタに関する各種特性を、実施例１－１と比較して示すグラフである。図８Ｃは、実施例１－３に係る高周波フィルタのスイッチのオン及びオフを個別に切り替えた場合のフィルタ特性の変化を示すグラフである。図９Ａは、共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。図９Ｂは、共振子にインピーダンス素子が直列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。図９Ｃは、並列接続された２つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。図１０Ａは、実施の形態２の実施例（実施例２－１）に係る高周波フィルタの回路構成図である。図１０Ｂは、実施例２－１に係る高周波フィルタに関する各種特性を示すグラフである。図１１Ａは、実施例２－１及び実施例１－１に係る高周波フィルタの低周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図１１Ｂは、実施例２－１及び実施例１－１に係る高周波フィルタの高周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図１２は、実施例２－１に係る高周波フィルタのスイッチのオン及びオフを個別に切り替えた場合のフィルタ特性の変化を示すグラフである。図１３Ａは、実施の形態２の実施例（実施例２－２）に係る高周波フィルタの回路構成図である。図１３Ｂは、実施例２－２に係る高周波フィルタに関する各種特性を示すグラフである。図１４Ａは、実施例２－２及び実施例１－１に係る高周波フィルタの低周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図１４Ｂは、実施例２－２及び実施例１－１に係る高周波フィルタの高周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図１５は、実施例２－２に係る高周波フィルタのスイッチのオン及びオフを個別に切り替えた場合のフィルタ特性の変化を示すグラフである。図１６Ａは、実施の形態３の実施例（実施例３）に係る高周波フィルタの回路構成図である。図１６Ｂは、実施例３に係る高周波フィルタに関する各種特性を示すグラフである。図１７Ａは、実施例３及び実施例１－１に係る高周波フィルタの低周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図１７Ｂは、実施例３及び実施例１－１に係る高周波フィルタの高周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図１８Ａは、図１７Ａの上段に示すグラフの通過帯域及びその近傍を拡大して示す図である。図１８Ｂは、図１７Ｂの上段に示すグラフの通過帯域及びその近傍を拡大して示す図である。図１９は、実施例３に係る高周波フィルタのスイッチのオン及びオフを個別に切り替えた場合のフィルタ特性の変化を示すグラフである。図２０Ａは、実施の形態４の実施例（実施例４）に係る高周波フィルタの回路構成図である。図２０Ｂは、実施例４に係る高周波フィルタの構造を説明する平面図である。図２１は、実施例４に係るマルチプレクサの回路構成図である。図２２は、実施の形態５に係る通信装置の構成図である。

　以下、本発明の実施の形態について、実施例及び図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。また、共振子等の回路素子については要求仕様等に応じて定数が適宜調整され得る。このため、回路素子については、同一の符号であっても定数が異なる場合もある。また、以下において、「通過帯域低域端」及び「通過帯域高域端」とは、それぞれ、「通過帯域内の低域端（低周波数側端部）」及び「通過帯域内の高域端（高周波数側端部）」を意味する。また、以下において、「通過帯域低域側」及び「通過帯域高域側」とは、それぞれ、「通過帯域外かつ通過帯域より低域側（低周波数側）」及び「通過帯域外かつ通過帯域より高域側（高周波数側）」を意味する。

　また、共振子または回路における共振周波数とは、特に断りの無い限り、当該共振子または当該回路を含むフィルタの通過帯域または通過帯域近傍の減衰極を形成するための共振周波数であり、当該共振子または当該回路のインピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）である「共振点」の周波数である。

　また、共振子または回路における***振周波数とは、特に断りの無い限り、当該共振子または当該回路を含むフィルタの通過帯域または通過帯域近傍の減衰極を形成するための***振周波数であり、当該共振子または当該回路のインピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）である「***振点」の周波数である。

　なお、以下の実施の形態において、直列腕回路および並列腕回路は、以下のように定義される。

　並列腕回路は、第１入出力端子および第２入出力端子を結ぶ経路上の一のノードと、グランドと、の間に配置された回路である。

　直列腕回路は、第１入出力端子または第２入出力端子と、並列腕回路が接続される上記経路上のノードと、の間に配置された回路、または、一の並列腕回路が接続される上記経路上の一のノードと、他の並列腕回路が接続される上記経路上の他のノードと、の間に配置された回路である。

　（実施の形態１）
　以下、本実施の形態に係る高周波フィルタについて、実施例（実施例１－１、実施例１－２、及び、実施例１－３）を用いて説明する。

　［１－１．　構成］
　図１Ａは、実施例１－１に係る高周波フィルタ１０の回路構成図である。同図に示された高周波フィルタ１０は、直列腕回路１１と、並列腕回路１２と、を備える。

　直列腕回路１１は、入出力端子１１ｍ（第１入出力端子）と入出力端子１１ｎ（第２入出力端子）とを結ぶ経路（直列腕）上に設けられた共振回路である。具体的には、直列腕回路１１は、直列腕共振子ｓ１ａ（第１直列腕共振子）と、直列腕共振子ｓ１ｂ（第２直列腕共振子）及びスイッチＳＷｂ（第１スイッチ）で構成される周波数可変回路１１ｂ（第１周波数可変回路）と、を有する。このように、直列腕回路１１は、インピーダンスが極小となる共振周波数（共振点）及びインピーダンスが極大となる***振周波数（***振点）を持つ直列腕共振子ｓ１ａ、ｓ１ｂを有するため、当該共振周波数及び当該***振周波数に依存する共振周波数及び***振周波数を持つ。なお、この詳細については、後述する。

　直列腕共振子ｓ１ａは、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ直列腕上に設けられた第１直列腕共振子であり、入出力端子１１ｍ（第１入出力端子）と入出力端子１１ｎ（第２入出力端子）との間に接続されている。

　直列腕共振子ｓ１ｂは、上記直列腕上かつ直列腕共振子ｓ１ａをバイパスする経路上に設けられた第２直列腕共振子であり、一方の端子が直列腕共振子ｓ１ｂの一方の端子と接続され、他方の端子がスイッチＳＷｂを介して直列腕共振子ｓ１ａの他方の端子と接続されている。

　スイッチＳＷｂは、直列腕共振子ｓ１ｂ（第２直列腕共振子）と直列接続された第１スイッチである。このスイッチＳＷｂは、ＳＰＳＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチ素子であり、例えば、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ、または、ダイオードスイッチであり、例えばスイッチＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）として構成される。なお、スイッチＳＷｂは、半導体基板に形成された半導体スイッチに限らず、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ　Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ　Ｓｙｓｔｅｍｓ）で構成された機械式スイッチであってもかまわない。

　これら直列腕共振子ｓ１ｂ及びスイッチＳＷｂで構成された周波数可変回路１１ｂ（第１周波数可変回路）は、高周波フィルタ１０の通過帯域を構成する共振周波数、及び、高周波フィルタ１０の減衰極を構成する***振周波数を可変し、具体的には、ＲＦＩＣ等の制御部（図示せず）からの制御信号にしたがってスイッチＳＷｂのオン（導通状態）及びオフ（非導通状態）が切り替わることにより当該共振周波数及び当該***振周波数を可変する。

　なお、周波数可変回路１１ｂは、当該共振周波数及び当該***振周波数の少なくとも一方を可変すればよく、当該共振周波数及び当該***振周波数のいずれか一方のみを可変してもかまわない。

　本実施例では、周波数可変回路１１ｂを構成する直列腕共振子ｓ１ｂ及びスイッチＳＷｂは、入出力端子１１ｍ側からこの順に接続されているが、この逆の順序で接続されていてもかまわない。

　このように、直列腕回路１１は、直列腕共振子ｓ１ａ（第１直列腕共振子）と、直列腕共振子ｓ１ａと並列接続された周波数可変回路１１ｂと、を有する。

　並列腕回路１２は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路（直列腕）上のノードｘ１とグランド（基準端子）とに接続された共振回路である。具体的には、並列腕回路１２は、ノードｘ１とグランドとの間に接続された並列腕共振子ｐ１を有する。このように、並列腕回路１２は、インピーダンスが極小となる共振周波数（共振点）及びインピーダンスが極大となる***振周波数（***振点）を持つ並列腕共振子ｐ１を有するため、当該共振周波数及び当該***振周波数に依存する共振周波数及び***振周波数を持つ。

　このような高周波フィルタ１０において、各共振子（本実施例では、直列腕共振子ｓ１ａ、ｓ１ｂ及び並列腕共振子ｐ１）は、例えば、弾性表面波を用いた弾性波共振子によって構成される。

　図２は、弾性表面波を用いた弾性波共振子１２０の電極構成を模式的に示す平面図及び断面図である。なお、同図に示された電極構成は、高周波フィルタ１０における各共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数や長さなどは、これに限定されない。

　同図に示すように、弾性波共振子１２０は、少なくとも一部に圧電性を有する基板である圧電基板１０１と、圧電基板１０１上に形成されたＩＤＴ電極１１１と、を有する。

　ＩＤＴ電極１１１は、複数の電極指１１１ａと、当該複数の電極指１１１ａを挟んで対向して配置された１組のバスバー電極とを有し、複数の電極指１１１ａが１組のバスバー電極の一方と他方に対して交互に接続されることにより構成されている。ここで、複数の電極指１１１ａは、弾性表面波の伝搬方向と直交する方向に沿って形成され、当該伝搬方向に沿って周期的に形成されている。

　このように構成された弾性波共振子１２０では、ＩＤＴ電極１１１の設計パラメータ等によって、励振される弾性表面波の波長が規定される。以下、ＩＤＴ電極１１１の設計パラメータについて説明する。

　上記弾性表面波の波長は、複数の電極指１１１ａのうち１つのバスバー電極に接続された電極指１１１ａの繰り返し周期λで規定される。また、電極指ピッチ（複数の電極指１１１ａのピッチ、すなわち電極指周期）Ｐとは、当該繰り返し周期λの１／２であり、電極指１１１ａのライン幅をＷとし、隣り合う電極指１１１ａの間のスペース幅をＳとした場合、Ｐ＝（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、電極デューティ（デューティ比）とは、複数の電極指１１１ａのライン幅占有率であり、複数の電極指１１１ａのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合、つまりＷ／（Ｗ＋Ｓ）で定義される。すなわち、電極デューティは、電極指ピッチ（複数の電極指１１１ａのピッチ）に対する複数の電極指１１１ａの幅の比、つまりＷ／Ｐで定義される。また、対数とは、対をなす電極指１１１ａの数であり、電極指１１１ａの総数の概ね半数である。例えば、対数をＮとし、電極指１１１ａの総数をＭとすると、Ｍ＝２Ｎ＋１を満たす。また、弾性波共振子１２０の静電容量Ｃ_０は、以下の式１で示される。

　なお、ε_０は真空中の誘電率、εｒは圧電基板１０１の誘電率である。

　［１－２．　特性］
　以上のように構成された高周波フィルタ１０は、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域低域側の周波数を可変（周波数シフト）することができる。以下、本実施例の高周波フィルタ１０のフィルタ特性（通過特性）について、当該フィルタ特性を規定するインピーダンス特性（共振特性）についても述べつつ説明する。

　実施例１－１の高周波フィルタ１０の回路定数を、表１に示す。なお、スイッチＳＷｂのオフ時の容量成分であるオフ容量（Ｃｏｆｆ）は０．２ｐＦである。なお、オフ容量（Ｃｏｆｆ）の詳細については、後述する。

　表１に示すように、直列腕共振子ｓ１ｂ（第２直列腕共振子）の共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ｂ）は、直列腕共振子ｓ１ａ（第１直列腕共振子）の共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ａ）と異なり（ｆｒ＿ｓ１ｂ≠ｆｒ＿ｓ１ａ）、本実施例では、直列腕共振子ｓ１ａの共振周波数より低い（ｆｒ＿ｓ１ｂ＜ｆｒ＿ｓ１ａ）。また、並列腕共振子ｐ１の共振周波数（ｆｒ＿ｐ１）は、直列腕共振子ｓ１ａの共振周波数より低い（ｆｒ＿ｐ１＜ｆｒ＿ｓ１ａ）。

　図１Ｂは、高周波フィルタ１０に関する各種特性を示すグラフである。具体的には、同図上段には、スイッチＳＷｂがオンの場合、ならびに、スイッチＳＷｂがオフの場合の２状態のフィルタ特性が示されている。また、同図中段には、直列腕回路１１と、並列腕回路１２と、のインピーダンス特性が示されている。また、同図下段には、直列腕共振子ｓ１ａと、直列腕共振子ｓ１ｂと、並列腕共振子ｐ１と、のインピーダンス特性が示されている。なお、直列腕回路１１においては、スイッチＳＷｂがオンの場合、ならびに、スイッチＳＷｂがオフの場合の２状態のインピーダンス特性が示されている。

　本実施例に係る高周波フィルタ１０は、対応する周波数帯域（すなわちフィルタリングする周波数帯域）を、３ＧＰＰ（Ｔｈｉｒｄ　Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ　Ｐｒｏｊｅｃｔ）で規定されたＢａｎｄ２９とＢａｎｄ１２とで切り替える周波数可変型の受信フィルタである。このため、図１Ｂ上段に示すように、高周波フィルタ１０は、通過帯域をＢａｎｄ２９の受信帯域であるＢａｎｄ２９Ｒｘ（７１７－７２７ＭＨｚ）とＢａｎｄ１２の受信帯域であるＢａｎｄ１２Ｒｘ（７２９－７４６ＭＨｚ）とで切り替える。

　まず、図１Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷｂがオフである場合の特性について説明する。

　この場合、直列腕回路１１は、直列腕共振子ｓ１ａに対して、スイッチＳＷｂがオフとなっている周波数可変回路１１ｂが並列に接続された状態となる。このとき、周波数可変回路１１ｂのインピーダンスは非常に高い（理想的には無限大）ため、直列腕回路１１は、直列腕共振子ｓ１ａと概ね同じ特性（理想的には完全に同じ特性）を示す。

　ただし、実際には、図１Ｂ中段及び下段のグラフに示すように、直列腕回路１１の***振周波数（ｆａ＿ｓ１＿ｏｆｆ）は、周波数可変回路１１ｂの直列腕共振子ｓ１ｂとスイッチＳＷｂのオフ容量（Ｃｏｆｆ）との合成容量の影響を受けることにより、直列腕共振子ｓ１ａの***振周波数（ｆａ＿ｓ１ａ）よりも若干（Δｆａ＿ｓ１ａ）低周波数側にシフトする。

　ここで、スイッチＳＷｂのオフ容量（Ｃｏｆｆ）とは、スイッチＳＷｂがオフの場合における容量成分である。つまり、スイッチＳＷｂは、オフの場合、理想的には容量成分がない状態（すなわちインピーダンス無限大）となるが、実際には微小な容量成分であるオフ容量（Ｃｏｆｆ）を有する。このオフ容量は、直列腕共振子ｓ１ｂの静電容量に比べて十分に小さい（本実施例では０．２ｐＦ）ため、直列腕共振子ｓ１ｂとスイッチＳＷｂのオフ容量との合成容量は、直列腕共振子ｓ１ｂの静電容量に比べて十分小さい値となる。よって、スイッチＳＷｂがオフの場合とオン状態の場合とでは、直列腕回路１１の***振周波数に僅かに周波数差（Δｆａ＿ｓ１ａ）が生じる。

　一方、直列腕回路１１の共振周波数（ｆｒ＿ｓ１＿ｏｆｆ）は、周波数可変回路１１ｂの影響を受けないため、直列腕共振子ｓ１ａの共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ａ）と等しくなる。

　次に、図１Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷｂがオン状態である場合の特性について説明する。

　この場合、直列腕回路１１は、直列腕共振子ｓ１ａに対して、スイッチＳＷｂがオンとなっている周波数可変回路１１ｂが並列に接続された状態となる。つまり、直列腕回路１１は、直列腕共振子ｓ１ａと直列腕共振子ｓ１ｂとの並列接続回路となる。

　したがって、図１Ｂ中段のグラフに示すように、直列腕回路１１は、２つの共振周波数と２つの***振周波数を有する。具体的には、直列腕回路１１は、直列腕共振子ｓ１ｂの共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ｂ）と等しい第１共振周波数（ｆｒ１＿ｓ１＿ｏｎ）、及び、直列腕共振子ｓ１ａの共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ａ）と等しい第２共振周波数（ｆｒ２＿ｓ１＿ｏｎ）、ならびに、第１共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ｂ）と第２共振周波数（ｆｒ２＿ｓ１＿ｏｎ）との間に位置する第１***振周波数（ｆａ１＿ｓ１＿ｏｎ）、及び、第２共振周波数（ｆｒ２＿ｓ１＿ｏｎ）と直列腕共振子ｓ１ａの***振周波数（ｆａ＿ｓ１ａ）との間に位置する第２***振周波数（ｆａ２＿ｓ１＿ｏｎ）を有する。

　このように、本実施例では、スイッチＳＷｂのオン及びオフの切り替えに応じて、直列腕回路１１の***振周波数及び共振周波数がシフトする。

　なお、並列腕回路１２の共振周波数及び***振周波数は、スイッチＳＷｂのオン及びオフの切り替えによってシフトせず、共振周波数は並列腕共振子ｐ２の共振周波数（ｆｒ＿ｐ１）と等しく、***振周波数は並列腕共振子ｐ２の***振周波数（ｆａ＿ｐ１）と等しい。

　通常、直列腕共振子のみで構成される直列腕回路は、１つの共振周波数（ｆｒｓ）と１つの***振周波数（ｆａｓ）を有する。同様に、並列腕共振子のみで構成される並列腕回路は、１つの共振周波数（ｆｒｐ）と１つの***振周波数（ｆａｐ）を有する。このため、直列腕回路と並列腕回路とで構成されるバンドパス型のラダー型フィルタでは、並列腕回路の***振周波数（ｆａｐ）と直列腕回路の共振周波数（ｆｒｓ）を近接させることにより通過帯域が構成され、並列腕回路の共振周波数（ｆｒｐ）によって通過帯域低域側の減衰極が構成され、直列腕回路の***振周波数（ｆａｓ）によって通過帯域高域側の減衰極が構成される。

　このため、本実施例では、以下のようなフィルタ特性が構成される。

　まず、スイッチＳＷｂがオフの場合、直列腕回路１１の共振周波数（ｆｒ＿ｓ１＿ｏｆｆ＝ｆｒ＿ｓ１ａ）及び並列腕回路１２の***振周波数（ｆａ＿ｐ１）によって通過帯域が構成され、並列腕回路１２の共振周波数（ｆｒ＿ｐ１）によって通過帯域低域側の減衰極が構成され、直列腕回路１１の***振周波数（ｆａ＿ｓ１＿ｏｆｆ＝ｆａ＿ｓ１ａ－Δｆａ＿ｓ１ａ）によって通過帯域高域側の減衰極が構成される。

　これにより、スイッチＳＷｂがオフの場合、図１Ｂ上段の破線（Ｂ２９ｓｉｄｅ（ＳＷｂ　Ｏｆｆ））で示されるフィルタ特性、すなわちＢａｎｄ２９Ｒｘ（７１７－７２７ＭＨｚ）を通過帯域とするフィルタ特性が構成される。このとき、通過帯域低域端（７１７ＭＨｚ）でのロス（Ｉ．Ｌｏｓｓ：Ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ　Ｌｏｓｓ）は０．２８８ｄＢであり、通過帯域高域端（７２７ＭＨｚ）でのロスは０．２６５ｄＢであり、通過帯域内のロスが抑制されている。なお、Ｂａｎｄ２９は受信専用のバンドである。

　一方、スイッチＳＷｂがオン状態の場合、直列腕回路１１の第２共振周波数（ｆｒ２＿ｓ１＿ｏｎ、すなわちｆｒ＿ｓ１ａ）及び並列腕回路１２の***振周波数（ｆａ＿ｐ１）によって通過帯域が構成され、並列腕回路１２の共振周波数（ｆｒ＿ｐ１）によって通過帯域低域側の減衰極が構成され、直列腕回路１１の第２***振周波数（ｆａ２＿ｓ１＿ｏｎ）によって通過帯域高域側の減衰極が構成される。さらに、直列腕回路１１の第１***振周波数（ｆａ１＿ｓ１＿ｏｎ）によって、通過帯域低域側に新たな減衰極が構成される。

　これにより、スイッチＳＷｂがオン状態の場合、図１Ｂ上段の実線（Ｂ１２ｓｉｄｅ（ＳＷｂ　Ｏｎ））で示されるフィルタ特性、すなわちＢａｎｄ１２Ｒｘ（７２９－７４６ＭＨｚ）を通過帯域とし、Ｂａｎｄ１２Ｔｘ（６９９－７１６ＭＨｚ）を減衰帯域とするフィルタ特性が構成される。このとき、通過帯域低域端（７２９ＭＨｚ）でのロスは０．３１４ｄＢであり、通過帯域高域端（７４６ＭＨｚ）でのロスは０．２３７ｄＢであり、通過帯域内のロスが抑制されている。また、減衰帯域低域端（６９９ＭＨｚ）での減衰量（Ａｔｔ．：Ａｔｔｅｎｕａｔｉｏｎ）は１７．５５５ｄＢであり、減衰帯域高域端（７１６ＭＨｚ）での減衰量は４．０２０ｄＢであり、減衰帯域における減衰量が確保されている。

　このように、本実施例に係る高周波フィルタ１０は、Ｂａｎｄ２９ＲｘとＢａｎｄ１２Ｒｘとを切り替える周波数可変型フィルタに適用することができる。

　［１－３．　効果等］
　以下、本実施例によって奏される効果について、本実施の形態の比較例に係る高周波フィルタと比較して説明する。

　［１－３－１．　比較例］
　図３Ａは、比較例に係る高周波フィルタ１０Ｘの回路構成図である。同図に示された高周波フィルタ１０Ｘは、直列腕共振子ｓ１によって構成された直列腕回路１１Ｘと、並列腕共振子ｐ１ａ、ｐ１ｂ及びスイッチＳＷｘによって構成された並列腕回路１２Ｘと、を備える。並列腕共振子ｐ１ａと並列腕共振子ｐ１ｂとは直列接続されており、並列腕共振子ｐ１ｂとスイッチＳＷｘとは並列接続されている。

　このように構成された高周波フィルタ１０Ｘであっても、スイッチＳＷｘのオン及びオフの切り替えにより通過帯域低域側の減衰極の周波数を可変することができる。以下、比較例の高周波フィルタ１０Ｘのフィルタ特性（通過特性）について、当該フィルタ特性を規定するインピーダンス特性（共振特性）についても述べつつ説明する。

　比較例の高周波フィルタ１０Ｘの回路定数を、表２に示す。なお、スイッチＳＷｘのオフ容量（Ｃｏｆｆ）は０．２ｐＦである。

　図３Ｂは、高周波フィルタ１０Ｘに関する各種特性を示すグラフである。具体的には、同図上段には、スイッチＳＷｘがオンの場合、ならびに、スイッチＳＷｘがオフの場合の２状態のフィルタ特性が示されている。また、同図中段には、直列腕回路１１Ｘと、並列腕回路１２Ｘと、のインピーダンス特性が示されている。また、同図下段には、直列腕共振子ｓ１と、並列腕共振子ｐ１ａと、並列腕共振子ｐ１ｂと、のインピーダンス特性が示されている。なお、並列腕回路１２Ｘにおいては、スイッチＳＷｘがオンの場合、ならびに、スイッチＳＷｘがオフの場合の２状態のインピーダンス特性が示されている。

　まず、図３Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷｘがオンである場合の特性について説明する。

　この場合、並列腕回路１２Ｘは、並列腕共振子ｐ１ｂがスイッチＳＷｘによって短絡されることにより、並列腕共振子ｐ１ａと同じ特性を示す。つまり、並列腕回路１２Ｘの共振周波数（ｆｒ＿ｐ１＿ｏｎ）は、並列腕共振子ｐ１ａの共振周波数（ｆｒ＿ｐ１ａ）と等しくなり、並列腕回路１２Ｘの***振周波数（ｆａ＿ｐ１＿ｏｎ）は、並列腕共振子ｐ１ａの***振周波数（ｆａ＿ｐ１ａ）と等しくなる。

　次に、図３Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷｘがオフである場合の特性について説明する。

　この場合、並列腕回路１２Ｘは、並列腕共振子ｐ１ａと並列腕共振子ｐ１ｂとが直列接続された回路となるため、並列腕共振子ｐ１ａ及び並列腕共振子ｐ１ｂの合成特性を示す。

　なお、この場合、実際には、スイッチＳＷｘのオフ容量により、並列腕回路１２Ｘは上記合成特性とは僅かに異なる特性を示す。しかし、スイッチＳＷｘのオフ容量は並列腕共振子ｐ１ａ、ｐ１ｂの静電容量（本実施例ではそれぞれ５．０ｐＦ、３．０ｐＦ）に比べて微小（本実施例では０．２ｐＦ）であるため、並列腕回路１２Ｘの特性にはほとんど影響しない。よって、簡明のため、ここではスイッチＳＷｘをオフ容量がない理想的なスイッチとして扱って説明する。

　したがって、図３Ｂ中段のグラフに示すように、並列腕回路１２Ｘは、２つの共振周波数と２つの***振周波数を有する。具体的には、並列腕回路１２Ｘは、並列腕共振子ｐ１ａの***振周波数（ｆａ＿ｐ１ａ）と等しい第１***振周波数（ｆａ１＿ｐ１＿ｏｆｆ）、及び、並列腕共振子ｐ１ｂの***振周波数（ｆａ＿ｐ１ｂ）と等しい第２***振周波数（ｆａ２＿ｐ１＿ｏｆｆ）、ならびに、並列腕共振子ｐ１ａの共振周波数（ｆｒ＿ｐ１ａ）と第１***振周波数（ｆａ１＿ｐ１＿ｏｆｆ）との間に位置する第１共振周波数（ｆｒ１＿ｐ１＿ｏｆｆ）、及び、第１共振周波数（ｆｒ１＿ｐ１＿ｏｆｆ）と第２***振周波数（ｆａ２＿ｐ１＿ｏｆｆ）との間に位置する第２共振周波数（ｆｒ２＿ｐ１＿ｏｆｆ）を有する。

　このように、比較例では、スイッチＳＷｘのオン及びオフの切り替えに応じて、並列腕回路１２Ｘの***振周波数及び共振周波数の個数が切り替わるとともに、共振周波数がシフトする。

　なお、直列腕回路１１Ｘの共振周波数及び***振周波数は、スイッチＳＷｘのオン及びオフの切り替えによってシフトせず、共振周波数は直列腕共振子ｓ１の共振周波数（ｆｒ＿ｓ１）と等しく、***振周波数は直列腕共振子ｓ１の***振周波数（ｆａ＿ｓ１）と等しい。

　これにより、本比較例では、スイッチＳＷｘがオン状態の場合、図３Ｂ上段の破線（Ｂ２９ｓｉｄｅ（ＳＷｘ　Ｏｎ））で示されるフィルタ特性、すなわちＢａｎｄ２９Ｒｘを通過帯域とするフィルタ特性（図中の「Ｂ２９ｓｉｄｅ」）が構成される。このとき、通過帯域低域端（７１７ＭＨｚ）でのロスは０．３２３ｄＢであり、通過帯域高域端（７２７ＭＨｚ）でのロスは０．２６９ｄＢであり、通過帯域内のロスが抑制されている。

　一方、スイッチＳＷｘがオフの場合、図３Ｂ上段の実線（Ｂ１２ｓｉｄｅ（ＳＷｘ　Ｏｆｆ））で示されるフィルタ特性、すなわちＢａｎｄ１２Ｒｘを通過帯域とし、Ｂａｎｄ１２Ｔｘを減衰帯域とするフィルタ特性が構成される。このとき、通過帯域低域端（７２９ＭＨｚ）でのロスは０．２６７ｄＢであり、通過帯域高域端（７４６ＭＨｚ）でのロスは０．９０４ｄＢであり、通過帯域高域端でのロスが悪化（増大）している。また、減衰帯域低域端（６９９ＭＨｚ）での減衰量は４．２４９ｄＢであり、減衰帯域高域端（７１６ＭＨｚ）での減衰量は０．６９４ｄＢであり、減衰帯域高域端での減衰量が不十分である。

　これにより、比較例に係る高周波フィルタ１０ＸをＢａｎｄ２９ＲｘとＢａｎｄ１２Ｒｘとを切り替える周波数可変型フィルタに適用すると、ＳＷｘをオフとした場合に、通過帯域高域端でのロスが悪化するとともに、通過帯域低域側の減衰帯域での減衰量が悪化してしまう。このように、比較例では、通過帯域低域側を高周波数側に周波数可変させた場合に、通過帯域高域端でのロスが悪化するとともに、通過帯域低域側の減衰帯域での減衰量が悪化するという問題がある。

　［１－３－２．　比較例との対比］
　本願発明者は、鋭意検討の結果、比較例では、通過帯域低域側の減衰極の周波数を高周波数側に周波数可変させる場合に、通過帯域高域側近傍に新たな減衰極ができることにより上記問題が生じることを見出した。そして、通過帯域低域側の減衰極の周波数を高周波数側に周波数可変させる場合に新たな減衰極が通過帯域高域側近傍にできず通過帯域低域にできるようにすることで、通過帯域高域端のロスと通過帯域低域側の減衰量を改善するという着想を得た。

　図４Ａは、実施例１－１及び比較例に係る高周波フィルタの低周波数シフト時（Ｂ２９ｓｉｄｅ：通過帯域低域側の通過帯域周波数及び減衰極を低周波数に周波数可変したとき）の特性を比較したグラフである。図４Ｂは、実施例１－１及び比較例に係る高周波フィルタの高周波数シフト時（Ｂ１２ｓｉｄｅ：通過帯域低域側の通過帯域周波数及び減衰極を高周波数に周波数可変したとき）の特性を比較したグラフである。

　図４Ａから明らかなように、低周波数シフト時において、実施例１－１と比較例とは、同等の通過帯域（Ｂａｎｄ２９Ｒｘ）内特性を示す。

　図４Ａ及び図４Ｂから明らかなように、比較例では、スイッチＳＷｘをオンからオフに切り替えることにより通過帯域低域側の通過帯域周波数及び減衰極を高周波数側に周波数可変させたとき、通過帯域高域側に、直列腕回路１１Ｘの***振周波数（ｆａ＿ｓ１）によって構成される第１減衰極Ｐ＿Ｈ９１に加え、並列腕回路１２Ｘの第２共振周波数（ｆｒ２＿ｐ１＿ｏｆｆ）によって構成される第２減衰極Ｐ＿Ｈ９２が現れる。この第２減衰極Ｐ＿Ｈ９２は第１減衰極Ｐ＿Ｈ９１よりも低周波数側に位置するため、スイッチＳＷｘをオンとしたときの通過帯域高域端のロスが悪化してしまう。一方、このとき、通過帯域低域側には、並列腕回路１２Ｘの第１共振周波数（ｆｒ＿ｐ１＿ｏｆｆ）で構成される１つの減衰極Ｐ＿Ｌ１のみが現れるため、通過帯域低域側の減衰帯域において減衰量が不十分となってしまう。

　これに対し、本実施例では、スイッチＳＷｂをオフからオンに切り替えることにより通過帯域低域側の通過帯域周波数及び減衰極を高周波数側に周波数可変させたときであっても、通過帯域高域側には、直列腕回路１１の第２***振周波数（ｆａ２＿ｓ１＿ｏｎ）によって構成される１つの減衰極（スイッチＳＷｂオフ時には減衰極Ｐ＿Ｈ１ｏｆｆ、スイッチＳＷｂオン時には減衰極Ｐ＿Ｈ１ｏｎ）のみが現れる。このため、本実施例では、比較例に比べて、通過帯域低域側を高周波数側に周波数可変させたときの通過帯域高域端でのロスの悪化を抑制することができる。一方、このとき、通過帯域低域側には、並列腕回路１２の共振周波数（ｆｒ＿ｐ１）で構成される減衰極Ｐ＿Ｌ１と、直列腕回路１１の第１***振周波数（ｆａ＿ｓ１＿ｏｎ）で構成される減衰極Ｐ＿Ｌ２と、の２つの減衰極が現れるため、通過帯域低域側の減衰帯域において減衰量が改善する。

　［１－３－３．　まとめ］
　以上のように、本実施例によれば、スイッチＳＷｂ（第１スイッチ）のオン（導通状態）及びオフ（非導通状態）の切り替えにより、直列腕回路１１について、高周波フィルタ１０の通過帯域を構成する共振周波数、及び、高周波フィルタ１０の減衰極を構成する***振周波数を可変することができる。具体的には、直列腕回路１１は、スイッチＳＷｂがオフの場合、直列腕共振子ｓ１ａ（第１直列腕共振子）の共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ａ）と同じ第３共振周波数（ｆｒ２＿ｓ１＿ｏｆｆ）、及び、直列腕共振子ｓ１ａ（第１直列腕共振子）の***振周波数（ｆａ＿ｓ１ａ）より若干低周波数側に位置する第３***振周波数（ｆａ＿ｓ１＿ｏｆｆ）を有する。また、直列腕回路１１は、スイッチＳＷｂがオンの場合、直列腕共振子ｓ１ａの共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ａ）と同じ第１共振周波数（ｆｒ２＿ｓ１＿ｏｎ）、及び、直列腕共振子ｓ１ｂ（第２直列腕共振子）の共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ｂ）と同じ第２共振周波数（ｆｒ１＿ｓ１＿ｏｎ）と、直列腕共振子ｓ１ａの共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ａ）と直列腕共振子ｓ１ｂの共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ｂ）との間に位置する第１***振周波数（ｆａ１＿ｓ１＿ｏｎ）、及び、第２共振周波数（ｆｒ１＿ｓ１＿ｏｎ）より高周波数側に位置する第２***振周波（ｆａ２＿ｓ１＿ｏｎ）と、を有する。

　これに関し、本実施例では、直列腕共振子ｓ１ｂの共振周波数が直列腕共振子ｓ１ａの共振周波数より低い（ｆｒ＿ｓ１ｂ＜ｆｒ＿ｓ１ａ）。よって、スイッチＳＷｂがオフのとき、第３共振周波数（ｆｒ２＿ｓ１＿ｏｆｆ）は通過帯域を構成し、第３***振周波数は通過帯域高域側の減衰極を構成する。また、スイッチＳＷｂがオンのとき、第２共振周波数（ｆｒ１＿ｓ１＿ｏｎ）は通過帯域を構成し、第１***振周波数（ｆａ１＿ｓ１＿ｏｎ）は通過帯域低域側の減衰極を構成し、第２***振周波数（ｆａ２＿ｓ１＿ｏｎ）は通過帯域高域側の減衰極を構成する。すなわち、本実施例では、スイッチＳＷｂのオフからオンへの切り替えにより、通過帯域低域側に新たな減衰極が構成される。

　よって、並列腕回路の共振周波数によって構成される通過帯域低域側の減衰極を考慮すると、スイッチＳＷｂのオン及びオフの切り替えと、通過帯域との関係について、次のことが言える。具体的には、スイッチＳＷｂをオフからオンに切り替えると、通過帯域の低域側に新たな減衰極が構成されるため、通過帯域低域側の減衰帯域が広帯域化される。このとき、通過帯域高域側には新たな減衰極が構成されないため、通過帯域高域端におけるロスの悪化が抑制されるとともに、通過帯域の低域側の減衰量の悪化を抑制できる。

　したがって、本実施例によれば、通過帯域高域端のロスを抑制するとともに、通過帯域低域側の減衰量を改善しつつ、通過帯域低域側の通過帯域周波数及び減衰極の周波数を可変できる周波数可変型の高周波フィルタ１０を実現することができる。

　このように、本実施例では、直列腕共振子ｓ１ｂの共振周波数が直列腕共振子ｓ１ａの周波数より低いことにより、スイッチＳＷｂのオン及びオフの切り替えにより、通過帯域低域側の減衰極の個数を増減することができる。よって、通過帯域高域端のロスと通過帯域低域側の減衰量を改善することができる。

　なお、直列腕共振子ｓ１ｂ（第２直列腕共振子）の共振周波数は上記周波数（７０２Ｍｚ）に限らない。

　図５は、実施例１－１に係る高周波フィルタ１０において、直列腕共振子ｓ１ｂの共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ｂ）を変えた場合のフィルタ特性への影響を示すグラフである。具体的には、同図には、スイッチＳＷｂをオンとして直列腕共振子ｓ１ｂの共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ｂ）を６９０ＭＨｚ～７１０ＭＨｚの範囲において５ＭＨｚ間隔で変化させたフィルタ特性と、スイッチＳＷｂをオフとしたフィルタ特性と、が示されている。なお、同図に示す直列腕共振子ｓ１ｂについて、***振周波数（ｆａ）と共振周波数（ｆｒ）との周波数差（ｆａ－ｆｒ）を共振周波数（ｆｒ）で除した値である比帯域幅（（ｆａ－ｆｒ）／ｆｒ）は固定である。

　直列腕共振子ｓ１ｂの共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ｂ）を変えることにより、スイッチＳＷｂをオンとしたときの直列腕回路１１の第１***振周波数（ｆｒ１＿ｓ１＿ｏｎ）が変わる。このため、同図から明らかなように、通過帯域低域側の２つの減衰極のうち、直列腕回路１１の第１***振周波数（ｆｒ１＿ｓ１＿ｏｎ）によって構成される減衰極である通過帯域側の減衰極の周波数が変化する。

　よって、高周波フィルタは、共振周波数が互いに異なる複数の第２直列腕共振子を有してもかまわない。つまり、高周波フィルタは、複数の第１周波数可変回路を有してもかまわない。

　図６は、このように構成された高周波フィルタ１０Ａ（変形例に係る高周波フィルタ）の回路構成図である。

　同図に示す高周波フィルタ１０Ａは、複数の周波数可変回路１１ｂ１～１１ｂｎを有する。複数の周波数可変回路１１ｂ１～１１ｂｎは、それぞれ実施例１－１の周波数可変回路１１ｂ（第１周波数可変回路）に相当し、実施例１－１の直列腕共振子ｓ１ｂ（第２直列腕共振子）に相当する直列腕共振子ｓ１ｂ１～ｓ１ｂｎと、実施例１－１のスイッチＳＷｂ（第１スイッチ）に相当するスイッチＳＷｂ１～ＳＷｂｎと、を有する。

　ここで、複数の直列腕共振子ｓ１ｂ１～ｓ１ｂｎ（複数の第２直列腕共振子）は、互いに異なる共振周波数を有する（ｆｒ＿ｓ１ｂ１≠・・・≠ｆｒ＿ｓ１ｂｎ）。具体的には、ここでは、複数の直列腕共振子ｓ１ｂ１～ｓ１ｂｎの共振周波数は、いずれも直列腕共振子ｓ１ａ（第１直列腕共振子）の共振周波数よりも低い（ｆｒ＿ｓ１ｂ１＜ｆｒ＿ｓ１ａ、・・・、ｆｒ＿ｓ１ｂｎ＜ｆｒ＿ｓ１ａ）。

　このように構成された高周波フィルタ１０Ａによれば、複数のスイッチＳＷｂ１～ＳＷｂｎのうちオンとするスイッチの選択に応じて、直列腕回路１１の第１***振周波数（ｆｒ１＿ｓ１＿ｏｎ）を可変することができる。つまり、通過帯域の周波数及び通過帯域低域側の減衰帯域を細かいステップで可変することができることにより、通過帯域の周波数及び通過帯域低域側の減衰極の周波数可変幅を細かく設定することができる。よって、使用するバンド（例えばＢａｎｄ１２Ｒｘ）のチャネルごとに最も低損失となるフィルタ特性を選択することが可能となる。

　［１－４．　他の実施例］
　［１－４－１．　第１直列腕共振子にキャパシタまたはインダクタを直列接続］
　本実施の形態に係る直列腕回路は、さらに、第１直列腕共振子と直列接続された第１インピーダンス素子を有してもかまわない。そこで、以下、このような高周波フィルタについて、実施例（実施例１－２－１及び実施例１－２－２）を用いて説明する。

　図７Ａは、実施例１－２－１に係る高周波フィルタ１０Ｂａの回路構成図である。

　同図に示すように、本実施例に係る高周波フィルタ１０Ｂａは、実施例１－１に比べて、直列腕共振子ｓ１ａ（第１直列腕共振子）と直列接続されたキャパシタＣ１１（第１インピーダンス素子）をさらに有する直列腕回路１１Ｂａが設けられている。また、周波数可変回路１１ｂは、直列腕共振子ｓ１ａとキャパシタＣ１１とで構成される直列接続回路１１ａａ（第１直列接続回路）と並列接続されている。

　図７Ｂは、実施例１－２－２に係る高周波フィルタ１０Ｂｂの回路構成図である。

　同図に示すように、本実施例に係る高周波フィルタ１０Ｂｂは、上記実施例１－２－１に係る高周波フィルタ１０ＢａにおいてキャパシタＣ１１をインダクタＬ１１（第１インピーダンス素子）に置き換えた構成である。

　以下、このように構成された実施例１－２－１及び実施例１－２－２に係る高周波フィルタの特性について、実施例１－１と比較して説明する。

　なお、実施例１－２－１の高周波フィルタ１０Ｂａの回路定数は、実施例１の回路定数と概ね同じであり、直列腕共振子ｓ１ａ（第１直列腕共振子）の共振周波数（ｆｒ）が７２５ＭＨｚ、***振周波数（ｆａ）が７８３ＭＨｚである点のみ異なる。また、キャパシタＣ１１の容量値は８ｐＦである。

　実施例１－２－２の高周波フィルタ１０Ｂｂの回路定数は、実施例１の回路定数と概ね同じであり、直列腕共振子ｓ１ａ（第１直列腕共振子）の共振周波数（ｆｒ）が７４５ＭＨｚ、***振周波数（ｆａ）が８０４ＭＨｚである点のみ異なる。また、インダクタＬ１１のインダクタンス値は２ｎＨである。

　図７Ｃは、実施例１－２－１及び実施例１－２－２に係る高周波フィルタに関する各種特性を、実施例１－１と比較して示すグラフである。具体的には、同図左列には実施例１－１に係る高周波フィルタ１０の各種特性が示され、同図中央列には実施例１－２－１に係る高周波フィルタ１０Ｂａの各種特性が示され、同図右列には実施例１－２－２に係る高周波フィルタ１０Ｂｂの各種特性が示されている。また、同図上段には、スイッチＳＷｂがオンの場合、ならびに、スイッチＳＷｂがオフの場合の２状態のフィルタ特性が示されている。また、同図中段には、直列腕回路と、並列腕回路１２と、のインピーダンス特性が示されている。また、同図下段には、直列腕共振子ｓ１ａと、直列腕共振子ｓ１ｂと、並列腕共振子ｐ１と、のインピーダンス特性が示されている。なお、直列腕回路においては、スイッチＳＷｂがオンの場合、ならびに、スイッチＳＷｂがオフの場合の２状態のインピーダンス特性が示されている。

　同図上段から明らかなように、直列腕共振子ｓ１ａにインピーダンス素子を直列接続した実施例１－２－１及び実施例１－２－２の構成であっても、実施例１－１と同様、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域低域側を可変することができる。

　また、実施例１－２－１のように、直列腕共振子ｓ１ａに直列接続されるインピーダンス素子としてキャパシタＣ１１を設けることにより、インピーダンス素子を設けない実施例１－１に比べて、通過帯域が狭帯域化されたフィルタ特性を構成することができる。一方、実施例１－２－２のように、直列腕共振子ｓ１ａに直列接続されるインピーダンス素子としてインダクタＬ１１を設けることにより、インピーダンス素子を設けない実施例１－１に比べて、通過帯域が広帯域化されたフィルタ特性を構成することができる。

　このことについて、以下、図７Ｄ及び図７Ｅを用いて説明する。

　図７Ｄは、実施例１－１、実施例１－２－１及び実施例１－２－２に係る高周波フィルタの低周波数シフト時（スイッチＳＷｂがオフのとき）の特性を比較したグラフである。図７Ｅは、実施例１－１、実施例１－２－１及び実施例１－２－２に係る高周波フィルタの高周波数シフト時（スイッチＳＷｂがオンのとき）の特性を比較したグラフである。具体的には、図７Ｄ及び図７Ｅについて、上段にはフィルタ特性が示され、下段にはスイッチＳＷｂがオンの場合あるいはスイッチＳＷｂがオフの場合の直列腕回路のインピーダンスが示されている。

　まず、図７Ｄに示すスイッチＳＷｂがオフである場合の特性について説明する。

　この場合、実施例１－２－１の直列腕回路１１Ｂａは、直列腕共振子ｓ１ａとキャパシタＣ１１とが直列接続されていることにより、実施例１－１の直列腕回路１１に比べて、共振周波数と***振周波数との周波数差を小さくすることができる。よって、直列腕回路１１Ｂａの共振周波数を高周波フィルタ１０Ｂａの通過帯域内に合わせると、直列腕回路１１Ｂａの***振周波数が直列腕回路１１の***振周波数よりも低周波数側に位置する。このため、実施例１－２－１によれば、実施例１－１に比べ、通過帯域高域側の減衰極が低周波数側に位置することにより通過帯域が狭帯域化される。

　また、この場合、実施例１－２－２の直列腕回路１１Ｂｂは、直列腕共振子ｓ１ａとインダクタＬ１１とが直列接続されていることにより、実施例１－１の直列腕回路１１に比べて、共振周波数と***振周波数との周波数差を大きくすることができる。よって、直列腕回路１１Ｂｂの共振周波数を高周波フィルタ１０Ｂｂの通過帯域に合わせると、直列腕回路１１Ｂｂの***振周波数が直列腕回路１１の***振周波数よりも高周波数側に位置する。このため、実施例１－２－２によれば、実施例１－１に比べ、通過帯域高域側の減衰極が高周波数側に位置することにより通過帯域が広帯域化される。

　次に、図７Ｅに示すスイッチＳＷｂがオン状態である場合の特性について説明する。

　この場合、実施例１－２－１の直列腕回路１１Ｂａは、実施例１－１の直列腕回路１１と比べ、第１共振周波数（低周波数側の共振周波数）、第２共振周波数（高周波数側の共振周波数）及び第１***振周波数（低周波数側の***振周波数）が概ね同じ周波数となり、第２***振周波数（高周波数側の***振周波数）が低周波数側に位置する。このため、実施例１－２－１によれば、実施例１－１に比べ、通過帯域高域側の減衰極が低周波数側に位置することにより通過帯域が狭帯域化される。

　また、この場合、実施例１－２－２の直列腕回路１１Ｂｂは、実施例１－１の直列腕回路１１と比べ、第１共振周波数（低周波数側の共振周波数）、第２共振周波数（高周波数側の共振周波数）及び第１***振周波数（低周波数側の***振周波数）が概ね同じ周波数となり、第２***振周波数（高周波数側の***振周波数）が高周波数側に位置する。このため、実施例１－２－２によれば、実施例１－１に比べ、通過帯域高域側の減衰極が高周波数側に位置することにより通過帯域が広帯域化される。

　以上のように、直列腕共振子ｓ１ａ（第１直列腕共振子）と第１インピーダンス素子（実施例１－２－１ではキャパシタＣ１１、実施例１－２－２ではインダクタＬ１１）とが直列接続されていることにより、第１直列接続回路（実施例１－２－１では直列接続回路１１ａａ、実施例１－２－２では直列接続回路１１ａｂ）の共振周波数と***振周波数との周波数差を、直列腕共振子ｓ１ａの当該周波数差から変えることができる。具体的には、第１インピーダンス素子がキャパシタの場合（実施例１－２－１の場合）に当該周波数差を小さくすることができ、第１インピーダンス素子がインダクタの場合（実施例１－２－２の場合）に当該周波数差を大きくすることができる。よって、第１インピーダンス素子の回路定数を適宜調整することによって、直列腕回路の第２共振周波数と第２***振周波数との周波数差を調整することができるため、当該周波数差によって規定される通過帯域高域側のカットオフ周波数と通過帯域高域側の減衰極との周波数差を調整することができる。したがって、通過帯域幅及び減衰スロープの急峻性を任意に設定することができる。

　なお、通過帯域の狭帯域化もしくは広帯域化の可変幅は、第１インピーダンス素子の定数に依存し、例えば、第１インピーダンス素子がキャパシタの場合、キャパシタの定数が小さいほど狭帯域となり、第１インピーダンス素子がインダクタの場合、インダクタの定数が大きいほど広帯域となる。このため、第１インピーダンス素子の定数は、高周波フィルタに要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。また、キャパシタは、バリキャップ及びＤＴＣ（Ｄｉｇｉｔａｌｌｙ　Ｔｕｎａｂｌｅ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）等の可変キャパシタであってもかまわない。また、インダクタは、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ　Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ　Ｓｙｓｔｅｍｓ）を用いた可変インダクタであってもかまわない。

　［１－４－２．　共振周波数が高い直列腕共振子を有する周波数可変回路を接続］
　ここまで、直列腕回路が備える周波数可変回路（第１周波数可変回路）は、第２直列腕共振子として、第１直列腕共振子（上記実施例の直列腕共振子ｓ１）の共振周波数よりも低い共振周波数を持つ、として説明した。しかし、第２直列腕共振子の共振周波数は、第１直列腕共振子の共振周波数と異なっていればよく、第１直列腕共振子の共振周波数より高くてもかまわない。

　そこで、以下、このような高周波フィルタについて、実施例（実施例１－３）を用いて説明する。

　図８Ａは、実施例１－３に係る高周波フィルタ１０Ｃの回路構成図である。

　同図に示す高周波フィルタ１０Ｃは、実施例１－１に係る高周波フィルタ１０に比べて、直列腕回路１１Ｃがさらに、周波数可変回路１１ｃ（第１周波数可変回路）を備える点が異なる。周波数可変回路１１ｃは、直列腕共振子ｓ１ｃ（第２直列腕共振子）と、直列腕共振子ｓ１ｃと直列接続されたスイッチＳＷｃ（第１スイッチ）と、で構成される。

　ここで、直列腕共振子ｓ１ｃの共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ｃ）は、直列腕共振子ｓ１ａの共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ａ）よりも高い。

　つまり、本実施例では、直列腕回路１１Ｃは、複数の第１周波数可変回路（ここでは２つの周波数可変回路１１ｂ、１１ｃ）を有する。また、複数の第２直列腕共振子（ここでは２つの直列腕共振子ｓ１ｂ、ｓ１ｃ）のうち少なくとも１つ（ここでは直列腕共振子ｓ１ｂ）の共振周波数は、直列腕共振子ｓ１ａ（第１直列腕共振子）の共振周波数より低い（ｆｒ＿ｓ１ｂ＜ｆｒ＿ｓ１ａ）。また、複数の第２直列腕共振子のうち他の少なくとも１つ（ここでは直列腕共振子ｓ１ｃ）の共振周波数は、直列腕共振子ｓ１ａの共振周波数より高い（ｆｒ＿ｓ１ａ＜ｆｒ＿ｓ１ｃ）。なお、第１周波数可変回路の個数は２つに限らず、３以上であってもかまわない。

　このように構成された高周波フィルタ１０Ｃは、例えば、スイッチＳＷｂ及びスイッチＳＷｃについて個別にオン及びオフを切り替えることができる。

　以下、実施例１－３に係る高周波フィルタ１０Ｃの特性について説明する。

　実施例１－３の高周波フィルタ１０Ｃの回路定数を、表３に示す。なお、スイッチＳＷｂ、ＳＷｃのオフ容量（Ｃｏｆｆ）は、いずれも０．２ｐＦである。

　図８Ｂは、実施例１－３に係る高周波フィルタ１０Ｃに関する各種特性を、実施例１－１と比較して示すグラフである。

　具体的には、同図には、左列から右列へと順に、（i）スイッチＳＷｂがオンかつＳＷｃがオフの場合の実施例１－３及び実施例１－１の各種特性、（ii）スイッチＳＷｂがオフかつＳＷｃがオンの場合の実施例１－３の各種特性、（iii）スイッチＳＷｂがオフかつＳＷｃがオフの場合の実施例１－３及び実施例１－１の各種特性、（iv）スイッチＳＷｂがオンかつＳＷｃがオンの場合の実施例１－３の各種特性が示されている。また、同図上段にはフィルタ特性が示され、同図下段には、直列腕回路と、並列腕共振子（すなわち並列腕回路）とのインピーダンス特性が示されている。

　なお、スイッチＳＷｂがオン（またはオフ）かつＳＷｃがオフの場合の実施例１－１の各種特性とは、スイッチＳＷｂがオン（またはオフ）の場合の実施例１－１の各種特性である。

　同図から明らかなように、実施例１－３によれば、スイッチＳＷｂのオン及びオフの切り替えだけでなく、スイッチＳＷｃのオン及びオフの切り替えによっても、直列腕回路１１Ｃの共振周波数及び***振周波数の周波数を可変することができる。

　具体的には、スイッチＳＷｃのオフからオンへの切り替えによって、直列腕回路１１Ｃは、さらに、直列腕共振子ｓ１ｃの共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ｃ）と同じ周波数に共振周波数を持ち、当該共振周波数よりも高周波数側に***振周波数を持つ。さらに、これによって、直列腕回路１１Ｃでは、直列腕共振子ｓ１ｃの共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ｃ）より低周波数側に最も近い***振周波数が低周波数側にシフトされる。ここで、当該***振周波数は、通過帯域高域側の減衰極を構成している。このため、スイッチＳＷｃのオフからオンへの切り替えによって、通過帯域高域側の減衰極が低周波数側へシフトされることになる。

　図８Ｃは、実施例１－３に係る高周波フィルタ１０ＣのスイッチＳＷｂ、ＳＷｃのオン及びオフを個別に切り替えた場合のフィルタ特性の変化を示すグラフである。

　同図に示すように、高周波フィルタ１０Ｃは、スイッチＳＷｂのオン及びオフの切り替えによって、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域の周波数及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を可変できる。また、高周波フィルタ１０Ｃは、スイッチＳＷｃのオン及びオフの切り替えによって、通過帯域低域端のロスを抑制しつつ、通過帯域の周波数及び通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変できる。

　したがって、高周波フィルタ１０Ｃは、スイッチＳＷｂ、ＳＷｃのオン及びオフを個別に切り替えることにより、通過帯域の低域側及び高域側のいずれについても、通過帯域端のロスを抑制しつつ、減衰帯域を可変することができる。

　［１－５．　共振解析］
　ここで、実施の形態に係る高周波フィルタの共振特性について、等価回路を用いて説明しておく。

　［１－５－１．　共振子単体］
　まず、共振子単体の共振特性について説明する。

　図９Ａは、１つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図に示すように、共振子は、キャパシタＣ_１及びインダクタＬ_１の直列回路（直列接続回路）とキャパシタＣ_０との並列回路（並列接続回路）で表すことができる。ここで、キャパシタＣ_０は、共振子の静電容量である。

　上記等価回路において、共振子の共振周波数ｆｒは、キャパシタＣ_１とインダクタＬ_１との直列回路で規定され、上記等価回路のインピーダンスが０となる周波数であることから、式２を解くことにより、式３で示される。

　また、共振子の***振周波数ｆａは、上記等価回路のアドミッタンスＹが０となる周波数であることから、式４を解くことにより、式５で示される。

　上記式３及び式５より、図９Ａの右側グラフに示すように、***振周波数ｆａは、共振周波数ｆｒよりも高周波数側に出現する。

　つまり、共振子は、１つの共振周波数と、当該共振周波数よりも高周波数側に位置する１つの***振周波数と、を持つ。

　［１－５－２．　共振子にインピーダンス素子を直列接続］
　次に、共振子にインピーダンス素子が直列接続された場合の共振特性について、等価回路モデルを用いて説明しておく。

　図９Ｂは、共振子にインピーダンス素子Ｘ_１が直列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図に示すように、共振子は、キャパシタＣ_１及びインダクタＬ_１の直列回路とキャパシタＣ_０との並列回路で表すことができる。ここで、キャパシタＣ_０は、共振子の静電容量である。また、共振子に対して、インピーダンス素子Ｘ_１とスイッチＳＷとの並列回路が接続されている。なお、共振解析での等価回路モデルにおいて、スイッチＳＷは、オフの場合に容量成分がない状態（すなわちインピーダンスが無限大）となり、オンの場合に抵抗成分がゼロ（すなわちインピーダンスがゼロ）となる理想的なスイッチとして扱う。

　まず、スイッチＳＷがオンの場合について、上記等価回路の共振特性を説明する。スイッチＳＷがオンの場合、インピーダンス素子Ｘ_１は短絡となるため、共振周波数ｆｒ＿ｏｎ及び***振周波数ｆａ＿ｏｎは、それぞれ、図９Ａにおける共振周波数ｆｒ及び***振周波数ｆａと同じとなり、式６及び式７で表される。

　次に、スイッチＳＷがオフの場合については、（１）インピーダンス素子Ｘ_１がキャパシタである場合、及び、（２）インピーダンス素子Ｘ_１がインダクタである場合、に分けて説明する。

　（１）インピーダンス素子Ｘ_１がキャパシタＣｔである場合
　スイッチＳＷがオフの場合の共振周波数ｆｒ＿ｏｆｆ１は、上記等価回路のインピーダンスＺが０となる周波数であることから、式８を解くことにより、式９で示される。

　一方、スイッチＳＷがオフの場合の***振周波数ｆａ＿ｏｆｆ１は、スイッチＳＷがオンの場合の***振周波数ｆａ＿ｏｎと同じであり、式１０で表される。

　式６、式７、式９、及び式１０より、インピーダンス素子Ｘ_１がキャパシタである場合、図９Ｂの右側グラフに示すように、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えによらず、***振周波数ｆａ＿ｏｎ及びｆａ＿ｏｆｆ１は一致している。一方、共振周波数については、スイッチＳＷのオン時（ｆｒ＿ｏｎ）に比べて、スイッチＳＷのオフ時（ｆｒ＿ｏｆｆ１）には、高周波数側へシフトすることが解る。

　（２）インピーダンス素子Ｘ_１がインダクタＬｔである場合
　スイッチＳＷがオフの場合の共振周波数ｆｒ＿ｏｆｆ２は、上記等価回路のインピーダンスＺが０となる周波数であることから、式１１を解くことにより、式１２で示される。

　式１２において、ｆｒ＿ｏｆｆ２ＬはスイッチＳＷがオフの場合の低周波数側の共振周波数であり、ｆｒ＿ｏｆｆ２ＨはスイッチＳＷがオフの場合の高周波数側の共振周波数である。

　一方、スイッチＳＷがオフの場合の***振周波数ｆａ＿ｏｆｆ２は、スイッチＳＷがオンの場合の***振周波数ｆａ＿ｏｎと同じであり、式１３で表される。

　式６、式７、式１２、及び式１３より、インピーダンス素子Ｘ_１がインダクタである場合、図９Ｂの右側グラフに示すように、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えによらず、***振周波数ｆａ＿ｏｎ及びｆａ＿ｏｆｆ２は一致している。一方、共振周波数については、スイッチＳＷのオン時（ｆｒ＿ｏｎ）に比べて、スイッチＳＷのオフ時（ｆｒ＿ｏｆｆ２Ｌ）には、低周波数側へシフトすることが解る。

　［１－５－３．　２つの共振子が並列接続］
　次に、２つの共振子が並列接続された場合の特性について、等価回路モデルを用いて説明しておく。

　図９Ｃは、並列接続された２つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図には、共振子ｒｅｓ１及びｒｅｓ２が並列接続されたモデルが示されている。共振子ｒｅｓ１は、キャパシタＣ_１及びインダクタＬ_１の直列回路とキャパシタＣ_０１との並列回路で表わされ、共振子ｒｅｓ２は、キャパシタＣ_２及びインダクタＬ_２の直列回路とキャパシタＣ_０２との並列回路で表すことができる。ここで、キャパシタＣ_０１及びＣ_０２は、それぞれ、共振子ｒｅｓ１及びｒｅｓ２の静電容量である。これら２つの共振子ｒｅｓ１及びｒｅｓ２で構成された共振回路は、図９Ｃ左下に示された等価回路で表される。つまり、上記共振回路は、キャパシタＣ_１及びインダクタＬ_１の直列回路と、キャパシタＣ_２及びインダクタＬ_２の直列回路と、キャパシタＣ_０（＝Ｃ_０１＋Ｃ_０２）との並列回路で表わされる。

　上記等価回路において、共振子の共振周波数ｆｒは、キャパシタＣ_１とインダクタＬ_１との直列回路で規定され、式２で示される。

　上記等価回路において、２つの共振周波数が規定され、共振周波数ｆｒ１、ｆｒ２は、それぞれ、キャパシタＣ_１とインダクタＬ_１との直列回路、及び、キャパシタＣ_２とインダクタＬ_２との直列回路で規定され、式１４で示される。

　つまり、上記等価回路で表される２つの共振周波数ｆｒ１、ｆｒ２は、それぞれ、共振子ｒｅｓ１の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓ１及び共振子ｒｅｓ２の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓ２と略等しい。

　また、上記等価回路の***振周波数は、上記等価回路のアドミッタンスＹが０となる周波数であることから、式１５を解くことにより、式１６のように２つの***振周波数（ｆａ１、ｆａ２）を有することが解る。

　上記式１６により得られる***振周波数ｆａ１、ｆａ２は、式４により得られる共振子単体の***振周波数（図９Ｃのグラフではｆａ＿ｒｅｓ１、ｆａ＿ｒｅｓ２として表示）と異なることが解る。また、式１５から導出される***振周波数ｆａ１は、共振子ｒｅｓ１単体の***振周波数ｆａ＿ｒｅｓ１よりも低く、***振周波数ｆａ２は、共振子ｒｅｓ２単体の***振周波数ｆａ＿ｒｅｓ２よりも低くなる。

　［１－５－４．　共振解析に基づく実施例の説明］
　上述した共振解析に基づき、本実施の形態に係る高周波フィルタにおいて、第１スイッチのオン及びオフの切り替えに応じて直列腕回路の共振特性がシフトすることが説明される。

　すなわち、例えば、実施例１－１において、スイッチＳＷｂ（第１スイッチ）がオンの場合には、直列腕共振子ｓ１ａと直列腕共振子ｓ１ｂとが並列接続される。このため、直列腕回路１１は、２つの共振周波数（第１共振周波数及び第２共振周波数）と２つの***振周波数（第１***振周波数及び第２***振周波数）と、を持つ。すなわち、直列腕回路１１の第１共振周波数及び第２共振周波数は、それぞれ、直列腕共振子ｓ１ａの共振周波数と直列腕共振子ｓ１ｂの共振周波数と同じとなる。また、直列腕回路１１の第１***振周波数は、直列腕共振子ｓ１ａの***振周波数よりも低くなり、直列腕回路１１の第２***振周波数は、直列腕共振子ｓ１ａの***振周波数よりも低くなる。

　一方、スイッチＳＷｂ（第１スイッチ）がオフの場合には、直列腕共振子ｓ１ａに対して直列腕共振子ｓ１ｂの静電容量とスイッチＳＷｂのオフ容量との合成容量が並列に接続される。上述したようにスイッチＳＷｂのオフ容量は、直列腕共振子ｓ１ｂの静電容量に比べて十分に小さいため、直列腕共振子ｓ１ｂの静電容量とスイッチＳＷｂのオフ容量（Ｃｏｆｆ）との合成容量は、直列腕共振子ｓ１ｂの静電容量の容量値に比べて十分小さい値となる。このため、この場合、直列腕回路１１の共振周波数である第３共振周波数は直列腕共振子ｓ１ａの共振周波数と同じとなり、直列腕回路１１の共振周波数である第３***振周波数は直列腕共振子ｓ１ａの***振周波数より若干低周波数側にシフトする。

　つまり、スイッチＳＷｂのオフからオンへの切り替えにより、共振周波数及び***振周波数が低周波数側にシフトするとともに、新たな共振周波数及び***振周波数が追加される。

　また、例えば、実施例１－２－１及び実施例１－２－２では、直列腕共振子ｓ１ａにインピーダンス素子（実施例１－２－１ではキャパシタ、実施例１－２－２ではインダクタ）が直列接続される。このため、直列腕共振子ｓ１ａとインピーダンス素子とで構成される第１直列接続回路の共振周波数は、直列腕共振子ｓ１ａの共振周波数に比べ、高周波数側もしくは低周波数側にシフトする。また、第１直列接続回路の***振周波数は、直列腕共振子ｓ１ａの共振周波数と等しくなる。

　また、例えば、実施例１－３におけるスイッチＳＷｂ、ＳＷｃいずれもオンの場合の直列腕回路１１の共振特性についても、互いに並列接続された３つの共振子の等価回路モデルを用いて説明される。このため、この場合、直列腕回路１１は、当該等価回路モデル（等価回路）のインピーダンスが０となる３つの周波数が共振周波数となり、アドミッタンスが０となる３つの周波数が***振周波数となる。なお、この場合の各共振周波数及び各***振周波数の具体例については、説明を省略する。

　（実施の形態２）
　上記実施の形態では、並列腕回路の共振周波数あるいは***振周波数は固定であったが、直列腕回路と同様に、並列腕回路の共振周波数あるいは***振周波数を可変できてもかまわない。そこで、本実施の形態では、このような高周波フィルタについて、実施例（実施例２－１、及び、実施例２－２）を用いて説明する。

　［２－１．　構成］
　図１０Ａは、実施例２－１に係る高周波フィルタ２０の回路構成図である。

　同図に示すように、本実施例における並列腕回路２２は、実施の形態１の実施例における並列腕回路１２に比べて、さらに、並列腕共振子ｐ１（第１並列腕共振子）と直列接続された周波数可変回路１１ｄ（第２周波数可変回路）を有する。

　周波数可変回路１１ｄは、キャパシタＣ２２（第２インピーダンス素子）と、キャパシタＣ２２と並列接続されたスイッチＳＷｐ（第２スイッチ）と、を有する第２周波数可変回路である。つまり、周波数可変回路１１ｄは、キャパシタＣ２２とスイッチＳＷｐとの並列接続回路であって、並列腕共振子ｐ１と直列接続されている。この周波数可変回路１１ｄは、ＲＦＩＣ等の制御部（図示せず）からの制御信号にしたがってスイッチＳＷｐのオン及びオフが切り替わることにより、並列腕回路２２の共振周波数を可変する。

　本実施例では、並列腕共振子ｐ１及び周波数可変回路１１ｄは、ノードｘ１側からこの順に接続されているが、この逆の順序で接続されていてもかまわない。ただし、スイッチＳＷｐが並列腕共振子ｐ１よりノードｘ１側に配置されると、スイッチＳＷｐオン時においてスイッチＳＷｐの抵抗成分（オン抵抗）により高周波フィルタ２０のロスが悪化する。このため、周波数可変回路１１ｄが並列腕共振子ｐ１よりグランド側に配置されていることが好ましい。

　本実施例では、周波数可変回路１１ｂ及び周波数可変回路１１ｄにおいて、スイッチＳＷｂ（第１スイッチ）がオン（導通状態）の場合、スイッチＳＷｐ（第２スイッチ）がオフ（非導通状態）であり、スイッチＳＷｂがオフの場合、スイッチＳＷｐがオンである。つまり、スイッチＳＷｂ、ＳＷｐは、一方がオンからオフに切り替わると、同時に、他方がオフからオンに切り替わる。これにより、スイッチＳＷｂ、ＳＷｐのオン及びオフを制御する制御回路を共通化できるため、高周波フィルタ２０の小型化が可能となる。

　ここで、スイッチＳＷｐは、ＳＰＳＴ型のスイッチ素子であり、例えば、スイッチＳＷｂと同様に構成されている。

　［２－２．　特性］
　次に、本実施例の高周波フィルタ２０のフィルタ特性（通過特性）について、当該フィルタ特性を規定するインピーダンス特性（共振特性）についても述べつつ説明する。

　なお、本実施例の高周波フィルタ２０を構成する回路素子のうち実施例１－１と同じ回路素子については、同一の定数を有する。また、キャパシタＣ２２の容量値は１２ｐＦであり、スイッチＳＷｐのオフ容量は０．２ｐＦである。

　図１０Ｂは、高周波フィルタ２０に関する各種特性を示すグラフである。具体的には、同図上段には、スイッチＳＷｂがオンかつスイッチＳＷｐがオフの場合、ならびに、スイッチＳＷｂがオフかつスイッチＳＷｐがオンの場合の２状態のフィルタ特性が示されている。また、同図中段には、直列腕回路１１と、並列腕回路２２と、のインピーダンス特性が示されている。また、同図下段には、直列腕共振子ｓ１ａと、直列腕共振子ｓ１ｂと、並列腕共振子ｐ１と、のインピーダンス特性が示されている。なお、直列腕回路１１においては、スイッチＳＷｂがオンの場合、ならびに、スイッチＳＷｂがオフの場合の２状態のインピーダンス特性が示されている。また、並列腕回路２２においては、スイッチＳＷｐがオンの場合、ならびに、スイッチＳＷｐがオフの場合の２状態のインピーダンス特性が示されている。

　まず、図１０Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷｂがオフかつスイッチＳＷｐがオンの場合（低周波数シフト）の特性について説明する。

　この場合、直列腕回路１１の特性は、実施例１－１においてスイッチＳＷｂがオフの場合の特性と同様であるため、詳細な説明については省略する。

　また、この場合、並列腕回路２２は、キャパシタＣ２２がスイッチＳＷｐによって短絡されることにより、並列腕共振子ｐ１と同じ特性を示す。

　次に、図１０Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷｂがオンかつスイッチＳＷｐがオフの場合（高周波数シフト）の特性について説明する。

　この場合、直列腕回路１１の特性は、実施例１－１においてスイッチＳＷｂがオンの場合の特性と同様であるため、詳細な説明については省略する。

　また、この場合、並列腕回路２２は、スイッチＳＷｂがオフとなることにより、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ２２とが直列接続された回路となるため、並列腕共振子ｐ１及びキャパシタＣ２２の合成特性を示す。

　なお、この場合、実際には、スイッチＳＷｐのオフ容量により、並列腕回路２２は上記合成特性とは僅かに異なる特性を示す。しかし、スイッチＳＷｐのオフ容量はキャパシタＣ２２の容量（本実施例では１２ｐＦ）に比べて微小（本実施例では０．２ｐＦ）であるため、並列腕回路２２の特性にはほとんど影響しない。よって、簡明のため、ここではスイッチＳＷｐをオフ容量のない理想的なスイッチとして扱って説明する。

　したがって、図１０Ｂ中段及び下段のグラフに示すように、並列腕回路２２は、並列腕共振子ｐ１の共振周波数より高周波数側に位置する共振周波数と、並列腕共振子ｐ１の***振周波数と等しい***振周波数と、を有する。

　これにより、本実施例では、スイッチＳＷｂがオフかつスイッチＳＷｐがオンの場合、図１０Ｂ上段の破線（ＳＷｂ　Ｏｆｆ，ＳＷｐ　Ｏｎ）で示されるフィルタ特性が構成される。一方、スイッチＳＷｂがオンかつスイッチＳＷｐがオフの場合、図１０Ｂ上段の実線（ＳＷｂ　Ｏｎ，ＳＷｐ　Ｏｆｆ）で示されるフィルタ特性が構成される。

　［２－３．　効果］
　以下、本実施例によって奏される効果について、実施例１－１と比較して説明する。

　図１１Ａは、実施例２－１及び実施例１－１に係る高周波フィルタの低周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図１１Ｂは、実施例２－１及び実施例１－１に係る高周波フィルタの高周波数シフト時の特性を比較したグラフである。具体的には、これらの図において、上段にはフィルタ特性が示され、中段には直列腕回路のインピーダンス特性が示され、下段には並列腕回路のインピーダンス特性が示されている。

　図１１Ａから明らかなように、実施例２－１によれば、低周波数シフト時において、実施例１－１と同等の特性を得ることができる。

　また、図１１Ｂの上段から明らかなように、実施例２－１によれば、高周波数シフト時において、実施例１－１に比べて、通過帯域低域側の減衰量を改善することができる。具体的には、実施例２－１では、スイッチＳＷｐがオンからオフに切り替わることにより、並列腕共振子ｐ１にキャパシタＣ２２が直列接続される。よって、並列腕回路２２の共振周波数が高周波数側へとシフトするため、当該共振周波数によって構成される通過帯域低域側の減衰極が高周波数側へとシフトするとともに、通過帯域低域端の周波数が高周波数へとシフトする。したがって、スイッチＳＷｂがオンの場合にスイッチＳＷｐがオフとなることにより、通過帯域低域端の周波数及び通過帯域低域側の減衰極が高周波数側へシフトしているとき（高周波数シフト時）の通過帯域低域側の減衰量を改善する（大きくする）ことができる。

　例えば、３ＧＰＰで規定されるバンドの多くは、Ｔｘ帯域（送信帯域）が低周波数側、Ｒｘ帯域（受信帯域）が高周波数側になり、各バンドの中心周波数及び帯域幅が異なる。そのため、これに使用する周波数可変型の高周波フィルタは、Ｔｘ帯域及びＲｘ帯域のいずれか一方を通過帯域、他方を減衰帯域とし、通過帯域と減衰帯域を同時に低周波数側もしくは高周波数側にシフトする必要がある。

　本実施例に係る高周波フィルタ２０は、通過帯域を高周波数側にシフトした際の通過帯域低域側の減衰量を改善することができるため、例えば３ＧＰＰで規定されるバンドの受信フィルタとして好適である。

　なお、スイッチＳＷｂ及びスイッチＳＷｐは、個別にオン及びオフが切り替えられてもかまわない。

　図１２は、実施例２－１に係る高周波フィルタ２０のスイッチＳＷｂ、ＳＷｐのオン及びオフを個別に切り替えた場合のフィルタ特性の変化を示すグラフである。

　同図に示すように、高周波フィルタ２０は、スイッチＳＷｂのオン及びオフの切り替えによって、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域低域側を可変できる。また、高周波フィルタ２０は、スイッチＳＷｐのオン及びオフの切り替えによって、通過帯域低域側の減衰極を可変できる。

　したがって、高周波フィルタ２０は、スイッチＳＷｂ、ＳＷｐのオン及びオフを適宜切り替えることにより、要求される周波数仕様に合わせたフィルタ特性を構成することができる。

　［２－４．　他の実施例］
　また、並列腕共振子ｐ１と直列接続されるインピーダンス素子はキャパシタに限らず、インダクタであってもかまわない。

　図１３Ａは、実施例２－２に係る高周波フィルタ２０Ａの回路構成図である。

　同図に示すように、本実施例における並列腕回路２２Ａは、上記実施例２－１におけるキャパシタＣ２２に代わりインダクタＬ２２を有する。つまり、本実施例における並列腕回路２２Ａは、並列腕共振子ｐ１（第１並列腕共振子）と直列接続された周波数可変回路１１ｅ（第２周波数可変回路）を有する。この周波数可変回路１１ｅは、インダクタＬ２２（第２インピーダンス素子）と、インダクタＬ２２と並列接続されたスイッチＳＷｐ（第２スイッチ）と、を有する第２周波数可変回路である。

　本実施例では、周波数可変回路１１ｂ及び周波数可変回路１１ｅにおいて、スイッチＳＷｂ（第１スイッチ）がオン（導通状態）の場合、スイッチＳＷｐ（第２スイッチがオンであり、スイッチＳＷｂがオフ（非導通状態）の場合、スイッチＳＷｐがオフである。つまり、スイッチＳＷｂ、ＳＷｐは、同時にオンまたは同時にオフとなる。

　次に、本実施例の高周波フィルタ２０Ａのフィルタ特性（通過特性）について、当該フィルタ特性を規定するインピーダンス特性（共振特性）についても述べつつ説明する。

　なお、本実施例の高周波フィルタ２０Ａを構成する回路素子のうち実施例２－１と同じ回路素子については、同一の定数を有する。また、インダクタＬ２２のインダクタンス値は３ｎＨである。

　図１３Ｂは、高周波フィルタ２０Ａに関する各種特性を示すグラフである。具体的には、同図上段には、スイッチＳＷｂがオンかつスイッチＳＷｐがオンの場合、ならびに、スイッチＳＷｂがオフかつスイッチＳＷｐがオフの場合の２状態のフィルタ特性が示されている。また、同図中段には、直列腕回路１１と、並列腕回路２２Ａと、のインピーダンス特性が示されている。また、同図下段には、直列腕共振子ｓ１ａと、直列腕共振子ｓ１ｂと、並列腕共振子ｐ１と、のインピーダンス特性が示されている。なお、直列腕回路１１においては、スイッチＳＷｂがオンの場合、ならびに、スイッチＳＷｂがオフの場合の２状態のインピーダンス特性が示されている。また、並列腕回路２２Ａにおいては、スイッチＳＷｐがオンの場合、ならびに、スイッチＳＷｐがオフの場合の２状態のインピーダンス特性が示されている。

　まず、図１３Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷｂがオフかつスイッチＳＷｐがオフの場合（低周波数シフト）の特性について説明する。

　また、この場合、並列腕回路２２Ａは、スイッチＳＷｂがオフとなることにより、並列腕共振子ｐ１とインダクタＬ２２とが直列接続された回路となるため、並列腕共振子ｐ１及びインダクタＬ２２の合成特性を示す。

　なお、この場合、実際には、スイッチＳＷｐのオフ容量により、並列腕回路２２Ａのインピーダンス特性にリップルが発生する。しかし、このリップルはスイッチＳＷｐのオフ容量が微小（例えば、０．４ｐＦ以下）であれば、通過帯域内の特性にはほとんど影響せず、本実施例ではスイッチＳＷｐのオフ容量が０．２ｐＦであるため、通過帯域内の特性への影響を無視することができる。よって、簡明のため、以下ではスイッチＳＷｐをオフ容量のない理想的なスイッチとして扱って説明する。

　したがって、図１３Ａ中段及び下段のグラフに示すように、並列腕回路２２Ａは、並列腕共振子ｐ１の共振周波数より低周波数側に位置する共振周波数と、並列腕共振子ｐ１の***振周波数と等しい***振周波数と、を有する。

　次に、図１３Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷｂがオンかつスイッチＳＷｐがオンの場合（高周波数シフト）の特性について説明する。

　また、この場合、並列腕回路２２Ａは、インダクタＬ２２がスイッチＳＷｐによって短絡されることにより、並列腕共振子ｐ１と同じ特性を示す。

　これにより、本実施例では、スイッチＳＷｂがオフかつスイッチＳＷｐがオフの場合、図１３Ｂ上段の破線（ＳＷｂ　Ｏｆｆ，ＳＷｎ　Ｏｆｆ）で示されるフィルタ特性が構成される。一方、スイッチＳＷｂがオンかつスイッチＳＷがオンの場合、図１３Ｂ上段の実線（ＳＷｂ　　Ｏｎ，ＳＷｐ　Ｏｎ）で示されるフィルタ特性が構成される。

　以下、本実施例によって奏される効果について、実施例１－１と比較して説明する。

　図１４Ａは、実施例２－２及び実施例１－１に係る高周波フィルタの低周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図１４Ｂは、実施例２－２及び実施例１－１に係る高周波フィルタの高周波数シフト時の特性を比較したグラフである。具体的には、これらの図において、上段にはフィルタ特性が示され、中段には直列腕回路のインピーダンス特性が示され、下段には並列腕回路のインピーダンス特性が示されている。

　図１４Ａの上段から明らかなように、実施例２－２によれば、低周波数シフト時において、実施例１－１に比べて、通過帯域低域側の減衰極を低周波数側にシフトすることができる。具体的には、実施例２－１では、スイッチＳＷｐがオンからオフに切り替わることにより、並列腕共振子ｐ１にインダクタＬ２２が直列接続される。よって、並列腕回路２２Ａの共振周波数が低周波数側へとシフトするため、当該共振周波数によって構成される通過帯域低域側の減衰極が低周波数側へとシフトするとともに、通過帯域低域端の周波数が高周波数へとシフトする。したがって、スイッチＳＷｂがオンの場合にスイッチＳＷｐがオフとなることにより、通過帯域低域端の周波数及び通過帯域低域側の減衰極が低周波数側へシフトしているとき（低周波数シフト時）の通過帯域低域側の減衰量を改善することができる。

　また、図１４Ｂから明らかなように、実施例２－２によれば、高周波数シフト時において、実施例１－１と同等の特性を得ることができる。

　したがって、実施例２－２によれば、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域低域側の周波数及び通過帯域低域側の減衰極の周波数の可変幅を大きくすることができる。

　図１５は、実施例２－２に係る高周波フィルタ２０ＡのスイッチＳＷｂ、ＳＷｐのオン及びオフを個別に切り替えた場合のフィルタ特性の変化を示すグラフである。

　同図に示すように、高周波フィルタ２０Ａは、スイッチＳＷｂのオン及びオフの切り替えによって、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域低域端の周波数及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を可変できる。また、高周波フィルタ２０Ａは、スイッチＳＷｐのオン及びオフの切り替えによって、通過帯域低域端の周波数及び通過帯域低域側の減衰極の周波数の減衰極を可変できる。

　したがって、高周波フィルタ２０Ａは、スイッチＳＷｂ、ＳＷｐのオン及びオフを適宜切り替えることにより、要求される周波数仕様に合わせたフィルタ特性を構成することができる。

　（実施の形態３）
　上記実施の形態１及び２では、並列腕回路は１つの並列腕共振子を有したが、直列腕回路と同様に、複数の並列腕共振子を有してもかまわない。そこで、本実施の形態では、このような高周波フィルタについて、実施例（実施例３）を用いて説明する。

　［３－１．　構成］
　図１６Ａは、実施例３に係る高周波フィルタ３０の回路構成図である。

　同図に示すように、本実施例における並列腕回路３２は、実施の形態２の実施例２－１における並列腕回路２２に比べて、並列腕共振子ｐ１ａ（第１並列腕共振子）と周波数可変回路１１ｄ（第２周波数可変回路）とで構成される直列接続回路３２１（第２直列接続回路）と並列接続された並列腕共振子ｐ１ｂ（第２並列腕共振子）を有する。なお、並列腕共振子ｐ１ａは、実施例２－１の並列腕共振子ｐ１に相当する。

　並列腕共振子ｐ１ｂは、ノードｘ１とグランドとを結ぶ並列腕上に設けられた共振子（第２並列腕共振子）であり、一方の端子がノードｘ１に接続され、他方の端子がグランドに接続されている。この並列腕共振子ｐ１ｂの共振周波数は、並列腕共振子ｐ１ａの共振周波数より高い。

　本実施例では、実施例２－１と同様に、周波数可変回路１１ｂ及び周波数可変回路１１ｄにおいて、スイッチＳＷｂ（第１スイッチ）がオン（導通状態）の場合、スイッチＳＷｐ（第２スイッチがオフ（非導通状態）であり、スイッチＳＷｂがオフの場合、スイッチＳＷｐがオンである。つまり、スイッチＳＷｂ、ＳＷｐは、一方がオンからオフに切り替わると、同時に、他方がオフからオンに切り替わる。

　［３－２．　特性］
　次に、本実施例の高周波フィルタ３０のフィルタ特性（通過特性）について、当該フィルタ特性を規定するインピーダンス特性（共振特性）についても述べつつ説明する。

　実施例３の高周波フィルタ３０の回路定数を、表４に示す。また、キャパシタＣ２２の容量値は３ｐＦであり、スイッチＳＷｂ、ＳＷｐのオフ容量（Ｃｏｆｆ）は、いずれも０．２ｐＦである。

　図１６Ｂは、高周波フィルタ３０に関する各種特性を示すグラフである。具体的には、同図上段には、スイッチＳＷｂがオンかつスイッチＳＷｐがオフの場合、ならびに、スイッチＳＷｂがオフかつスイッチＳＷｐがオンの場合の２状態のフィルタ特性が示されている。また、同図中段には、直列腕回路１１と、並列腕回路３２と、のインピーダンス特性が示されている。また、同図下段には、直列腕共振子ｓ１ａと、直列腕共振子ｓ１ｂと、並列腕共振子ｐ１ａと、並列腕共振子ｐ１ｂと、のインピーダンス特性が示されている。なお、直列腕回路１１においては、スイッチＳＷｂがオンの場合、ならびに、スイッチＳＷｂがオフの場合の２状態のインピーダンス特性が示されている。また、並列腕回路３２においては、スイッチＳＷｐがオンの場合、ならびに、スイッチＳＷｐがオフの場合の２状態のインピーダンス特性が示されている。

　まず、図１６Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷｂがオフかつスイッチＳＷｐがオンの場合（低周波数シフト）の特性について説明する。

　また、この場合、並列腕回路３２は、キャパシタＣ２２がスイッチＳＷｐによって短絡されることにより、並列腕共振子ｐ１ａと並列腕共振子ｐ１ｂとが並列に接続された状態となる。このため、並列腕回路３２は、並列腕共振子ｐ１ａと並列腕共振子ｐ１ｂとの合成特性を示す。よって、図１６Ｂ中段のグラフに示すように、並列腕回路３２は、２つの共振周波数と２つの***振周波数を有する。具体的には、並列腕回路３２は、並列腕共振子ｐ１ａの共振周波数と等しい第１共振周波数、及び、並列腕共振子ｐ１ｂの共振周波数と等しい第２共振周波数、ならびに、第１共振周波数と第２共振周波数との間に位置する第１***振周波数、及び、第２共振周波数と並列腕共振子ｐ１ｂの***振周波数との間に位置する第２***振周波数を有する。

　次に、図１６Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷｂがオンかつスイッチＳＷｐがオフの場合（高周波数シフト）の特性について説明する。

　また、この場合、並列腕回路３２は、並列腕共振子ｐ１ａとキャパシタＣ２２の直列接続回路３２１と並列腕共振子ｐ１ｂとが並列に接続された状態となる。このため、並列腕回路３２は、並列腕共振子ｐ１ａ及びキャパシタＣ２２と並列腕共振子ｐ１ｂとの合成特性を示す。よって、図１６Ｂ中段のグラフに示すように、並列腕回路３２は、２つの共振周波数と２つの***振周波数を有する。

　具体的には、並列腕回路３２は、並列腕共振子ｐ１ａの共振周波数より高周波数側に位置する第３共振周波数、及び、並列腕共振子ｐ１ｂの共振周波数と等しい第４共振周波数、ならびに、第１共振周波数と第２共振周波数との間に位置する第３***振周波数、及び、第２共振周波数と並列腕共振子ｐ１ｂの***振周波数との間に位置する第４***振周波数を有する。つまり、並列腕回路３２は、第１共振周波数よりも周波数が高い第３共振周波数、及び、第２共振周波数と等しい第４共振周波数、ならびに、第１***振周波数よりも周波数が高い第３***振周波数、及び、第２***振周波数と概ね等しい第４***振周波数を有する。

　したがって、図１６Ｂ中段のグラフに示すように、並列腕回路３２は、スイッチＳＷｐがオンからオフに切り替わると、低周波数側の共振周波数が第１共振周波数から第３共振周波数へと高周波数側にシフトし、低周波数側の***振周波数が第１***振周波数から第３***振周波数へと高周波数側にシフトする。

　これにより、本実施例では、スイッチＳＷｂがオフかつスイッチＳＷｐがオンの場合、図１６Ｂ上段の破線（ＳＷｂ　Ｏｆｆ，ＳＷｐ　Ｏｎ）で示されるフィルタ特性が構成される。一方、スイッチＳＷｂがオンかつスイッチＳＷｐがオフの場合、図１６Ｂ上段の実線（ＳＷｂ　Ｏｎ，ＳＷｐ　Ｏｆｆ）で示されるフィルタ特性が構成される。

　［３－３．　効果］
　以下、本実施例によって奏される効果について、実施例１－１と比較して説明する。

　図１７Ａは、実施例３及び実施例１－１に係る高周波フィルタの低周波数シフト時の特性を比較したグラフである。図１７Ｂは、実施例３及び実施例１－１に係る高周波フィルタの高周波数シフト時の特性を比較したグラフである。具体的には、これらの図において、上段にはフィルタ特性が示され、中段には直列腕回路のインピーダンス特性が示され、下段には並列腕回路のインピーダンス特性が示されている。

　図１７Ａ及び図１７Ｂの上段から明らかなように、実施例３によれば、実施例１－１に比べて、低周波数シフト時及び高周波数シフト時のいずれにおいても、通過帯域高域側の減衰量を改善することができる。具体的には、実施例３の並列腕回路３２は、実施例１－１の並列腕回路１２に比べて、並列腕共振子ｐ１ｂ（第２並列腕共振子）を有することにより、並列腕共振子ｐ１ｂの共振周波数と等しい第２共振周波数を有する。これにより、並列腕共振子ｐ１ｂの共振周波数によって通過帯域高域側に新たな減衰極が構成されるため、通過帯域高域側の減衰量を改善することができる。

　また、図１７Ｂの上段から明らかなように、実施例３によれば、実施例１－１に比べて、高周波数シフト時において、通過帯域低域側の減衰量を改善することができる。具体的には、実施例３－１では、スイッチＳＷｐがオンからオフに切り替わることにより、並列腕共振子ｐ１ａに直列接続されたキャパシタＣ２２が有効となる。よって、並列腕回路３２の第１共振周波数が高周波数側へとシフトするため、当該共振周波数によって構成される通過帯域低域側の減衰極が高周波数側へとシフトする。したがって、スイッチＳＷｂがオンの場合にスイッチＳＷｐがオフとなることにより、通過帯域低域側が高周波数側へシフトしているとき（高周波数シフト時）の通過帯域低域側の減衰量を改善することができる。

　図１８Ａは、図１７Ａの上段に示すグラフの通過帯域及びその近傍を拡大して示す図であり、図１８Ｂは、図１７Ｂの上段に示すグラフの通過帯域及びその近傍を拡大して示す図である。

　図１８Ａ及び図１８Ｂから明らかなように、実施例３によれば、実施例１－１に比べて、低周波数シフト時及び高周波数シフト時のいずれにおいても、通過帯域低域端のロスを良化（抑制）することができる。具体的には、実施例３の並列腕回路３２は、並列腕共振子ｐ１ｂを有することにより、２つの共振周波数と２つの***振周波数とを有し、実施例１－１の並列腕回路１２の共振周波数と***振周波数の周波数差に比べて、低周波数側の共振周波数と低周波数側の***振周波数の周波数差を小さくすることができる。したがって、実施例３によれば、実施例１－１に比べ、通過帯域低域側のカットオフ周波数を低周波数側にシフトさせることができるため、通過帯域低域端のロスを良化することができる。

　図１９は、実施例３に係る高周波フィルタ３０のスイッチＳＷｂ、ＳＷｐのオン及びオフを個別に切り替えた場合のフィルタ特性の変化を示すグラフである。

　同図に示すように、高周波フィルタ３０は、スイッチＳＷｂのオン及びオフの切り替えによって、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域低域側を可変できる。また、高周波フィルタ３０は、スイッチＳＷｐのオン及びオフの切り替えによって、通過帯域低域側の減衰極を可変できる。

　したがって、高周波フィルタ３０は、スイッチＳＷｂ、ＳＷｐのオン及びオフを適宜切り替えることにより、要求される周波数仕様に合わせたフィルタ特性を構成することができる。

　（実施の形態４）
　以上説明した高周波フィルタの構成は、複数の直列腕共振子を有する構成に適用されてもかまわない。そこで、本実施の形態では、このような高周波フィルタについて、実施例（実施例４）を用いて説明する。

　［４－１．　構成］
　図２０Ａは、実施例４に係る高周波フィルタ４０の回路構成図である。

　同図に示す高周波フィルタ４０は、入出力端子１１ｍ（第１入出力端子）と入出力端子１１ｎ（第２入出力端子）とを結ぶ経路上に設けられた複数の直列腕回路（本実施例では４つの直列腕回路２１０ｓ、２２０ｓ、２３０ｓ、２４０ｓ）、及び、１以上の並列腕回路（本実施例では３つの並列腕回路２１０ｐ、２２０ｐ、２３０ｐ）によって構成されたラダー型のフィルタ回路である。具体的には、高周波フィルタ４０は、６つの直列腕共振子ｓ１ａ、ｓ１ｂ、ｓ２、ｓ３、ｓ４ａ、ｓ４ｂを有し、さらに、４つの並列腕共振子ｐ１ａ、ｐ１ｂ、ｐ２ａ、ｐ２ｂ、ｐ３と、４つのスイッチＳＷ１ｂ、ＳＷ４ｂ、ＳＷ１ｐ、ＳＷ２ｐと、２つのキャパシタＣ４１、Ｃ４２と、を有する、複数のバンドを通過帯域とする周波数可変型のバンドパスフィルタである。なお、直列腕回路及び並列腕回路の数は、上記の数に限定されない。

　ここで、直列腕回路２１０ｓ、２２０ｓ、２３０ｓ、２４０ｓのうち、入出力端子１１ｍの最も近くに設けられた直列腕回路２１０ｓ、及び、入出力端子１１ｎの最も近くに設けられた直列腕回路２４０ｓは、上記実施の形態１～３のいずれか（ここでは実施の形態１）に係る高周波フィルタの直列腕回路１１に相当する。よって、直列腕共振子ｓ１ａ、ｓ４ａは直列腕回路１１の直列腕共振子ｓ１ａに相当し、直列腕共振子ｓ１ｂ、ｓ４ｂは直列腕回路１１の直列腕共振子ｓ１ｂに相当し、スイッチＳＷ１ｂ、ＳＷ４ｂは直列腕回路１１のスイッチＳＷ１ｂに相当する。また、並列腕回路２１０ｐ、２２０ｐは、上記実施例３に係る高周波フィルタ３０の並列腕回路３２に相当し、並列腕回路２３０ｐは、上記実施の形態１（実施例１－１、変形例、実施例１－２－１、１－２－２、１－３）に係る高周波フィルタの並列腕回路１２に相当する。このため、並列腕共振子ｐ１ａ、ｐ２ａは並列腕回路３２の並列腕共振子ｐ１ａに相当し、並列腕共振子ｐ３は並列腕回路１２の並列腕共振子ｐ１に相当し、キャパシタＣ４１、Ｃ４２は並列腕回路３２のキャパシタＣ２２に相当し、並列腕共振子ｐ１ｂ、ｐ２ｂは並列腕回路３２の並列腕共振子ｐ１ｂに相当し、スイッチＳＷ１ｐ、ＳＷ２ｐは並列腕回路３２のスイッチＳＷｐに相当する。つまり、高周波フィルタ４０は、入出力端子１１ｍの最も近くに実施例３に係る高周波フィルタ３０に相当する構成が設けられ、入出力端子１１ｎの最も近くに実施の形態１に係る高周波フィルタに相当する構成が設けられている。

　なお、高周波フィルタ４０の構成はこれに限らない。例えば、複数の直列腕回路は、少なくとも１つが上記実施の形態１～３のいずれかの直列腕回路に相当すればよく、一方の入出力端子の最も近くに設けられた直列腕回路のみが上記実施の形態１～３のいずれかの直列腕回路に相当してもかまわないし、入出力端子の最も近くに設けられた直列腕回路と異なる直列腕回路のみが上記実施の形態１～３のいずれかの直列腕回路に相当してもかまわない。

　また、入出力端子（入出力端子１１ｍまたは入出力端子１１ｎ）と当該入出力端子の最も近くに設けられた直列腕回路との経路上のノードとグランドとを接続する並列腕回路が設けられていてもかまわない。

　このように構成された高周波フィルタ４０は、上記実施の形態１～３のいずれかの高周波フィルタの構成を含むため、通過帯域低域端のロスと通過帯域高域側の減衰量を改善する周波数可変型の高周波フィルタを実現することができる。

　［４－２．　構造］
　図２０Ｂは、実施例４に係る高周波フィルタ４０の構造を説明する平面図である。

　同図に示すように、本実施例では、複数の共振子（直列腕共振子ｓ１ａ、ｓ１ｂ、ｓ２、ｓ３、ｓ４ａ、ｓ４ｂ及び並列腕共振子ｐ１ａ、ｐ１ｂ、ｐ２ａ、ｐ２ｂ、ｐ３）は１つの共振子用のパッケージ４１（チップ）で構成され、他の素子（スイッチＳＷ１ｂ、ＳＷ４ｂ、ＳＷ１ｐ、ＳＷ２ｐと、キャパシタＣ４１、Ｃ４２）は共振子用のパッケージ４１とは別のパッケージ４２ａ～４２ｃで構成されており、これらパッケージ４１、４２ａ～４２ｃは、配線基板４３上に搭載されている。つまり、共振子と、スイッチは別のパッケージに形成されている。

　パッケージ４１、４２ａ～４２ｃは、当該パッケージ４１、４２ａ～４２ｃを配線基板４３に実装するための表面電極（図２０Ｂ中の丸印、「ランド」または「パッド」とも言う）を底面に有する。なお、図２０Ｂでは、簡明のため、各パッケージに構成された回路素子及び配線を模式的に示し、パッケージ４１、４２ａ～４２ｃの内部を透過してその底面の表面電極を図示している。

　また、配線基板４３は、入出力端子１１ｍ及び入出力端子１１ｎのそれぞれを構成する外部接続電極（図２０Ｂ中の丸印）を有する。この外部接続電極は、例えば、配線基板４３をマザー基板等に実装するための表面電極、配線基板４３と他の電子部品とを接続するコネクタ、あるいは、配線基板４３上に他の電子部品が搭載されている場合には当該他の電子部品とパッケージ４２ａまたはパッケージ４２ｃとを接続するパターン配線の一部である。

　同図から明らかなように、パッケージ４２ａにおいては、スイッチＳＷ１ｂの一方端子は共通端子４２１に接続され、共通端子４２１を介して入出力端子１１ｍと接続されている。また、スイッチＳＷ１ｂの他方端子はパッケージ４２ａの第１端子４２２に接続されている。また、共通端子４２１とパッケージ４２ａの第２端子４２３は短絡されている。

　パッケージ４２ｃにおいては、スイッチＳＷ４ｂの一方端子は共通端子４３１に接続され、共通端子４３１を介して入出力端子１１ｎと接続されている。また、スイッチＳＷ４ｂの他方端子は第１端子４３２に接続されている。また、共通端子４３１とパッケージ４２ｃの第２端子４３３は短絡されている。

　共振子用のパッケージ４１においては、各共振子は次のように接続されている。

　まず、各直列腕共振子（直列腕共振子ｓ１ａ、ｓ１ｂ、ｓ２、ｓ３、ｓ４ａ、ｓ４ｂ）の接続関係について述べる。直列腕共振子ｓ１ａの一方の端子はパッケージ４１の第１端子４１１に接続され、他方の端子は第１ノードＮ１に接続されている。直列腕共振子ｓ１ｂの一方の端子はパッケージ４１の第２端子４１２に接続され、他方の端子は第１ノードＮ１に接続されている。直列腕共振子ｓ２の一方の端子は第１ノードＮ１に接続され、他方の端子は第２ノードＮ２に接続されている。また、直列腕共振子ｓ３の一方の端子は第２ノードＮ２に接続され、他方の端子は第３ノードＮ３に接続されている。直列腕共振子ｓ４ａの一方の端子は第３ノードＮ３に接続され、他方の端子はパッケージ４１の第４端子４１４に接続されている。直列腕共振子ｓ４ｂの一方の端子は第３ノードＮ３に接続され、他方の端子はパッケージ４１の第３端子４１３に接続されている。

　次いで、各並列腕共振子（並列腕共振子ｐ１ａ、ｐ１ｂ、ｐ２ａ、ｐ２ｂ、ｐ３）の接続関係について述べる。並列腕共振子ｐ１ａの一方の端子は第１ノードＮ１に接続され、他方の端子はパッケージ４１の端子を介して、パッケージ４２ｂの端子に接続され、さらに、パッケージ４２ｂに構成されたスイッチＳＷ１ｐとキャパシタＣ４１の並列回路を介して、パッケージ４２ｂのグランド端子に接続される。並列腕共振子ｐ１ｂの一方の端子は第１ノードＮ１に接続され、他方の端子はパッケージ４１のグランド端子に接続されている。並列腕共振子ｐ２ａの一方の端子は第２ノードＮ２に接続され、他方の端子はパッケージ４１の端子を介して、パッケージ４２ｂの端子に接続され、さらに、パッケージ４２ｂに構成されたスイッチＳＷ２ｐとキャパシタＣ４２の並列回路を介して、パッケージ４２ｂのグランド端子に接続される。並列腕共振子ｐ２ｂの一方の端子は第２ノードＮ２に接続され、他方の端子はパッケージ４１のグランド端子に接続されている。並列腕共振子ｐ３の一方の端子は第３ノードＮ３に接続され、他方の端子はパッケージ４１のグランド端子に接続されている。

　このように、直列腕に設けられたスイッチの一方端子が入出力端子１１ｍ、１１ｎの一方に接続されている場合には、スイッチを含むパッケージ４２ａ，４２ｃと、共振子群を含むパッケージ４１に分けたときに、スイッチが共振子群よりも入出力端子の一方に近い位置にあるので、共振子用のパッケージ４１及びスイッチ用のパッケージ４２ａ，４２ｃの端子数を削減することができ、高周波フィルタ４０の小型化が図られる。

　なお、上記構成に限らず、直列腕に設けられたスイッチ（第１スイッチ、ここではスイッチＳＷ１ｂ、ＳＷ４ｂ）がいずれの直列腕共振も介することなく入出力端子１１ｍ（第１入出力端子）または入出力端子１１ｎ（第２入出力端子）に接続されていればよい。このような構成によれば、直列腕共振子が共振子用のチップ（ここではパッケージ４１）に設けられ、スイッチが別のチップ（ここではパッケージ４２ａ、４２ｃ）に設けられた場合に、共振子用のチップの端子数を削減することができる。具体的には、この場合、共振子用のチップにおいて、入出力端子に接続される端子と上記別のチップに接続される端子とを共通化することができる。このため、これらの端子を個別に設けた構成に比べて、共振子用のチップの端子数を削減することができ、高周波フィルタの小型化が図られる。

　例えば、図２０Ａに示す回路構成において、キャパシタＣ４１、Ｃ４２の少なくとも１つは、共振子用のパッケージ４１に組み込まれていてもかまわない。

　また、少なくとも１つの並列腕共振子ｐ１ａ、ｐ１ｂ、ｐ２ａ、ｐ２ｂ、ｐ３は、共振子用のパッケージ４１とは別に設けられていても構わないし、スイッチＳＷ１ｂ、ＳＷ４ｂ、ＳＷ１ｐ、ＳＷ２ｐと、キャパシタＣ４１、Ｃ４２とは、上記と異なる組み合わせでパッケージ化されていてもかまわない。

　［４－３．　マルチプレクサへの適用例］
　このような高周波フィルタ４０は、マルチプレクサに適用することができる。

　図２１は、実施例４に係るマルチプレクサ（デュプレクサ）２００の回路構成図である。同図に示されたマルチプレクサ２００は、送信側フィルタ６０と、受信側フィルタ５０と、整合用インダクタ７０とを備える。送信側フィルタ６０は、入力端子２００Ｔ及び共通端子２００ｃに接続され、受信側フィルタ５０は、共通端子２００ｃ及び出力端子２００Ｒに接続されている。

　送信側フィルタ６０は、送信帯域を通過帯域とするバンドパスフィルタであり、回路構成は特に限定されない。

　受信側フィルタ５０は、実施例４に係る高周波フィルタ４０に相当し、複数のバンドを通過帯域とする周波数可変型のバンドパスフィルタである。

　上記構成によれば、複数の周波数帯域を適宜選択するシステムに適用されるチューナブルなデュプレクサにおいて、通過帯域高域端のロスと通過帯域低域側の減衰量を改善できる高性能なデュプレクサを実現することができる。また、周波数帯域ごとに対応するフィルタを配置せず、スイッチを有する１つのフィルタ回路により複数の周波数帯域に適用できるので、マルチプレクサを小型化することができる。

　なお、受信側フィルタ５０は、実施例４の構成に限らず、実施の形態１～３のいずれかの実施例の構成であってもかまわない。また、各実施例に係る高周波フィルタは、受信側フィルタに限らず、送信側フィルタに適用されてもかまわない。また、これらの高周波フィルタは、デュプレクサに限らず、複数の送信側フィルタまたは複数の受信側フィルタを備えるマルチプレクサに適用されてもかまわない。

　（実施の形態５）
　以上の実施の形態１～４で説明した高周波フィルタ及びマルチプレクサは、使用バンド数が多いシステムに対応する高周波フロントエンド回路に適用することもできる。そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路及び通信装置について説明する。

　図２２は、実施の形態６に係る通信装置３００の構成図である。

　同図に示すように、通信装置３００は、複数のスイッチにより構成されるスイッチ群３１０と、複数のフィルタにより構成されるフィルタ群３２０と、送信側スイッチ３３１、３３２ならびに受信側スイッチ３５１、３５２及び３５３と、送信増幅回路３４１、３４２ならびに受信増幅回路３６１、３６２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）と、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）と、アンテナ素子（ＡＮＴ）と、を備える。なお、アンテナ素子（ＡＮＴ）は、通信装置３００に内蔵されていなくてもよい。

　スイッチ群３１０は、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、アンテナ素子（ＡＮＴ）と所定のバンドに対応する信号経路とを接続し、例えば、複数のＳＰＳＴ型のスイッチによって構成される。なお、アンテナ素子（ＡＮＴ）と接続される信号経路は１つに限らず、複数であってもかまわない。つまり、通信装置３００は、キャリアアグリゲーションに対応してもかまわない。

　フィルタ群３２０は、例えば次の帯域を通過帯域に有する複数のフィルタ（デュプレクサを含む）によって構成される。具体的には、当該帯域は、（ｉ）Ｂａｎｄ１２の送信帯域、（ｉｉ）Ｂａｎｄ１３の送信帯域、（ｉｉｉ）Ｂａｎｄ１４の送信帯域、（ｉｖ）Ｂａｎｄ２７の送信帯域、（ｖ）Ｂａｎｄ２６の送信帯域、（ｖｉ）Ｂａｎｄ２９及びＢａｎｄ１４（またはＢａｎｄ１２、Ｂａｎｄ６７及びＢａｎｄ１３）の受信帯域、（ｖｉｉ－Ｔｘ）Ｂａｎｄ６８（またはＢａｎｄ２８ａまたはＢａｎｄ２８ｂ）の送信帯域、（ｖｉｉ－Ｒｘ）Ｂａｎｄ６８（またはＢａｎｄ２８ａまたはＢａｎｄ２８ｂ）の受信帯域、（ｖｉｉｉ－ＴｘＢａｎｄ２０の送信帯域、（ｖｉｉｉ－Ｒｘ）Ｂａｎｄ２０の受信帯域、（ｉｘ－Ｔｘ）Ｂａｎｄ２７（またはＢａｎｄ２６）の送信帯域、（ｘ－Ｔｘ）Ｂａｎｄ８の送信帯域、ならびに、（ｘ－Ｒｘ）Ｂａｎｄ８の受信帯域、である。

　送信側スイッチ３３１は、ローバンド側の複数の送信側信号経路に接続された複数の選択端子と送信増幅回路３４１に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。送信側スイッチ３３２は、ハイバンド側の複数の送信側信号経路に接続された複数の選択端子と送信増幅回路３４２に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。これら送信側スイッチ３３１、３３２は、フィルタ群３２０の前段（ここでは送信側信号経路における前段）に設けられ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって接続状態が切り替えられるスイッチ回路である。これにより、送信増幅回路３４１、３４２で増幅された高周波信号（ここでは高周波送信信号）は、フィルタ群３２０の所定のフィルタを介してアンテナ素子（ＡＮＴ）に出力される。

　受信側スイッチ３５１は、ローバンド側の複数の受信側信号経路に接続された複数の選択端子と受信増幅回路３６１に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。受信側スイッチ３５２は、所定のバンド（ここではＢａｎｄ２０）の受信側信号経路に接続された共通端子と、受信側スイッチ３５１の共通端子及び受信側スイッチ３５２の共通端子に接続された２つの選択端子とを有するスイッチ回路である。受信側スイッチ３５３は、ハイバンド側の複数の受信側信号経路に接続された複数の選択端子と受信増幅回路３６２に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。これら受信側スイッチ３５１～３５３は、フィルタ群３２０の後段（ここでは受信側信号経路における後段）に設けられ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって接続状態が切り替えられる。これにより、アンテナ素子（ＡＮＴ）に入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）は、フィルタ群３２０の所定のフィルタを介して、受信増幅回路３６１、３６２で増幅されて、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）に出力される。なお、ローバンドに対応するＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）とハイバンドに対応するＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）とが個別に設けられていてもかまわない。

　送信増幅回路３４１は、ローバンドの高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプであり、送信増幅回路３４２は、ハイバンドの高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプである。

　受信増幅回路３６１は、ローバンドの高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプであり、受信増幅回路３６２は、ハイバンドの高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプである。

　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）は、アンテナ素子（ＡＮＴ）で送受信される高周波信号を処理する回路である。具体的には、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）は、アンテナ素子（ＡＮＴ）から受信側信号経路を介して入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）へ出力する。また、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）は、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を送信側信号経路に出力する。

　このように構成された通信装置３００は、（ｖｉ）Ｂａｎｄ２９及びＢａｎｄ１４（またはＢａｎｄ１２、Ｂａｎｄ６７及びＢａｎｄ１３）の受信帯域を通過帯域に有するフィルタ、（ｖｉｉ－Ｔｘ）Ｂａｎｄ６８（またはＢａｎｄ２８ａまたはＢａｎｄ２８ｂ）の送信帯域を通過帯域に有するフィルタ、（ｖｉｉ－Ｒｘ）Ｂａｎｄ６８（またはＢａｎｄ２８ａまたはＢａｎｄ２８ｂ）の受信帯域を通過帯域に有するフィルタ、（ｉｘ－Ｔｘ）Ｂａｎｄ２７（またはＢａｎｄ２６）の送信帯域を通過帯域に有するフィルタの少なくとも１つとして、実施の形態１～４のいずれかに係る高周波フィルタを備える。つまり、当該フィルタは、制御信号にしたがって、通過帯域を切り替える。

　なお、通信装置３００のうち、スイッチ群３１０と、フィルタ群３２０と、送信側スイッチ３３１、３３２ならびに受信側スイッチ３５１、３５２、３５３と、送信増幅回路３４１、３４２ならびに受信増幅回路３６１、３６２と、上記制御部とは、高周波フロントエンド回路を構成する。

　ここで、上記制御部は、図２２には図示していないが、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）が有していてもよいし、制御部が制御する各スイッチとともにスイッチＩＣを構成していてもよい。

　以上のように構成された高周波フロントエンド回路及び通信装置３００によれば、上記実施の形態１～４のいずれかに係る高周波フィルタを備えることにより、通過帯域高域端のロスと通過帯域低域側の減衰量を改善することができる。つまり、例えば、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域及び減衰帯域を切り替えることができる高性能な高周波フロントエンド回路及び通信装置を実現できる。また、バンドごとにフィルタを設ける場合に比べてフィルタの個数を削減できるため、小型化することができる。

　また、本実施の形態に係る高周波フロントエンド回路によれば、フィルタ群３２０（複数の高周波フィルタ）の前段または後段に設けられた送信側スイッチ３３１、３３２ならびに受信側スイッチ３５１～３５３（スイッチ回路）を備える。これにより、高周波信号が伝達される信号経路の一部を共通化することができる。よって、例えば、複数の高周波フィルタに対応する送信増幅回路３４１、２４２あるいは受信増幅回路３６１、３６２（増幅回路）を共通化することができる。したがって、高周波フロントエンド回路の小型化及び低コスト化が可能となる。

　なお、送信側スイッチ３３１、３３２ならびに受信側スイッチ３５１～３５３は、少なくとも１つが設けられていればよい。また、送信側スイッチ３３１、３３２の個数、ならびに、受信側スイッチ３５１～３５３の個数は、上記説明した個数に限らず、例えば、１つの送信側スイッチと１つの受信側スイッチとが設けられていてもかまわない。また、送信側スイッチ及び受信側スイッチの選択端子等の個数も、本実施の形態に限らず、それぞれ２つであってもかまわない。

　（その他の実施の形態など）
　以上、本発明の実施の形態に係る高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、及び通信装置について、実施の形態１～５を挙げて説明したが、本発明の高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、及び通信装置は、上記実施の形態に限定されるものではない。上記実施の形態における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本開示の高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、及び通信装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。

　なお、上記実施の形態１～４に係る高周波フィルタは、互いに近接する周波数帯域を排他的に切り替えるシステムへの適用に限らず、１つの周波数帯域内に割り当てられた、互いに近接する複数のチャネルを排他的に切り替えるシステムにも適用可能である。

　また、上記実施の形態１～４に係る高周波フィルタにおいて、直列腕共振子及び並列腕共振子は、弾性表面波を用いた弾性波共振子に限らず、例えば、バルク波または弾性境界波を用いた弾性波共振子によって構成されていてもかまわない。また、直列腕共振子及び並列腕共振子のそれぞれは、１つの弾性波共振子に限らず、１つの弾性波共振子が直列分割等された複数の分割共振子が含まれる。

　また、上記実施の形態１～４に係る高周波フィルタにおいて、直列腕回路は、第１直列腕共振子よりも共振周波数が低い第２直列腕共振子を少なくとも１つ有したが、第１直列腕共振子と共振周波数が異なる第２直列腕共振子を有していればよい。このため、直列腕回路が１つの第１直列腕共振子と１つの第１周波数可変回路で構成され、当該１つの第１周波数可変回路は、第１直列腕共振子より共振周波数が高い第２直列腕共振子と、第２スイッチとで構成されていてもかまわない。このように構成された高周波フィルタによれば、通過帯域低域端のロスを抑制しつつ、通過帯域高域側を可変（周波数シフト）することができる。

　具体的には、第１直列腕共振子の共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ａ）が第２直列腕共振子の共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ｂ）より高い（ｆｒ＿ｓ１ｂ＞ｆｒ＿ｓ１ａ）場合、第１直列腕共振子の共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ａ）と第２直列腕共振子の共振周波数（ｆｒ＿ｓ１ｂ）との間に位置する第１***振周波数（ｆａ１＿ｓ１＿ｏｎ）、及び、第１***振周波数より高周波数側に位置する第２***振周波（ｆａ２＿ｓ１＿ｏｎ）のいずれも通過帯域高域側の減衰極を構成する。すなわち、第１スイッチのオフ（非導通状態）からオン（導通状態）への切り替えにより、通過帯域高域側に新たな減衰極が構成される。

　よって、並列腕回路の共振周波数によって構成される通過帯域低域側の減衰極を考慮すると、第１スイッチのオン及びオフの切り替えと、通過帯域との関係について、次のことが言える。具体的には、第１スイッチをオンからオフに切り替えると、通過帯域高域側に新たな減衰極が構成されるため、通過帯域高域側の減衰帯域が広帯域化される。このとき、通過帯域低域側には新たな減衰極が構成されないため、通過帯域の低域端におけるロスの悪化が抑制されるとともに、通過帯域高域側の減衰量の悪化を抑制できる。つまり、通過帯域低域端のロスと通過帯域高域側の減衰量を改善する周波数可変型の高周波フィルタを実現することができる。

　また、上記実施の形態１～４に係る高周波フィルタにおいて、並列腕回路は、弾性波共振子でなく、ＬＣ共振回路で構成されていてもかまわない。また、この並列腕回路は、共振回路に限らず、インダクタンス素子やキャパシタンス素子であってもかまわない。

　また、上記実施の形態１～３で説明した直列腕回路の構成は、当該直列腕回路を含む複数の直列腕回路と１以上の並列腕回路とを備えるラダー型のフィルタ回路に適用することができる。このようなフィルタ回路において、上記実施の形態１～３で説明した直列腕回路と異なる直列腕回路の構成は、特に限定されず、例えば、縦結合共振子またはＬＣ共振回路等の共振回路であってもかまわないし、インダクタンス素子やキャパシタンス素子であってもかまわない。このため、当該直列腕回路の構成は、要求仕様に応じて適宜選択されればよく、例えば、減衰強化等が要求される場合には縦結合共振子が選択され得る。

　また、上記実施の形態４では、上記実施の形態１～３で説明した直列腕回路を含む複数の直列腕回路と１以上の並列腕回路とを備えるラダー型のフィルタ回路の構成として、上記実施の形態１～３で説明した直列腕回路が入出力端子１１ｍまたは入出力端子１１ｎに最も近く設けられた構成について説明した。しかし、当該ラダー型のフィルタ回路の構成はこれに限らず、例えば、上記実施の形態１～３で説明した直列腕回路と異なる直列腕回路が入出力端子１１ｍまたは入出力端子１１ｎに最も近く設けられていてもかまわない。つまり、上記実施の形態１～４で説明した直列腕回路は、複数の直列腕回路の端部以外に設けられていても構わない。

　また、上記実施の形態１～５に係る高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、及び通信装置において、さらに、各入出力端子及び共通端子の間に、インダクタンス素子やキャパシタンス素子が接続されていてもよい。さらに、各回路素子を接続する配線によるインダクタンス成分を有してもよい。

　本発明は、近接する複数のバンドを同時または排他的に使用するマルチバンド及びマルチモードシステムに適用できる小型の高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、及び通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。

　１０、１０Ａ、１０Ｂａ、１０Ｂｂ、１０Ｃ、１０Ｘ、２０、２０Ａ、３０、４０　高周波フィルタ
　１１、１１Ａ、１１Ｂａ、１１Ｂｂ、１１Ｃ、１１Ｘ、２１０ｓ、２２０ｓ、２３０ｓ、２４０ｓ　直列腕回路
　１１ａａ、１１ａｂ、３２１　直列接続回路
　１１ｂ、１１ｂ１、１１ｂｎ、１１ｃ、１１ｄ　周波数可変回路
　１１ｍ　入出力端子
　１１ｎ　入出力端子
　１２、２２、２２Ａ、３２、２１０ｐ、２２０ｐ、２３０ｐ　並列腕回路
　４１、４２ａ、４２ｂ、４２ｃ　パッケージ
　４３　配線基板
　５０　受信側フィルタ
　６０　送信側フィルタ
　７０　整合用インダクタ
　１０１　圧電基板
　１１１　ＩＤＴ電極
　１１１ａ　電極指
　１２０　弾性波共振子
　２００　マルチプレクサ（デュプレクサ）
　２００ｃ　共通端子
　２００Ｒ　出力端子
　２００Ｔ　入力端子
　３００　通信装置
　３１０　スイッチ群
　３２０　フィルタ群
　３３１、３３２　送信側スイッチ
　３４１、３４２　送信増幅回路
　３５１～３５３　受信側スイッチ
　３６１、３６２　受信増幅回路
　４１１，４２２、４３２　第１端子
　４１２、４２３、４３３　第２端子
　４１３　第３端子
　４１４　第４端子
　４２１、４３１　共通端子
　ＡＮＴ　アンテナ素子
　ＢＢＩＣ　ベースバンド信号処理回路
　Ｃ１１、Ｃ２２、Ｃ４１、Ｃ４２　キャパシタ
　Ｌ１１、Ｌ２２
　Ｎ１　第１ノード
　Ｎ２　第２ノード
　Ｎ３　第３ノード
　ｐ１、ｐ１ａ、ｐ１ｂ、ｐ２ａ、ｐ２ｂ、ｐ３　並列腕共振子
　ｓ１、ｓ１ａ、ｓ１ｂ、ｓ１ｂ１、ｓ１ｂｎ、ｓ２、ｓ３、ｓ４ａ、ｓ４ｂ　直列腕共振子
　ＳＷ１ｂ、ＳＷ１ｐ、ＳＷ２ｐ、ＳＷ４ｂ、ＳＷｂ、ＳＷｂ１、ＳＷｂｎ、ＳＷｐ、ＳＷｘ　スイッチ
　ｘ１　ノード

Claims

　高周波フィルタであって、
　第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ経路上に設けられた直列腕回路と、
　前記経路上のノードとグランドとに接続された並列腕回路と、を備え、
　前記直列腕回路は、
　　前記経路上に設けられた第１直列腕共振子と、
　　前記第１直列腕共振子と並列接続された第１周波数可変回路と、
　を有し、
　前記第１周波数可変回路は、
　　第２直列腕共振子と、
　　前記第２直列腕共振子と直列接続された第１スイッチと、
　を有し、
　　前記高周波フィルタの通過帯域を構成する共振周波数、及び、前記高周波フィルタの減衰極を構成する***振周波数の少なくとも１つを可変し、
　前記第２直列腕共振子の共振周波数は、前記第１直列腕共振子の共振周波数と異なる、
　高周波フィルタ。
　前記第２直列腕共振子の共振周波数は、前記第１直列腕共振子の共振周波数より低い、
　請求項１に記載の高周波フィルタ。
　前記直列腕回路は、複数の前記第１周波数可変回路を有し、
　複数の前記第１周波数可変回路が有する複数の前記第２直列腕共振子は、互いに異なる共振周波数を有する、
　請求項１に記載の高周波フィルタ。
　複数の前記第２直列腕共振子のうち少なくとも１つの共振周波数は、前記第１直列腕共振子の共振周波数より低く、
　複数の前記第２直列腕共振子のうち他の少なくとも１つの共振周波数は、前記第１直列腕共振子の共振周波数より高い、
　請求項３に記載の高周波フィルタ。
　複数の前記第２直列腕共振子の共振周波数は、いずれも前記第１直列腕共振子の共振周波数より低い、
　請求項３に記載の高周波フィルタ。
　前記直列腕回路は、さらに、前記第１直列腕共振子と直列接続された第１インピーダンス素子を有し、
　前記第１周波数可変回路は、前記第１直列腕共振子と前記第１インピーダンス素子とで構成される第１直列接続回路と並列接続されている、
　請求項１～５のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
　前記並列腕回路は、
　　前記ノードと前記グランドとの間に接続された第１並列腕共振子と、
　　前記第１並列腕共振子と直列接続された第２周波数可変回路と、
　を有し、
　前記第２周波数可変回路は、
　　第２インピーダンス素子と、
　　前記第２インピーダンス素子と並列接続された第２スイッチと、
　を有し、
　前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第１直列腕共振子の共振周波数よりも低い、
　請求項１～６のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
　前記並列腕回路は、さらに、前記第１並列腕共振子と前記第２周波数可変回路とで構成される第２直列接続回路と並列接続された第２並列腕共振子を有し、
　前記第２並列腕共振子の共振周波数は、前記第１並列腕共振子の共振周波数より高い、
　請求項７に記載の高周波フィルタ。
　前記第２インピーダンス素子はキャパシタであり、
　前記第１スイッチが導通状態の場合、前記第２スイッチが非導通状態であり、
　前記第１スイッチが非導通状態の場合、前記第２スイッチが導通状態である、
　請求項７または８に記載の高周波フィルタ。
　前記第２インピーダンス素子はインダクタであり、
　前記第１スイッチが導通状態の場合、前記第２スイッチが導通状態であり、
　前記第１スイッチが非導通状態の場合、前記第２スイッチが非導通状態である、
　請求項７または８に記載の高周波フィルタ。
　前記第１スイッチは、いずれの直列腕共振子も介することなく前記第１入出力端子または前記第２入出力端子と接続されている、
　請求項１～１０のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
　前記第１スイッチは、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチである、
　請求項１～１１のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
　請求項１～１２のいずれか１項に記載の高周波フィルタと、
　前記第１スイッチの導通状態及び非導通状態を制御する制御部と、を備える、
　高周波フロントエンド回路。
　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１３に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
　通信装置。