WO2018135538A1 - 高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、および通信装置 - Google Patents

高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、および通信装置 Download PDF

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浩司 野阪
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株式会社村田製作所
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Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency filter having a resonator, a high-frequency front-end circuit, and a communication device.
  • an elastic wave filter using an elastic wave is widely used for a band-pass filter disposed in a front end portion of a mobile communication device.
  • a high-frequency front-end circuit including a plurality of elastic wave filters has been put into practical use in order to cope with the combination of multimode / multiband.
  • the parallel-arm resonance circuit includes a parallel-arm resonator
  • a configuration having a parallel circuit of a capacitor and a switch connected in series to a parallel arm resonator is known (for example, see Patent Document 1).
  • Such an acoustic wave filter constitutes a tunable filter that can vary the frequencies of the pass band and the attenuation band according to the conduction state (on) and non-conduction state (off) of the switch.
  • a pass band is formed by the anti-resonance frequency of the parallel arm resonance circuit and the resonance frequency of the series arm resonance circuit.
  • the attenuation pole on the low pass band side is constituted by the resonance frequency
  • the attenuation pole on the high pass band side is constituted by the anti-resonance frequency of the series arm resonance circuit.
  • the anti-resonance frequency of the parallel arm resonance circuit does not change and only the resonance frequency changes by switching the switch on and off. Therefore, when the passband and attenuation band are shifted to the low frequency side by shifting the attenuation pole on the low frequency side of the passband to the low frequency side by switching the switch on and off, only the attenuation pole is shift. For this reason, the steepness of the attenuation slope may decrease, and the insertion loss at the low band end of the pass band may increase (the shoulder at the low band band end falls).
  • “the shoulder of the pass band falls” means that the insertion loss increases (loss becomes worse) at the frequency at the end of the pass band. That is, in the above configuration, there is a problem that when the pass band is switched to the low frequency side, the loss at the lower end of the pass band deteriorates.
  • An object is to provide a high-frequency filter, a high-frequency front-end circuit, and a communication device.
  • a high-frequency filter includes a series arm circuit connected between a first input / output terminal and a second input / output terminal, the first input / output terminal, and the first input / output terminal.
  • a first parallel arm circuit connected to a node on the path connecting to the second input / output terminal and the ground, and a second parallel arm circuit connected to the node and the ground, the first parallel arm circuit comprising: A parallel arm resonator and a frequency variable circuit that varies a resonance frequency of the first parallel arm circuit between the node and the ground, and the frequency variable circuit is connected to the parallel arm resonator.
  • a first impedance element and a first switch connected in series and connected in parallel to each other; the second parallel arm circuit includes a first capacitor connected in series between the node and the ground; Second switch Having.
  • the high-frequency filter switches the parallel arm resonance circuit (the first parallel arm circuit and the second parallel arm circuit) by switching between the conductive state (ON) and the non-conductive state (OFF) of the first switch and the second switch.
  • a tunable filter defined by a synthesis circuit) and a series arm circuit is configured.
  • the resonance frequency of the series arm circuit and the anti-resonance frequency of the parallel arm resonance circuit define the passband, and the resonance frequency of the parallel arm resonance circuit defines the attenuation pole on the lower side of the passband, and the antiresonance of the series arm circuit The frequency defines the attenuation pole on the high frequency side of the passband.
  • the first parallel arm circuit When the first switch is conductive, the first parallel arm circuit has the same characteristics as the parallel arm resonator without being affected by the first impedance element. On the other hand, when the first switch is in a non-conduction state, the first parallel arm circuit becomes a combined characteristic of the parallel arm resonator and the first impedance element under the influence of the first impedance element, and the resonance frequency shifts. Therefore, the frequency of the attenuation pole on the low pass band side varies.
  • the first capacitor when the second switch is in the conductive state, the first capacitor functions and the anti-resonance frequency of the parallel arm resonance circuit is shifted to the low frequency side.
  • the second switch when the second switch is in a non-conducting state, the first capacitor does not function and only the first parallel arm circuit has characteristics.
  • the first switch varies the frequency of the attenuation pole defined by the resonance frequency of the parallel arm resonance circuit
  • the second switch varies the passband frequency defined by the antiresonance frequency of the parallel arm resonance circuit. be able to.
  • the passband frequency can be varied depending on the conduction state and non-conduction state of the second switch, and even when the passband frequency is shifted to the low frequency side, the insertion loss at the low end of the passband is reduced. It is possible to switch each of the pass band and the attenuation band while suppressing the increase.
  • the first impedance element is a second capacitor.
  • the second switch When the first switch is conductive, the second switch is conductive; when the first switch is non-conductive, the second switch May be in a non-conductive state.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonance circuit shifts to the high frequency side when the first switch is in the non-conduction state.
  • the second switch is in the non-conduction state.
  • the anti-resonance frequency can be shifted to the high frequency side.
  • the resonant frequency of the parallel arm resonant circuit shifts to the low frequency side.
  • the second switch is in the conductive state, so that the parallel arm resonant circuit
  • the antiresonance frequency can be shifted to the low frequency side. Therefore, when the attenuation band and the pass band are simultaneously shifted to the high frequency side or the low frequency side, it is possible to switch the pass band while suppressing an increase in insertion loss at the low end of the pass band.
  • the parallel arm resonator includes an IDT electrode including a plurality of electrode fingers formed on a substrate having piezoelectricity at least in part, and the second capacitor is formed on the substrate and the substrate.
  • the pitch of the plurality of electrode fingers constituting the second comb-teeth capacitive electrode is a plurality of electrodes constituting the parallel arm resonator.
  • the self-resonant frequency of the second capacitor may be formed higher than the pass band of the high-frequency filter.
  • the pitch of the electrode fingers of the second comb-teeth capacitive electrode is made narrower than the pitch of the electrode fingers of the parallel arm resonator, and the self-resonant frequency of the second capacitor is driven higher than the pass band of the high-frequency filter,
  • the Q value of the second capacitor in the pass band can be increased. Therefore, loss in the passband can be suppressed.
  • the film thickness of the plurality of electrode fingers in the second comb-teeth capacitive electrode may be equal to or less than the film thickness of the plurality of electrode fingers in the parallel arm resonator.
  • the pitch of the electrode fingers is limited by the film thickness of the electrode fingers. For this reason, by making the film thickness of the electrode finger in the second capacitor smaller than the film thickness of the electrode finger in the parallel arm resonator, the pitch of the electrode finger in the second capacitor can be made narrower. While being able to reduce in size, it becomes easy to ensure both the Q value of a parallel arm resonator and the Q value of a capacitive element. Therefore, the loss in the passband can be suppressed by reducing the size of the high frequency filter and securing both the Q value of the parallel arm resonator and the Q value of the second capacitor.
  • the parallel arm resonator includes an IDT electrode including a plurality of electrode fingers formed on a substrate having piezoelectricity at least in part, and the first capacitor is formed on the substrate and the substrate. And the pitch of the plurality of electrode fingers constituting the first comb capacitance electrode is the plurality of electrodes constituting the parallel arm resonator.
  • the self-resonant frequency of the first capacitor may be formed higher than the pass band of the high-frequency filter.
  • the pitch of the electrode fingers of the first comb-teeth capacitive electrode is made narrower than the pitch of the electrode fingers of the parallel arm resonator, and the self-resonant frequency of the first capacitor is driven higher than the pass band of the high-frequency filter,
  • the Q value of the first capacitor in the pass band can be increased. Therefore, loss in the passband can be suppressed.
  • the film thickness of the plurality of electrode fingers in the second comb-teeth capacitive electrode may be equal to or less than the film thickness of the plurality of electrode fingers in the parallel arm resonator.
  • the pitch of the electrode fingers is limited by the film thickness of the electrode fingers. For this reason, by making the film thickness of the electrode fingers in the first capacitor thinner than the film thickness of the electrode fingers in the parallel arm resonator, the pitch of the electrode fingers in the first capacitor can be made narrower. While being able to reduce in size, it becomes easy to ensure both the Q value of a parallel arm resonator and the Q value of a capacitive element. Therefore, the loss in the pass band can be suppressed by reducing the size of the high frequency filter and securing both the Q value of the parallel arm resonator and the Q value of the first capacitor.
  • the first impedance element is an inductor.
  • the second switch is non-conductive.
  • the second switch is It may be in a conductive state.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonance circuit shifts to the low frequency side when the first switch is in a non-conductive state.
  • the second switch is in a conductive state, thereby The antiresonance frequency can be shifted to the low frequency side.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonance circuit shifts to the high frequency side when the first switch is in a conducting state.
  • the second switch is in a non-conducting state. The resonance frequency can be shifted to the high frequency side. Therefore, when the attenuation band and the pass band are simultaneously shifted to a low frequency, it is possible to switch the pass band while suppressing an increase in insertion loss at the low end of the pass band.
  • the first switch and the second switch constitute one switch circuit having a first selection terminal, a second selection terminal, and one common terminal, and the switch circuit includes the first selection terminal and the second selection terminal.
  • the conduction state with the common terminal or the conduction state between the second selection terminal and the common terminal is exclusively selected, and one terminal of the first switch and one terminal of the second switch are the common terminal.
  • the other terminal of the first switch may be the first selection terminal, and the other terminal of the second switch may be the second selection terminal.
  • the number of terminals of the first switch and the second switch can be reduced, and the first switch and the second switch can be constituted by one switch circuit, so that the high-frequency filter can be reduced in size.
  • the frequency variable circuit further includes a second impedance element connected in series with the first switch, and the series circuit of the first switch and the second impedance element is in parallel with the first impedance element.
  • the first impedance element may be one of a capacitor and an inductor
  • the second impedance element may be the other of the capacitor and the inductor.
  • the frequency variable circuit includes a state in which the first impedance element and the second impedance element are connected to the parallel arm resonator according to the conduction state and the non-conduction state of the first switch, and the first impedance element and Since only the first impedance element of the second impedance elements is connected to the parallel arm resonator, the impedance applied to the parallel arm resonator can be greatly varied. Therefore, the resonance frequency of the parallel arm resonance circuit can be greatly varied, and the attenuation pole on the low pass band side and the frequency variable width on the low pass band end can be increased.
  • the on-resistance of the second switch may be larger than the on-resistance of the first switch.
  • the insertion loss in the passband deteriorates.
  • the degree of deterioration of the insertion loss at the lower end of the passband with respect to the increase in the on-resistance of the first switch is higher than the degree of deterioration of the insertion loss at the lower end of the passband with respect to the increase in the on-resistance of the second switch.
  • the on-resistance of the first switch that greatly affects the insertion loss at the low end of the passband is made relatively smaller than that of the second switch, thereby maintaining the low loss at the low end of the passband.
  • downsizing can be realized.
  • a plurality of the second parallel arm circuits may be connected in parallel between the node and the ground.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonance circuit can be finely adjusted by individually switching each second switch of the plurality of second parallel arm circuits on and off. Therefore, it is possible to optimize the insertion loss in the pass band for each band to be used.
  • the parallel arm resonator may be either a surface acoustic wave filter or an acoustic wave filter using a BAW (Bulk Acoustic Wave).
  • BAW Bulk Acoustic Wave
  • a surface acoustic wave filter and a surface acoustic wave filter using BAW generally exhibit high Q characteristics, so that low loss and high selectivity can be achieved.
  • the first switch and the second switch may be FET switches made of GaAs or CMOS, or diode switches.
  • each of the first switch and the second switch can be constituted by one FET switch or a diode switch, a small high-frequency filter can be realized.
  • a high-frequency front end circuit may include the above-described high-frequency filter and a control unit that controls a conductive state and a non-conductive state of the first switch and the second switch. .
  • a communication device includes an RF signal processing circuit that processes a high-frequency signal transmitted and received by an antenna element, and the high-frequency signal that is transmitted between the antenna element and the RF signal processing circuit.
  • a high-frequency front-end circuit as described.
  • the high frequency filter, the high frequency front end circuit, and the communication device it is possible to switch between the pass band and the attenuation band while suppressing an increase in insertion loss at the low end of the pass band.
  • FIG. 1A is a circuit configuration diagram showing an example of a high-frequency filter according to Embodiment 1.
  • FIG. 1B is a graph showing impedance characteristics and pass characteristics of the high-frequency filter according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 2A is a circuit configuration diagram illustrating an example of a high-frequency filter according to Comparative Example 1.
  • FIG. 2B is a graph showing impedance characteristics and pass characteristics of the high-frequency filter according to Comparative Example 1.
  • FIG. 3 is a graph comparing the pass characteristics of the high-frequency filter according to Embodiment 1 and Comparative Example 1.
  • FIG. 4 is a graph showing changes in filter pass characteristics when the switch conduction state of the high frequency filter according to Embodiment 1 is changed.
  • FIG. 1A is a circuit configuration diagram showing an example of a high-frequency filter according to Embodiment 1.
  • FIG. 1B is a graph showing impedance characteristics and pass characteristics of the high-frequency filter according to Embodiment 1.
  • FIG. 2A is
  • FIG. 5A is a diagram illustrating an equivalent circuit model of one resonator and its resonance characteristics.
  • FIG. 5B is a diagram illustrating an equivalent circuit model and its resonance characteristics when an impedance element is connected in series to the resonator.
  • FIG. 6 is a diagram schematically illustrating the electrode structure of the high frequency filter according to the first embodiment.
  • FIG. 7A is a graph showing the relationship between the electrode finger pitch of the comb-tooth capacitance C1, the capacitance value, the capacitance Q value, the impedance of the parallel arm circuit, and the filter characteristics in a typical example.
  • FIG. 7B is a graph showing the relationship between the electrode finger pitch of the comb-tooth capacitance C1 and the passband insertion loss in a typical example.
  • FIG. 8A is a graph showing the relationship between the electrode finger pitch of the comb-tooth capacitance C2, the capacitance value, the capacitance Q value, the impedance of the parallel arm circuit, and the filter characteristics in a typical example.
  • FIG. 8B is a graph showing the relationship between the electrode finger pitch of the comb-tooth capacitance C2 and the passband insertion loss in a typical example.
  • FIG. 9A is a graph showing the relationship between the on-resistance of the switch SW1 and the filter characteristics in a typical example.
  • FIG. 9B is a graph showing the relationship between the on-resistance of the switch SW1 and the insertion loss in the passband in a typical example.
  • FIG. 10A is a graph showing the relationship between the on-resistance of the switch SW2 and the filter characteristics in a typical example.
  • FIG. 10B is a graph showing the relationship between the on-resistance of the switch SW2 and the insertion loss in the passband in a typical example.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram showing the high-frequency filter according to the first modification of the first embodiment.
  • 12A is a graph showing impedance characteristics and pass characteristics of the high-frequency filter according to Modification 1 of Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 12B is a graph comparing the pass characteristics of the high-frequency filter according to Embodiment 1 and Modification 1 thereof.
  • FIG. 13A is a circuit configuration diagram illustrating an example of a high-frequency filter according to Embodiment 2.
  • FIG. 13A is a circuit configuration diagram illustrating an example of a high-frequency filter according to Embodiment 2.
  • FIG. 13B is a circuit configuration diagram showing a high-frequency filter according to a modification of the second embodiment.
  • FIG. 13C is a graph showing impedance characteristics and pass characteristics of the high-frequency filter according to Embodiment 2.
  • FIG. 14A is a circuit configuration diagram illustrating an example of a high-frequency filter according to Comparative Example 2.
  • FIG. 14B is a graph showing impedance characteristics and pass characteristics of the high-frequency filter according to Comparative Example 2.
  • FIG. 15 is a graph comparing the pass characteristics of the high-frequency filter according to Embodiment 2 and Comparative Example 2.
  • FIG. 16 is a circuit configuration diagram illustrating an example of a high-frequency filter according to the third embodiment.
  • FIG. 17A is a graph showing filter characteristics when all of the second switches of the high-frequency filter according to Embodiment 3 are turned off.
  • FIG. 17B is a graph showing a change in filter pass characteristic when the switch conduction state of the high frequency filter according to Embodiment 3 is changed.
  • FIG. 18 is a circuit configuration diagram of a multiplexer according to the fourth embodiment.
  • FIG. 19 is a configuration diagram of a communication device and its peripheral circuits according to the fifth embodiment.
  • the resonance frequency in the resonator or circuit is a resonance frequency for forming an attenuation pole in the pass band of the filter including the resonator or the circuit or in the vicinity of the pass band unless otherwise specified.
  • it is the frequency of a “resonance point” that is a singular point where the impedance of the circuit is minimized (ideally a point where the impedance is 0).
  • the anti-resonance frequency in the resonator or circuit is an anti-resonance frequency for forming an attenuation pole near the passband or the passband of the filter including the resonator or the circuit, unless otherwise specified.
  • This is the frequency of the “anti-resonance point”, which is a singular point where the impedance of the resonator or the circuit becomes maximum (ideally, the point where the impedance becomes infinite).
  • the series arm circuit and the parallel arm circuit are defined as follows.
  • the parallel arm circuit is a circuit arranged between one node on the path connecting the first input / output terminal and the second input / output terminal and the ground.
  • the serial arm circuit is a circuit arranged between the first input / output terminal or the second input / output terminal and the node on the path to which the parallel arm circuit is connected, or one parallel arm circuit is connected.
  • a circuit arranged between one node on the path and another node on the path to which another parallel arm circuit is connected.
  • FIG. 1A is a circuit configuration diagram of a high-frequency filter 10 according to the first embodiment.
  • the high frequency filter 10 shown in the figure includes a series arm resonator s1 and parallel arm circuits 110 and 120.
  • the series arm resonator s1 is connected between the input / output terminal 11m (first input / output terminal) and the input / output terminal 11n (second input / output terminal). That is, the series arm resonator s1 is a resonator provided on the series arm connecting the input / output terminal 11m and the input / output terminal 11n.
  • the series arm is not limited to the series arm resonator s1, but may be provided with a series arm circuit including one or more elastic wave resonators. In the present embodiment, the series arm circuit is configured by one elastic wave resonator, but may be configured by a plurality of elastic wave resonators.
  • the series arm circuit composed of a plurality of elastic wave resonators includes, for example, a longitudinally coupled resonator including a plurality of elastic wave resonators, or a plurality of divided resonators in which one elastic wave resonator is divided in series. Is included.
  • a longitudinally coupled resonator as a series arm circuit, it is possible to adapt to filter characteristics that require attenuation enhancement or the like.
  • the series arm circuit may be configured by an LC resonance circuit instead of the elastic wave resonator.
  • the parallel arm circuit 110 is a first parallel arm circuit connected to the node x1 and the ground (reference terminal) on the path connecting the input / output terminal 11m and the input / output terminal 11n, and the parallel arm circuit 120 includes the node x1 and the parallel arm circuit 120. It is the 2nd parallel arm circuit connected to the ground.
  • the parallel arm circuit 110 includes a parallel arm resonator p1 connected in series with each other between the node x1 and the ground, and a frequency variable circuit 110A that varies the resonance frequency of the parallel arm circuit 110.
  • the frequency variable circuit 110A has a capacitor C1 (second capacitor, first impedance element) and a switch SW1 (first switch) connected to the parallel arm resonator p1 and connected in parallel to each other.
  • the parallel arm circuit 120 includes a capacitor C2 (first capacitor) and a switch SW2 (second switch) connected in series with each other between the node x1 and the ground.
  • the parallel arm resonator p1 and the frequency variable circuit 110A are connected in series between the node x1 and the ground, but the connection order of the parallel arm resonator p1 and the frequency variable circuit 110A is any. Good.
  • the parallel arm resonator p1 is arranged on the node x1 side with respect to the switch SW1. This is because if the switch SW1 is arranged on the node x1 side, the loss of the high-frequency filter 10 increases due to the resistance component of the switch SW1 when the switch is turned on.
  • the capacitor C2 and the switch SW2 are connected in series between the node x1 and the ground, but the connection order of the capacitor C2 and the switch SW2 may be any. However, as shown in FIG. 1A, it is desirable that the capacitor C2 is arranged on the node x1 side with respect to the switch SW2. At the same time, when the switch SW1 of the parallel arm circuit 110 is connected to the ground side, the terminals on the ground side of the switch SW1 and the switch SW2 can be made common to reduce the size of the switch circuit.
  • the parallel arm resonator p1 constituting the parallel arm resonance circuit is configured by, for example, one elastic wave resonator, but is configured by a plurality of divided resonators divided in series. It doesn't matter.
  • each of the series arm resonator s1 and the parallel arm resonator p1 may be either a surface acoustic wave filter or an acoustic wave filter using BAW (Bulk Acoustic Wave).
  • each of the series arm resonator s1 and the parallel arm resonator p1 can be reduced in size, so that the high-frequency filter 10 can be reduced in size and cost.
  • a surface acoustic wave filter and a surface acoustic wave filter using BAW generally exhibit high Q characteristics, so that low loss and high selectivity can be achieved.
  • each of the series arm resonator s1 and the parallel arm resonator p1 may be configured by an LC resonance circuit including an inductor and a capacitor.
  • FIG. 1B is a graph showing impedance characteristics and pass characteristics of the high-frequency filter 10 according to the first embodiment.
  • the resonance characteristics (impedance characteristics) of the series arm resonator s1 and the parallel arm resonance circuit which is a combined circuit of the parallel arm circuits 110 and 120 are shown.
  • the parallel arm resonance circuit there are shown two-state resonance characteristics when both the switch SW1 and the switch SW2 are in a conductive state (ON) and when the switch SW1 and the switch SW2 are in a non-conductive state (OFF). Yes.
  • the parallel arm resonator p1 shown in FIG. 1A has a resonance frequency frp at which the impedance
  • the anti-resonance frequency fap of the parallel arm resonator p1 and the resonance frequency frs of the series arm resonator s1 are brought close to each other.
  • the vicinity of the resonance frequency frp where the impedance of the parallel arm resonator p1 approaches 0 becomes a low-frequency side stop band.
  • the impedance of the parallel arm resonator p1 increases near the antiresonance frequency fap, and the impedance of the series arm resonator s1 approaches 0 near the resonance frequency frs.
  • the signal path is in the signal path from the input / output terminal 11m to the input / output terminal 11n.
  • the impedance of the series arm resonator s1 becomes high, which becomes a high-frequency side blocking region. That is, the passband is formed by the anti-resonance frequency fap of the parallel arm resonator p1 constituting the parallel arm resonance circuit and the resonance frequency frs of the series arm resonator s1 constituting the series arm circuit, and the parallel arm resonator p1
  • the resonance frequency frp constitutes an attenuation pole on the lower passband side
  • the antiresonance frequency fas of the series arm resonator s1 constitutes an attenuation pole on the higher passband side.
  • the resonance characteristic of the series arm resonator s1 does not change by switching between the switch SW1 and the switch SW2, and has a resonance frequency frs and an anti-resonance frequency fas.
  • the parallel arm resonance circuit when the switch SW1 is on, the impedance characteristic is not affected by the capacitor C1, and the resonance frequency frp on1 of the parallel arm resonance circuit is the same as the resonance frequency frp of the parallel arm resonator p1.
  • the parallel arm resonance circuit is a circuit in which the capacitor C2 is connected in parallel to the parallel arm resonator p1.
  • anti-resonance frequency fap on2 of the parallel arm resonator circuit is shifted to a lower frequency with respect to a single anti-resonance frequency fap of the parallel arm resonator p1.
  • the parallel arm resonance circuit when the switch SW1 and the switch SW2 are off, the parallel arm resonance circuit is a series circuit of the parallel arm resonator p1 and the capacitor C1, and the parallel arm resonance circuit.
  • the resonance frequency frp off1 is shifted to the high frequency side.
  • the anti-resonance frequency fap off2 of the parallel arm resonator circuit is the same as the anti-resonance frequency fap of the parallel arm resonator p1.
  • FIG. 2A is a circuit configuration diagram of a high-frequency filter 500 according to Comparative Example 1.
  • the high-frequency filter 500 shown in the figure includes a series arm resonator s1 and a parallel arm circuit 510.
  • the high-frequency filter 500 shown in the figure differs from the high-frequency filter 10 according to the first embodiment only in that there is no second parallel arm circuit constituted by a series circuit of a capacitor C2 and a switch SW2. .
  • the high frequency filter 500 according to the comparative example 1 will not be described for the same points as the high frequency filter 10 according to the first embodiment, and will be described mainly with respect to different points.
  • FIG. 2B is a graph showing impedance characteristics and pass characteristics of the high-frequency filter 500 according to Comparative Example 1.
  • the resonance characteristics (impedance characteristics) of the series arm resonator s1 and the parallel arm resonance circuit (parallel arm circuit 510) are shown.
  • the parallel arm resonance circuit two-state resonance characteristics are shown when the switch SW1 is in a conductive state (ON) and in a non-conductive state (OFF).
  • the resonance characteristics of the series arm resonator s1 are not changed by switching the switch SW1, and have a resonance frequency frs and an anti-resonance frequency fas.
  • the impedance characteristic is not affected by the capacitor C1, and the resonance frequency frp on of the parallel arm resonance circuit is the same as the resonance frequency frp of the parallel arm resonator p1.
  • the resonance characteristic of the parallel arm resonance circuit is approximately the same as that of the parallel arm resonator p1.
  • the anti-resonance frequency fap on of the parallel arm resonance circuit is the same as the anti-resonance frequency fap of the parallel arm resonator p1.
  • the parallel arm resonance circuit is a series circuit of the parallel arm resonator p1 and the capacitor C1, and the resonance frequency frp off of the parallel arm resonance circuit is shifted to the high frequency side.
  • the antiresonance frequency fap off of the parallel arm resonance circuit is the same as the antiresonance frequency fap of the parallel arm resonator p1.
  • the attenuation pole on the low pass band side shifts to the low frequency side
  • the switch SW1 when the switch SW1 is off, the attenuation pole on the low pass band side shifts to the high frequency side.
  • a frequency variable filter is configured. Note that the frequency of the attenuation pole on the high passband side is not variable regardless of whether the switch SW1 is on or off.
  • the antiresonance frequency is not shifted in the parallel arm circuit 510 as shown in the upper graph of FIG. Shifts to the high frequency side.
  • the pass characteristic when the switch SW1 is off is higher than the pass characteristic when the switch SW1 is on. Shift to. At this time, the steepness of the attenuation slope on the low pass band side changes. In other words, the pass characteristic when the switch SW1 is on is less than the pass characteristic when the switch SW1 is off. There is a problem that it increases.
  • FIG. 2B shows an example in which the high frequency filter 500 is applied to a frequency variable filter that switches between Band 29 Rx (717-727 MHz) and Band (12 + 13 + 14) Rx (729-768 MHz) of the LTE standard.
  • switch SW1 is off (when Band (12 + 13 + 14) Rx is selected)
  • the insertion loss at the low end of the passband (729 MHz) is 0.25 dB
  • the insertion at the high end of the passband (768 MHz) is inserted.
  • the loss is 0.121 dB, and the insertion loss in the passband is balanced.
  • the switch SW1 when the switch SW1 is on (when Band29Rx is selected), the insertion loss at the high end of the passband (727 MHz) is 0.277 dB, whereas the insertion loss at the low end of the passband (717 MHz) is low. It is deteriorated to 0.72 dB (the maximum insertion loss in the passband is 0.72 dB).
  • the inventor pays attention to the increase in insertion loss at the low end of the passband, which can be caused by shifting only the attenuation pole, and increases the insertion loss at the end of the passband by shifting not only the attenuation pole but also the attenuation slope. I got the idea of controlling.
  • the resonance frequency frp on1 of the parallel arm resonance circuit is shifted to the low frequency side. It is shifted to a lower frequency side antiresonance frequency fap on2 of the parallel arm resonator circuit. That is, when both the switch SW1 and the switch SW2 are on, as shown in the pass characteristics of the middle stage and the lower stage of FIG. 1B, when the attenuation pole on the low pass band side is on the low frequency side, the insertion loss at the low pass end of the pass band It is possible to suppress the increase of.
  • FIG. 3 is a graph comparing the pass characteristics of the high-frequency filter according to Embodiment 1 and Comparative Example 1.
  • FIG. 1B shows an example in which the high frequency filter 10 is applied to a frequency variable filter that switches between Band 29Rx (717-727 MHz) and Band (12 + 13 + 14) Rx (729-768 MHz) of the LTE standard.
  • switch SW1 is off (when Band (12 + 13 + 14) Rx is selected)
  • the insertion loss at the low end of the passband (729 MHz) is 0.25 dB
  • the insertion at the high end of the passband (768 MHz) is inserted.
  • the loss is 0.121 dB, and the insertion loss in the passband is balanced.
  • the insertion loss at the high end of the passband (727 MHz) is 0.517 dB, whereas the insertion loss at the low end of the passband (717 MHz) is low. It is 0.605 dB, and the insertion loss in the pass band is balanced (the maximum insertion loss in the pass band is 0.605 dB).
  • the high-frequency filter 10 includes a series arm circuit (series arm resonator s1) and a parallel arm resonance circuit (a synthesis circuit of the parallel arm circuits 110 and 120) by turning on and off the switch SW1 and the switch SW2. Construct the tunable filter specified.
  • the resonance frequency of the series arm circuit and the antiresonance frequency of the parallel arm resonance circuit define the passband, and the resonance frequency of the parallel arm resonance circuit defines the attenuation pole on the low passband side, and the antiresonance frequency of the series arm circuit. Defines the attenuation pole on the high side of the passband.
  • the parallel arm circuit 110 has the same characteristics as the parallel arm resonator p1 without being affected by the capacitor C1.
  • a parallel arm circuit 110 becomes a composite characteristic of the parallel arm resonator p1 and the capacitor C1, it shifts from the resonance frequency frp on1 to the resonant frequency frp off1. Therefore, the frequency of the attenuation pole on the low pass band side varies.
  • the capacitor C2 when the switch SW2 is on, the capacitor C2 functions and the anti-resonance frequency of the parallel arm resonance circuit shifts to the low frequency side (shifts from the anti-resonance frequency frp off2 to the resonance frequency frp on2 ).
  • the switch SW2 when the switch SW2 is off, the capacitor C2 does not function, and only the parallel arm circuit 110 has characteristics.
  • the switch SW1 can vary the frequency of the attenuation pole defined by the resonance frequency of the parallel arm resonance circuit
  • the switch SW2 can vary the passband frequency defined by the antiresonance frequency of the parallel arm resonance circuit. it can. Therefore, the frequency of the passband can be varied by turning the switch SW2 on and off, and even when the passband frequency is shifted to the low frequency side, an increase in insertion loss at the low end of the passband is suppressed.
  • the pass band of the high frequency filter 10 and the frequency variable width of the attenuation pole depend on the constants of the capacitors C1 and C2.
  • the constants of the capacitors C1 and C2 can be appropriately determined according to the frequency specifications required for the high-frequency filter 10.
  • the capacitors C1 and C2 may be variable capacitors such as varicaps and DTCs (Digitally Tunable Capacitors).
  • the switches SW1 and SW2 are, for example, SPST (Single Pole Single Throw) type switch elements.
  • the switches SW1 and SW2 are switched between a conduction state (ON) and a non-conduction state (OFF) by a control signal from the control unit, thereby bringing the respective connection nodes into a conduction state or a non-conduction state.
  • switches SW1 and SW2 examples include FET (Field Effect Transistor) switches made of GaAs or CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor), or diode switches. Thereby, each of the switches SW1 and SW2 can be constituted by one FET switch or a diode switch, so that the high-frequency filter 10 can be reduced in size.
  • FET Field Effect Transistor
  • CMOS Complementary Metal Oxide Semiconductor
  • the mode in which the switches SW1 and SW2 are simultaneously turned on or the switches SW1 and SW2 are simultaneously turned off has been described.
  • other modes may be selected. That is, a mode in which the switch SW1 is on and the switch SW2 is off and a mode in which the switch SW1 is off and the switch SW2 is on may be selected.
  • FIG. 4 is a graph showing a change in the filter pass characteristic when the switch conduction state of the high frequency filter 10 according to the first embodiment is changed.
  • switch SW1 When switch SW1 is ON & SW2 is ON, it is applied to the Low channel of Band29Rx, and (2) When switch SW1 is ON and SW2 is OFF, it is applied to the High channel of Band29Rx.
  • switch SW1 When switch SW1 is off & SW2 is on, it applies to the Low channel of Band12, and (4) When switch SW1 is off and SW2 is off, it applies to the High channel of Band (12 + 13 + 14) Rx. .
  • the conduction state of the switch is changed independently as described above, it is possible to reduce the respective insertion loss in accordance with the band and channel to be used.
  • FIG. 5A is a diagram illustrating an equivalent circuit model of one resonator and its resonance characteristics.
  • the resonator can be represented by a parallel circuit of a capacitor C 1 and a series circuit of an inductor L 1 and a capacitor C 0 .
  • the capacitor C 0 is the capacitance of the resonator.
  • the resonance frequency fr of the resonator is defined by a series circuit of the capacitor C 1 and the inductor L 1 and is a frequency at which the impedance of the equivalent circuit is 0.
  • the anti-resonance frequency fa of the resonator is a frequency at which the admittance Y of the equivalent circuit becomes 0, the equation 3 is expressed by solving the equation 3.
  • the anti-resonance frequency fa appears on the higher frequency side than the resonance frequency fr.
  • the first parallel arm circuit 110 shown in FIG. 1A when the switch SW1 is in the on state has resonance characteristics of only the parallel arm resonator p1, and is located on the higher frequency side than the resonance frequency and the resonance frequency. It can be seen that one antiresonance frequency appears for each point.
  • Figure 5B is a diagram showing an equivalent circuit model and its resonant characteristics when the impedance element X 1 to resonators are connected in series.
  • the resonator can be represented by a parallel circuit of a capacitor C 1 and a series circuit of an inductor L 1 and a capacitor C 0 .
  • the capacitor C 0 is the capacitance of the resonator.
  • a parallel circuit of the impedance element X 1 and the switch SW is connected.
  • the resonance frequency fr_on and the anti-resonance frequency fa_on when the switch SW is on are the same as the resonance frequency fr and the anti-resonance frequency fa in FIG. 5A, respectively, and are expressed by Expression 5 and Expression 6.
  • the capacitance of the parallel arm resonator p1 since the capacitor C2 is connected to the capacitor C 0, C 0 of the formula 4 is C 0 + C2, and the anti-resonance frequency fa is shifted to a lower frequency.
  • the impedance elements X 1 be a capacitor, and will be described separately in the case of (2) the impedance element X 1 is an inductor.
  • the anti-resonance frequency fa_off1 when the switch SW is off is the same as the anti-resonance frequency fa_on when the switch SW is on, and is expressed by Equation 9.
  • the anti-resonance frequency fa_off2 when the switch SW is off is the same as the anti-resonance frequency fa_on when the switch SW is on, and is expressed by Expression 12.
  • FIG. 6 is a diagram schematically illustrating the electrode structure of the high frequency filter 10 according to the first embodiment. Specifically, (a) in the figure is a plan view, (b) in the figure is a sectional view taken along the line CC ′ in (a) in the figure, and (c) in the figure is the same.
  • FIG. 4A is a cross-sectional view taken along line DD ′ in FIG. 4A
  • FIG. 4D is a cross-sectional view taken along line EE ′ in FIG.
  • the electrode structure shown in FIG. 6 is for explaining a typical structure of each resonator constituting the high-frequency filter 10 and comb-tooth capacitive electrodes constituting the capacitors C1 and C2.
  • the number and the length of the electrode fingers constituting the IDT electrode and the comb-teeth capacitive electrode of each resonator of the high frequency filter 10 are not limited to the number and the length of the electrode fingers shown in FIG. 6 also schematically shows the switches SW1 and SW2, but the arrangement and structure of the switches SW1 and SW2 are not particularly limited.
  • the switches SW1 and SW2 include the resonators and comb teeth. It may be configured on a chip different from the capacitor electrode.
  • each resonator constituting the high frequency filter 10 is, for example, an elastic wave resonator using an elastic wave.
  • the high frequency filter 10 can be comprised by the IDT electrode formed in the piezoelectric substrate 102, the small and low-profile filter circuit which has a high steep passage characteristic is realizable.
  • the series arm resonator s1 includes an IDT electrode, a pair of reflectors, and a piezoelectric substrate 102.
  • the parallel arm resonator p1 includes an IDT electrode 121 including a plurality of electrode fingers 121a, a pair of reflectors, and a piezoelectric substrate 102.
  • the IDT electrode 121 of the parallel arm resonator p1 is constituted by an electrode film 101, and the electrode film 101 is formed on the piezoelectric substrate 102.
  • the IDT electrode 121 includes a plurality of electrode fingers 121a and a set of bus bar electrodes arranged to face each other with the plurality of electrode fingers 121a interposed therebetween, and the plurality of electrode fingers 121a is one of the set of bus bar electrodes. And are alternately connected to the other.
  • the plurality of electrode fingers 121a are formed along a direction orthogonal to the propagation direction of the elastic wave, and are periodically formed along the propagation direction.
  • the wavelength of the excited elastic wave is defined by the design parameters of the IDT electrode 121 and the like.
  • design parameters of the IDT electrode 121 will be described.
  • the wavelength of the elastic wave is defined by the repetition period ⁇ p1 of the electrode finger 121a connected to one bus bar electrode among the plurality of electrode fingers 121a.
  • the electrode finger pitch (pitch of the plurality of electrode fingers 121a, that is, the electrode finger cycle) Pp1 is 1 ⁇ 2 of the repetition cycle ⁇ p1
  • the line width of the electrode finger 121a is Wp1
  • the crossing width Lp1 of the IDT electrode 121 is an overlapping electrode when the electrode finger 121a connected to one of the pair of bus bar electrodes and the electrode finger 121a connected to the other are viewed from the propagation direction of the elastic wave.
  • the electrode duty (duty ratio) is the line width occupation ratio of the plurality of electrode fingers 121a, and the ratio of the line width to the sum of the line width and the space width of the plurality of electrode fingers 121a, that is, Wp1 / ( Wp1 + Sp1). That is, the electrode duty is defined by the ratio of the width of the plurality of electrode fingers 121a to the electrode finger pitch (the pitch of the plurality of electrode fingers 121a), that is, Wp1 / Pp1.
  • the number of pairs is the number of electrode fingers 121a that make a pair, and is approximately half of the total number of electrode fingers 121a.
  • the capacitance C 0 of the acoustic wave resonator is expressed by the following Expression 13.
  • ⁇ 0 is a dielectric constant in a vacuum
  • ⁇ r is a dielectric constant of the piezoelectric substrate 102.
  • the capacitor C ⁇ b> 1 includes a piezoelectric substrate 102 and a comb capacitance electrode 103 formed on the piezoelectric substrate 102.
  • the comb-tooth capacitive electrode 103 is a second comb-tooth capacitive electrode composed of a plurality of electrode fingers 131a.
  • the comb-teeth capacitive electrode 103 is composed of the electrode film 101 in the same manner as the IDT electrode 121. That is, the comb-tooth capacitive electrode 103 constituting the capacitor C1 is formed on the same piezoelectric substrate 102 as the IDT electrode 121 constituting the parallel arm resonator p1.
  • the comb-teeth capacitive electrode 103 and the IDT electrode 121 may be formed on different piezoelectric substrates.
  • the comb-teeth capacitive electrode 103 has a plurality of electrode fingers 131a and a set of bus bar electrodes arranged to face each other across the plurality of electrode fingers 131a, and the plurality of electrode fingers 131a is a set of bus bar electrodes. Are alternately connected to one and the other.
  • the plurality of electrode fingers 131a are formed along the propagation direction of the elastic wave, and are periodically formed along a direction orthogonal to the propagation direction.
  • the capacitor C2 includes a piezoelectric substrate 102 and a comb-teeth capacitive electrode 104 formed on the piezoelectric substrate 102.
  • the comb-tooth capacitive electrode 104 is a first comb-tooth capacitive electrode composed of a plurality of electrode fingers 141a.
  • the comb-teeth capacitive electrode 104 is composed of an electrode film 101, similar to the IDT electrode 121. That is, the comb-teeth capacity electrode 104 constituting the capacitor C2 is formed on the same piezoelectric substrate 102 as the IDT electrode 121 constituting the parallel arm resonator p1.
  • the comb-teeth capacitive electrode 104 and the IDT electrode 121 may be formed on different piezoelectric substrates.
  • the comb-teeth capacitive electrode 104 has a plurality of electrode fingers 141a and a set of bus bar electrodes arranged to face each other with the plurality of electrode fingers 141a interposed therebetween, and the plurality of electrode fingers 141a is a set of bus bar electrodes. Are alternately connected to one and the other.
  • the plurality of electrode fingers 141a are formed along the propagation direction of the elastic wave, and are periodically formed along a direction orthogonal to the propagation direction.
  • characteristics such as a capacitance value and a Q value are defined by the design parameters of the comb-tooth capacitance electrodes 103 and 104.
  • design parameters of the comb-tooth capacitive electrodes 103 and 104 will be described.
  • the electrode duty (duty ratio) is the line width occupancy ratio of the plurality of electrode fingers 131a (141a), and the line width with respect to the sum of the line width and the space width of the plurality of electrode fingers 131a (141a).
  • the electrode duty is defined by the ratio of the width of the plurality of electrode fingers 131a (141a) to the pitch of the plurality of electrode fingers 131a (141a), that is, Wc1 / Pc1 (Wc2 / Pc2).
  • the number of pairs is the number of electrode fingers 131a (141a) that make a pair, and is approximately half of the total number of electrode fingers 131a (141a).
  • the film thickness of the electrode finger 131a (141a) is the thickness Tc1 (Tc2) of the electrode film 101 that forms the electrode finger 131a (141a).
  • the electrode finger pitch of the capacitors C1 and C2 is narrower than the electrode finger pitch of the parallel arm resonator p1. That is, Pc1 ⁇ Pp1 and Pc2 ⁇ Pp1 are satisfied.
  • the film thickness of the plurality of electrode fingers 131a in the capacitor C1 is smaller than the film thickness of the plurality of electrode fingers 121a in the parallel arm resonator p1. That is, Tc1 ⁇ Tp1 is satisfied.
  • the film thickness Tc1 of the electrode finger 131a is preferably 40% or less (that is, Tc1 ⁇ 0.40 ⁇ Pc1) with respect to the electrode finger pitch Pc1.
  • the film thickness of the plurality of electrode fingers 141a in the capacitor C2 is smaller than the film thickness of the plurality of electrode fingers 121a in the parallel arm resonator p1. That is, Tc2 ⁇ Tp1 is satisfied.
  • the film thickness Tc2 of the electrode finger 141a is preferably 40% or less (that is, Tc2 ⁇ 0.40 ⁇ Pc2) with respect to the electrode finger pitch Pc2.
  • the film thickness Tp1 of the electrode finger 121a is preferably 40% or less (that is, Tp1 ⁇ 0.40 ⁇ Pp1) with respect to the electrode finger pitch Pp1.
  • the lower limit of the film thickness Tc1 of the electrode finger 131a is not particularly limited, but is, for example, 15% or more of the electrode finger pitch Pc1 (that is, 0.15 ⁇ Pc1 ⁇ Tc1).
  • the lower limit of the film thickness Tc2 of the electrode finger 141a is not particularly limited, but is, for example, 15% or more of the electrode finger pitch Pc2 (that is, 0.15 ⁇ Pc2 ⁇ Tc2).
  • the lower limit of the film thickness Tp1 of the electrode finger 121a is not particularly limited. For example, it is 15% or more of the electrode finger pitch Pp1 (that is, 0.15 ⁇ Pp1 ⁇ Tp1).
  • the electrode duty of the capacitor C1 is preferably larger than the electrode duty of the parallel arm resonator p1. That is, it is preferable that the capacitor C1 and the parallel arm resonator p1 satisfy Wc1 / Pc1> Wp1 / Pp1.
  • the electrode duty of the capacitor C2 is preferably larger than the electrode duty of the parallel arm resonator p1. That is, the capacitor C2 and the parallel arm resonator p1 preferably satisfy Wc2 / Pc2> Wp1 / Pp1.
  • the capacitance value per unit area of the comb-teeth capacitive electrode 104 can be increased, so that downsizing and space saving can be achieved.
  • the electrode finger pitch, film thickness, electrode duty, and the like are not necessarily uniform, and are not uniform due to variations due to manufacturing processes and the like. Or may be non-uniform due to adjustment of characteristics or the like. For this reason, the capacitors C1 and C2 and the parallel arm resonator p1 may not satisfy the relationship between the electrode finger pitch, the film thickness, the electrode duty, and the like described above in part of the comb-tooth electrode and the IDT electrode constituting the capacitors C1 and C2. .
  • the above-described relationship between the electrode finger pitch, the film thickness, and the electrode duty between the capacitors C1 and C2 and the parallel arm resonator p1 only needs to be substantially established.
  • the average value of the capacitor C1 and the parallel arm resonance What is necessary is just to be materialized with the average value of the child p1.
  • the parallel finger resonator p1 and the electrode finger pitches and film thicknesses of the capacitors C1 and C2 satisfy the above relationship, so that the Q value of the parallel arm resonator p1 and the capacitors C1 and C2 It is possible to achieve the effect of ensuring both of the Q values.
  • FIG. 7A is a graph showing the relationship between the electrode finger pitch of the capacitor C1, the capacitance value, the capacitance Q value, the impedance of the parallel arm resonance circuit, and the filter characteristics in a typical example. Specifically, frequency characteristics are shown when the electrode finger pitch Pc1 is 0.75, 1.75, 2.50, 4.00 (all in ⁇ m).
  • the capacitance value hardly changes even when the electrode finger pitch Pc1 is changed.
  • the capacitance value referred to here is a capacitance value (capacitance value) in a low frequency range in which the influence of self-resonance of the comb-tooth capacitance can be almost ignored. Further, as the electrode finger pitch Pc1 is narrower, the self-resonant frequency of the capacitor C1 shifts to the high frequency side.
  • the Q value (capacitance Q) of the capacitor C1 generally decreases as the frequency increases, but locally decreases at the self-resonant frequency. For this reason, by narrowing the electrode finger pitch Pc1 and driving the self-resonant frequency of the comb-tooth capacity to the higher frequency side than the pass band of the high-frequency filter 10, the Q value of the comb-tooth capacity in the pass band can be increased.
  • the frequency of the self-resonance frequency may coincide with the resonance frequency or anti-resonance frequency of the parallel arm resonator p1 connected to the capacitor C1 without passing through another elastic wave resonator. That is, the resonance frequency or anti-resonance frequency of the parallel arm resonator p1 may coincide with the frequency at which the capacitance Q is locally reduced. In this case, the resonance frequency or antiresonance frequency obtained by the combined characteristic of the parallel arm resonator p1 and the capacitor C1 is decreased by the decrease of the Q value of the capacitor C1, so that the required Q value is ensured. It becomes difficult.
  • the size of the comb-tooth capacitance can be reduced while maintaining the capacitance value, so that the high-frequency filter 10 including the capacitor C1 can be reduced in size and space.
  • FIG. 7B is a graph showing the relationship between the electrode finger pitch Pc1 of the capacitor C1 and the passband insertion loss in a typical example.
  • the pass characteristics shown in the figure are those when both the switches SW1 and SW2 are turned off. That is, the parallel arm resonance circuit is a series circuit of the parallel arm resonator p1 and the capacitor C1.
  • the electrode finger pitch of the capacitor C1 As shown in FIG. 7A, as the electrode finger pitch of the capacitor C1 is increased, the self-resonant frequency is shifted to a lower frequency, and the capacitance Q value is deteriorated. Accordingly, as shown in FIG. 7B, as the electrode finger pitch of the capacitor C1 approaches the electrode finger pitch of the parallel arm resonator p1, the capacitance Q value deteriorates, and insertion loss at the passband low band end and high band end. In addition, the attenuation characteristic is deteriorated (see (c) and (d) in FIG. 7A). Accordingly, the electrode finger pitch of the capacitor C1 needs to be set narrower than the electrode finger pitch of the parallel arm resonator p1.
  • FIG. 8A is a graph showing the relationship between the electrode finger pitch of the capacitor C2, the capacitance value, the capacitance Q value, the impedance of the parallel arm resonance circuit, and the filter characteristics in a typical example. Specifically, the frequency characteristics when the electrode finger pitch Pc2 is set to 0.75, 1.75, 2.50, 4.00 (all in ⁇ m) are shown.
  • the capacitance value hardly changes even when the electrode finger pitch Pc2 is changed. Further, as the electrode finger pitch Pc2 is narrower, the self-resonant frequency of the capacitor C2 shifts to the high frequency side.
  • the Q value (capacitance Q) of the capacitor C2 generally decreases as the frequency increases, but locally decreases at the self-resonant frequency. For this reason, by narrowing the electrode finger pitch Pc2 and driving the self-resonant frequency of the comb-tooth capacitance to a higher frequency side than the passband of the high-frequency filter 10, the Q value of the comb-tooth capacitance in the passband can be increased.
  • the wider the electrode finger pitch Pc2 the more the self-resonant frequency of the capacitor C2 shifts to the low frequency side.
  • the frequency of the self-resonant frequency may coincide with the resonant frequency or anti-resonant frequency of the parallel arm resonator p1 connected to the capacitor C2 without passing through another elastic wave resonator. That is, the frequency of the resonance frequency or anti-resonance frequency of the parallel arm resonator p1 may coincide with the frequency at which the capacitance Q value decreases locally.
  • the resonance frequency or anti-resonance frequency obtained by the combined characteristics of the parallel arm resonator p1 and the capacitor C2 is decreased by the decrease of the Q value of the capacitor C2, so that the required Q value is ensured. It becomes difficult. Therefore, by synthesizing the parallel arm resonator p1 and the capacitor C2 by narrowing the electrode finger pitch Pc2 and driving the self-resonance frequency of the capacitor C2 higher than the resonance frequency and antiresonance frequency of the parallel arm resonator p1.
  • the required Q value can be ensured by suppressing the deterioration of the Q value of the characteristic.
  • the size of the comb-teeth capacitance can be reduced while maintaining the capacitance value, so that the high-frequency filter 10 including the capacitor C2 can be reduced in size and space.
  • FIG. 8B is a graph showing the relationship between the electrode finger pitch Pc2 of the capacitor C2 and the passband insertion loss in a typical example.
  • the pass characteristics shown in the figure are those when both switches SW1 and SW2 are turned on. That is, the parallel arm resonance circuit is a parallel circuit of the parallel arm resonator p1 and the capacitor C1.
  • the electrode finger pitch of the capacitor C2 As shown in FIG. 8A, as the electrode finger pitch of the capacitor C2 is increased, the self-resonant frequency is shifted to a lower frequency, and the capacitance Q value is deteriorated. Accordingly, as shown in FIG. 8B, as the electrode finger pitch of the capacitor C2 approaches the electrode finger pitch of the parallel arm resonator p1, the capacitance Q value is deteriorated, and the insertion loss in the passband is deteriorated. Thus, the electrode finger pitch of the capacitor C2 needs to be set narrower than the electrode finger pitch of the parallel arm resonator p1.
  • FIG. 9A is a graph showing the relationship between the on resistance, which is the resistance value of the switch SW1 when the switch SW1 is on, and the switch characteristic when the switch SW1 is off and the switch SW2 is on, in a typical example.
  • the figure shows a case where the on-resistance value of the switch SW1 is changed in a high-frequency filter including a series arm resonator s1 and a parallel arm resonance circuit that is a series circuit of the parallel arm resonator p1 and the switch SW1.
  • the change in filter characteristics is shown. From the figure, it can be seen that as the ON resistance value of the switch SW1 increases, the insertion loss particularly at the high end and low end of the passband deteriorates.
  • FIG. 9B is a graph showing the relationship between the on-resistance of the switch SW1 and the insertion loss in the passband in a typical example. More specifically, the relationship between the on-resistance value of the switch SW1 and the insertion loss at the low end (774 MHz), the center point (794 MHz, 838 MHz), and the high end (858 MHz) in the passband is shown.
  • the on-resistance of the switch SW1 is Ron1 ( ⁇ ) and the deterioration amount of the insertion loss is D IL (dB)
  • D IL ⁇ 0.0837 ⁇ Ron1 It becomes.
  • FIG. 10A is a graph showing the relationship between the on-resistance of the switch SW2 and the filter characteristics when the switch SW1 is on and the switch SW2 is on in a typical example.
  • the figure shows a case where the on-resistance value of the switch SW2 is changed in a high-frequency filter including a series arm resonator s1, a parallel arm resonator circuit having a parallel arm resonator p1, a capacitor C2, and a switch SW2.
  • the change in filter characteristics is shown.
  • the parallel arm resonance circuit is a parallel circuit of a series circuit of the capacitor C1 and the switch SW2 and the parallel arm resonator p1. From the figure, it can be seen that the insertion loss in the pass band deteriorates as the ON resistance value of the switch SW2 increases.
  • FIG. 10B is a graph showing the relationship between the on-resistance of the switch SW2 and the insertion loss in the passband in a typical example. More specifically, the relationship between the on-resistance value of the switch SW2 and the insertion loss at the low end (771 MHz), the center point (791 MHz, 837 MHz), and the high end (857 MHz) in the passband is shown. In FIG.
  • the on-resistance Ron1 of the switch SW1 is smaller than the on-resistance Ron2 of the switch SW2.
  • the insertion loss in the passband deteriorates as the on-resistance of the switches SW1 and SW2 increases.
  • the degree of deterioration of the insertion loss at the low end of the passband with respect to the increase in the ON resistance of the switch SW1 is higher than the degree of deterioration of the insertion loss at the low end of the passband with respect to the increase in the ON resistance of the switch SW2.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram of the high-frequency filter 20 according to the first modification of the first embodiment.
  • the high-frequency filter 20 shown in the figure includes a series arm resonator s1 and parallel arm circuits 130 and 120.
  • the high-frequency filter 20 according to this modification differs from the high-frequency filter 10 according to the first embodiment only in that it further includes an inductor L1 connected in series with the switch SW1.
  • the description of the high-frequency filter 20 according to the modification example 1 will be omitted while omitting the same points as the high-frequency filter 10 according to the first embodiment, and different points will be mainly described.
  • the parallel arm circuit 130 is a first parallel arm circuit connected to the node x1 and the ground
  • the parallel arm circuit 120 is a second parallel arm circuit connected to the node x1 and the ground.
  • the parallel arm circuit 130 includes a parallel arm resonator p1 connected in series with each other between the node x1 and the ground, and a frequency variable circuit 130A that varies the resonance frequency of the parallel arm circuit 130.
  • the frequency variable circuit 130A has a capacitor C1 (second capacitor, first impedance element) and a first series circuit connected to the parallel arm resonator p1 and connected in parallel to each other.
  • the first series circuit includes a switch SW1 and an inductor L1 (second impedance element) connected in series between the parallel arm resonator p1 and the ground.
  • FIG. 12A is a graph showing impedance characteristics and pass characteristics of the high-frequency filter 20 according to the first modification of the first embodiment.
  • the resonance characteristics of the series arm resonator s1 and the parallel arm resonance circuit composed of the parallel arm circuits 130 and 120 are shown.
  • the parallel arm resonance circuit two-state resonance characteristics are shown when both the switch SW1 and the switch SW2 are on, and when both the switch SW1 and the switch SW2 are off.
  • the parallel arm resonance circuit is a series circuit of the parallel arm resonator p1 and the capacitor C1, and the resonance frequency frp off1 of the parallel arm resonance circuit is shifted to the high frequency side.
  • the anti-resonance frequency fap off2 of the parallel arm resonator circuit is the same as the anti-resonance frequency fap of the parallel arm resonator p1.
  • the parallel circuit of the capacitor C1 and the inductor L1 is a combined circuit connected in series to the parallel arm resonator p1.
  • the impedance of the parallel circuit is induced.
  • the resonance frequency frp on1 of the parallel arm resonance circuit is shifted to a lower frequency side than the resonance frequency frp of the parallel arm resonator p1.
  • the capacitor C2 of the parallel arm circuit 120 is a second parallel arm circuit, since it is connected in parallel to the parallel arm circuit 130, the anti-resonance frequency fap on2 of the parallel arm resonator circuit, the anti-resonance of the parallel arm resonator p1 Shift to a lower frequency than the frequency fap.
  • FIG. 12B is a graph comparing the pass characteristics of the high-frequency filter according to Embodiment 1 and Modification 1 thereof.
  • the high-frequency filter 20 according to the present modification has a wider frequency range of the pass band and the attenuation pole on the lower pass band side than the high-frequency filter 10 according to the first embodiment. Is possible.
  • the capacitor C1 (first impedance element) and the inductor L1 (second impedance element) are connected to the parallel arm resonator p1 and the capacitor C1 (first impedance) according to the on / off state of the switch SW1. Since only the element) is connected to the parallel arm resonator p1, the impedance applied to the parallel arm resonator p1 can be greatly varied. Therefore, the resonance frequency of the parallel arm resonance circuit can be greatly varied, and the frequency variable width of the passband and attenuation pole on the low passband side can be increased.
  • the second impedance element connected in series to the switch SW1 is an inductor
  • the first impedance element connected in parallel to the series circuit of the switch SW1 and the second impedance element is a capacitor.
  • the arrangement may be reversed. That is, the second impedance element connected in series to the switch SW1 may be a capacitor, and the first impedance element connected in parallel to the series circuit of the switch SW1 and the second impedance element may be an inductor.
  • the impedance element connected to the parallel arm resonator p1 of the high-frequency filter 10 is a capacitor.
  • a high-frequency filter when the impedance element is an inductor will be described.
  • FIG. 13A is a circuit configuration diagram of the high-frequency filter 30 according to the second embodiment.
  • the high-frequency filter 30 shown in the figure includes a series arm resonator s1 and parallel arm circuits 150 and 120.
  • the high frequency filter 30 according to the present embodiment differs from the high frequency filter 10 according to the first embodiment only in that the first impedance element constituting the frequency variable circuit is not the capacitor C1 but the inductor L1. .
  • the description of the high-frequency filter 30 according to the present embodiment will be omitted with the same points as the high-frequency filter 10 according to the first embodiment omitted, and different points will be mainly described.
  • the parallel arm circuit 150 is a first parallel arm circuit connected to the node x1 and the ground
  • the parallel arm circuit 120 is a second parallel arm circuit connected to the node x1 and the ground.
  • the parallel arm circuit 150 includes a parallel arm resonator p1 connected in series with each other between the node x1 and the ground, and a frequency variable circuit 150A that varies the resonance frequency of the parallel arm circuit 150.
  • the frequency variable circuit 150A includes an inductor L1 (first impedance element) and a switch SW1 (first switch) that are connected to the parallel arm resonator p1 and connected in parallel to each other.
  • the parallel arm circuit 120 includes a capacitor C2 (first capacitor) and a switch SW2 (second switch) connected in series with each other between the node x1 and the ground.
  • the parallel arm resonator p1 and the frequency variable circuit 150A are connected in series between the node x1 and the ground, but the connection order of the parallel arm resonator p1 and the frequency variable circuit 150A is any. Good. However, as shown in FIG. 13A, it is desirable that the parallel arm resonator p1 is arranged on the node x1 side among the parallel arm resonator p1 and the inductor L1. By adding the inductor L1, the resonance frequency of the parallel arm resonance circuit including the parallel arm resonator p1 is shifted to the low frequency side.
  • the inductor L1 when the inductor L1 is arranged on the node x1 side, the resistance component of the inductor L1 Loss of the high frequency filter 30 increases. This is because the antiresonance frequency of the parallel arm resonator p1 is arranged in the pass band, but when the inductor L1 is arranged on the node x1 side, the high frequency input signal is reflected through the inductor L1 in the pass band. It is because it ends.
  • the switch SW1 is turned on. Two states are selected: a state in which the switch SW2 is turned off, and a state in which the switch SW1 is turned off and the switch SW2 is turned on. That is, the switch SW1 and the switch SW2 are operated exclusively. According to this switching operation, the switch SW1 and the switch SW2 can be combined into a single SPDT (Single Pole Double Throw) circuit.
  • SPDT Single Pole Double Throw
  • FIG. 13B is a circuit configuration diagram of a high-frequency filter 31 according to a modification of the second embodiment.
  • the high-frequency filter 31 shown in the figure includes a series arm resonator s1, a parallel arm resonator p1, an inductor L1, a capacitor C2, and a switch SW3.
  • the high-frequency filter 31 according to this modification differs from the high-frequency filter 30 according to the second embodiment in that the switches SW1 and SW2 are combined into one switch SW3.
  • the switch SW3 is an SPDT type switch circuit having a first selection terminal, a second selection terminal, and one common terminal.
  • the first selection terminal is connected to a connection point between the parallel arm resonator p1 and the inductor L1
  • the second selection terminal is connected to the capacitor C2
  • the common terminal is connected to the ground.
  • one terminal of the switch SW1 of the high frequency filter 30 and one terminal of the switch SW2 are the common terminal of the high frequency filter 31, and the other terminal of the switch SW1 of the high frequency filter 30 is the first terminal of the high frequency filter 31.
  • the other terminal of the switch SW ⁇ b> 2 of the high frequency filter 30 is the second selection terminal of the high frequency filter 31.
  • the number of terminals of the switches SW1 and SW2 of the high-frequency filter 30 can be reduced, and the switches SW1 and SW2 can be configured by one switch SW3, so that the high-frequency filter 31 can be reduced in size.
  • FIG. 13C is a graph showing impedance characteristics and pass characteristics of the high-frequency filter 30 according to the second embodiment.
  • the resonance characteristics (impedance characteristics) of the series arm resonator s1 and the parallel arm resonance circuit composed of the parallel arm circuits 150 and 120 are shown.
  • the parallel arm resonance circuit two-state resonance characteristics are shown when the switch SW1 is on and the switch SW2 is off, and when the switch SW1 is off and the switch SW2 is on.
  • the high frequency filter 30 is a basic circuit of a ladder-type surface acoustic wave filter including the series arm resonator s1 and the parallel arm resonator p1, and is similar to the basic circuit of the high frequency filter 10 of FIG. 1A.
  • the resonance characteristics of the series arm resonator s1 are not changed by switching of the switch SW1 and the switch SW2, and have a resonance frequency frs and an anti-resonance frequency fas.
  • the impedance characteristics are not affected by the inductor L1 and the capacitor C2, and the resonance frequency frp on1 of the parallel arm resonance circuit is equal to the parallel arm resonator.
  • p1 becomes the same as the resonance frequency frp of the anti-resonance frequency frp off2 of the parallel arm resonator circuit is the same as the anti-resonance frequency fap of the parallel arm resonator p1.
  • the parallel arm resonance circuit when the switch SW1 is off and the switch SW2 is on, the parallel arm resonance circuit includes a series circuit of the parallel arm resonator p1 and the inductor L1, and a capacitor C2. becomes a parallel circuit with, the resonance frequency frp off1 of the parallel arm resonator circuit shifts to the lower frequency side, the resonance frequency frp on2 of the parallel arm resonator circuits, shifts to the lower frequency side.
  • FIG. 14A is a circuit configuration diagram of a high-frequency filter 600 according to Comparative Example 2.
  • the high-frequency filter 600 shown in the figure includes a series arm resonator s1 and a parallel arm circuit 610.
  • the high-frequency filter 600 shown in the figure is different from the high-frequency filter 30 according to the second embodiment only in that there is no second parallel arm circuit configured by a series circuit of a capacitor C2 and a switch SW2. .
  • the high frequency filter 600 according to the comparative example 2 will not be described for the same points as the high frequency filter 30 according to the second embodiment, and will be described with a focus on the different points.
  • FIG. 14B is a graph showing impedance characteristics and pass characteristics of the high-frequency filter 600 according to Comparative Example 2.
  • the resonance characteristic of the series arm resonator s1 does not change by switching the switch SW1, and has a resonance frequency frs and an anti-resonance frequency fas.
  • the impedance characteristic is not affected by the inductor L1
  • the resonance frequency frp on of the parallel arm resonance circuit is the same as the resonance frequency frp of the parallel arm resonator p1.
  • the anti-resonance frequency fap on of the parallel arm resonance circuit is the same as the anti-resonance frequency fap of the parallel arm resonator p1.
  • the parallel arm resonance circuit is a series circuit of the parallel arm resonator p1 and the inductor L1, and the resonance frequency frp off of the parallel arm resonance circuit is shifted to the low frequency side. Further, the antiresonance frequency fap off of the parallel arm resonance circuit is the same as the antiresonance frequency fap of the parallel arm resonator p1.
  • the attenuation pole on the low pass band side shifts to the high frequency side
  • the switch SW1 when the switch SW1 is on, the attenuation pole on the low pass band side shifts to the low frequency side.
  • a frequency variable filter is configured. Note that the frequency of the attenuation pole on the high passband side is not variable regardless of whether the switch SW1 is on or off.
  • the antiresonance frequency is not shifted in the parallel arm circuit 610 as shown in the upper graph of FIG. Shifts to the low frequency side.
  • the pass characteristic when the switch SW1 is off is lower than the pass characteristic when the switch SW1 is on. Shift to. At this time, the steepness of the attenuation slope on the low pass band side changes. In other words, the pass characteristic when the switch SW1 is off is less than the pass characteristic when the switch SW1 is on. There is a problem that it increases.
  • FIG. 14B shows an example in which the high-frequency filter 600 is applied to a frequency variable filter that switches between Band 29 Rx (717-727 MHz) and Band (12 + 13 + 14) Rx (729-768 MHz) of the LTE standard.
  • switch SW1 When switch SW1 is on (when Band (12 + 13 + 14) Rx is selected), the insertion loss at the passband low band end (729 MHz) is 0.393 dB, whereas the insertion at the passband high band end (768 MHz) is performed. The loss is 0.170 dB, and the insertion loss in the passband is balanced.
  • the switch SW1 when the switch SW1 is off (when Band29Rx is selected), the insertion loss at the high end of the passband (727 MHz) is 0.519 dB, whereas the insertion loss at the low end of the passband (717 MHz) is low. It is deteriorated to 1.288 dB (the maximum insertion loss in the passband is 1.288 dB).
  • the inventor pays attention to the increase in insertion loss at the end of the passband that can be caused by shifting only the attenuation pole in this way, and suppresses the increase in insertion loss at the end of the passband by shifting not only the attenuation pole but also the attenuation slope. I got the idea.
  • the resonance frequency frp off1 of the parallel arm resonance circuit is shifted to the low frequency side. together, it is shifted to a lower frequency side antiresonance frequency fap on2 of the parallel arm resonator circuit. That is, when the switch SW1 is OFF and the switch SW2 is ON, as shown in the middle and lower pass characteristics of FIG. 13C, when the attenuation pole on the low pass band side is on the low frequency side, the insertion of the low pass end of the pass band is inserted. An increase in loss can be suppressed.
  • FIG. 15 is a graph comparing the pass characteristics of the high-frequency filter according to Embodiment 2 and Comparative Example 2.
  • FIG. 13C shows an example in which the high frequency filter 30 is applied to a frequency variable filter that switches between Band 29Rx (717-727 MHz) and Band (12 + 13 + 14) Rx (729-768 MHz) of the LTE standard.
  • switch SW1 When switch SW1 is on (when Band (12 + 13 + 14) Rx is selected), the insertion loss at the passband low band end (729 MHz) is 0.393 dB, whereas the insertion at the passband high band end (768 MHz) is performed. The loss is 0.170 dB, and the insertion loss in the passband is balanced.
  • the insertion loss at the high end of the passband (727 MHz) is 0.338 dB, whereas the insertion loss at the low end of the passband (717 MHz) is low.
  • the insertion loss in the passband is balanced (the maximum insertion loss in the passband is 0.545 dB).
  • the high-frequency filter 30 includes a series arm circuit (series arm resonator s1) and a parallel arm resonance circuit (a synthesis circuit of the parallel arm circuits 150 and 120) by turning on and off the switch SW1 and the switch SW2. Construct the tunable filter specified.
  • the resonance frequency of the series arm circuit and the antiresonance frequency of the parallel arm resonance circuit define the passband, and the resonance frequency of the parallel arm resonance circuit defines the attenuation pole on the low passband side, and the antiresonance frequency of the series arm circuit. Defines the attenuation pole on the high side of the passband.
  • the parallel arm circuit 110 is a series circuit of the parallel arm resonator p1 and the capacitor C1 without being affected by the inductor L1.
  • the parallel arm circuit 110 becomes a series circuit of the parallel arm resonator p1 and a parallel circuit of the inductor L1 and the capacitor C1, and resonates from the resonance frequency frp off1. Shift to frequency frp on1 . Therefore, the frequency of the attenuation pole on the low pass band side varies.
  • the capacitor C2 does not function, and only the parallel arm circuit 130 has a characteristic.
  • the switch SW2 is on, the capacitor C2 functions and the anti-resonance frequency of the parallel arm resonance circuit shifts to the low frequency side (shifts from the anti-resonance frequency frp off2 to the resonance frequency frp on2 ).
  • the switch SW1 can vary the frequency of the attenuation pole defined by the resonance frequency of the parallel arm resonance circuit
  • the switch SW2 can vary the passband frequency defined by the antiresonance frequency of the parallel arm resonance circuit. it can. Therefore, the frequency of the passband can be varied by turning the switch SW2 on and off, and even when the passband frequency is shifted to the low frequency side, an increase in insertion loss at the low end of the passband is suppressed.
  • FIG. 16 is a circuit configuration diagram of the high-frequency filter 40 according to the third embodiment.
  • the high frequency filter 40 shown in the figure includes a series arm resonator s1 and parallel arm circuits 120a, 120b, 120c, and 150.
  • a plurality of second parallel arm circuits are connected to the same node x1 as compared with the high frequency filter 30 according to the second embodiment.
  • the description of the high-frequency filter 40 according to the present embodiment will be omitted with the same points as the high-frequency filter 30 according to the second embodiment omitted, and different points will be mainly described.
  • Parallel arm circuit 150 is a first parallel arm circuit connected to node x1 and ground, and parallel arm circuits 120a, 120b, and 120c are second parallel arm circuits connected in parallel to node x1 and ground, respectively. .
  • the parallel arm circuit 150 includes a parallel arm resonator p1 connected in series with each other between the node x1 and the ground, and a frequency variable circuit 150A that varies the resonance frequency of the parallel arm circuit 150.
  • the frequency variable circuit 150A includes an inductor L1 (first impedance element) and a switch SW1 (first switch) that are connected to the parallel arm resonator p1 and connected in parallel to each other.
  • the parallel arm circuits 120a, 120b, and 120c each have a first capacitor and a second switch connected in series with each other between the node x1 and the ground.
  • the parallel arm circuit 120a includes a capacitor C2a and a switch SW2a that are connected in series with each other.
  • the parallel arm circuit 120b has a capacitor C2b and a switch SW2b connected in series with each other.
  • the parallel arm circuit 120c includes a capacitor C2c and a switch SW2c connected in series with each other.
  • the parallel arm circuits 120a, 120b, and 120c connected in parallel to each other are illustrated as the second parallel arm circuit, but the number of the second parallel arm circuits is not limited to three. The number of second parallel arm circuits may be appropriately determined according to the variable accuracy of the pass band of the high frequency filter.
  • the parallel arm circuit 150 which the high frequency filter 30 which concerns on Embodiment 2 has illustrated as a 1st parallel arm circuit is a parallel arm circuit which the high frequency filter 10 which concerns on Embodiment 1 has. 110 or the parallel arm circuit 130 included in the high-frequency filter 20 according to the modification of the first embodiment may be used.
  • FIG. 17A is a graph showing filter characteristics when all of the second switches of the high-frequency filter 40 according to Embodiment 3 are turned off.
  • FIG. 17B is a graph showing a change in the filter pass characteristic when the switch conduction state of the high frequency filter 40 according to Embodiment 3 is changed.
  • FIG. 17A shows the pass characteristics of the high-frequency filter 40 when the switch SW1 is turned on and SW2a, SW2b, and SW2c are turned off. That is, in this case, the pass characteristic of the basic circuit of the ladder type filter composed of the series arm resonator s1 and the parallel arm resonator p1 is shown.
  • FIG. 17B shows the pass characteristics of the high-frequency filter 40 when the switch SW1 is turned off and SW2a, SW2b, and SW2c are turned on or off as appropriate.
  • the pass characteristic when the switch SW1 is turned off shown in FIG. 17B is lower than the pass characteristic when the switch SW1 is turned on shown in FIG. 17A due to the influence of the inductor L1.
  • the attenuation pole on the side is shifted to the low frequency side.
  • FIG. 17B even if the switches SW2a, SW2b, and SW2c are appropriately turned on or off, the attenuation pole on the low passband side does not change.
  • the parallel composite capacitance of the first capacitor of the parallel arm resonant circuit can be arbitrarily varied by individually switching on and off each switch of the second parallel arm circuit connected in parallel. .
  • the cut-off frequency (pass bandwidth) of the high frequency filter 40 can be varied in fine steps. Therefore, for example, it is possible to select the filter characteristic that provides the lowest loss for each channel of the band to be used.
  • the capacitance values of the capacitors C2a, C2b, and C2c are not limited to the above-described capacitance values, and may be appropriately selected according to required specifications.
  • the capacitance values may be the same value.
  • Embodiment 4 a multiplexer (duplexer) in which the high frequency filter according to Embodiments 1 to 3 is applied to a transmission filter or a reception filter will be described.
  • FIG. 18 is a circuit configuration diagram of a multiplexer (duplexer) 200 according to the fourth embodiment.
  • the multiplexer 200 shown in the figure includes a transmission filter 60, a reception filter 50, and a matching inductor 70.
  • the transmission filter 60 is connected to the input terminal 200T and the common terminal 200c
  • the reception filter 50 is connected to the common terminal 200c and the output terminal 200R.
  • the transmission-side filter 60 is a band-pass filter having a transmission band as a pass band, and the circuit configuration is not particularly limited.
  • the reception-side filter 50 is a variable-frequency bandpass filter that includes the circuit configuration of the high-frequency filter according to any one of the first to third embodiments and uses a plurality of bands as a pass band. More specifically, the reception-side filter 200 includes a plurality of series arm resonators, parallel arm resonance circuits 210 and 220 connected to each node and ground on a path connecting the common terminal 200c and the output terminal 200R, and 230 is a ladder-type filter circuit.
  • the parallel arm resonance circuits 210, 220, and 230 respectively include a first parallel arm circuit connected to a node and a ground on a path connecting the common terminal 200c and the output terminal 200R, and a first parallel arm circuit connected to the node and the ground.
  • the first parallel arm circuit includes a parallel arm resonator connected in series with each other and a frequency variable circuit that varies a resonance frequency of the first parallel arm circuit between the node and the ground.
  • the frequency variable circuit includes a first impedance element and a first switch connected to the parallel arm resonator and connected in parallel to each other.
  • the second parallel arm circuit includes a first capacitor and a second switch connected in series with each other between the node and the ground.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonance circuit can be shifted to the low frequency side while maintaining the steepness of the attenuation slope on the low pass band side defined by the anti-resonance frequency. Therefore, it is possible to switch the pass band while suppressing an increase in insertion loss at the low end of the pass band.
  • the multiplexer can be downsized since a filter corresponding to each frequency band is not arranged and the filter can be applied to a plurality of frequency bands by one filter circuit having a switch, the multiplexer can be downsized.
  • FIG. 19 is a configuration diagram of the communication apparatus 300 according to the fifth embodiment. In the figure, an antenna element (ANT) and a communication device 300 are shown.
  • ANT antenna element
  • the communication device 300 includes a switch group 310 composed of a plurality of switches, a filter group 320 composed of a plurality of filters, transmission side switches 331 and 332, and reception side switches 351, 352, and 353, transmission amplification circuits 341 and 342 and reception amplification circuits 361 and 362, an RF signal processing circuit (RFIC), a baseband signal processing circuit (BBIC), and an antenna element (ANT). Note that the antenna element (ANT) may not be built in the communication device 300.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • BBIC baseband signal processing circuit
  • ANT antenna element
  • the switch group 310 connects the antenna element (ANT) and a signal path corresponding to a predetermined band in accordance with a control signal from a control unit (not shown), and is configured by a plurality of SPST type switches, for example. .
  • the number of signal paths connected to the antenna element (ANT) is not limited to one, and a plurality of signal paths may be used. That is, the communication apparatus 300 may support carrier aggregation.
  • the filter group 320 is composed of, for example, a plurality of filters (including a duplexer) having the following band in the pass band.
  • the band includes (i) Band 12 transmission band, (ii) Band 13 transmission band, (iii) Band 14 transmission band, (iv) Band 27 transmission band, (v) Band 26 transmission band, ( vi) Band 29 and Band 14 (or Band 12, Band 67 and Band 13) reception band, (vii-Tx) Band 68 (or Band 28a or Band 28b) transmission band, (vii-Rx) Band 68 (or Band 28a or Band 28b) reception band, viii-Tx) Band20 transmission band, (viii-Rx) Band20 reception band, (ix-Tx) Band27 (or Band26) transmission band, (x-Tx) Band8 transmission band, and (x-Rx) Band8 Shin-band, is.
  • the transmission-side switch 331 is a switch circuit having a plurality of selection terminals connected to a plurality of transmission signal paths on the low band side and a common terminal connected to the transmission amplifier circuit 341.
  • the transmission side switch 332 is a switch circuit having a plurality of selection terminals connected to a plurality of transmission side signal paths on the high band side and a common terminal connected to the transmission amplification circuit 342.
  • These transmission-side switches 331 and 332 are switch circuits that are provided in the previous stage of the filter group 320 (here, the previous stage in the transmission-side signal path) and the connection state is switched according to a control signal from a control unit (not shown). .
  • the high-frequency signals here, the high-frequency transmission signals
  • the transmission amplifier circuits 341 and 342 are output to the antenna element (ANT) through the predetermined filter of the filter group 320.
  • the reception side switch 351 is a switch circuit having a plurality of selection terminals connected to a plurality of reception side signal paths on the low band side and a common terminal connected to the reception amplification circuit 361.
  • the reception side switch 352 has a common terminal connected to a reception side signal path of a predetermined band (here, Band 20), and two selection terminals connected to the common terminal of the reception side switch 351 and the common terminal of the reception side switch 352. And a switch circuit.
  • the reception side switch 353 is a switch circuit having a plurality of selection terminals connected to a plurality of reception side signal paths on the high band side and a common terminal connected to the reception amplification circuit 362.
  • reception-side switches 351 to 353 are provided in the subsequent stage of the filter group 320 (here, the subsequent stage in the reception-side signal path), and the connection state is switched according to a control signal from a control unit (not shown).
  • the high-frequency signal here, the high-frequency reception signal
  • the antenna element ANT
  • the RF signal processing circuit RFIC
  • an RF signal processing circuit (RFIC) corresponding to the low band and an RF signal processing circuit (RFIC) corresponding to the high band may be provided separately.
  • the transmission amplification circuit 341 is a power amplifier that amplifies the power of the low-band high-frequency transmission signal
  • the transmission amplification circuit 342 is a power amplifier that amplifies the power of the high-band high-frequency transmission signal.
  • the reception amplification circuit 361 is a low noise amplifier that amplifies the power of the low-band high-frequency reception signal
  • the reception amplification circuit 362 is a low-noise amplifier that amplifies the power of the high-band high-frequency reception signal.
  • the RF signal processing circuit is a circuit that processes a high-frequency signal transmitted and received by the antenna element (ANT). Specifically, the RF signal processing circuit (RFIC) processes a high-frequency signal (here, a high-frequency reception signal) input from the antenna element (ANT) via the reception-side signal path by down-conversion, etc. A reception signal generated by the signal processing is output to a baseband signal processing circuit (BBIC).
  • the RF signal processing circuit (RFIC) processes the transmission signal input from the baseband signal processing circuit (BBIC) by up-conversion and the like, and generates a high-frequency signal (here, a high-frequency transmission signal) generated by the signal processing. ) To the transmitting side signal path.
  • the communication apparatus 300 configured as described above includes (vi) a filter having a reception band of Band 29 and Band 14 (or Band 12, Band 67, and Band 13) in a pass band, and a transmission band of (vii-Tx) Band 68 (or Band 28a or Band 28b).
  • a filter having a reception band of (vii-Rx) Band 68 (or Band 28a or Band 28b) in the pass band, and a filter having a transmission band of (ix-Tx) Band 27 (or Band 26) in the pass band As one, the high frequency filter according to any of Embodiments 1 to 3 is provided. That is, the filter switches the pass band according to the control signal.
  • the control unit constitutes a high frequency front end circuit.
  • control unit may be included in an RF signal processing circuit (RFIC), or may constitute a switch IC together with each switch controlled by the control unit. Good.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • any one of the high-frequency filters 10, 20, 30, 31, and 40 according to the first to third embodiments described above is provided. It is possible to provide a high-frequency front-end circuit and a communication device that can switch a pass band according to a required frequency specification while suppressing an increase in insertion loss at a low-frequency end. Further, since the number of filters can be reduced as compared with the case where a filter is provided for each band, the size can be reduced.
  • transmission-side switches 331 and 332 and reception-side switches 351 to 353 switch circuits provided at the front stage or the rear stage of the filter group 320 (plurality of high-frequency filter circuits).
  • switch circuits provided at the front stage or the rear stage of the filter group 320 (plurality of high-frequency filter circuits).
  • transmission amplifier circuits 341 and 242 or reception amplifier circuits 361 and 362 amplifier circuits corresponding to a plurality of high-frequency filter circuits can be shared. Therefore, the high-frequency front end circuit can be reduced in size and cost.
  • the number of transmission side switches 331 and 332 and the reception side switches 351 to 353 are not limited to the above-described numbers, and, for example, one transmission side switch and one reception side switch are provided. It doesn't matter. Further, the number of selection terminals and the like of the transmission side switch and the reception side switch is not limited to this embodiment, and may be two each.
  • the high-frequency filter, the high-frequency front-end circuit, and the communication device according to the embodiments of the present invention have been described with reference to the first to fifth embodiments and the modifications.
  • the high-frequency filter, high-frequency front-end circuit, The communication device is not limited to the above-described embodiments and modifications.
  • Variations obtained and various devices incorporating the high-frequency filter, high-frequency front-end circuit, and communication device of the present disclosure are also included in the present invention.
  • the high-frequency filters according to the first to fifth embodiments and the modifications thereof have been described as being applied to a system that exclusively switches frequency bands that are close to each other, but are assigned within one frequency band.
  • the present invention can also be applied to a system that exclusively switches a plurality of channels close to each other.
  • the piezoelectric substrate 102 in the case where the elastic wave filter is configured includes a high sound speed support substrate, a low sound speed film, and a piezoelectric film in this order.
  • a stacked structure may be used.
  • the piezoelectric film may be, for example, a 50 ° Y-cut X-propagating LiTaO 3 piezoelectric single crystal or a piezoelectric ceramic (a lithium tantalate single crystal cut along a plane whose axis is rotated by 50 ° from the Y axis with the X axis as the central axis, Alternatively, it is made of ceramic and is made of a single crystal or ceramic in which an elastic wave propagates in the X-axis direction.
  • the thickness of the piezoelectric film is 3.5 ⁇ or less, where ⁇ is a wavelength determined by the electrode finger pitch of the IDT electrode.
  • the high sound velocity support substrate is a substrate that supports the low sound velocity film, the piezoelectric film, and the electrode film 101.
  • the high-sonic support substrate is a substrate in which the acoustic velocity of bulk waves in the high-sonic support substrate is higher than that of elastic waves such as surface waves and boundary waves propagating through the piezoelectric film. It functions in such a way that it is confined in the portion where the sonic film is laminated and does not leak below the high sonic support substrate.
  • the high sound speed support substrate is, for example, a silicon substrate and has a thickness of, for example, 120 ⁇ m.
  • the low acoustic velocity film is a membrane in which the acoustic velocity of the bulk wave in the low acoustic velocity film is lower than that of the elastic wave propagating through the piezoelectric membrane, and is disposed between the piezoelectric membrane and the high acoustic velocity support substrate. Due to this structure and the property that the energy is concentrated in a medium having essentially low acoustic velocity, the leakage of elastic wave energy to the outside of the IDT electrode is suppressed.
  • the low acoustic velocity film is, for example, a film mainly composed of silicon dioxide and has a thickness of, for example, 670 nm.
  • the Q value at the resonance frequency and the anti-resonance frequency can be significantly increased as compared with a structure in which the piezoelectric substrate 102 is used as a single layer. That is, since a surface acoustic wave resonator having a high Q value can be configured, a filter with a small insertion loss can be configured using the surface acoustic wave resonator.
  • the high-sonic support substrate has a structure in which a support substrate and a high-sonic film in which the acoustic velocity of the propagating bulk wave is higher than that of elastic waves such as surface waves and boundary waves propagating through the piezoelectric film are laminated. You may do it.
  • the support substrate is a piezoelectric material such as sapphire, lithium tantalate, lithium niobate, crystal, alumina, magnesia, silicon nitride, aluminum nitride, silicon carbide, zirconia, cordierite, mullite, steatite, forsterite, etc.
  • the high sound velocity film includes various materials such as aluminum nitride, aluminum oxide, silicon carbide, silicon nitride, silicon oxynitride, DLC film or diamond, a medium mainly composed of the above materials, and a medium mainly composed of a mixture of the above materials. High sound velocity material can be used.
  • an inductance element and a capacitance element are connected between the input / output terminals and the common terminal. May be. Furthermore, an inductance component due to wiring connecting each circuit element may be included.
  • the present invention is widely used in communication devices such as mobile phones as small high-frequency filters, high-frequency front-end circuits, and communication devices that can be applied to multiband and multimode systems that use a plurality of adjacent bands simultaneously or exclusively. it can.
  • Electrode film 102 Piezoelectric substrate 103, 104 Comb capacitance electrode 110, 120, 120a, 120b, 120c, 130, 150, 160, 210, 220, 230, 510, 610 Parallel arm circuit 110A, 130A, 150A Frequency variable circuit 121 IDT electrode 121a, 131a, 141a Electrode finger 200 Multiplexer (duplexer) 200c common terminal 200R output terminal 200T input terminal 300 communication device 310 switch group 320 filter group 331, 332 transmission side switch 341, 342 transmission amplification circuit 351, 352, 353 reception side switch 361, 362 reception amplification circuit p1 parallel arm resonator s1 Series arm resonator SW1, SW2 switch

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Abstract

高周波フィルタ（１０）は、入出力端子（１１ｍおよび１１ｎ）の間に接続された直列腕共振子（ｓ１）と、ノード（ｘ１）およびグランドに接続された並列腕回路（１１０および１２０）とを備え、並列腕回路（１１０）は、ノード（ｘ１）とグランドとの間に、互いに直列接続された並列腕共振子（ｐ１）と、並列腕回路（１１０）の共振周波数を可変する周波数可変回路（１１０Ａ）とを有し、周波数可変回路（１１０Ａ）は、並列腕共振子（ｐ１）に直列接続され、かつ、互いに並列接続されたキャパシタ（Ｃ１）およびスイッチ（ＳＷ１）を有し、並列腕回路（１２０）は、ノード（ｘ１）とグランドとの間に、互いに直列接続されたキャパシタ（Ｃ２）およびスイッチ（ＳＷ２）を有する。

Description

高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、および通信装置
　本発明は、共振子を有する高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、および通信装置に関する。
　従来、移動体通信機のフロントエンド部に配置される帯域通過型フィルタなどに、弾性波を使用した弾性波フィルタが広く用いられている。また、マルチモード／マルチバンドなどの複合化に対応すべく、複数の弾性波フィルタを備えた高周波フロントエンド回路が実用化されている。
　例えば、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）共振器で構成されたラダー型フィルタの並列腕共振回路を備えたマルチバンド化に対応する弾性波フィルタにおいて、当該並列腕共振回路が、並列腕共振子と、当該並列腕共振子に直列接続されたキャパシタおよびスイッチの並列回路と、を有する構成が知られている（例えば、特許文献１参照）。このような弾性波フィルタは、スイッチの導通状態（オン）および非導通状態（オフ）に応じて通過帯域および減衰帯域の周波数を可変できるチューナブルフィルタを構成する。
米国特許出願公開第２００９／０２５１２３５号明細書
　通常、直列腕共振回路と並列腕共振回路とで構成されるラダー型フィルタの場合、並列腕共振回路の***振周波数および直列腕共振回路の共振周波数によって通過帯域が構成され、並列腕共振回路の共振周波数によって通過帯域低域側の減衰極が構成され、直列腕共振回路の***振周波数よって通過帯域高域側の減衰極が構成される。
　しかしながら、上記従来の構成では、スイッチのオンおよびオフの切り替えによって、並列腕共振回路の***振周波数は変化せず、共振周波数のみが変化する。このため、スイッチのオンおよびオフの切り替えにより、通過帯域の低域側における減衰極を低周波側に周波数シフトさせることで通過帯域および減衰帯域を低周波側にシフトさせる場合、当該減衰極のみがシフトする。このため、減衰スロープの急峻度が低下して、通過帯域の低域端での挿入損失が増大する（通過帯域低域端の肩が落ちる）場合がある。ここで、「通過帯域の肩が落ちる」とは、通過帯域端の周波数において挿入損失が増大（ロスが悪化）することである。つまり、上記の構成では、通過帯域を低周波側に切り替えた場合に、通過帯域の低域端でのロスが悪化する、という問題がある。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、通過帯域の低域端での挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域および減衰帯域のそれぞれを切り替えることが可能な高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、および通信装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る高周波フィルタは、第１入出力端子と第２入出力端子との間に接続された直列腕回路と、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードおよびグランドに接続された第１並列腕回路と、前記ノードおよびグランドに接続された第２並列腕回路と、を備え、前記第１並列腕回路は、前記ノードと前記グランドとの間に、並列腕共振子と、前記第１並列腕回路の共振周波数を可変する周波数可変回路と、を有し、前記周波数可変回路は、前記並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された第１インピーダンス素子および第１スイッチを有し、前記第２並列腕回路は、前記ノードと前記グランドとの間に、互いに直列接続された第１キャパシタおよび第２スイッチを有する。
　これによれば、高周波フィルタは、第１スイッチおよび第２スイッチの導通状態（オン）および非導通状態（オフ）の切り替えにより、並列腕共振回路（第１並列腕回路および第２並列腕回路の合成回路）と直列腕回路で規定されるチューナブルフィルタを構成する。直列腕回路の共振周波数と並列腕共振回路の***振周波数とは通過帯域を規定し、並列腕共振回路の共振周波数は通過帯域の低域側における減衰極を規定し、直列腕回路の***振周波数は通過帯域の高域側における減衰極を規定する。
　第１スイッチが導通状態の場合、第１インピーダンス素子の影響を受けず、第１並列腕回路は並列腕共振子と同じ特性となる。一方、第１スイッチが非導通状態の場合、第１インピーダンス素子の影響を受けて、第１並列腕回路は並列腕共振子と第１インピーダンス素子の合成特性となり、共振周波数がシフトする。よって、通過帯域低域側の減衰極の周波数が可変する。
　これに対して、第２スイッチが導通状態の場合、第１キャパシタが機能し、並列腕共振回路の***振周波数が低周波側にシフトする。一方、第２スイッチが非導通状態の場合、第１キャパシタは機能せず、第１並列腕回路のみの特性となる。
　つまり、第１スイッチによって、並列腕共振回路の共振周波数で規定される減衰極の周波数を可変するとともに、第２スイッチによって、並列腕共振回路の***振周波数で規定される通過帯域周波数を可変させることができる。このため、第２スイッチの導通状態および非導通状態により、通過帯域の周波数を可変させることができ、通過帯域周波数を低周波側にシフトした場合においても、通過帯域低域端での挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域および減衰帯域のそれぞれを切換えることが可能になる。
　また、前記第１インピーダンス素子は、第２キャパシタであり、前記第１スイッチが導通状態の場合、前記第２スイッチが導通状態であり、前記第１スイッチが非導通状態の場合、前記第２スイッチが非導通状態であってもよい。
　これによれば、並列腕共振回路の共振周波数は、第１スイッチが非導通状態で高周波側にシフトするが、このとき同時に、第２スイッチが非導通状態であることにより、並列腕共振回路の***振周波数を高周波側にシフトさせることができる。これに対して、第１スイッチが導通状態の場合、並列腕共振回路の共振周波数は低周波側にシフトするが、このとき同時に、第２スイッチが導通状態であることにより、並列腕共振回路の***振周波数を低周波側にシフトさせることができる。よって、減衰帯域と通過帯域とを、同時に高周波側または低周波側にシフトさせる場合に、通過帯域低域端での挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域を切り替えることが可能となる。
　また、前記並列腕共振子は、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有し、前記第２キャパシタは、前記基板と、当該基板上に形成された複数の電極指からなる第２櫛歯容量電極とで構成されており、前記第２櫛歯容量電極を構成する複数の電極指のピッチは、前記並列腕共振子を構成する複数の電極指のピッチより狭く、前記第２キャパシタの自己共振周波数は、前記高周波フィルタの通過帯域より高域側に形成されていてもよい。
　第１キャパシタを構成する電極指のピッチが狭いほど、自己共振周波数が高域側にシフトする。ここで、自己共振周波数とは、容量素子のＱ値（容量Ｑ）が局所的に低下する特異点である。このため、第２櫛歯容量電極の電極指のピッチを並列腕共振子の電極指のピッチより狭くして第２キャパシタの自己共振周波数を高周波フィルタの通過帯域より高域側に追いやることにより、当該通過帯域における第２キャパシタのＱ値を高めることができる。よって、通過帯域内のロスを抑制することができる。
　また、前記第２櫛歯容量電極における複数の電極指の膜厚は、前記並列腕共振子における複数の電極指の膜厚以下であってもよい。
　製造上の理由から、電極指のピッチは当該電極指の膜厚によって制限される。このため、第２キャパシタにおける電極指の膜厚を並列腕共振子における電極指の膜厚より薄くすることによって、第２キャパシタにおける電極指のピッチをより狭くできるので、第２櫛歯容量電極を小型にできるとともに、並列腕共振子のＱ値および容量素子のＱ値の双方を確保しやすくなる。よって、高周波フィルタのサイズを小型化するとともに、並列腕共振子のＱ値および第２キャパシタのＱ値の双方を確保することにより通過帯域内のロスを抑制することができる。
　また、前記並列腕共振子は、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有し、前記第１キャパシタは、前記基板と、当該基板上に形成された複数の電極指からなる第１櫛歯容量電極とで構成されており、前記第１櫛歯容量電極を構成する複数の電極指のピッチは、前記並列腕共振子を構成する複数の電極指のピッチより狭く、前記第１キャパシタの自己共振周波数は、前記高周波フィルタの通過帯域より高域側に形成されていてもよい。
　第１キャパシタを構成する電極指のピッチが狭いほど、自己共振周波数が高域側にシフトする。ここで、自己共振周波数とは、容量素子のＱ値（容量Ｑ）が局所的に低下する特異点である。このため、第１櫛歯容量電極の電極指のピッチを並列腕共振子の電極指のピッチより狭くして第１キャパシタの自己共振周波数を高周波フィルタの通過帯域より高域側に追いやることにより、当該通過帯域における第１キャパシタのＱ値を高めることができる。よって、通過帯域内のロスを抑制することができる。
　また、前記第２櫛歯容量電極における複数の電極指の膜厚は、前記並列腕共振子における複数の電極指の膜厚以下であってもよい。
　製造上の理由から、電極指のピッチは当該電極指の膜厚によって制限される。このため、第１キャパシタにおける電極指の膜厚を並列腕共振子における電極指の膜厚より薄くすることによって、第１キャパシタにおける電極指のピッチをより狭くできるので、第１櫛歯容量電極を小型にできるとともに、並列腕共振子のＱ値および容量素子のＱ値の双方を確保しやすくなる。よって、高周波フィルタのサイズを小型化するとともに、並列腕共振子のＱ値および第１キャパシタのＱ値の双方を確保することにより通過帯域内のロスを抑制することができる。
　また、前記第１インピーダンス素子は、インダクタであり、前記第１スイッチが導通状態の場合、前記第２スイッチが非導通状態であり、前記第１スイッチが非導通状態の場合、前記第２スイッチが導通状態であってもよい。
　これによれば、並列腕共振回路の共振周波数は、第１スイッチが非導通状態で低周波側にシフトするが、このとき同時に、第２スイッチが導通状態であることにより、並列腕共振回路の***振周波数を低周波側にシフトさせることができる。これに対して、並列腕共振回路の共振周波数は、第１スイッチが導通状態で高周波側にシフトするが、このとき同時に、第２スイッチが非導通状態であることにより、並列腕共振回路の***振周波数を高周波側にシフトさせることができる。よって、減衰帯域と通過帯域を同時に低周波数にシフトさせる場合に、通過帯域低域端での挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域を切り替えることが可能となる。
　また、前記第１スイッチと前記第２スイッチとは、第１選択端子、第２選択端子、および１つの共通端子を有する１つのスイッチ回路を構成し、前記スイッチ回路は、前記第１選択端子と前記共通端子との導通状態または前記第２選択端子と前記共通端子との導通状態を排他的に選択し、前記第１スイッチの一方の端子および前記第２スイッチの一方の端子は、前記共通端子であり、前記第１スイッチの他方の端子は、前記第１選択端子であり、前記第２スイッチの他方の端子は、前記第２選択端子であってもよい。
　これによれば、第１スイッチおよび第２スイッチの端子数を削減でき、第１スイッチおよび第２スイッチを１つのスイッチ回路で構成できるので、高周波フィルタを小型化できる。
　また、前記周波数可変回路は、さらに、前記第１スイッチと直列接続された第２インピーダンス素子を有し、前記第１スイッチと前記第２インピーダンス素子との直列回路は、前記第１インピーダンス素子と並列接続されており、前記第１インピーダンス素子は、キャパシタおよびインダクタの一方であり、前記第２インピーダンス素子は、キャパシタおよびインダクタの他方であってもよい。
　これにより、周波数可変回路は、第１スイッチの導通状態および非導通状態に応じて、第１インピーダンス素子と第２インピーダンス素子とが並列腕共振子に接続された状態、ならびに、第１インピーダンス素子および第２インピーダンス素子のうち第１インピーダンス素子のみが並列腕共振子に接続された状態、が切り替えられるので、並列腕共振子に付加されるインピーダンスを大きく可変させることが可能となる。よって、並列腕共振回路の共振周波数が大きく可変し、通過帯域低域側の減衰極および通過帯域低域端の周波数可変幅を大きくすることが可能となる。
　また、前記第２スイッチのオン抵抗は、前記第１スイッチのオン抵抗よりも大きくてもよい。
　第１スイッチおよび第２スイッチのオン抵抗が大きくなるほど、通過帯域内の挿入損失が劣化する。ここで、第１スイッチのオン抵抗増加に対する通過帯域低域端の挿入損失劣化の度合いは、第２スイッチのオン抵抗増加に対する通過帯域低域端の挿入損失劣化の度合いよりも高い。また、スイッチのオン抵抗を低減させるためには、スイッチの構成スペースを大きく確保する必要がある。上記構成によれば、通過帯域低域端の挿入損失に大きく影響する第１スイッチのオン抵抗を第２スイッチよりも相対的に小さくすることにより、通過帯域低域端の低損失性を維持しつつ、小型化を実現できる。
　また、前記ノードとグランドとの間に、複数の前記第２並列腕回路が並列接続されていてもよい。
　これにより、複数の第２並列腕回路が有する各第２スイッチを個別にオンおよびオフに切り換えることにより、並列腕共振回路の共振周波数を細かく調整できる。よって、使用するバンドごとに、通過帯域内の挿入損失を最適化することが可能となる。
　また、前記並列腕共振子は、弾性表面波フィルタ、及び、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波フィルタのいずれかであってもよい。
　これにより、並列腕共振子を小型化できるので、高周波フィルタの小型化および低コスト化が可能となる。また、弾性表面波フィルタおよびＢＡＷを用いた弾性波フィルタは、一般的に高Ｑの特性を示すため、低ロス化、高選択度化が可能となる。
　また、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチは、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチであってもよい。
　これにより、第１スイッチおよび第２スイッチのそれぞれを、１つのＦＥＴスイッチまたはダイオードスイッチにより構成できるので、小型の高周波フィルタを実現できる。
　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上記記載の高周波フィルタと、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチの導通状態および非導通状態を制御する制御部と、を備えてもよい。
　これにより、通過帯域低域端での挿入損失の増大を抑制しつつ、要求される周波数仕様に応じて通過帯域および減衰帯域を切り替えることが可能な小型の高周波フロントエンド回路を提供できる。
　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記記載の高周波フロントエンド回路と、を備える。
　これにより、通過帯域低域端での挿入損失の増大を抑制しつつ、要求される周波数仕様に応じて通過帯域を切り替えることが可能な小型の通信装置を提供できる。
　本発明に係る高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、および通信装置によれば、通過帯域低域端での挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域および減衰帯域のそれぞれを切り替えることが可能となる。
図１Ａは、実施の形態１に係る高周波フィルタの一例を示す回路構成図である。 図１Ｂは、実施の形態１に係る高周波フィルタのインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。 図２Ａは、比較例１に係る高周波フィルタの一例を示す回路構成図である。 図２Ｂは、比較例１に係る高周波フィルタのインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。 図３は、実施の形態１および比較例１に係る高周波フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図４は、実施の形態１に係る高周波フィルタのスイッチ導通状態を変化させた場合のフィルタ通過特性の変化を表すグラフである。 図５Ａは、１つの共振子の等価回路モデルおよびその共振特性を表す図である。 図５Ｂは、共振子にインピーダンス素子が直列接続された場合の等価回路モデルおよびその共振特性を表す図である。 図６は、実施の形態１に係る高周波フィルタの電極構造を模式的に表す図である。 図７Ａは、典型例において、櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチと、容量値、容量Ｑ値、並列腕回路のインピーダンス、およびフィルタ特性との関係を表すグラフである。 図７Ｂは、典型例において、櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチと、通過帯域挿入損失との関係を表すグラフである。 図８Ａは、典型例において、櫛歯容量Ｃ２の電極指ピッチと、容量値、容量Ｑ値、並列腕回路のインピーダンス、およびフィルタ特性との関係を表すグラフである。 図８Ｂは、典型例において、櫛歯容量Ｃ２の電極指ピッチと、通過帯域挿入損失との関係を表すグラフである。 図９Ａは、典型例において、スイッチＳＷ１のオン抵抗とフィルタ特性との関係を表すグラフである。 図９Ｂは、典型例において、スイッチＳＷ１のオン抵抗と通過帯域内挿入損失との関係を表すグラフである。 図１０Ａは、典型例において、スイッチＳＷ２のオン抵抗とフィルタ特性との関係を表すグラフである。 図１０Ｂは、典型例において、スイッチＳＷ２のオン抵抗と通過帯域内挿入損失との関係を表すグラフである。 図１１は、実施の形態１の変形例１に係る高周波フィルタを示す回路構成図である。 図１２Ａは、実施の形態１の変形例１に係る高周波フィルタのインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。 図１２Ｂは、実施の形態１およびその変形例１に係る高周波フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図１３Ａは、実施の形態２に係る高周波フィルタの一例を示す回路構成図である。 図１３Ｂは、実施の形態２の変形例に係る高周波フィルタを示す回路構成図である。 図１３Ｃは、実施の形態２に係る高周波フィルタのインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。 図１４Ａは、比較例２に係る高周波フィルタの一例を示す回路構成図である。 図１４Ｂは、比較例２に係る高周波フィルタのインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。 図１５は、実施の形態２および比較例２に係る高周波フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図１６は、実施の形態３に係る高周波フィルタの一例を示す回路構成図である。 図１７Ａは、実施の形態３に係る高周波フィルタの第２スイッチを全てオフ状態にした場合のフィルタ特性を表すグラフである。 図１７Ｂは、実施の形態３に係る高周波フィルタのスイッチ導通状態を変化させた場合のフィルタ通過特性の変化を表すグラフである。 図１８は、実施の形態４に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図１９は、実施の形態５に係る通信装置およびその周辺回路の構成図である。
　以下、本発明の実施の形態について、実施例および図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　また、共振子または回路における共振周波数とは、特に断りの無い限り、当該共振子または当該回路を含むフィルタの通過帯域または通過帯域近傍の減衰極を形成するための共振周波数であり、当該共振子または当該回路のインピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）である「共振点」の周波数である。
　また、共振子または回路における***振周波数とは、特に断りの無い限り、当該共振子または当該回路を含むフィルタの通過帯域または通過帯域近傍の減衰極を形成するための***振周波数であり、当該共振子または当該回路のインピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）である「***振点」の周波数である。
　なお、以下の実施の形態において、直列腕回路および並列腕回路は、以下のように定義される。
　並列腕回路は、第１入出力端子および第２入出力端子を結ぶ経路上の一のノードと、グランドと、の間に配置された回路である。
　直列腕回路は、第１入出力端子または第２入出力端子と、並列腕回路が接続される上記経路上のノードと、の間に配置された回路、または、一の並列腕回路が接続される上記経路上の一のノードと、他の並列腕回路が接続される上記経路上の他のノードと、の間に配置された回路である。
　（実施の形態１）
　［１．１　高周波フィルタ１０の構成］
　図１Ａは、実施の形態１に係る高周波フィルタ１０の回路構成図である。同図に示された高周波フィルタ１０は、直列腕共振子ｓ１と、並列腕回路１１０および１２０と、を備える。
　直列腕共振子ｓ１は、入出力端子１１ｍ（第１入出力端子）と入出力端子１１ｎ（第２入出力端子）との間に接続されている。つまり、直列腕共振子ｓ１は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ直列腕に設けられた共振子である。なお、当該直列腕には、直列腕共振子ｓ１に限らず、１以上の弾性波共振子からなる直列腕回路が設けられていればよい。本実施の形態では、当該直列腕回路は、１つの弾性波共振子によって構成されているが、複数の弾性波共振子によって構成されていてもかまわない。複数の弾性波共振子によって構成される直列腕回路には、例えば、複数の弾性波共振子からなる縦結合共振子、あるいは、１つの弾性波共振子が直列分割等された複数の分割共振子が含まれる。例えば、直列腕回路として縦結合共振子を用いることにより、減衰強化等が要求されるフィルタ特性に適応させることが可能となる。また、直列腕回路は、弾性波共振子でなく、ＬＣ共振回路で構成されていてもよい。
　並列腕回路１１０は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上のノードｘ１およびグランド（基準端子）に接続された第１並列腕回路であり、並列腕回路１２０は、ノードｘ１およびグランドに接続された第２並列腕回路である。
　並列腕回路１１０は、ノードｘ１とグランドとの間に、互いに直列接続された並列腕共振子ｐ１と、並列腕回路１１０の共振周波数を可変する周波数可変回路１１０Ａとを有している。
　周波数可変回路１１０Ａは、並列腕共振子ｐ１に接続され、かつ、互いに並列接続されたキャパシタＣ１（第２キャパシタ、第１インピーダンス素子）およびスイッチＳＷ１（第１スイッチ）を有している。
　並列腕回路１２０は、ノードｘ１とグランドとの間に、互いに直列接続されたキャパシタＣ２（第１キャパシタ）およびスイッチＳＷ２（第２スイッチ）を有している。
　なお、高周波フィルタ１０において、ノードｘ１とグランドとの間に、並列腕共振子ｐ１および周波数可変回路１１０Ａが直列接続されているが、並列腕共振子ｐ１および周波数可変回路１１０Ａの接続順序はいずれでもよい。ただし、図１Ａに示すように、並列腕共振子ｐ１がスイッチＳＷ１よりもノードｘ１側に配置されているほうが望ましい。スイッチＳＷ１がノードｘ１側に配置されると、スイッチオン時におけるスイッチＳＷ１の抵抗成分により、高周波フィルタ１０のロスが増大してしまうからである。
　また、高周波フィルタ１０において、ノードｘ１とグランドとの間に、キャパシタＣ２およびスイッチＳＷ２が直列接続されているが、キャパシタＣ２およびスイッチＳＷ２の接続順序はいずれでもよい。ただし、図１Ａに示すように、キャパシタＣ２がスイッチＳＷ２よりもノードｘ１側に配置されているほうが望ましい。これとともに、並列腕回路１１０のスイッチＳＷ１がグランド側に接続された場合、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２のグランド側の端子を共通化して、スイッチ回路を小型化することが可能となる。
　なお、本実施の形態では、並列腕共振回路を構成する並列腕共振子ｐ１は、例えば、１つの弾性波共振子によって構成されているが、直列分割された複数の分割共振子によって構成されていてもかまわない。
　また、直列腕共振子ｓ１および並列腕共振子ｐ１のそれぞれは、弾性表面波フィルタ、及び、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波フィルタのいずれかであってもよい。
　これにより、直列腕共振子ｓ１および並列腕共振子ｐ１のそれぞれを小型化できるので、高周波フィルタ１０の小型化および低コスト化が可能となる。また、弾性表面波フィルタおよびＢＡＷを用いた弾性波フィルタは、一般的に高Ｑの特性を示すため、低ロス化、高選択度化が可能となる。
　あるいは、直列腕共振子ｓ１および並列腕共振子ｐ１のそれぞれは、インダクタおよびキャパシタからなるＬＣ共振回路で構成されていてもよい。
　［１．２　高周波フィルタ１０のインピーダンス特性および通過特性］
　図１Ｂは、実施の形態１に係る高周波フィルタ１０のインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。同図上段には、直列腕共振子ｓ１と、並列腕回路１１０および１２０の合成回路である並列腕共振回路との共振特性（インピーダンス特性）が示されている。なお、並列腕共振回路においては、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２がともに導通状態（オン）の場合、ならびに、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２が非導通状態（オフ）の場合の２状態の共振特性が示されている。
　ここで、まず、直列腕共振子ｓ１および並列腕共振子ｐ１で構成されるラダー型弾性表面波フィルタの基本動作原理を説明しておく。つまり、図１Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷ１がオンであり、かつ、スイッチＳＷ２がオフである場合に、ラダー型の基本回路となる。
　図１Ａに示された並列腕共振子ｐ１は、インピーダンス｜Ｚ｜が極小となる共振周波数ｆｒｐおよびインピーダンス｜Ｚ｜が極大となる***振周波数ｆａｐ（＞ｆｒｐ）を有している。また、直列腕共振子ｓ１は、インピーダンス｜Ｚ｜が極小となる共振周波数ｆｒｓ、および、インピーダンス｜Ｚ｜が極大となる***振周波数ｆａｓ（＞ｆｒｓ＞ｆｒｐ）を有している。ラダー型の共振子によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕共振子ｐ１の***振周波数ｆａｐと直列腕共振子ｓ１の共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、並列腕共振子ｐ１のインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒｐ近傍は、低周波側阻止域となる。また、これより周波数が高くなると、***振周波数ｆａｐ近傍で並列腕共振子ｐ１のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振子ｓ１のインピーダンスが０に近づく。これにより、***振周波数ｆａｐ～共振周波数ｆｒｓの近傍では、入出力端子１１ｍから入出力端子１１ｎへの信号経路において信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、***振周波数ｆａｓ近傍になると、直列腕共振子ｓ１のインピーダンスが高くなり、高周波側阻止域となる。つまり、並列腕共振回路を構成する並列腕共振子ｐ１の***振周波数ｆａｐ、および、直列腕回路を構成する直列腕共振子ｓ１の共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が構成され、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐによって通過帯域低域側の減衰極が構成され、直列腕共振子ｓ１の***振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の減衰極が構成される。
　次に、図１Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷ１がオン状態であり、かつ、スイッチＳＷ２がオン状態である場合の回路動作について説明する。
　図１Ｂ上段のグラフに示すように、直列腕共振子ｓ１の共振特性は、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２の切り替えにより変化せず、共振周波数ｆｒｓおよび***振周波数ｆａｓを有している。一方、並列腕共振回路においては、スイッチＳＷ１がオンの場合、インピーダンス特性はキャパシタＣ１の影響を受けず、並列腕共振回路の共振周波数ｆｒｐｏｎ１は、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐと同じとなる。さらに、スイッチＳＷ２がオンの場合、並列腕共振回路は、並列腕共振子ｐ１にキャパシタＣ２が並列接続された回路となる。このため、並列腕共振回路の***振周波数ｆａｐｏｎ２は、並列腕共振子ｐ１の単体の***振周波数ｆａｐに対して低周波数にシフトする。
　次に、図１Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷ１がオフであり、かつ、スイッチＳＷ２がオフである場合の回路動作について説明する。
　図１Ｂ上段のグラフに示すように、並列腕共振回路においては、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２がオフの場合、並列腕共振回路は、並列腕共振子ｐ１およびキャパシタＣ１の直列回路となり、並列腕共振回路の共振周波数ｆｒｐｏｆｆ１は高周波側へシフトする。一方、並列腕共振回路の***振周波数ｆａｐｏｆｆ２は、並列腕共振子ｐ１の***振周波数ｆａｐと同じとなる。
　ここで、本実施の形態に係る高周波フィルタ１０の効果を説明するため、従来の高周波フィルタである比較例１に係る高周波フィルタの回路構成およびそのフィルタ特性を例示して説明する。
　図２Ａは、比較例１に係る高周波フィルタ５００の回路構成図である。同図に示された高周波フィルタ５００は、直列腕共振子ｓ１と、並列腕回路５１０と、を備える。同図に示された高周波フィルタ５００は、実施の形態１に係る高周波フィルタ１０と比較して、キャパシタＣ２およびスイッチＳＷ２の直列回路で構成された第２並列腕回路がない点のみが構成として異なる。以下、比較例１に係る高周波フィルタ５００について、実施の形態１に係る高周波フィルタ１０と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　図２Ｂは、比較例１に係る高周波フィルタ５００のインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。同図上段には、直列腕共振子ｓ１と、並列腕共振回路（並列腕回路５１０）との共振特性（インピーダンス特性）が示されている。なお、並列腕共振回路においては、スイッチＳＷ１が導通状態（オン）の場合および非導通状態（オフ）の場合の２状態の共振特性が示されている。
　まず、図２Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷ１がオン状態である場合の回路動作について説明する。
　図２Ｂ上段のグラフに示すように、直列腕共振子ｓ１の共振特性は、スイッチＳＷ１の切り替えにより変化せず、共振周波数ｆｒｓおよび***振周波数ｆａｓを有している。一方、並列腕共振回路においては、スイッチＳＷ１がオンの場合、インピーダンス特性はキャパシタＣ１の影響を受けず、並列腕共振回路の共振周波数ｆｒｐｏｎは、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐと同じとなる。つまり、スイッチＳＷ１がオンの場合、並列腕共振回路の共振特性は、並列腕共振子ｐ１と概ね同じ特性が得られる。また、並列腕共振回路の***振周波数ｆａｐｏｎは、並列腕共振子ｐ１の***振周波数ｆａｐと同じとなる。一方、スイッチＳＷ１がオフの場合、並列腕共振回路は、並列腕共振子ｐ１およびキャパシタＣ１の直列回路となり、並列腕共振回路の共振周波数ｆｒｐｏｆｆは高周波側へシフトする。また、並列腕共振回路の***振周波数ｆａｐｏｆｆは、並列腕共振子ｐ１の***振周波数ｆａｐと同じとなる。
　すなわち、高周波フィルタ５００は、スイッチＳＷ１がオンの場合、通過帯域低域側の減衰極が低周波側にシフトし、スイッチＳＷ１がオフの場合、通過帯域低域側の減衰極が高周波側にシフトするという、周波数可変型フィルタを構成する。なお、通過帯域高域側の減衰極は、スイッチＳＷ１のオンおよびオフに関わらず、周波数可変しない。
　このように、比較例１に係る高周波フィルタ５００では、スイッチＳＷ１をオンからオフに切り替えると、図２Ｂ上段のグラフのように、並列腕回路５１０において、***振周波数はシフトせず、共振周波数のみが高周波側にシフトする。
　したがって、同図の中段および下段のグラフに示すように、スイッチＳＷ１がオフの場合の通過特性は、スイッチＳＷ１オンの場合の通過特性に比べて、通過帯域低域側の減衰極が高域側にシフトする。このとき、通過帯域低域側の減衰スロープの急峻度は変化する。言い換えると、スイッチＳＷ１オンの場合の通過特性は、スイッチＳＷ１がオフの場合の通過特性に比べて、通過帯域低域側の急峻度が低下することにより、当該通過帯域低域端の挿入損失が増大してしまうという問題がある。
　図２Ｂでは、高周波フィルタ５００を、ＬＴＥ規格のＢａｎｄ２９Ｒｘ（７１７－７２７ＭＨｚ）とＢａｎｄ（１２＋１３＋１４）Ｒｘ（７２９－７６８ＭＨｚ）とを切り替える周波数可変型フィルタに適用した例を示している。スイッチＳＷ１オフ時（Ｂａｎｄ（１２＋１３＋１４）Ｒｘを選択した場合）には、通過帯域低域端（７２９ＭＨｚ）の挿入損失が０．２５ｄＢであるのに対して、通過帯域高域端（７６８ＭＨｚ）の挿入損失が０．１２１ｄＢであり、通過帯域内での挿入損失のバランスがとれている。一方、スイッチＳＷ１オン時（Ｂａｎｄ２９Ｒｘを選択した場合）には、通過帯域高域端（７２７ＭＨｚ）の挿入損失が０．２７７ｄＢであるのに対して、通過帯域低域端（７１７ＭＨｚ）の挿入損失が０．７２ｄＢと悪化している（通過帯域内の最大挿入損失は０．７２ｄＢ）。
　発明者は、このように減衰極のみのシフトにより生じ得る通過帯域低域端の挿入損失の増大に着目し、減衰極だけでなく減衰スロープをシフトさせることにより通過帯域端の挿入損失の増大を抑制するという着想を得た。
　ここで、本実施の形態に係る高周波フィルタ１０に返って説明する。
　本実施の形態に係る高周波フィルタ１０では、図１Ｂの上段のグラフに示すように、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２がともにオンの場合、並列腕共振回路の共振周波数ｆｒｐｏｎ１が低域側にシフトするとともに、並列腕共振回路の***振周波数ｆａｐｏｎ２も低域側にシフトする。つまり、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２がともにオンの場合、図１Ｂ中段および下段の通過特性に示すように、通過帯域低域側の減衰極が低周波側にある場合、通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制することが可能となる。
　図３は、実施の形態１および比較例１に係る高周波フィルタの通過特性を比較したグラフである。
　図１Ｂでは、高周波フィルタ１０を、ＬＴＥ規格のＢａｎｄ２９Ｒｘ（７１７－７２７ＭＨｚ）とＢａｎｄ（１２＋１３＋１４）Ｒｘ（７２９－７６８ＭＨｚ）とを切り替える周波数可変型フィルタに適用した例を示している。スイッチＳＷ１オフ時（Ｂａｎｄ（１２＋１３＋１４）Ｒｘを選択した場合）には、通過帯域低域端（７２９ＭＨｚ）の挿入損失が０．２５ｄＢであるのに対して、通過帯域高域端（７６８ＭＨｚ）の挿入損失が０．１２１ｄＢであり、通過帯域内での挿入損失のバランスがとれている。また、スイッチＳＷ１オン時（Ｂａｎｄ２９Ｒｘを選択した場合）には、通過帯域高域端（７２７ＭＨｚ）の挿入損失が０．５１７ｄＢであるのに対して、通過帯域低域端（７１７ＭＨｚ）の挿入損失が０．６０５ｄＢであり、通過帯域内での挿入損失のバランスがとれている（通過帯域内の最大挿入損失は０．６０５ｄＢ）。
　本実施の形態に係る高周波フィルタ１０は、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２のオンおよびオフにより、直列腕回路（直列腕共振子ｓ１）と並列腕共振回路（並列腕回路１１０および１２０の合成回路）とで規定されるチューナブルフィルタを構成する。直列腕回路の共振周波数と並列腕共振回路の***振周波数とは通過帯域を規定し、並列腕共振回路の共振周波数は通過帯域低域側の減衰極を規定し、直列腕回路の***振周波数は通過帯域高域側の減衰極を規定する。
　このとき、スイッチＳＷ１がオンの場合、キャパシタＣ１の影響を受けず、並列腕回路１１０は並列腕共振子ｐ１と同じ特性となる。一方、スイッチＳＷ１がオフの場合、キャパシタＣ１の影響を受けて、並列腕回路１１０は並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ１の合成特性となり、共振周波数ｆｒｐｏｎ１から共振周波数ｆｒｐｏｆｆ１へシフトする。よって、通過帯域低域側の減衰極の周波数が可変する。
　これに対して、スイッチＳＷ２がオンの場合、キャパシタＣ２が機能し、並列腕共振回路の***振周波数が低周波側にシフトする（***振周波数ｆｒｐｏｆｆ２から共振周波数ｆｒｐｏｎ２へシフトする）。一方、スイッチＳＷ２がオフの場合、キャパシタＣ２は機能せず、並列腕回路１１０のみの特性となる。
　つまり、スイッチＳＷ１によって、並列腕共振回路の共振周波数で規定される減衰極の周波数を可変するとともに、スイッチＳＷ２によって、並列腕共振回路の***振周波数で規定される通過帯域周波数を可変させることができる。このため、スイッチＳＷ２のオンおよびオフにより、通過帯域の周波数を可変させることができ、通過帯域周波数を低周波側にシフトした場合においても、通過帯域低域端での挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域および減衰帯域のそれぞれを切換えることが可能になる。
　なお、高周波フィルタ１０の通過帯域および減衰極の周波数可変幅はキャパシタＣ１およびＣ２の定数に依存し、例えば、キャパシタＣ１の定数が小さいほど通過帯域および減衰極周波数可変幅が広くなり、キャパシタＣ２の定数が大きいほど通過帯域の周波数可変幅が広くなる。このため、キャパシタＣ１およびＣ２の定数は、高周波フィルタ１０に要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。また、キャパシタＣ１およびＣ２は、バリキャップ及びＤＴＣ（Ｄｉｇｉｔａｌｌｙ　Ｔｕｎａｂｌｅ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）等の可変キャパシタであってもかまわない。
　スイッチＳＷ１およびＳＷ２は、例えばＳＰＳＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチ素子である。スイッチＳＷ１およびＳＷ２は、制御部からの制御信号によって導通状態（オン）および非導通状態（オフ）が切り替えられることにより、当該それぞれの接続ノードを導通状態または非導通状態とする。
　スイッチＳＷ１およびＳＷ２は、例えば、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ、または、ダイオードスイッチが挙げられる。これにより、スイッチＳＷ１およびＳＷ２のそれぞれを、１つのＦＥＴスイッチまたはダイオードスイッチにより構成できるので、高周波フィルタ１０を小型化することができる。
　なお、本実施の形態に係る高周波フィルタ１０において、スイッチＳＷ１およびＳＷ２を同時にオン、または、スイッチＳＷ１およびＳＷ２を同時にオフするモードについて説明したが、その他のモードを選択してもよい。すなわち、スイッチＳＷ１がオンかつスイッチＳＷ２がオフであるモード、および、スイッチＳＷ１がオフかつスイッチＳＷ２がオンであるモードを選択してもよい。
　図４は、実施の形態１に係る高周波フィルタ１０のスイッチ導通状態を変化させた場合のフィルタ通過特性の変化を表すグラフである。同図に示すように、例えば、（１）スイッチＳＷ１オン＆ＳＷ２オンの場合には、Ｂａｎｄ２９ＲｘのＬｏｗチャンネルに適用され、（２）スイッチＳＷ１オン＆ＳＷ２オフの場合には、Ｂａｎｄ２９ＲｘのＨｉｇｈチャンネルに適用される。また、例えば、（３）スイッチＳＷ１オフ＆ＳＷ２オンの場合には、Ｂａｎｄ１２のＬｏｗチャンネルに適用され、（４）スイッチＳＷ１オフ＆ＳＷ２オフの場合には、Ｂａｎｄ（１２＋１３＋１４）ＲｘのＨｉｇｈチャンネルに適用される。このようにスイッチの導通状態を独立して変化させた場合、使用するバンドおよびチャンネルに合わせて、それぞれの挿入損失を低減することが可能である。
　［１．３　共振子等価回路の共振解析］
　ここで、上記実施の形態に係る高周波フィルタ１０を構成する共振子の共振特性について、等価回路を用いて説明しておく。
　図５Ａは、１つの共振子の等価回路モデルおよびその共振特性を表す図である。同図に示すように、共振子は、キャパシタＣ１およびインダクタＬ１の直列回路とキャパシタＣ０との並列回路で表すことができる。ここで、キャパシタＣ０は、共振子の静電容量である。
　上記等価回路において、共振子の共振周波数ｆｒは、キャパシタＣ１とインダクタＬ１との直列回路で規定され、上記等価回路のインピーダンスが０となる周波数であることから、式１を解くことにより、式２で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　また、共振子の***振周波数ｆａは、上記等価回路のアドミッタンスＹが０となる周波数であることから、式３を解くことにより、式４で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　上記式２および式４より、図５Ａの右側グラフに示すように、***振周波数ｆａは、共振周波数ｆｒよりも高周波側に出現する。
　つまり、図１Ａに示された、スイッチＳＷ１がオン状態である場合の第１並列腕回路１１０は、並列腕共振子ｐ１のみの共振特性となり、共振周波数と当該共振周波数よりも高周波側に位置する***振周波数とが各１点ずつ出現することが解る。
　次に、スイッチＳＷ１がオフ状態である場合の、並列腕共振子ｐ１にインピーダンス素子（本実施の形態ではキャパシタＣ１）が直列接続された場合の共振特性について、等価回路モデルを用いて説明しておく。
　図５Ｂは、共振子にインピーダンス素子Ｘ１が直列接続された場合の等価回路モデルおよびその共振特性を表す図である。同図に示すように、共振子は、キャパシタＣ１およびインダクタＬ１の直列回路とキャパシタＣ０との並列回路で表すことができる。ここで、キャパシタＣ０は、共振子の静電容量である。また、共振子に対して、インピーダンス素子Ｘ１とスイッチＳＷとの並列回路が接続されている。
　まず、スイッチＳＷがオンの場合について、上記等価回路の共振特性を説明する。スイッチＳＷがオンの場合の共振周波数ｆｒ＿ｏｎおよび***振周波数ｆａ＿ｏｎは、それぞれ、図５Ａにおける共振周波数ｆｒおよび***振周波数ｆａと同じとなり、式５および式６で表される。なお、本実施の形態に係る高周波フィルタ１０において、並列腕共振子ｐ１に並列にキャパシタＣ２が接続された場合（スイッチＳＷ２がオンの状態）には、並列腕共振子ｐ１の静電容量であるキャパシタＣ０にキャパシタＣ２が接続されるため、式４のＣ０がＣ０＋Ｃ２となり、***振周波数ｆａは低周波側にシフトする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　次に、スイッチＳＷがオフの場合については、（１）インピーダンス素子Ｘ１がキャパシタである場合、および、（２）インピーダンス素子Ｘ１がインダクタである場合に分けて説明する。
　（１）インピーダンス素子Ｘ１がキャパシタＣｔである場合
　スイッチＳＷがオフの場合の共振周波数ｆｒ＿ｏｆｆ１は、上記等価回路のインピーダンスＺが０となる周波数であることから、式７を解くことにより、式８で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　一方、スイッチＳＷがオフの場合の***振周波数ｆａ＿ｏｆｆ１は、スイッチＳＷがオンの場合の***振周波数ｆａ＿ｏｎと同じであり、式９で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　式５、式６、式８、および式９より、インピーダンス素子Ｘ１がキャパシタである場合、図５Ｂの右側グラフに示すように、スイッチＳＷのオンおよびオフによらず、***振周波数ｆａ＿ｏｎおよびｆａ＿ｏｆｆ１は一致している。一方、共振周波数については、スイッチＳＷのオン時（ｆｒ＿ｏｎ）に比べて、スイッチＳＷのオフ時（ｆｒ＿ｏｆｆ１）には、高周波側へシフトすることが解る。
　（２）インピーダンス素子Ｘ１がインダクタＬｔである場合
　スイッチＳＷがオフの場合の共振周波数ｆｒ＿ｏｆｆ２は、上記等価回路のインピーダンスＺが０となる周波数であることから、式１０を解くことにより、式１１で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　一方、スイッチＳＷがオフの場合の***振周波数ｆａ＿ｏｆｆ２は、スイッチＳＷがオンの場合の***振周波数ｆａ＿ｏｎと同じであり、式１２で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　式５、式６、式１１、および式１２より、インピーダンス素子Ｘ１がインダクタである場合、図５Ｂの右側グラフに示すように、スイッチＳＷのオンおよびオフによらず、***振周波数ｆａ＿ｏｎおよびｆａ＿ｏｆｆ２は一致している。一方、共振周波数については、スイッチＳＷのオン時（ｆｒ＿ｏｎ）に比べて、スイッチＳＷのオフ時（ｆｒ＿ｏｆｆ２）には、低周波側へシフトすることが解る。
　［１．４　高周波フィルタ１０の電極構造］
　次に、高周波フィルタ１０の詳細な電極構造について、説明する。
　［１．４．１　全体構造］
　図６は、実施の形態１に係る高周波フィルタ１０の電極構造を模式的に表す図である。具体的には、同図の（ａ）は平面図であり、同図の（ｂ）は同図の（ａ）のＣ－Ｃ’線における断面図であり、同図の（ｃ）は同図の（ａ）のＤ－Ｄ’線における断面図であり、同図の（ｄ）は同図の（ａ）のＥ－Ｅ’線における断面図である。なお、図６に示された電極構造は、高周波フィルタ１０を構成する各共振子、ならびに、キャパシタＣ１およびＣ２を構成する櫛歯容量電極の典型的な構造を説明するためのものである。このため、高周波フィルタ１０の各共振子のＩＤＴ電極および櫛歯容量電極を構成する電極指の本数や長さなどは、同図に示す電極指の本数や長さに限定されない。また、図６では、スイッチＳＷ１およびＳＷ２についても模式的に図示しているが、スイッチＳＷ１およびＳＷ２の配置および構造については特に限定されず、例えば、スイッチＳＷ１およびＳＷ２は、各共振子および櫛歯容量電極とは別のチップに構成されていてもかまわない。
　図６に示すように、高周波フィルタ１０を構成する各共振子は、例えば、弾性波を用いた弾性波共振子である。これにより、高周波フィルタ１０を、圧電基板１０２に形成されたＩＤＴ電極により構成できるので、急峻度の高い通過特性を有する小型かつ低背のフィルタ回路を実現できる。
　直列腕共振子ｓ１は、ＩＤＴ電極、１組の反射器、および圧電基板１０２によって構成されている。並列腕共振子ｐ１は、複数の電極指１２１ａからなるＩＤＴ電極１２１、１組の反射器、および圧電基板１０２によって構成されている。
　図６の（ａ）および（ｂ）に示すように、並列腕共振子ｐ１のＩＤＴ電極１２１は、電極膜１０１によって構成され、当該電極膜１０１は圧電基板１０２上に形成されている。
　ＩＤＴ電極１２１は、複数の電極指１２１ａと、当該複数の電極指１２１ａを挟んで対向して配置された１組のバスバー電極とを有し、複数の電極指１２１ａが１組のバスバー電極の一方と他方に対して交互に接続されることにより構成されている。ここで、複数の電極指１２１ａは、弾性波の伝搬方向と直交する方向に沿って形成され、当該伝搬方向に沿って周期的に形成されている。
　このように構成された並列腕共振子ｐ１では、ＩＤＴ電極１２１の設計パラメータ等によって、励振される弾性波の波長が規定される。以下、ＩＤＴ電極１２１の設計パラメータについて説明する。
　上記弾性波の波長は、複数の電極指１２１ａのうち１つのバスバー電極に接続された電極指１２１ａの繰り返し周期λｐ１で規定される。また、電極指ピッチ（複数の電極指１２１ａのピッチ、すなわち電極指周期）Ｐｐ１とは、当該繰り返し周期λｐ１の１／２であり、電極指１２１ａのライン幅をＷｐ１とし、隣り合う電極指１２１ａの間のスペース幅をＳｐ１とした場合、Ｐｐ１＝（Ｗｐ１＋Ｓｐ１）で定義される。また、ＩＤＴ電極１２１の交叉幅Ｌｐ１とは、１組のバスバー電極の一方に接続された電極指１２１ａと他方に接続された電極指１２１ａとを弾性波の伝搬方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、電極デューティ（デューティ比）とは、複数の電極指１２１ａのライン幅占有率であり、複数の電極指１２１ａのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合、つまりＷｐ１／（Ｗｐ１＋Ｓｐ１）で定義される。すなわち、電極デューティは、電極指ピッチ（複数の電極指１２１ａのピッチ）に対する複数の電極指１２１ａの幅の比、つまりＷｐ１／Ｐｐ１で定義される。また、対数とは、対をなす電極指１２１ａの数であり、電極指１２１ａの総数の概ね半数である。例えば、対数をＮｐ１とし、電極指１２１ａの総数をＭｐ１とすると、Ｍｐ１＝２Ｎｐ１＋１を満たす。また、電極指１２１ａの膜厚とは、電極指１２１ａを形成する電極膜１０１の厚みＴｐ１である。また、弾性波共振子の静電容量Ｃ０は、以下の式１３で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　なお、ε０は真空中の誘電率、εｒは圧電基板１０２の誘電率である。
　次に、キャパシタＣ１およびＣ２の構造について、説明する。
　キャパシタＣ１は、圧電基板１０２と圧電基板１０２上に形成された櫛歯容量電極１０３とで構成されている。櫛歯容量電極１０３は、複数の電極指１３１ａで構成された第２櫛歯容量電極である。図６の（ａ）および（ｃ）に示すように、櫛歯容量電極１０３は、ＩＤＴ電極１２１と同様に電極膜１０１によって構成されている。つまり、キャパシタＣ１を構成する櫛歯容量電極１０３は、並列腕共振子ｐ１を構成するＩＤＴ電極１２１と同一の圧電基板１０２上に形成されている。なお、櫛歯容量電極１０３とＩＤＴ電極１２１とは、互いに異なる圧電基板上に形成されていてもかまわない。
　櫛歯容量電極１０３は、複数の電極指１３１ａと、当該複数の電極指１３１ａを挟んで対向して配置された１組のバスバー電極とを有し、複数の電極指１３１ａが１組のバスバー電極の一方と他方に対して交互に接続されることにより構成されている。ここで、複数の電極指１３１ａは、弾性波の伝搬方向に沿って形成され、当該伝搬方向と直交する方向に沿って周期的に形成されている。
　キャパシタＣ２は、圧電基板１０２と圧電基板１０２上に形成された櫛歯容量電極１０４とで構成されている。櫛歯容量電極１０４は、複数の電極指１４１ａで構成された第１櫛歯容量電極である。図６の（ａ）および（ｄ）に示すように、櫛歯容量電極１０４は、ＩＤＴ電極１２１と同様に電極膜１０１によって構成されている。つまり、キャパシタＣ２を構成する櫛歯容量電極１０４は、並列腕共振子ｐ１を構成するＩＤＴ電極１２１と同一の圧電基板１０２上に形成されている。なお、櫛歯容量電極１０４とＩＤＴ電極１２１とは、互いに異なる圧電基板上に形成されていてもかまわない。
　櫛歯容量電極１０４は、複数の電極指１４１ａと、当該複数の電極指１４１ａを挟んで対向して配置された１組のバスバー電極とを有し、複数の電極指１４１ａが１組のバスバー電極の一方と他方に対して交互に接続されることにより構成されている。ここで、複数の電極指１４１ａは、弾性波の伝搬方向に沿って形成され、当該伝搬方向と直交する方向に沿って周期的に形成されている。
　このように構成されたキャパシタＣ１およびＣ２では、櫛歯容量電極１０３および１０４の設計パラメータ等によって、容量値およびＱ値等の特性が規定される。以下、櫛歯容量電極１０３および１０４の設計パラメータについて説明する。
　櫛歯容量電極１０３（１０４）の電極指ピッチ（電極指のピッチ、すなわち電極指周期）Ｐｃ１（Ｐｃ２）とは、電極指１３１ａ（１４１ａ）のライン幅をＷｃ１（Ｗｃ２）とし、隣り合う電極指１３１ａ（１４１ａ）の間のスペース幅をＳｃ１（Ｓｃ２）とした場合、Ｐｃ１＝Ｗｃ１＋Ｓｃ１（Ｐｃ２＝Ｗｃ２＋Ｓｃ２）で定義される。また、電極デューティ（デューティ比）とは、複数の電極指１３１ａ（１４１ａ）のライン幅占有率であり、複数の電極指１３１ａ（１４１ａ）のライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合、つまりＷｃ１／（Ｗｃ１＋Ｓｃ１）（または、Ｗｃ２／（Ｗｃ２＋Ｓｃ２））で定義される。すなわち、電極デューティは、複数の電極指１３１ａ（１４１ａ）のピッチに対する複数の電極指１３１ａ（１４１ａ）の幅の比、つまりＷｃ１／Ｐｃ１（Ｗｃ２／Ｐｃ２）で定義される。また、対数とは、対をなす電極指１３１ａ（１４１ａ）の数であり、電極指１３１ａ（１４１ａ）の総数の概ね半数である。例えば、対数をＮｃ１（Ｎｃ２）とし、電極指１３１ａ（１４１ａ）の総数をＭｃ１（Ｍｃ１）とすると、Ｍｃ１＝２Ｎｃ１＋１（Ｍｃ２＝２Ｎｃ２＋１）を満たす。また、電極指１３１ａ（１４１ａ）の膜厚とは、電極指１３１ａ（１４１ａ）を形成する電極膜１０１の厚みＴｃ１（Ｔｃ２）である。
　次いで、キャパシタＣ１（Ｃ２）を構成する櫛歯容量電極１０３（１０４）と、キャパシタＣ１と接続される並列腕共振子ｐ１のＩＤＴ電極１２１の設計パラメータについて、比較して説明する。
　キャパシタＣ１およびＣ２の電極指ピッチは、並列腕共振子ｐ１の電極指ピッチより狭い。つまり、Ｐｃ１＜Ｐｐ１、および、Ｐｃ２＜Ｐｐ１を満たす。ここで、キャパシタＣ１における複数の電極指１３１ａのピッチは、並列腕共振子ｐ１における複数の電極指１２１ａのピッチの８０パーセント以下（すなわちＰｃ１≦０．８×Ｐｐ１＝０．４×λｐ１）であることが好ましい。また、キャパシタＣ２における複数の電極指１４１ａのピッチは、並列腕共振子ｐ１における複数の電極指１２１ａのピッチの８０パーセント以下（すなわちＰｃ２≦０．８×Ｐｐ１＝０．４×λｐ１）であることが好ましい。
　また、キャパシタＣ１における複数の電極指１３１ａの膜厚は、並列腕共振子ｐ１における複数の電極指１２１ａの膜厚より薄い。つまり、Ｔｃ１＜Ｔｐ１を満たす。ここで、製造上の理由から、キャパシタＣ１において、電極指１３１ａの膜厚Ｔｃ１は電極指ピッチＰｃ１に対して４０％以下（すなわちＴｃ１≦０．４０×Ｐｃ１）であることが好ましい。また、キャパシタＣ２における複数の電極指１４１ａの膜厚は、並列腕共振子ｐ１における複数の電極指１２１ａの膜厚より薄い。つまり、Ｔｃ２＜Ｔｐ１を満たす。ここで、製造上の理由から、キャパシタＣ２において、電極指１４１ａの膜厚Ｔｃ２は電極指ピッチＰｃ２に対して４０％以下（すなわちＴｃ２≦０．４０×Ｐｃ２）であることが好ましい。また、同様の理由から、並列腕共振子ｐ１において、電極指１２１ａの膜厚Ｔｐ１は電極指ピッチＰｐ１に対して４０％以下（すなわちＴｐ１≦０．４０×Ｐｐ１）であることが好ましい。また、電極指１３１ａの膜厚Ｔｃ１の下限については特に限定されないが、例えば、電極指ピッチＰｃ１の１５％以上（すなわち０．１５×Ｐｃ１≦Ｔｃ１）である。また、電極指１４１ａの膜厚Ｔｃ２の下限については特に限定されないが、例えば、電極指ピッチＰｃ２の１５％以上（すなわち０．１５×Ｐｃ２≦Ｔｃ２）である。同様に、電極指１２１ａの膜厚Ｔｐ１の下限についても特に限定されないが、例えば、電極指ピッチＰｐ１の１５％以上（すなわち０．１５×Ｐｐ１≦Ｔｐ１）である。
　また、キャパシタＣ１の電極デューティは、並列腕共振子ｐ１の電極デューティより大きいことが好ましい。つまり、キャパシタＣ１および並列腕共振子ｐ１は、Ｗｃ１／Ｐｃ１＞Ｗｐ１／Ｐｐ１を満たすことが好ましい。このような構成にすることにより、櫛歯容量電極１０３の単位面積当たりの容量値を大きくすることができるので、小型化および省スペース化が図られる。また、キャパシタＣ２の電極デューティは、並列腕共振子ｐ１の電極デューティより大きいことが好ましい。つまり、キャパシタＣ２および並列腕共振子ｐ１は、Ｗｃ２／Ｐｃ２＞Ｗｐ１／Ｐｐ１を満たすことが好ましい。このような構成にすることにより、櫛歯容量電極１０４の単位面積当たりの容量値を大きくすることができるので、小型化および省スペース化が図られる。
　なお、各素子（直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１、キャパシタＣ１およびＣ２）において、電極指ピッチ、膜厚および電極デューティ等は、均一とは限らず、製造プロセス等によるばらつきによって不均一となっている、あるいは、特性等の調整のために不均一となっている場合がある。このため、キャパシタＣ１およびＣ２と並列腕共振子ｐ１とは、これらを構成する櫛歯電極およびＩＤＴ電極の一部が上述した電極指ピッチ、膜厚および電極デューティ等の関係を満たさない場合もある。つまり、キャパシタＣ１およびＣ２と並列腕共振子ｐ１との間の上述した電極指ピッチ、膜厚および電極デューティの関係は、概ね成立していればよく、例えば、キャパシタＣ１の平均値と並列腕共振子ｐ１の平均値との間で成立していればよい。
　［１．４．２　キャパシタＣ１およびＣ２の特性］
　本実施の形態に係る高周波フィルタ１０は、並列腕共振子ｐ１、キャパシタＣ１およびＣ２の電極指ピッチおよび膜厚が上述の関係を満たすことにより、並列腕共振子ｐ１のＱ値ならびにキャパシタＣ１およびＣ２のＱ値の双方を確保するという効果を奏することができる。
　これは、キャパシタＣ１およびＣ２の特性が設計パラメータに依存することによる。そこで、以下、上記効果が奏される理由について、典型例のキャパシタＣ１およびＣ２を用いて説明する。
　［１．４．３　電極指ピッチとの関連］
　まず、典型例のキャパシタＣ１について、電極指ピッチと特性との関連について説明する。なお、このとき、電極指ピッチ以外の設計パラメータは一定であり、電極デューティは０．６０（すなわち、Ｗｃ１／Ｐｃ１＝０．６０）であり、電極指ピッチに対する膜厚の比率は０．２０（すなわち、Ｔｃ１＝０．２０×Ｐｃ１）である。また、直列腕共振子ｓ１の電極指ピッチは、２．７８μｍである。
　図７Ａは、典型例において、キャパシタＣ１の電極指ピッチと、容量値、容量Ｑ値、並列腕共振回路のインピーダンス、およびフィルタ特性との関係を表すグラフである。具体的には、電極指ピッチＰｃ１を、０．７５、１．７５、２．５０、４．００（いずれも単位はμｍ）とした場合の周波数特性が表されている。
　図７Ａの（ａ）に示すように、電極指ピッチＰｃ１を変えても容量値はほとんど変わらない。なお、ここで言う容量値とは、櫛歯容量の自己共振による影響をほぼ無視できる低域の周波数領域における容量値（静電容量値）である。また、キャパシタＣ１は、電極指ピッチＰｃ１が狭いほど、自己共振周波数が高域側にシフトする。
　一方、図７Ａの（ｂ）に示すように、キャパシタＣ１のＱ値（容量Ｑ）は、概ね周波数が高くなるにつれて低下するものの、自己共振周波数では局所的に低下する。このため、電極指ピッチＰｃ１を狭くして櫛歯容量の自己共振周波数を高周波フィルタ１０の通過帯域より高域側に追いやることにより、当該通過帯域における櫛歯容量のＱ値を高めることができる。
　言い換えると、電極指ピッチＰｃ１が広いほど、キャパシタＣ１の自己共振周波数は低域側にシフトする。このため、当該自己共振周波数の周波数が他の弾性波共振子を介することなくキャパシタＣ１と接続される並列腕共振子ｐ１の共振周波数または***振周波数の周波数と一致する場合がある。つまり、並列腕共振子ｐ１の共振周波数または***振周波数の周波数と容量Ｑが局所的に低下する周波数とが一致する場合がある。この場合、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ１との合成特性で得られる共振周波数または***振周波数は、キャパシタＣ１のＱ値の低下によってＱ値が低下してしまうため、要求されるＱ値の確保が困難となる。このため、電極指ピッチＰｃ１を狭くしてキャパシタＣ１の自己共振周波数を並列腕共振子ｐ１の共振周波数および***振周波数より高域側に追いやることにより、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ１との合成特性のＱ値の低下を抑制して要求されるＱ値を確保することができる。
　また、当然のことながら、電極指ピッチＰｃ１が狭いほど容量値を維持したまま櫛歯容量のサイズを小型化できるため、キャパシタＣ１を備える高周波フィルタ１０等の小型化および省スペース化が図られる。
　図７Ｂは、典型例において、キャパシタＣ１の電極指ピッチＰｃ１と、通過帯域挿入損失との関係を表すグラフである。なお、同図に示された通過特性は、スイッチＳＷ１およびＳＷ２をともにオフとした場合のものである。つまり、並列腕共振回路は、並列腕共振子ｐ１およびキャパシタＣ１の直列回路となっている。
　図７Ａで示したように、キャパシタＣ１の電極指ピッチが大きくなるほど、自己共振周波数周波数が低周波数にシフトし、容量Ｑ値を悪化させる。これに伴い、図７Ｂに示すように、キャパシタＣ１の電極指ピッチが並列腕共振子ｐ１の電極指ピッチに近づくほど、容量Ｑ値が悪化し、通過帯域低域端および高域端の挿入損失および減衰特性を悪化（図７Ａの（ｃ）および（ｄ）参照）させる。これにより、キャパシタＣ１の電極指ピッチは、並列腕共振子ｐ１の電極指ピッチより狭く、膜厚は薄く設定する必要がある。
　図８Ａは、典型例において、キャパシタＣ２の電極指ピッチと、容量値、容量Ｑ値、並列腕共振回路のインピーダンス、およびフィルタ特性との関係を表すグラフである。具体的には、電極指ピッチＰｃ２を、０．７５、１．７５、２．５０、４．００（いずれも単位はμｍ）とした場合の周波数特性が表されている。
　図８Ａの（ａ）に示すように、電極指ピッチＰｃ２を変えても容量値はほとんど変わらない。また、キャパシタＣ２は、電極指ピッチＰｃ２が狭いほど、自己共振周波数が高域側にシフトする。
　一方、図８Ａの（ｂ）に示すように、キャパシタＣ２のＱ値（容量Ｑ）は、概ね周波数が高くなるにつれて低下するものの、自己共振周波数では局所的に低下する。このため、電極指ピッチＰｃ２を狭くして櫛歯容量の自己共振周波数を高周波フィルタ１０の通過帯域より高域側に追いやることにより、当該通過帯域における櫛歯容量のＱ値を高めることができる。
　言い換えると、電極指ピッチＰｃ２が広いほど、キャパシタＣ２の自己共振周波数は低域側にシフトする。このため、当該自己共振周波数の周波数が他の弾性波共振子を介することなくキャパシタＣ２と接続される並列腕共振子ｐ１の共振周波数または***振周波数の周波数と一致する場合がある。つまり、並列腕共振子ｐ１の共振周波数または***振周波数の周波数と容量Ｑ値が局所的に低下する周波数とが一致する場合がある。この場合、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ２との合成特性で得られる共振周波数または***振周波数は、キャパシタＣ２のＱ値の低下によってＱ値が低下してしまうため、要求されるＱ値の確保が困難となる。このため、電極指ピッチＰｃ２を狭くしてキャパシタＣ２の自己共振周波数を並列腕共振子ｐ１の共振周波数および***振周波数より高域側に追いやることにより、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ２との合成特性のＱ値の低下を抑制して要求されるＱ値を確保することができる。
　また、当然のことながら、電極指ピッチＰｃ２が狭いほど容量値を維持したまま櫛歯容量のサイズを小型化できるため、キャパシタＣ２を備える高周波フィルタ１０等の小型化および省スペース化が図られる。
　図８Ｂは、典型例において、キャパシタＣ２の電極指ピッチＰｃ２と、通過帯域挿入損失との関係を表すグラフである。なお、同図に示された通過特性は、スイッチＳＷ１およびＳＷ２をともにオンとした場合のものである。つまり、並列腕共振回路は、並列腕共振子ｐ１およびキャパシタＣ１の並列回路となっている。
　図８Ａで示したように、キャパシタＣ２の電極指ピッチが大きくなるほど、自己共振周波数周波数が低周波数にシフトし、容量Ｑ値を悪化させる。これに伴い、図８Ｂに示すように、キャパシタＣ２の電極指ピッチが並列腕共振子ｐ１の電極指ピッチに近づくほど、容量Ｑ値が悪化し、通過帯域内の挿入損失を悪化させる。これにより、キャパシタＣ２の電極指ピッチは、並列腕共振子ｐ１の電極指ピッチより狭く、膜厚は薄く設定する必要がある。
　［１．５　スイッチＳＷ１およびＳＷ２の特性］
　次に、高周波フィルタ１０におけるスイッチＳＷ１およびＳＷ２のオン抵抗の影響について説明する。
　図９Ａは、典型例において、スイッチＳＷ１がオフ、スイッチＳＷ２がオフの場合、スイッチＳＷ１がオンの場合のスイッチＳＷ１の抵抗値であるオン抵抗とフィルタ特性との関係を表すグラフである。同図には、直列腕共振子ｓ１と、並列腕共振子ｐ１およびスイッチＳＷ１の直列回路である並列腕共振回路とで構成された高周波フィルタにおいて、スイッチＳＷ１のオン抵抗値を変化させた場合のフィルタ特性の変化が示されている。同図より、スイッチＳＷ１のオン抵抗値が大きくなるほど、特に通過帯域高域端および低域端における挿入損失が劣化していくことが解る。
　図９Ｂは、典型例において、スイッチＳＷ１のオン抵抗と通過帯域内挿入損失との関係を表すグラフである。より具体的には、通過帯域内低域端（７７４ＭＨｚ）、中央点（７９４ＭＨｚ、８３８ＭＨｚ）、および高域端（８５８ＭＨｚ）におけるスイッチＳＷ１のオン抵抗値と挿入損失との関係が示されている。図９Ｂにおいて、スイッチＳＷ１のオン抵抗をＲｏｎ１（Ω）とし、挿入損失の劣化量をＤＩＬ（ｄＢ）とした場合、通過帯域内低域端（７７４ＭＨｚ）では、ＤＩＬ≒０．０８３７×Ｒｏｎ１となる。一方、通過帯域内中央点（７９４ＭＨｚ、８３８ＭＨｚ）では、ＤＩＬ≒（０．０１２５～０．０１２６）×Ｒｏｎ１となり、通過帯域内低域端（７７４ＭＨｚ）よりも挿入損失の劣化度は低い。
　図１０Ａは、典型例において、スイッチＳＷ１がオン、スイッチＳＷ２がオンの場合、スイッチＳＷ２のオン抵抗とフィルタ特性との関係を表すグラフである。同図には、直列腕共振子ｓ１と、並列腕共振子ｐ１、キャパシタＣ２およびスイッチＳＷ２を有する並列腕共振回路とで構成された高周波フィルタにおいて、スイッチＳＷ２のオン抵抗値を変化させた場合のフィルタ特性の変化が示されている。なお、並列腕共振回路は、キャパシタＣ１およびスイッチＳＷ２の直列回路と並列腕共振子ｐ１との並列回路となっている。同図より、スイッチＳＷ２のオン抵抗値が大きくなるほど、通過帯域内における挿入損失が劣化していくことが解る。
　図１０Ｂは、典型例において、スイッチＳＷ２のオン抵抗と通過帯域内挿入損失との関係を表すグラフである。より具体的には、通過帯域内低域端（７７１ＭＨｚ）、中央点（７９１ＭＨｚ、８３７ＭＨｚ）、および高域端（８５７ＭＨｚ）におけるスイッチＳＷ２のオン抵抗値と挿入損失との関係が示されている。図１０Ｂにおいて、スイッチＳＷ２のオン抵抗をＲｏｎ２（Ω）とし、挿入損失の劣化量をＤＩＬ（ｄＢ）とした場合、通過帯域内低域端（７７１ＭＨｚ）では、ＤＩＬ≒（０．０１２５～０．０１８２）×Ｒｏｎ２となり、図９Ｂで示したスイッチＳＷ１のオン抵抗Ｒｏｎ１による通過帯域低域端の影響と比較すると、挿入損失の劣化度は低い。
　以上より、スイッチＳＷ１のオン抵抗Ｒｏｎ１は、スイッチＳＷ２のオン抵抗Ｒｏｎ２よりも小さいことが好ましい。
　図９Ｂおよび図１０Ｂに示したように、スイッチＳＷ１およびＳＷ２のオン抵抗が大きくなるほど、通過帯域内の挿入損失が劣化する。ここで、スイッチＳＷ１のオン抵抗増加に対する通過帯域低域端の挿入損失劣化の度合いは、スイッチＳＷ２のオン抵抗増加に対する通過帯域低域端の挿入損失劣化の度合いよりも高い。また、スイッチＳＷ１およびＳＷ２のオン抵抗を低減させるためには、スイッチＳＷ１およびＳＷ２の構成スペースを大きく確保する必要がある。上記構成によれば、通過帯域低域端の挿入損失に大きく影響するスイッチＳＷ１のオン抵抗Ｒｏｎ１をスイッチＳＷ２のオン抵抗Ｒｏｎ２よりも相対的に低減させることにより、通過帯域低域端の低損失性を維持しつつ、小型化を実現できる。
　［１．６　変形例１に係る高周波フィルタ２０の構成］
　図１１は、実施の形態１の変形例１に係る高周波フィルタ２０の回路構成図である。同図に示された高周波フィルタ２０は、直列腕共振子ｓ１と、並列腕回路１３０および１２０と、を備える。本変形例に係る高周波フィルタ２０は、実施の形態１に係る高周波フィルタ１０と比較して、スイッチＳＷ１に直列接続されたインダクタＬ１をさらに有する点のみが構成として異なる。以下、変形例１に係る高周波フィルタ２０について、実施の形態１に係る高周波フィルタ１０と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　並列腕回路１３０は、ノードｘ１およびグランドに接続された第１並列腕回路であり、並列腕回路１２０は、ノードｘ１およびグランドに接続された第２並列腕回路である。
　並列腕回路１３０は、ノードｘ１とグランドとの間に、互いに直列接続された並列腕共振子ｐ１と、並列腕回路１３０の共振周波数を可変する周波数可変回路１３０Ａとを有している。
　周波数可変回路１３０Ａは、並列腕共振子ｐ１に接続され、かつ、互いに並列接続されたキャパシタＣ１（第２キャパシタ、第１インピーダンス素子）および第１直列回路を有している。第１直列回路は、並列腕共振子ｐ１とグランドとの間に互いに直列接続されたスイッチＳＷ１およびインダクタＬ１（第２インピーダンス素子）で構成されている。
　［１．７　高周波フィルタ２０のインピーダンス特性および通過特性］
　図１２Ａは、実施の形態１の変形例１に係る高周波フィルタ２０のインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。同図上段には、直列腕共振子ｓ１と、並列腕回路１３０および１２０で構成される並列腕共振回路との共振特性が示されている。なお、並列腕共振回路においては、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２がともにオンの場合、ならびに、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２がともにオフの場合の２状態の共振特性が示されている。
　まず、図１１に示された回路構成において、スイッチＳＷ１がオフであり、かつ、スイッチＳＷ２がオフである場合には、図１Ａに示された高周波フィルタ１０のスイッチＳＷ１およびＳＷ２がともにオフである場合のフィルタ特性と同じとなる。つまり、並列腕共振回路は、並列腕共振子ｐ１およびキャパシタＣ１の直列回路となり、並列腕共振回路の共振周波数ｆｒｐｏｆｆ１は高周波側へシフトする。一方、並列腕共振回路の***振周波数ｆａｐｏｆｆ２は、並列腕共振子ｐ１の***振周波数ｆａｐと同じとなる。
　次に、図１１に示された回路構成において、スイッチＳＷ１がオンであり、かつ、スイッチＳＷ２がオンである場合の回路動作について説明する。
　図１１および図１２Ａ上段のグラフに示すように、並列腕回路１３０においては、キャパシタＣ１およびインダクタＬ１の並列回路が、並列腕共振子ｐ１に直列接続された合成回路となる。この場合、キャパシタＣ１およびインダクタＬ１の並列回路の共振周波数（＝１／（２π√（Ｌ１・Ｃ１）））が、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐより高い場合、上記並列回路のインピーダンスは誘導性となり、並列腕共振回路の共振周波数ｆｒｐｏｎ１は、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐよりも低周波側にシフトする。これにより、スイッチＳＷ１がオフの場合の並列腕共振回路の共振周波数ｆｒｐｏｆｆ１と、スイッチＳＷ１がオンの場合の並列腕共振回路の共振周波数ｆｒｐｏｎ１との周波数差は、実施の形態１に係る高周波フィルタ１０の周波数差よりも大きくなる。さらに、第２並列腕回路である並列腕回路１２０のキャパシタＣ２が、並列腕回路１３０に並列接続されているため、並列腕共振回路の***振周波数ｆａｐｏｎ２は、並列腕共振子ｐ１の***振周波数ｆａｐよりも低周波数にシフトする。
　図１２Ｂは、実施の形態１およびその変形例１に係る高周波フィルタの通過特性を比較したグラフである。同図に示すように、本変形例に係る高周波フィルタ２０は、実施の形態１に係る高周波フィルタ１０と比較して、通過帯域低域側の通過帯域および減衰極の周波数可変幅を広くすることが可能となる。
　つまり、スイッチＳＷ１のオンおよびオフに応じて、キャパシタＣ１（第１インピーダンス素子）とインダクタＬ１（第２インピーダンス素子）とが並列腕共振子ｐ１に接続された状態、および、キャパシタＣ１（第１インピーダンス素子）のみが並列腕共振子ｐ１に接続された状態、が切り替えられるので、並列腕共振子ｐ１に付加されるインピーダンスを大きく可変させることが可能となる。よって、並列腕共振回路の共振周波数が大きく可変し、通過帯域低域側の通過帯域および減衰極の周波数可変幅を大きくすることが可能となる。
　なお、高周波フィルタ２０では、スイッチＳＷ１に直列接続された第２インピーダンス素子をインダクタとし、スイッチＳＷ１および第２インピーダンス素子の直列回路に並列接続された第１インピーダンス素子をキャパシタとしているが、インダクタおよびキャパシタの配置を逆にしてもよい。つまり、スイッチＳＷ１に直列接続された第２インピーダンス素子をキャパシタとし、スイッチＳＷ１および第２インピーダンス素子の直列回路に並列接続された第１インピーダンス素子をインダクタとしてもよい。
　（実施の形態２）
　実施の形態１では、高周波フィルタ１０の並列腕共振子ｐ１に接続されるインピーダンス素子はキャパシタであったが、本実施の形態では、当該インピーダンス素子がインダクタである場合の高周波フィルタについて説明する。
　［２．１　高周波フィルタ３０の構成］
　図１３Ａは、実施の形態２に係る高周波フィルタ３０の回路構成図である。同図に示された高周波フィルタ３０は、直列腕共振子ｓ１と、並列腕回路１５０および１２０と、を備える。本実施の形態に係る高周波フィルタ３０は、実施の形態１に係る高周波フィルタ１０と比較して、周波数可変回路を構成する第１インピーダンス素子がキャパシタＣ１でなくインダクタＬ１である点のみが構成として異なる。以下、本実施の形態に係る高周波フィルタ３０について、実施の形態１に係る高周波フィルタ１０と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　並列腕回路１５０は、ノードｘ１およびグランドに接続された第１並列腕回路であり、並列腕回路１２０は、ノードｘ１およびグランドに接続された第２並列腕回路である。
　並列腕回路１５０は、ノードｘ１とグランドとの間に、互いに直列接続された並列腕共振子ｐ１と、並列腕回路１５０の共振周波数を可変する周波数可変回路１５０Ａとを有している。
　周波数可変回路１５０Ａは、並列腕共振子ｐ１に接続され、かつ、互いに並列接続されたインダクタＬ１（第１インピーダンス素子）およびスイッチＳＷ１（第１スイッチ）を有している。
　並列腕回路１２０は、ノードｘ１とグランドとの間に、互いに直列接続されたキャパシタＣ２（第１キャパシタ）およびスイッチＳＷ２（第２スイッチ）を有している。
　なお、高周波フィルタ３０において、ノードｘ１とグランドとの間に、並列腕共振子ｐ１および周波数可変回路１５０Ａが直列接続されているが、並列腕共振子ｐ１および周波数可変回路１５０Ａの接続順序はいずれでもよい。ただし、図１３Ａに示すように、並列腕共振子ｐ１およびインダクタＬ１のうち、並列腕共振子ｐ１がノードｘ１側に配置されているほうが望ましい。インダクタＬ１が付加されることにより並列腕共振子ｐ１を含む並列腕共振回路の共振周波数は低周波側にシフトするが、インダクタＬ１がノードｘ１側に配置されると、インダクタＬ１の抵抗成分により、高周波フィルタ３０のロスが増大してしまう。これは、通過帯域では並列腕共振子ｐ１の***振周波数が配置されるが、インダクタＬ１がノードｘ１側に配置されると、当該通過帯域で高周波入力信号がインダクタＬ１を経由して反射してしまうためである。
　上記構成を有する高周波フィルタ３０において、通過帯域および減衰帯域をともに低周波数にシフトする周波数可変動作により通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制するためのスイッチング動作としては、スイッチＳＷ１をオンとしスイッチＳＷ２をオフとする状態、および、スイッチＳＷ１をオフとしスイッチＳＷ２をオンとする状態の２状態が選択される。つまり、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２とを排他的に動作させる。このスイッチング動作によれば、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２とを１つのＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｄｏｕｂｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）回路にまとめることが可能となる。
　図１３Ｂは、実施の形態２の変形例に係る高周波フィルタ３１の回路構成図である。同図に示された高周波フィルタ３１は、直列腕共振子ｓ１と、並列腕共振子ｐ１と、インダクタＬ１と、キャパシタＣ２と、スイッチＳＷ３と、を備える。本変形例に係る高周波フィルタ３１は、実施の形態２に係る高周波フィルタ３０と比較して、スイッチＳＷ１およびＳＷ２が、１つのスイッチＳＷ３にまとめられている点が構成として異なる。
　スイッチＳＷ３は、第１選択端子、第２選択端子、および１つの共通端子を有するＳＰＤＴ型のスイッチ回路である。第１選択端子は、並列腕共振子ｐ１とインダクタＬ１との接続点に接続され、第２選択端子は、キャパシタＣ２に接続され、共通端子はグランドに接続されている。上記接続構成により、スイッチＳＷ３は、第１選択端子と共通端子との導通状態または第２選択端子と共通端子との導通状態を排他的に選択する１つのスイッチ回路を構成する。
　つまり、高周波フィルタ３０のスイッチＳＷ１の一方の端子およびスイッチＳＷ２の一方の端子は、高周波フィルタ３１の上記共通端子であり、高周波フィルタ３０のスイッチＳＷ１の他方の端子は、高周波フィルタ３１の上記第１選択端子であり、高周波フィルタ３０のスイッチＳＷ２の他方の端子は、高周波フィルタ３１の上記第２選択端子となっている。
　これによれば、高周波フィルタ３０のスイッチＳＷ１およびＳＷ２の端子数を削減でき、スイッチＳＷ１およびＳＷ２を１つのスイッチＳＷ３で構成できるので、高周波フィルタ３１を小型化できる。
　［２．２　高周波フィルタ３０のインピーダンス特性および通過特性］
　図１３Ｃは、実施の形態２に係る高周波フィルタ３０のインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。同図上段には、直列腕共振子ｓ１と、並列腕回路１５０および１２０で構成される並列腕共振回路との共振特性（インピーダンス特性）が示されている。なお、並列腕共振回路においては、スイッチＳＷ１がオンかつスイッチＳＷ２がオフの場合、および、スイッチＳＷ１がオフかつスイッチＳＷ２がオンの場合の２状態の共振特性が示されている。
　まず、図１３Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷ１がオン状態であり、かつ、スイッチＳＷ２がオフ状態である場合の回路動作について説明する。この場合には、高周波フィルタ３０は、直列腕共振子ｓ１および並列腕共振子ｐ１で構成されるラダー型弾性表面波フィルタの基本回路となり、図１Ａの高周波フィルタ１０の基本回路と同様となる。
　図１３Ｃ上段のグラフに示すように、直列腕共振子ｓ１の共振特性は、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２の切り替えにより変化せず、共振周波数ｆｒｓおよび***振周波数ｆａｓを有している。一方、並列腕共振回路においては、スイッチＳＷ１がオンかつスイッチＳＷ２がオフの場合、インピーダンス特性はインダクタＬ１およびキャパシタＣ２の影響を受けず、並列腕共振回路の共振周波数ｆｒｐｏｎ１は、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐと同じとなり、並列腕共振回路の***振周波数ｆｒｐｏｆｆ２は、並列腕共振子ｐ１の***振周波数ｆａｐと同じとなる。
　次に、図１３Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷ１がオフ状態であり、かつ、スイッチＳＷ２がオン状態である場合の回路動作について説明する。
　図１３Ｃ上段のグラフに示すように、並列腕共振回路においては、スイッチＳＷ１がオフかつスイッチＳＷ２がオンの場合、並列腕共振回路は、並列腕共振子ｐ１およびインダクタＬ１の直列回路と、キャパシタＣ２との並列回路となり、並列腕共振回路の共振周波数ｆｒｐｏｆｆ１は低周波側へシフトし、並列腕共振回路の共振周波数ｆｒｐｏｎ２も低周波側へシフトする。
　ここで、本実施の形態に係る高周波フィルタ３０の効果を説明するため、従来の高周波フィルタである比較例２に係る高周波フィルタの回路構成およびそのフィルタ特性を例示して説明する。
　図１４Ａは、比較例２に係る高周波フィルタ６００の回路構成図である。同図に示された高周波フィルタ６００は、直列腕共振子ｓ１と、並列腕回路６１０と、を備える。同図に示された高周波フィルタ６００は、実施の形態２に係る高周波フィルタ３０と比較して、キャパシタＣ２およびスイッチＳＷ２の直列回路で構成された第２並列腕回路がない点のみが構成として異なる。以下、比較例２に係る高周波フィルタ６００について、実施の形態２に係る高周波フィルタ３０と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　図１４Ｂは、比較例２に係る高周波フィルタ６００のインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。
　まず、図１４Ａに示された回路構成において、スイッチＳＷ１がオン状態である場合の回路動作について説明する。
　図１４Ｂ上段のグラフに示すように、直列腕共振子ｓ１の共振特性は、スイッチＳＷ１の切り替えにより変化せず、共振周波数ｆｒｓおよび***振周波数ｆａｓを有している。一方、並列腕共振回路においては、スイッチＳＷ１がオンの場合、インピーダンス特性はインダクタＬ１の影響を受けず、並列腕共振回路の共振周波数ｆｒｐｏｎは、並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐと同じとなる。また、並列腕共振回路の***振周波数ｆａｐｏｎは、並列腕共振子ｐ１の***振周波数ｆａｐと同じとなる。一方、スイッチＳＷ１がオフの場合、並列腕共振回路は、並列腕共振子ｐ１およびインダクタＬ１の直列回路となり、並列腕共振回路の共振周波数ｆｒｐｏｆｆは低周波側へシフトする。また、並列腕共振回路の***振周波数ｆａｐｏｆｆは、並列腕共振子ｐ１の***振周波数ｆａｐと同じとなる。
　すなわち、高周波フィルタ６００は、スイッチＳＷ１がオンの場合、通過帯域低域側の減衰極が高周波側にシフトし、スイッチＳＷ１がオフの場合、通過帯域低域側の減衰極が低周波側にシフトするという、周波数可変型フィルタを構成する。なお、通過帯域高域側の減衰極は、スイッチＳＷ１のオンおよびオフに関わらず、周波数可変しない。
　このように、比較例２に係る高周波フィルタ６００では、スイッチＳＷ１をオンからオフに切り替えると、図１４Ｂ上段のグラフのように、並列腕回路６１０において、***振周波数はシフトせず、共振周波数のみが低周波側にシフトする。
　したがって、同図の中段および下段のグラフに示すように、スイッチＳＷ１がオフの場合の通過特性は、スイッチＳＷ１オンの場合の通過特性に比べて、通過帯域低域側の減衰極が低域側にシフトする。このとき、通過帯域低域側の減衰スロープの急峻度は変化する。言い換えると、スイッチＳＷ１オフの場合の通過特性は、スイッチＳＷ１がオンの場合の通過特性に比べて、通過帯域低域側の急峻度が低下することにより、当該通過帯域低域端の挿入損失が増大してしまうという問題がある。
　図１４Ｂでは、高周波フィルタ６００を、ＬＴＥ規格のＢａｎｄ２９Ｒｘ（７１７－７２７ＭＨｚ）とＢａｎｄ（１２＋１３＋１４）Ｒｘ（７２９－７６８ＭＨｚ）とを切り替える周波数可変型フィルタに適用した例を示している。スイッチＳＷ１オン時（Ｂａｎｄ（１２＋１３＋１４）Ｒｘを選択した場合）には、通過帯域低域端（７２９ＭＨｚ）の挿入損失が０．３９３ｄＢであるのに対して、通過帯域高域端（７６８ＭＨｚ）の挿入損失が０．１７０ｄＢであり、通過帯域内での挿入損失のバランスがとれている。一方、スイッチＳＷ１オフ時（Ｂａｎｄ２９Ｒｘを選択した場合）には、通過帯域高域端（７２７ＭＨｚ）の挿入損失が０．５１９ｄＢであるのに対して、通過帯域低域端（７１７ＭＨｚ）の挿入損失が１．２８８ｄＢと悪化している（通過帯域内の最大挿入損失は１．２８８ｄＢ）。
　発明者は、このように減衰極のみのシフトにより生じ得る通過帯域端の挿入損失の増大に着目し、減衰極だけでなく減衰スロープをシフトさせることにより通過帯域端の挿入損失の増大を抑制するという着想を得た。
　ここで、本実施の形態に係る高周波フィルタ３０に返って説明する。
　本実施の形態に係る高周波フィルタ３０では、図１３Ｃの上段のグラフに示すように、スイッチＳＷ１がオフかつスイッチＳＷ２がオンの場合、並列腕共振回路の共振周波数ｆｒｐｏｆｆ１が低域側にシフトするとともに、並列腕共振回路の***振周波数ｆａｐｏｎ２も低域側にシフトする。つまり、スイッチＳＷ１がオフかつスイッチＳＷ２がオンの場合、図１３Ｃ中段および下段の通過特性に示すように、通過帯域低域側の減衰極が低周波側にある場合、通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制することが可能となる。
　図１５は、実施の形態２および比較例２に係る高周波フィルタの通過特性を比較したグラフである。
　図１３Ｃでは、高周波フィルタ３０を、ＬＴＥ規格のＢａｎｄ２９Ｒｘ（７１７－７２７ＭＨｚ）とＢａｎｄ（１２＋１３＋１４）Ｒｘ（７２９－７６８ＭＨｚ）とを切り替える周波数可変型フィルタに適用した例を示している。スイッチＳＷ１オン時（Ｂａｎｄ（１２＋１３＋１４）Ｒｘを選択した場合）には、通過帯域低域端（７２９ＭＨｚ）の挿入損失が０．３９３ｄＢであるのに対して、通過帯域高域端（７６８ＭＨｚ）の挿入損失が０．１７０ｄＢであり、通過帯域内での挿入損失のバランスがとれている。また、スイッチＳＷ１オフ時（Ｂａｎｄ２９Ｒｘを選択した場合）には、通過帯域高域端（７２７ＭＨｚ）の挿入損失が０．３３８ｄＢであるのに対して、通過帯域低域端（７１７ＭＨｚ）の挿入損失が０．５４５ｄＢであり、通過帯域内での挿入損失のバランスがとれている（通過帯域内の最大挿入損失は０．５４５ｄＢ）。
　本実施の形態に係る高周波フィルタ３０は、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２のオンおよびオフにより、直列腕回路（直列腕共振子ｓ１）と並列腕共振回路（並列腕回路１５０および１２０の合成回路）とで規定されるチューナブルフィルタを構成する。直列腕回路の共振周波数と並列腕共振回路の***振周波数とは通過帯域を規定し、並列腕共振回路の共振周波数は通過帯域低域側の減衰極を規定し、直列腕回路の***振周波数は通過帯域高域側の減衰極を規定する。
　このとき、スイッチＳＷ１がオンの場合、インダクタＬ１の影響を受けず、並列腕回路１１０は、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ１との直列回路となる。一方、スイッチＳＷ１がオフの場合、インダクタＬ１の影響を受けて、並列腕回路１１０は、並列腕共振子ｐ１と、インダクタＬ１およびキャパシタＣ１の並列回路との直列回路となり、共振周波数ｆｒｐｏｆｆ１から共振周波数ｆｒｐｏｎ１へシフトする。よって、通過帯域低域側の減衰極の周波数が可変する。
　これに対して、スイッチＳＷ２がオフの場合、キャパシタＣ２は機能せず、並列腕回路１３０のみの特性となる。一方、スイッチＳＷ２がオンの場合、キャパシタＣ２が機能し、並列腕共振回路の***振周波数が低周波側にシフトする（***振周波数ｆｒｐｏｆｆ２から共振周波数ｆｒｐｏｎ２へシフトする）。
　つまり、スイッチＳＷ１によって、並列腕共振回路の共振周波数で規定される減衰極の周波数を可変するとともに、スイッチＳＷ２によって、並列腕共振回路の***振周波数で規定される通過帯域周波数を可変させることができる。このため、スイッチＳＷ２のオンおよびオフにより、通過帯域の周波数を可変させることができ、通過帯域周波数を低周波側にシフトした場合においても、通過帯域低域端での挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域および減衰帯域のそれぞれを切換えることが可能になる。
　（実施の形態３）
　本実施の形態では、第２並列腕回路が複数配置された周波数可変型の高周波フィルタについて説明する。
　［３．１　高周波フィルタ４０の構成］
　図１６は、実施の形態３に係る高周波フィルタ４０の回路構成図である。同図に示された高周波フィルタ４０は、直列腕共振子ｓ１と、並列腕回路１２０ａ、１２０ｂ、１２０ｃおよび１５０と、を備える。本実施の形態に係る高周波フィルタ４０は、実施の形態２に係る高周波フィルタ３０と比較して、第２並列腕回路（並列腕回路１２０ａ、１２０ｂ、および１２０ｃ）が同一ノードｘ１に複数接続されている点が構成として異なる。以下、本実施の形態に係る高周波フィルタ４０について、実施の形態２に係る高周波フィルタ３０と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　並列腕回路１５０は、ノードｘ１およびグランドに接続された第１並列腕回路であり、並列腕回路１２０ａ、１２０ｂおよび１２０ｃは、それぞれ、ノードｘ１およびグランドに並列接続された第２並列腕回路である。
　並列腕回路１５０は、ノードｘ１とグランドとの間に、互いに直列接続された並列腕共振子ｐ１と、並列腕回路１５０の共振周波数を可変する周波数可変回路１５０Ａとを有している。
　周波数可変回路１５０Ａは、並列腕共振子ｐ１に接続され、かつ、互いに並列接続されたインダクタＬ１（第１インピーダンス素子）およびスイッチＳＷ１（第１スイッチ）を有している。
　並列腕回路１２０ａ、１２０ｂ、および１２０ｃは、それぞれ、ノードｘ１とグランドとの間に、互いに直列接続された第１キャパシタおよび第２スイッチを有している。具体的には、並列腕回路１２０ａは、互いに直列接続されたキャパシタＣ２ａおよびスイッチＳＷ２ａを有している。並列腕回路１２０ｂは、互いに直列接続されたキャパシタＣ２ｂおよびスイッチＳＷ２ｂを有している。並列腕回路１２０ｃは、互いに直列接続されたキャパシタＣ２ｃおよびスイッチＳＷ２ｃを有している。
　なお、本実施の形態では、第２並列腕回路として、互いに並列接続された並列腕回路１２０ａ、１２０ｂ、および１２０ｃを例示したが、第２並列腕回路の個数は３つに限定されない。第２並列腕回路の個数は、高周波フィルタの通過帯域の可変精度に応じて適宜決定されればよい。
　また、第１並列腕回路として、実施の形態２に係る高周波フィルタ３０が有する並列腕回路１５０を例示したが、第１並列腕回路は、実施の形態１に係る高周波フィルタ１０が有する並列腕回路１１０、または、実施の形態１の変形例に係る高周波フィルタ２０が有する並列腕回路１３０などであってもよい。
　［３．２　高周波フィルタ４０のインピーダンス特性および通過特性］
　図１７Ａは、実施の形態３に係る高周波フィルタ４０の第２スイッチを全てオフ状態にした場合のフィルタ特性を表すグラフである。また、図１７Ｂは、実施の形態３に係る高周波フィルタ４０のスイッチ導通状態を変化させた場合のフィルタ通過特性の変化を表すグラフである。
　図１７Ａには、スイッチＳＷ１をオン、ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂおよびＳＷ２ｃをオフにした場合の高周波フィルタ４０の通過特性が示されている。つまり、この場合には、直列腕共振子ｓ１および並列腕共振子ｐ１から構成されるラダー型フィルタの基本回路の通過特性が示されている。
　これに対して、図１７Ｂには、スイッチＳＷ１をオフとし、ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂおよびＳＷ２ｃを適宜オンまたはオフさせた場合の高周波フィルタ４０の通過特性が示されている。図１７Ｂに示された、スイッチＳＷ１をオフとした場合の通過特性は、図１７Ａに示された、スイッチＳＷ１をオンとした場合の通過特性と比較して、インダクタＬ１の影響により通過帯域低域側の減衰極が低域側にシフトしている。ただし、図１７Ｂにおいて、スイッチＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂおよびＳＷ２ｃを適宜オンまたはオフさせても、通過帯域低域側の減衰極は変化しない。一方、スイッチＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂおよびＳＷ２ｃを適宜オンまたはオフさせることにより、並列腕共振回路の***振周波数が変化する。図１７Ｂは、キャパシタＣ２ａの容量値＝０．５ｐＦ、キャパシタＣ２ｂの容量値＝１．０ｐＦ、キャパシタＣ２ｃの容量値＝２．０ｐＦとした場合の通過帯域の変化を表している。
　上記構成によれば、複数並列接続された第２並列腕回路の各スイッチを個別にオンおよびオフに切り換えることにより、並列腕共振回路の第１キャパシタの並列合成容量を任意に可変させることができる。これにより、高周波フィルタ４０のカットオフ周波数（通過帯域幅）を細かいステップで可変させることができる。よって、例えば、使用するバンドのチャネルごとに、最も低損失となるフィルタ特性を選択することが可能となる。
　なお、キャパシタＣ２ａ、Ｃ２ｂおよびＣ２ｃの容量値は、上記容量値に限定されず、要求仕様により適宜選択すればよく、例えば、各容量値は同じ値であってもよい。
　（実施の形態４）
　本実施の形態では、実施の形態１～３に係る高周波フィルタを、送信側フィルタまたは受信側フィルタに適用したマルチプレクサ（デュプレクサ）について説明する。
　図１８は、実施の形態４に係るマルチプレクサ（デュプレクサ）２００の回路構成図である。同図に示されたマルチプレクサ２００は、送信側フィルタ６０と、受信側フィルタ５０と、整合用インダクタ７０とを備える。送信側フィルタ６０は、入力端子２００Ｔおよび共通端子２００ｃに接続され、受信側フィルタ５０は、共通端子２００ｃおよび出力端子２００Ｒに接続されている。
　送信側フィルタ６０は、送信帯域を通過帯域とするバンドパスフィルタであり、回路構成は特に限定されない。
　受信側フィルタ５０は、実施の形態１～３のいずれかに係る高周波フィルタの回路構成を含み、複数のバンドを通過帯域とする周波数可変型のバンドパスフィルタである。より具体的には、受信側フィルタ２００は、複数の直列腕共振子と、共通端子２００ｃと出力端子２００Ｒとを結ぶ経路上の各ノードおよびグランドに接続された並列腕共振回路２１０、２２０、および２３０とを備えたラダー型のフィルタ回路である。
　並列腕共振回路２１０、２２０、および２３０は、それぞれ、共通端子２００ｃと出力端子２００Ｒとを結ぶ経路上のノードおよびグランドに接続された第１並列腕回路と、当該ノードおよびグランドに接続された第２並列腕回路とを備える。第１並列腕回路は、上記ノードとグランドとの間に、互いに直列接続された並列腕共振子および第１並列腕回路の共振周波数を可変する周波数可変回路を有する。周波数可変回路は、並列腕共振子に接続され、かつ、互いに並列接続された第１インピーダンス素子および第１スイッチを有する。第２並列腕回路は、上記ノードとグランドとの間に、互いに直列接続された第１キャパシタおよび第２スイッチを有する。
　上記構成によれば、複数の周波数帯域を適宜選択するシステムに適用されるチューナブルなデュプレクサにおいて、並列腕回路が有する第１スイッチおよび第２スイッチを切り替えることにより、並列腕共振回路の共振周波数と***振周波数とで規定される通過帯域低域側の減衰スロープの急峻度を維持しつつ、通過帯域を低周波側にシフトさせることができる。よって、通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、通過帯域を切り替えることが可能となる。また、周波数帯域ごとに対応するフィルタを配置せず、スイッチを有する１つのフィルタ回路により複数の周波数帯域に適用できるので、マルチプレクサを小型化することができる。
　（実施の形態５）
　以上の実施の形態１～４で説明した高周波フィルタおよびマルチプレクサは、使用バンド数が多いシステムに対応する高周波フロントエンド回路に適用することもできる。そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路および通信装置について説明する。
　図１９は、実施の形態５に係る通信装置３００の構成図である。同図には、アンテナ素子（ＡＮＴ）と、通信装置３００とが示されている。
　同図に示すように、通信装置３００は、複数のスイッチにより構成されるスイッチ群３１０と、複数のフィルタにより構成されるフィルタ群３２０と、送信側スイッチ３３１および３３２ならびに受信側スイッチ３５１、３５２および３５３と、送信増幅回路３４１および３４２ならびに受信増幅回路３６１および３６２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）と、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）と、アンテナ素子（ＡＮＴ）と、を備える。なお、アンテナ素子（ＡＮＴ）は、通信装置３００に内蔵されていなくてもよい。
　スイッチ群３１０は、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、アンテナ素子（ＡＮＴ）と所定のバンドに対応する信号経路とを接続し、例えば、複数のＳＰＳＴ型のスイッチによって構成される。なお、アンテナ素子（ＡＮＴ）と接続される信号経路は１つに限らず、複数であってもかまわない。つまり、通信装置３００は、キャリアアグリゲーションに対応してもかまわない。
　フィルタ群３２０は、例えば次の帯域を通過帯域に有する複数のフィルタ（デュプレクサを含む）によって構成される。具体的には、当該帯域は、（ｉ）Ｂａｎｄ１２の送信帯域、（ｉｉ）Ｂａｎｄ１３の送信帯域、（ｉｉｉ）Ｂａｎｄ１４の送信帯域、（ｉｖ）Ｂａｎｄ２７の送信帯域、（ｖ）Ｂａｎｄ２６の送信帯域、（ｖｉ）Ｂａｎｄ２９およびＢａｎｄ１４（またはＢａｎｄ１２、Ｂａｎｄ６７およびＢａｎｄ１３）の受信帯域、（ｖｉｉ－Ｔｘ）Ｂａｎｄ６８（またはＢａｎｄ２８ａまたはＢａｎｄ２８ｂ）の送信帯域、（ｖｉｉ－Ｒｘ）Ｂａｎｄ６８（またはＢａｎｄ２８ａまたはＢａｎｄ２８ｂ）の受信帯域、（ｖｉｉｉ－Ｔｘ）Ｂａｎｄ２０の送信帯域、（ｖｉｉｉ－Ｒｘ）Ｂａｎｄ２０の受信帯域、（ｉｘ－Ｔｘ）Ｂａｎｄ２７（またはＢａｎｄ２６）の送信帯域、（ｘ－Ｔｘ）Ｂａｎｄ８の送信帯域、ならびに、（ｘ－Ｒｘ）Ｂａｎｄ８の受信帯域、である。
　送信側スイッチ３３１は、ローバンド側の複数の送信側信号経路に接続された複数の選択端子と送信増幅回路３４１に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。送信側スイッチ３３２は、ハイバンド側の複数の送信側信号経路に接続された複数の選択端子と送信増幅回路３４２に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。これら送信側スイッチ３３１および３３２は、フィルタ群３２０の前段（ここでは送信側信号経路における前段）に設けられ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって接続状態が切り替えられるスイッチ回路である。これにより、送信増幅回路３４１および３４２で増幅された高周波信号（ここでは高周波送信信号）は、フィルタ群３２０の所定のフィルタを介してアンテナ素子（ＡＮＴ）に出力される。
　受信側スイッチ３５１は、ローバンド側の複数の受信側信号経路に接続された複数の選択端子と受信増幅回路３６１に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。受信側スイッチ３５２は、所定のバンド（ここではＢａｎｄ２０）の受信側信号経路に接続された共通端子と、受信側スイッチ３５１の共通端子および受信側スイッチ３５２の共通端子に接続された２つの選択端子とを有するスイッチ回路である。受信側スイッチ３５３は、ハイバンド側の複数の受信側信号経路に接続された複数の選択端子と受信増幅回路３６２に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。これら受信側スイッチ３５１～３５３は、フィルタ群３２０の後段（ここでは受信側信号経路における後段）に設けられ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって接続状態が切り替えられる。これにより、アンテナ素子（ＡＮＴ）に入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）は、フィルタ群３２０の所定のフィルタを介して、受信増幅回路３６１および３６２で増幅されて、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）に出力される。なお、ローバンドに対応するＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）とハイバンドに対応するＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）とが個別に設けられていてもかまわない。
　送信増幅回路３４１は、ローバンドの高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプであり、送信増幅回路３４２は、ハイバンドの高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプである。
　受信増幅回路３６１は、ローバンドの高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプであり、受信増幅回路３６２は、ハイバンドの高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプである。
　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）は、アンテナ素子（ＡＮＴ）で送受信される高周波信号を処理する回路である。具体的には、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）は、アンテナ素子（ＡＮＴ）から受信側信号経路を介して入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）へ出力する。また、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）は、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を送信側信号経路に出力する。
　このように構成された通信装置３００は、（ｖｉ）Ｂａｎｄ２９およびＢａｎｄ１４（またはＢａｎｄ１２、Ｂａｎｄ６７およびＢａｎｄ１３）の受信帯域を通過帯域に有するフィルタ、（ｖｉｉ－Ｔｘ）Ｂａｎｄ６８（またはＢａｎｄ２８ａまたはＢａｎｄ２８ｂ）の送信帯域を通過帯域に有するフィルタ、（ｖｉｉ－Ｒｘ）Ｂａｎｄ６８（またはＢａｎｄ２８ａまたはＢａｎｄ２８ｂ）の受信帯域を通過帯域に有するフィルタ、（ｉｘ－Ｔｘ）Ｂａｎｄ２７（またはＢａｎｄ２６）の送信帯域を通過帯域に有するフィルタの少なくとも１つとして、実施の形態１～３のいずれかに係る高周波フィルタを備える。つまり、当該フィルタは、制御信号にしたがって、通過帯域を切り替える。
　なお、通信装置３００のうち、スイッチ群３１０と、フィルタ群３２０と、送信側スイッチ３３１および３３２ならびに受信側スイッチ３５１、３５２および３５３と、送信増幅回路３４１および３４２ならびに受信増幅回路３６１および３６２と、上記制御部とは、高周波フロントエンド回路を構成する。
　ここで、上記制御部は、図１９には図示していないが、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）が有していてもよいし、制御部が制御する各スイッチとともにスイッチＩＣを構成していてもよい。
　以上のように構成された高周波フロントエンド回路および通信装置３００によれば、上記実施の形態１～３に係る高周波フィルタ１０、２０、３０、３１、および４０のいずれかを備えることにより、通過帯域低域端の挿入損失の増大を抑制しつつ、要求される周波数仕様に応じて通過帯域を切り替えることが可能な高周波フロントエンド回路および通信装置を提供できる。また、バンドごとにフィルタを設ける場合に比べてフィルタの個数を削減できるため、小型化することができる。
　また、本実施の形態に係る高周波フロントエンド回路によれば、フィルタ群３２０（複数の高周波フィルタ回路）の前段または後段に設けられた送信側スイッチ３３１および３３２ならびに受信側スイッチ３５１～３５３（スイッチ回路）を備える。これにより、高周波信号が伝達される信号経路の一部を共通化することができる。よって、例えば、複数の高周波フィルタ回路に対応する送信増幅回路３４１および２４２あるいは受信増幅回路３６１および３６２（増幅回路）を共通化することができる。したがって、高周波フロントエンド回路の小型化および低コスト化が可能となる。
　なお、送信側スイッチ３３１および３３２ならびに受信側スイッチ３５１～３５３は、少なくとも１つが設けられていればよい。また、送信側スイッチ３３１および３３２の個数、ならびに、受信側スイッチ３５１～３５３の個数は、上記説明した個数に限らず、例えば、１つの送信側スイッチと１つの受信側スイッチとが設けられていてもかまわない。また、送信側スイッチ及び受信側スイッチの選択端子等の個数も、本実施の形態に限らず、それぞれ２つであってもかまわない。
　（その他の実施の形態など）
　以上、本発明の実施の形態に係る高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、および通信装置について、実施の形態１～５および変形例を挙げて説明したが、本発明の高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、および通信装置は、上記実施の形態および変形例に限定されるものではない。上記実施の形態および変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本開示の高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、および通信装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　なお、上記実施の形態１～５およびその変形例に係る高周波フィルタは、互いに近接する周波数帯域を排他的に切り替えるシステムに適用されるものとして説明したが、１つの周波数帯域内に割り当てられた、互いに近接する複数のチャネルを排他的に切り替えるシステムにも適用することが可能である。
　また、上記実施の形態１～５およびその変形例に係る高周波フィルタにおいて、弾性波フィルタを構成する場合の圧電基板１０２は、高音速支持基板と、低音速膜と、圧電膜とがこの順で積層された積層構造であってもよい。圧電膜は、例えば、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸から５０°回転した軸を法線とする面で切断したタンタル酸リチウム単結晶、またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。圧電膜は、例えば、ＩＤＴ電極の電極指ピッチで定まる波長をλとしたときに、厚みが３．５λ以下である。高音速支持基板は、低音速膜、圧電膜ならびに電極膜１０１を支持する基板である。高音速支持基板は、さらに、圧電膜を伝搬する表面波や境界波等の弾性波よりも、高音速支持基板中のバルク波の音速が高速となる基板であり、弾性波を圧電膜および低音速膜が積層されている部分に閉じ込め、高音速支持基板より下方に漏れないように機能する。高音速支持基板は、例えば、シリコン基板であり、厚みは、例えば１２０μｍである。低音速膜は、圧電膜を伝搬する弾性波よりも、低音速膜中のバルク波の音速が低速となる膜であり、圧電膜と高音速支持基板との間に配置される。この構造と、弾性波が本質的に低音速な媒質にエネルギーが集中するという性質とにより、弾性波エネルギーのＩＤＴ電極外への漏れが抑制される。低音速膜は、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜であり、厚みは、例えば６７０ｎｍである。この積層構造によれば、圧電基板１０２を単層で使用している構造と比較して、共振周波数および***振周波数におけるＱ値を大幅に高めることが可能となる。すなわち、Ｑ値が高い弾性表面波共振子を構成し得るので、当該弾性波共振子を用いて、挿入損失が小さいフィルタを構成することが可能となる。
　なお、高音速支持基板は、支持基板と、圧電膜を伝搬する表面波や境界波等の弾性波よりも、伝搬するバルク波の音速が高速となる高音速膜とが積層された構造を有していてもよい。この場合、支持基板は、サファイア、リチウムタンタレート、リチュウムニオベイト、水晶等の圧電体、アルミナ、マグネシア、窒化ケイ素、窒化アルミニウム、炭化ケイ素、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、フォルステライト等の各種セラミック、ガラス等の誘電体またはシリコン、窒化ガリウム等の半導体及び樹脂基板等を用いることができる。また、高音速膜は、窒化アルミニウム、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、酸窒化ケイ素、ＤＬＣ膜またはダイヤモンド、上記材料を主成分とする媒質、上記材料の混合物を主成分とする媒質等、様々な高音速材料を用いることができる。
　また、上記実施の形態１～５およびその変形例に係る高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、および通信装置において、さらに、各入出力端子および共通端子の間に、インダクタンス素子やキャパシタンス素子が接続されていてもよい。さらに、各回路素子を接続する配線によるインダクタンス成分を有してもよい。
　本発明は、近接する複数のバンドを同時または排他的に使用するマルチバンドおよびマルチモードシステムに適用できる小型の高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、および通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１０、２０、３０、３１、４０、５００、６００　　高周波フィルタ
　１１ｍ、１１ｎ　　入出力端子
　５０　　受信側フィルタ
　６０　　送信側フィルタ
　７０　　整合用インダクタ
　１０１　　電極膜
　１０２　　圧電基板
　１０３、１０４　　櫛歯容量電極
　１１０、１２０、１２０ａ、１２０ｂ、１２０ｃ、１３０、１５０、１６０、２１０、２２０、２３０、５１０、６１０　　並列腕回路
　１１０Ａ、１３０Ａ、１５０Ａ　　周波数可変回路
　１２１　　ＩＤＴ電極
　１２１ａ、１３１ａ、１４１ａ　　電極指
　２００　　マルチプレクサ（デュプレクサ）
　２００ｃ　　共通端子
　２００Ｒ　　出力端子
　２００Ｔ　　入力端子
　３００　　通信装置
　３１０　　スイッチ群
　３２０　　フィルタ群
　３３１、３３２　　送信側スイッチ
　３４１、３４２　　送信増幅回路
　３５１、３５２、３５３　　受信側スイッチ
　３６１、３６２　　受信増幅回路
　ｐ１　　並列腕共振子
　ｓ１　　直列腕共振子
　ＳＷ１、ＳＷ２　　スイッチ

Claims (15)

  1. 　第１入出力端子と第２入出力端子との間に接続された直列腕回路と、
    　前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードおよびグランドに接続された第１並列腕回路と、
    　前記ノードおよびグランドに接続された第２並列腕回路と、を備え、
    　前記第１並列腕回路は、
    　　前記ノードと前記グランドとの間に、並列腕共振子と、前記第１並列腕回路の共振周波数を可変する周波数可変回路と、を有し、
    　前記周波数可変回路は、前記並列腕共振子に直列接続され、かつ、互いに並列接続された第１インピーダンス素子および第１スイッチを有し、
    　前記第２並列腕回路は、
    　　前記ノードと前記グランドとの間に、互いに直列接続された第１キャパシタおよび第２スイッチを有する、
    　高周波フィルタ。
  2. 　前記第１インピーダンス素子は、第２キャパシタであり、
    　前記第１スイッチが導通状態の場合、前記第２スイッチが導通状態であり、
    　前記第１スイッチが非導通状態の場合、前記第２スイッチが非導通状態である、
    　請求項１に記載の高周波フィルタ。
  3. 　前記並列腕共振子は、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有し、
    　前記第２キャパシタは、前記基板と、当該基板上に形成された複数の電極指からなる第２櫛歯容量電極とで構成されており、
    　前記第２櫛歯容量電極を構成する複数の電極指のピッチは、前記並列腕共振子を構成する複数の電極指のピッチより狭く、
    　前記第２キャパシタの自己共振周波数は、前記高周波フィルタの通過帯域より高域側に形成されている、
    　請求項２に記載の高周波フィルタ。
  4. 　前記第２櫛歯容量電極における複数の電極指の膜厚は、前記並列腕共振子における複数の電極指の膜厚以下である、
    　請求項３に記載の高周波フィルタ。
  5. 　前記並列腕共振子は、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有し、
    　前記第１キャパシタは、前記基板と、当該基板上に形成された複数の電極指からなる第１櫛歯容量電極とで構成されており、
    　前記第１櫛歯容量電極を構成する複数の電極指のピッチは、前記並列腕共振子を構成する複数の電極指のピッチより狭く、
    　前記第１キャパシタの自己共振周波数は、前記高周波フィルタの通過帯域より高域側に形成されている、
    　請求項１～４のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
  6. 　前記第１櫛歯容量電極における複数の電極指の膜厚は、前記並列腕共振子における複数の電極指の膜厚以下である、
    　請求項５に記載の高周波フィルタ。
  7. 　前記第１インピーダンス素子は、インダクタであり、
    　前記第１スイッチが導通状態の場合、前記第２スイッチが非導通状態であり、
    　前記第１スイッチが非導通状態の場合、前記第２スイッチが導通状態である、
    　請求項１に記載の高周波フィルタ。
  8. 　前記第１スイッチと前記第２スイッチとは、第１選択端子、第２選択端子、および１つの共通端子を有する１つのスイッチ回路を構成し、
    　前記スイッチ回路は、前記第１選択端子と前記共通端子との導通状態または前記第２選択端子と前記共通端子との導通状態を排他的に選択し、
    　前記第１スイッチの一方の端子および前記第２スイッチの一方の端子は、前記共通端子であり、
    　前記第１スイッチの他方の端子は、前記第１選択端子であり、
    　前記第２スイッチの他方の端子は、前記第２選択端子である、
    　請求項７に記載の高周波フィルタ。
  9. 　前記周波数可変回路は、さらに、
    　前記第１スイッチと直列接続された第２インピーダンス素子を有し、
    　前記第１スイッチと前記第２インピーダンス素子との直列回路は、前記第１インピーダンス素子と並列接続されており、
    　前記第１インピーダンス素子は、キャパシタおよびインダクタの一方であり、
    　前記第２インピーダンス素子は、キャパシタおよびインダクタの他方である、
    　請求項１～８のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
  10. 　前記第２スイッチのオン抵抗は、前記第１スイッチのオン抵抗よりも大きい、
    　請求項１～９のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
  11. 　前記ノードとグランドとの間に、複数の前記第２並列腕回路が並列接続されている、
    　請求項１～１０のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
  12. 　前記並列腕共振子は、弾性表面波フィルタ、及び、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波フィルタのいずれかである、
    　請求項１～１１のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
  13. 　前記第１スイッチおよび前記第２スイッチは、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチである、
    　請求項１～１２のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
  14. 　請求項１～１３のいずれか１項に記載の高周波フィルタと、
    　前記第１スイッチおよび前記第２スイッチの導通状態および非導通状態を制御する制御部と、を備える、
    　高周波フロントエンド回路。
  15. 　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１４に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
    　通信装置。
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