WO2018055935A1 - 負荷駆動装置 - Google Patents

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WO2018055935A1
WO2018055935A1 PCT/JP2017/028798 JP2017028798W WO2018055935A1 WO 2018055935 A1 WO2018055935 A1 WO 2018055935A1 JP 2017028798 W JP2017028798 W JP 2017028798W WO 2018055935 A1 WO2018055935 A1 WO 2018055935A1
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voltage
wiring
threshold
driving device
switch element
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PCT/JP2017/028798
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French (fr)
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鳴 劉
山脇　大造
良介 石田
泰志 杉山
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
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    • H—ELECTRICITY
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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
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    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
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    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/74—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of diodes
    • H03K17/76—Switching arrangements with several input- or output-terminals, e.g. multiplexers, distributors

Definitions

  • the present invention relates to a load driving device.
  • a battery power compensator that compensates for a battery mounted in a vehicle, a small ship, etc., whose voltage drops extremely due to a load change or the like is described in, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 2000-60027 (Patent Document 1).
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 2004-133826 detects “a change in the input voltage to the load 11 in a device in which the battery 10 and the load 11 are coupled by the cable 13 and the compensation capacitor 12 is inserted on the input side of the load 11.
  • a voltage detection circuit 27 that compares the detected value with a reference value, a switch circuit 25 that is controlled by a comparison output, and an auxiliary capacitor 26 that is connected in parallel to the compensation capacitor 12 by the switch circuit 25.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 2000-60027
  • a conventional load driving device equipped with an in-vehicle ECU uses a capacitor of several hundred ⁇ F (for example, the compensation capacitor 12 of Patent Document 1 described above).
  • FIG. 20 is an explanatory diagram of a conventional load driving device 1 equipped with an in-vehicle ECU.
  • FIG. 20A shows a block diagram of the load driving device 1.
  • Loads 2 and 3 such as a microcomputer and a sensor are driven at 5V and 3.3V, respectively. Since the voltage (BATT) of the battery 8 is as high as 13.5 V, the step-down power supply 4 and the input circuit 7 are installed between the battery 8 and the loads 2 and 3.
  • the step-down power supply 4 is a circuit that converts a high voltage into a low voltage.
  • the input circuit 7 includes a diode 5 (D) and an input capacitor 6 (C1). The role of the input circuit 7 is as follows.
  • the battery 8 is also connected to an inductive load 9 such as a solenoid and an injector.
  • an inductive load 9 such as a solenoid and an injector.
  • the diode 5 (D) is for preventing a current from flowing backward from the loads 2 and 3 to the BATT when the BATT is lowered.
  • the input capacitor 6 (C 1) is connected to the input terminal of the step-down power supply 4. This is because the loads 2 and 3 are driven by the energy stored in the input capacitor 6 (C1) during the BATT decrease period.
  • the discharge operation of the input capacitor 6 (C1) is shown in FIG.
  • the input capacitor 6 (C1) is discharged, and the input voltage (VB) of the step-down power supply 4 decreases from the initial voltage (VB_initial).
  • the lower limit (VB_min) of the input voltage (VB) of the step-down power supply 4 is the lower limit of the input voltage at which the step-down power supply 4 can generate 5V and 3.3V, and is determined by the maximum value of the load current and the power supply efficiency.
  • VB_initial is a differential voltage between the normal voltage (13.5 V) of BATT and the forward voltage (VD) of the diode 5 (D).
  • the capacitance value of the input capacitor 6 (C1) is determined by the maximum load current (Imax) of each of the loads 2 and 3, the efficiency (E) of the step-down power supply 4, and the maximum decrease period (Tmax) of BATT, and is obtained from the equation (1). It is done.
  • the required capacitance value of the input capacitor 6 (C1) is obtained using the following numerical value, it is about 440 uF.
  • VB_min 7V
  • VB_initial 12.5V
  • Imax 1A
  • Tmax 2ms
  • E 70%
  • Vo1 5V
  • Vo2 3.3V.
  • ECU1 packaging (1kg ECU) technology has been developed to reduce the cost of in-vehicle ECUs.
  • One challenge for this is the elimination of electrolytic capacitors. Since the electrolytic capacitor contains an electrolytic solution inside, the electrolytic solution evaporates when the resin is sealed at a high temperature for 1 pcg ECU. As a result, the function of the capacitor may be lost.
  • the electrolytic capacitor is simply replaced with a ceramic capacitor, the capacity per ceramic capacitor is smaller than that of the electrolytic capacitor, and thus a large number of capacitors must be arranged in parallel, increasing the mounting area of the 1 kgg ECU. For example, in the case of a ceramic capacitor with a withstand voltage of DC 50 V, the maximum capacitance value is only 10 uF. For this reason, it is necessary to reduce the capacitance value of the capacitor used in the ECU as much as possible.
  • An object of the present invention is to provide a load driving device having a load such as a microcomputer using a small-capacitance capacitor in an in-vehicle ECU.
  • the load when the battery voltage drops, the load is driven by the auxiliary capacitor having a voltage higher than the normal voltage of the battery voltage. Can be small. Problems, configurations, and effects other than those described above will be clarified by the following description of embodiments.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the load driving device 11 according to the first embodiment of the present invention.
  • the load driving device 11 includes an input circuit 41 and a step-down power supply 12.
  • the step-down power supply 12 is a circuit that converts a high voltage into a low voltage.
  • the difference between the step-down power supply 12 and the step-down power supply 4 shown in FIG. 20A is that the voltage range of the input voltage VB that can be input to the step-down power supply 12 is wider than that of the step-down power supply 4. (I.e., higher values of VB can be converted to desired voltages (eg, 5V and 3.3V) and applied to loads 2 and 3).
  • the input circuit 41 includes a diode 5 (D), a booster circuit 14, a Vbis monitor 18, a boost controller 17, an auxiliary capacitor 40 (Cbis), a capacitor 39 (C2), a VB monitor 15, a BATT monitor 19, a capacitor connection unit 13, and It is composed of a capacity connection controller 16.
  • the booster circuit 14 is a circuit that converts a low voltage into a high voltage.
  • the entire load driving device 11 is integrally resin-sealed.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram showing an example of the booster circuit 14 according to the first embodiment of the present invention.
  • the booster circuit 14 is a Dickson type charge pump including, for example, diodes 60 to 62, boost capacitors 63 to 64, and a phase inverting circuit 65.
  • the booster circuit 14 is a circuit that boosts the voltage (BATT) of the battery 8 three times by a control signal (CP_C) and outputs the boosted voltage as an output voltage (Vbis).
  • the multiple of boosting can be adjusted by adjusting the number of diodes and boosting capacitors. The greater the number of diodes and boost capacitors, the higher the boost multiple.
  • the BATT monitor 19 is a circuit that determines the voltage level of the battery voltage (BATT) based on the threshold 2 and generates a determination signal (BATT_C).
  • FIG. 3 is an explanatory diagram showing an example of the circuit of the BATT monitor 19 according to the first embodiment of the present invention.
  • the BATT monitor 19 includes a comparator 26, an input terminal 27, an output terminal 29, and a reference voltage 28 (Vref1).
  • the BATT monitor 19 compares with the reference voltage 28 (Vref1).
  • the BATT monitor 19 When the battery voltage (BATT) drops below the reference voltage 28 (Vref1), the BATT monitor 19 When the determination signal (BATT_C) of “” is generated and rises from the reference voltage 28 (Vref1), the determination signal (BATT_C) of “H” is generated, and the generated determination signal (BATT_C) is output from the output terminal 29.
  • the reference voltage 28 (Vref1) is a threshold value 2.
  • the VB monitor 15 is a circuit that determines the voltage level of the input voltage (VB) of the step-down power supply 12 based on the threshold 1 and generates a determination signal (VB_C).
  • FIG. 4 is an explanatory diagram illustrating an example of a circuit of the VB monitor 15 according to the first embodiment of this invention.
  • the VB monitor 15 includes a comparator 31, an input terminal 30, an output terminal 33, and a reference voltage 32 (Vref2).
  • the VB monitor 15 compares with the reference voltage 32 (Vref2), and when the input voltage (VB) falls below the reference voltage 32 (Vref2),
  • the determination signal (VB_C) of “L” is generated and rises from the reference voltage 32 (Vref2)
  • the determination signal (VB_C) of “H” is generated and the generated determination signal (VB_C) is output from the output terminal 33.
  • the reference voltage 32 (Vref2) is a threshold value 1.
  • the Vbis monitor 18 is a circuit that determines the voltage level of the output voltage (Vbis) of the booster circuit 14 based on the threshold 3 and the threshold 4, and generates a determination signal (Vbis_C).
  • FIG. 5 is an explanatory diagram showing an example of the circuit of the Vbis monitor 18 according to the first embodiment of the present invention.
  • the Vbis monitor 18 includes a resistor 23 (R1), a resistor 24 (R2), a hysteresis controller 22, an input terminal 20, an output terminal 21, and a reference voltage 25 (Vref3).
  • the Vbis monitor 18 compares the threshold voltage 3 and 4 when the output voltage (Vbis) of the booster circuit 14 is input to the input terminal 20. When the output voltage (Vbis) rises above the threshold 3, the Vbis monitor signal 18 When (Vbis_C) is generated and falls below the threshold 4, a determination signal (Vbis_C) of “H” is generated, and the generated determination signal (Vbis_C) is output from the output terminal 21.
  • the thresholds 3 and 4 can be adjusted by the resistor 23 (R1), the resistor 24 (R2), and the reference voltage 25 (Vref3).
  • the boost controller 17 controls the start or stop of the boost operation of the booster circuit 14 based on the determination signal (BATT_C) from the BATT monitor 19, and the booster circuit 14 determines whether the booster circuit 14 detects the booster circuit 14 based on the determination signal (Vbis_C) from the Vbis monitor 18.
  • This circuit generates a control signal (CP_C) for controlling the voltage level of the output voltage (Vbis).
  • FIG. 6 is an explanatory diagram showing an example of the boost controller 17 according to the first embodiment of the present invention.
  • the boost controller 17 includes an input terminal 43, an input terminal 44, an output terminal 45, and a logical product 42.
  • the boost controller 17 receives the determination signal (BATT_C) from the BATT monitor 19 at the input terminal 43, and receives the determination signal (Vbis_C) from the Vbis monitor 18 at the input terminal 44 of the boost controller 17.
  • BATT_C determination signal
  • Vbis_C determination signal
  • the control signal (CP_C) is generated so that the voltage range is up to the threshold value 4, and the generated control signal (CP_C) is output from the output terminal 45.
  • the boost controller 17 when the determination signal (BATT_C) is “L”, the boost controller 17 generates a control signal (CP_C) so as to stop the boosting operation of the booster circuit 14 and outputs it from the output terminal 45.
  • the capacity connecting unit 13 is a circuit that connects or disconnects the auxiliary capacitor 40 (Cbis) and the capacitor 39 (C2) in parallel.
  • the capacity connection controller 16 uses a determination signal (VB_C) from the VB monitor 15 and a determination signal (BATT_C) from the BATT monitor 19 to provide a control signal (SW_C) for controlling connection or disconnection of the capacity connection unit 13. This is a circuit to be generated.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram showing an example of the capacity connection controller 16 according to the first embodiment of the present invention.
  • the capacity connection controller 16 includes an input terminal 34, an input terminal 35, an output terminal 38, a negative logical product 36, a negative logical product 37, and a logical negative 46.
  • a determination signal (VB_C) from the VB monitor 15 is input to the input terminal 34, and a determination signal (BATT_C) from the BATT monitor 19 is input to the input terminal 35.
  • the capacity connection controller 16 generates an “H” control signal (SW_C) based on the falling edge of the determination signal (VB_C) from the VB monitor 15 and outputs it from the output terminal 38.
  • the capacity connection controller 16 generates an “L” control signal (SW_C) in response to the rising edge of the determination signal (BATT_C) from the BATT monitor 19 and outputs the control signal from the output terminal 38.
  • the output terminal 38 is connected to the capacitor connection unit 13.
  • the capacitor connection unit 13 When the “H” control signal (SW_C) is input from the output terminal 38, the capacitor connection unit 13 is connected, and the auxiliary capacitor 40 (Cbis) and the capacitor 39 (C2) are connected in parallel.
  • the “L” control signal (SW_C) is input, the capacitance connecting unit 13 is cut off, and the connection between the auxiliary capacitor 40 (Cbis) and the capacitor 39 (C2) is cut off.
  • the auxiliary capacitor 40 (Cbis) is a capacitor for storing energy for driving the loads 2 and 3 when the voltage (BATT) of the battery 8 is lowered.
  • the capacitor 39 (C2) is a capacitor for reducing noise such as switching noise.
  • the input circuit 41 has the following role.
  • auxiliary capacitor 40 (Cbis) having a voltage (Vbis) higher than the normal voltage of the voltage (BATT) of the battery 8 drives the loads 2 and 3 when the voltage (BATT) of the battery 8 decreases.
  • the total capacitance value of the capacitor 40 (Cbis) and the capacitor 39 (C2) can be made smaller than that of the conventional input capacitor 6 (C1).
  • the operation mode of the input circuit 41 is set to any one of the three listed in Table 1 below.
  • FIG. 8 is a timing chart showing the operation of the load driving device 11 according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a flowchart showing the operation of the load driving device 11 according to the first embodiment of the present invention.
  • the normal mode is set. It continues (S901).
  • the input voltage (VB) has not dropped below the threshold 1 (S902: No)
  • the voltage (BATT) of the battery 8 exceeds the threshold 2 (S908: Yes)
  • the voltage (Vbis) of the auxiliary capacitor 40 (Cbis) ) Exceeds the threshold 3 (S909: Yes)
  • the input circuit 41 is set to the Cbis charge mode (S906).
  • the input voltage (VB) has not dropped below the threshold 1 (S902: No), the voltage (BATT) of the battery 8 exceeds the threshold 2 (S908: Yes), and the voltage (Vbis) of the auxiliary capacitor 40 (Cbis) ) Does not exceed the threshold 3 (S909: No), the normal mode is continued (S901).
  • Threshold values 1 to 4 are set as shown in Table 2 below. In the example of FIG. 8, the threshold values 1 to 4 are set to 7V, 7.5V, 30V, and 32V, respectively.
  • the total capacitance value of the auxiliary capacitor 40 (Cbis) and the capacitor 39 (C2) can be made smaller than that of the conventional input capacitor 6 (C1).
  • the threshold value 4 is desirably a value equal to or greater than the value of Vbis that satisfies Cbis ⁇ Vbis> C2 ⁇ VB.
  • ceramic capacitors are employed as the auxiliary capacitor 40 (Cbis) and the capacitor 39 (C2), and the entire load driving device 11 (or the entire ECU including the load driving device 11) is resin-sealed into one package. Therefore, cost reduction can be realized.
  • the capacitor connection 13 of the input circuit 41 of the load driving device 11 may use a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) or a bipolar transistor, or a circuit having a step-down function. .
  • MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • a bipolar transistor or a circuit having a step-down function.
  • connection and disconnection between the auxiliary capacitor 40 (Cbis) to which a sufficient voltage satisfying the above conditions is applied and the capacitor 39 (C2) can be switched as necessary.
  • the capacitor connecting portion 13 is, for example, a MOSFET
  • the electric charge stored in the auxiliary capacitor 40 (Cbis) passes through the capacitor connecting portion 13 and the capacitor 39 (C2 )
  • VB rises more than the normal value for example, about 12V.
  • the capacitor connection unit 13 includes a circuit having a step-down function
  • the capacitor connection is made by stepping down Vbis, which is significantly higher than the normal value of VB, to a desired voltage (for example, a voltage comparable to the normal VB).
  • Vbis which is significantly higher than the normal value of VB
  • a desired voltage for example, a voltage comparable to the normal VB
  • Example 2 of the present invention will be described. Except for the differences described below, each part of the system of the second embodiment has the same function as each part denoted by the same reference numeral in the first embodiment shown in FIGS. Is omitted.
  • Example 2 was proposed in order to simplify the control circuit and use the step-down power supply 4 as it is.
  • FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of the load driving device 49 according to the second embodiment of the present invention. 10, 1, and 20 are assigned the same reference numerals.
  • the battery 8, the load 2 and the load 3 of the second embodiment are the same as those shown in FIG. 1, and the step-down power supply 4 is the same as that shown in FIG.
  • the load driving device 49 includes an input circuit 48 and a step-down power supply 4.
  • the diode 5 (D) and the capacitor C2 of the input circuit 48 are the same as those shown in FIG.
  • the input circuit 48 includes a diode 5 (D), a booster circuit 50, a Vbis monitor 52, a boost controller 53, a capacitor 51 (Cbis1), a capacitor 39 (C2), a BATT monitor 54, and a diode 47.
  • the booster circuit 50 is a circuit that converts a low voltage into a high voltage.
  • the difference between the booster circuit 50 and the booster circuit 14 of FIG. 1 is that the booster circuit 50 can generate a positive output voltage Vbis from a negative input voltage BATT.
  • the BATT monitor 54 is a circuit that determines the voltage level of the battery voltage (BATT) based on the threshold 5 and generates a determination signal (BATT1_C). The difference between the BATT monitor 54 and the BATT monitor 19 of FIG. 1 is that the BATT monitor 54 can detect that the BATT voltage becomes negative.
  • the Vbis monitor 52 is a circuit that determines the voltage level of the output voltage (Vbis) of the booster circuit 50 based on the threshold 6 and the threshold 7, and generates a determination signal (Vbis1_C).
  • Vbis the voltage level of the output voltage
  • Vbis1_C the determination signal
  • the step-up controller 53 controls starting or stopping the step-up operation of the step-up circuit 50 based on the determination signal (BATT1_C) from the BATT monitor 54, and the step-up controller 53 controls the step-up operation of the step-up circuit 50 based on the determination signal (Vbis1_C) from the Vbis monitor 52.
  • This circuit generates a control signal (CP1_C) for controlling the voltage level of the output voltage (Vbis).
  • the capacitor 51 (Cbis1) is a capacitor for smoothing the output voltage Vbis of the booster circuit 50 when the voltage (BATT) of the battery 8 drops to a negative voltage.
  • the entire load driving device 49 is integrally resin-sealed.
  • the input circuit 48 has the following role.
  • the booster circuit 50 When the voltage (BATT) of the battery 8 drops to a negative voltage, the booster circuit 50 performs a boost operation, generates a minimum voltage level (Vbis) at which at least the step-down power supply 4 can operate, and passes through the capacitor 51 (Cbis1) To drive loads 2 and 3. For this reason, the voltage Vbis of the capacitor 51 (Cbis1) can be made lower than the voltage Vbis of the capacitor 40 (Cbis) of the first embodiment, and the conventional step-down power supply 4 can be used as it is. Further, since the capacitor 51 (Cbis1) is a capacitor for smoothing the output voltage Vbis of the booster circuit 50, the total capacitance value of the capacitor 51 (Cbis1) and the capacitor 39 (C2) is set to the conventional input capacitor 6 (C1). It can be made smaller.
  • the operation mode of the input circuit 48 is set to one of the two listed in Table 3 below.
  • FIG. 11 is a timing chart showing the operation of the load driving device 49 according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a flowchart showing the operation of the load driving device 49 according to the second embodiment of the present invention.
  • Boost mode In the normal mode (S1201), when the voltage (BATT) of the battery 8 falls below the threshold 5 (S1202: Yes), the boost mode is entered (S1203).
  • the capacitor 39 (C2) drives the loads 2 and 3, so that the input voltage (VB) of the step-down power supply 4 is lowered by the discharge of the capacitor 39 (C2).
  • the loads 2 and 3 are driven from the capacitor 51 (Cbis1) via the diode 47.
  • the boost controller 53 includes the boost circuit 50.
  • the control signal (CP1_C) for starting the boosting operation is output to the booster circuit 50, and the booster circuit 50 starts boosting accordingly.
  • the booster circuit 50 stops the boosting.
  • Threshold values 5-7 are set as shown in Table 4 below. In the example of FIG. 11, the threshold values 5 to 7 are set to 0V, 7V, and 7.5V, respectively.
  • the booster circuit 50 performs a boost operation, and at least the step-down power supply 4 Generates the minimum voltage level (Vbis) that can operate, and drives the loads 2 and 3 via the capacitor 51 (Cbis1). For this reason, the voltage Vbis of the capacitor 51 (Cbis1) can be made lower than the voltage Vbis of the capacitor 40 (Cbis) of the first embodiment, and the conventional step-down power supply 4 can be used as it is.
  • the capacitor 51 (Cbis1) is a capacitor for smoothing the output voltage Vbis of the booster circuit 50
  • the total capacitance value of the capacitor 51 (Cbis1) and the capacitor 39 (C2) is set to the conventional input capacitor 6 (C1). It can be made smaller.
  • Example 3 of the present invention will be described. Except for the differences described below, each part of the load driving device of the third embodiment has the same function as the parts denoted by the same reference numerals in the first and second embodiments shown in FIGS. These descriptions are omitted.
  • Embodiments 1 and 2 can be applied only when the voltage (BATT) of the battery 8 drops to a negative voltage.
  • the application of the third embodiment is applied. is necessary.
  • FIG. 13 is a block diagram showing the configuration of the load driving device 57 according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 FIG. 1, and FIG.
  • the load driving device 57 includes an input circuit 56 and a step-down power supply 12.
  • the input circuit 56 includes a booster circuit 14, a Vbis monitor 18, a boost controller 17, an auxiliary capacitor 40 (Cbis), a capacitor 39 (C2), a VB monitor 15, a BATT monitor 19, a capacitor connection unit 13, a capacitor connection controller 16, It is composed of a Vbis monitor 2_59, a boost controller 2_58, and a booster circuit 2_55.
  • the boost circuit 14, Vbis monitor 18, boost controller 17, auxiliary capacitor 40 (Cbis), capacitor 39 (C 2), VB monitor 15, BATT monitor 19, capacitor connection unit 13, and capacitor connection controller 16 of the input circuit 56 are Since it is the same as that shown in FIG.
  • the Vbis monitor 2_59 is a circuit that determines the voltage level of the output voltage (Vbis) of the booster circuit 14 based on the threshold 8 and generates a determination signal (Vbis_C2).
  • Booster circuit 2_55 is a circuit that converts a low voltage into a high voltage.
  • the difference between the booster circuit 14 and the booster circuit 2_55 is that the current drive capability of the booster circuit 2_55 is higher than the booster circuit 14 (that is, the current supply capability is higher).
  • the booster circuit 2 (55) is an inductor type
  • the booster circuit 14 is a charge pump type.
  • the booster circuit 2_55 can drive the loads 2 and 3 via the step-down power supply 12 while the voltage (BATT) of the battery 8 is falling within a positive value range.
  • the entire load driving device 57 is integrally resin-sealed.
  • FIG. 14 is an explanatory diagram showing an example of a booster circuit 2_55 according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 shows an inductor type booster circuit as an example.
  • the booster circuit 2_55 includes an inductor 66, a diode 5, and a MOS transistor 67 (SW3).
  • the booster circuit 2_55 is a circuit that boosts the voltage (BATT) of the battery by the control signal (Boost_C) and outputs it as an output voltage (VB).
  • the multiple of the boost can be adjusted by the ratio of the high and low periods of the control signal (Boost_C). The longer the high period of the control signal (Boost_C), the higher the boost multiple.
  • the boosting controller 2_58 controls the boosting operation of the boosting circuit 2_55 to be short-circuited (through) by the determination signal (BATT_C) from the BATT monitor 19 and controls the determination signal (from the Vbis monitor 2_59).
  • Vbis_C2 is a circuit that controls the start of the boosting operation of the boosting circuit 2_55.
  • the input circuit 56 has the following role.
  • the auxiliary capacitor 40 (Cbis) having a voltage (Vbis) higher than the normal voltage of the voltage (BATT) of the battery 8 drives the loads 2 and 3. Therefore, the total capacitance value of the auxiliary capacitor 40 (Cbis) and the capacitor 39 (C2) can be made smaller than that of the conventional input capacitor 6 (C1).
  • the booster circuit 2 boosts the voltage so that the step-down power supply 12 can operate at the lowest voltage (VB). .
  • the operation mode of the input circuit 56 is set to one of the four listed in Table 5 below.
  • a boost 2 mode was added to the same three modes as in the first embodiment.
  • FIG. 15 is a timing chart showing the operation of the load driving device 57 according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is a flowchart showing the operation of the load driving device 57 according to the third embodiment of the present invention.
  • the operation related to the boost 2 mode of the input circuit 56 will be described. Since other modes are the same as those in the first embodiment, description thereof is omitted. That is, the transition from the normal mode to the Cbis discharge mode and the transition from the Cbis charge mode to the normal mode are the same as in the first embodiment. Further, when the voltage (BATT) of the battery 8 decreases to a negative voltage, the load driving device 57 operates in the same manner as the load driving device 11 of the first embodiment.
  • ⁇ Cbis discharge mode ⁇ Boost 2 mode In the Cbis discharge mode (S903), when the Vbis monitor 2_59 detects that the voltage (Vbis) of the auxiliary capacitor 40 (Cbis) has dropped below the threshold value 8 (S1601: Yes), the input circuit 41 is set to the boost 2 mode. (S1602). In other words, the capacitor connection portion 13 is connected, and the booster circuit 2_55 boosts the voltage.
  • the battery 8 (BATT) drives the loads 2 and 3 via the booster circuit 2_55.
  • -Boost 2 mode-> Cbis charge mode When the Vbis monitor 18 and the BATT monitor 19 detect that the voltage (Vbis) of the auxiliary capacitor 40 (Cbis) is lower than the threshold value 3 and the voltage of the battery 8 (BATT) is higher than the threshold value 2 (S1603: Yes).
  • the input circuit 41 is set to the Cbis charge mode (S1604). That is, the capacity connecting unit 13 is cut off, and the voltage (Vbis) of the auxiliary capacitor 40 (Cbis) is boosted by the booster circuit 14 while the battery 8 (BATT) drives the loads 2 and 3.
  • the Vbis monitor 18 detects that the voltage (Vbis) of the auxiliary capacitor 40 (Cbis) has risen above the threshold 4 (S1605: Yes)
  • the input circuit 41 is set to the normal mode (S901). This process is the same as S907 in the first embodiment.
  • Threshold 8 is set as described in Table 6 below. Since the threshold values 1 to 4 are the same as those in the first embodiment, description thereof is omitted. In the example of FIG. 15, the threshold value 8 is set to 10.5V.
  • Example 3 when Example 3 is applied, it is possible to deal with two types of states, that is, a state where the voltage (BATT) of the battery 8 is reduced to a negative voltage and a state where the voltage is reduced to a positive voltage lower than usual.
  • each part of the load driving device according to the fourth embodiment has the same function as the parts denoted by the same reference numerals as those of the first to third embodiments shown in FIGS. These descriptions are omitted.
  • the booster circuit 14 and the booster circuit 2_55 are necessary.
  • the fourth embodiment is proposed in which the booster circuit 14 and the booster circuit 2_55 are integrated into one booster circuit.
  • FIG. 17 is a block diagram showing the configuration of the load driving device 68 according to the fourth embodiment of the present invention. 17, 13, 1, and 20 are assigned the same reference numerals.
  • the load driving device 68 includes an input circuit 69 and a step-down power supply 12.
  • the input circuit 69 includes a booster circuit 2_55, a Vbis monitor 18, a boost controller 72, an auxiliary capacitor 40 (Cbis), a capacitor 39 (C2), a VB monitor 15, a BATT monitor 19, a Vbis monitor 2_59, a MOS transistor 70 (SW1), And a MOS transistor 71 (SW2).
  • the booster circuit 2_55, the Vbis monitor 18, the auxiliary capacitor 40 (Cbis), the capacitor 39 (C2), the VB monitor 15, the BATT monitor 19 and the Vbis monitor 2_59 of the input circuit 69 are the same as those in FIG. .
  • the MOS transistor 70 (SW1) is a switch for selecting a connection destination of the input voltage (VB) of the step-down power supply 12.
  • the MOS transistor 71 is a switch for selecting a connection destination of the auxiliary capacitor 40 (Cbis).
  • the step-up controller 72 includes a determination signal (Vbis_C) from the Vbis monitor (18), a determination signal (Vbis_C2) from the Vbis monitor 2 (59), a determination signal (BATT_C) from the BATT monitor 19, and a signal from the VB monitor 15 This is a circuit for controlling the operation mode of the input circuit 69 by the determination signal (VB_C).
  • the entire load driving device 68 is integrally resin-sealed.
  • the role of the input circuit 69 is the same as that of the input circuit 56 of the third embodiment. In order to realize these roles, the operation mode of the input circuit 69 is set to any of the four listed in Table 7 below.
  • FIG. 18 is a timing chart showing the operation of the load driving device 68 according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 is a flowchart showing the operation of the load driving device 68 according to the fourth embodiment of the present invention.
  • ⁇ Cbis discharge mode ⁇ Boost 3 mode When the Vbis monitor 2_59 detects that the voltage (Vbis) of the auxiliary capacitor 40 (Cbis) has dropped below the threshold value 8 (S2004: Yes), the input circuit 69 is set to the boost 3 mode (S2005). That is, the booster circuit 2_55 boosts the voltage (BATT) of the battery 8 so that VB and Vbis have the same voltage. The voltage (BATT) of the battery 8 drives the loads 2 and 3 via the booster circuit 2_55.
  • Boost 3 mode ⁇ Boost 4 mode: When the Vbis monitor 18 and the BATT monitor 19 detect that the voltage (Vbis) of the auxiliary capacitor 40 (Cbis) is lower than the threshold 3 and the voltage of the battery 8 (BATT) is higher than the threshold 2 (S2006: Yes).
  • the input circuit 69 is set to the boost 4 mode (S2007). That is, while the battery 8 (BATT) drives the loads 2 and 3, the booster circuit 2_55 boosts the voltage (Vbis) of the auxiliary capacitor 40 (Cbis).
  • ⁇ Cbis discharge mode ⁇ Boost 4 mode When the voltage (Vbis) of the auxiliary capacitor 40 (Cbis) is not lower than the threshold value 8 (S2004: No), the voltage (Vbis) of the auxiliary capacitor 40 (Cbis) is lower than the threshold value 3, and the battery When the Vbis monitor 18 and the BATT monitor 19 detect that the voltage 8 (BATT) has risen above the threshold 2 (S2009: Yes and S2010: Yes), the input circuit 69 is set to the boost 4 mode. That is, while the battery 8 (BATT) drives the loads 2 and 3, the booster circuit 2_55 boosts the voltage (Vbis) of the auxiliary capacitor 40 (Cbis).
  • the threshold value of the fourth embodiment is the same as that of the third embodiment, and thus the description thereof is omitted.
  • Example 4 when Example 4 is applied, there are two types of states: a state where the voltage (BATT) of the battery 8 is reduced to a negative voltage and a state where the voltage is reduced to a positive voltage lower than normal by a single booster circuit. It can correspond to.
  • this invention is not limited to the above-mentioned Example, Various modifications are included.
  • the above-described embodiments have been described in detail for better understanding of the present invention, and are not necessarily limited to those having all the configurations described.
  • a part of the configuration of one embodiment can be replaced with the configuration of another embodiment, and the configuration of another embodiment can be added to the configuration of one embodiment.

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Abstract

第１の配線に接続される第１の容量と、第２の配線に接続される第２の容量と、第１の容量を充電する電源に接続され、電源の電圧を昇圧することで第２の配線に印加する電圧を生成する第１の昇圧回路と、第１の配線の電圧が低下した場合に、第２の配線から第１の配線への電流を通過させる接続部と、を有する。

Description

負荷駆動装置 参照による取り込み
　本出願は、平成２８年（２０１６年）９月２１日に出願された日本出願である特願２０１６－１８４６８６の優先権を主張し、その内容を参照することにより、本出願に取り込む。
　本発明は、負荷駆動装置に関する。
　車両、小型船舶などに搭載されたバッテリが負荷の変動などで電圧が極度に低下するのを補償するバッテリ用電力補償装置に関して、例えば特開２０００－６００２７号公報（特許文献１）に記載された技術がある。特許文献１には、「バッテリ１０と負荷１１との間をケーブル１３で結合し、負荷１１の入力側に補償用コンデンサ１２を挿入してなる装置において、負荷１１への入力電圧の変動を検出する電圧検出回路２７と、検出値と基準値とを比較する比較回路２８と、比較出力で制御されるスイッチ回路２５と、スイッチ回路２５により補償用コンデンサ１２に並列に接続される補助コンデンサ２６とからなるものである。このような構成とすることにより、比較的簡単な回路構成で電圧降下を十分抑制できるバッテリ用電力補償装置を提供することができる。多段階に電圧変動を表示する表示回路２９を付加することにより、多段階の電圧の変動の抑制効果を視覚的に知ることができる。」と記載されている。
　　特許文献１：特開２０００－６００２７号公報
　車載ＥＣＵ（Electronic Control Unit）搭載の従来の負荷駆動装置には、数百μＦのコンデンサ（例えば上記の特許文献１の補償用コンデンサ１２）が使用されている。
　図２０は、車載ＥＣＵ搭載の従来の負荷駆動装置１の説明図である。図２０（ａ）には、負荷駆動装置１のブロック図を示す。マイコン及びセンサのような負荷２及び３はそれぞれ５Ｖ及び３．３Ｖで駆動される。バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）は１３．５Ｖと高電圧のため、バッテリ８と負荷２及び３との間に降圧電源４及び入力回路７が設置される。降圧電源４は高電圧を低電圧に変換する回路である。入力回路７はダイオード５（Ｄ）及び入力コンデンサ６（Ｃ１）で構成される。入力回路７の役割は以下の通りである。
　バッテリ８は、ソレノイド及びインジェクタ等の誘導負荷９にも接続されている。誘導負荷９の導通と切断の切替時に、インダクタンス逆起電力によってＢＡＴＴがマイナス電圧になる低下期間が生じる。ダイオード５（Ｄ）はＢＡＴＴが低下時、負荷２と３からＢＡＴＴへ電流が逆流することを防止するためのものである。また、ＢＡＴＴ低下期間でも負荷２と３を駆動する必要があるため、入力コンデンサ６（Ｃ１）を降圧電源４の入力端子に接続している。ＢＡＴＴ低下期間に、入力コンデンサ６（Ｃ１）に蓄えたエネルギーで負荷２と３を駆動するためである。
　入力コンデンサ６（Ｃ１）の放電動作を図２０（ｂ）に示した。ＢＡＴＴの低下期間中、入力コンデンサ６（Ｃ１）が放電し、降圧電源４の入力電圧（ＶＢ）が初期電圧（ＶＢ＿ｉｎｉｔｉａｌ）から低下する。降圧電源４の入力電圧（ＶＢ）の低下限界（ＶＢ＿ｍｉｎ）は降圧電源４が５Ｖ、３．３Ｖを生成できる入力電圧の下限であり、負荷電流の最大値と電源効率によって決まる。ＶＢ＿ｉｎｉｔｉａｌはＢＡＴＴの通常電圧（１３．５Ｖ）とダイオード５（Ｄ）の順方向電圧（ＶＤ）との差分電圧である。入力コンデンサ６（Ｃ１）の容量値は負荷２と３のそれぞれの最大負荷電流（Ｉｍａｘ）、降圧電源４の効率（Ｅ）及びＢＡＴＴの最大低下期間（Ｔｍａｘ）によって決まり、式（１）から求められる。下記数値を用いて入力コンデンサ６（Ｃ１）の必要な容量値を求めると約４４０ｕＦとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、ＶＢ＿ｍｉｎ＝７Ｖ，ＶＢ＿ｉｎｉｔｉａｌ＝１２．５Ｖ，Ｉｍａｘ＝１Ａ，Ｔｍａｘ＝２ｍｓ，Ｅ＝７０％，Ｖｏ１＝５Ｖ，Ｖｏ２＝３．３Ｖである。
　上記のような従来の負荷駆動装置の課題は、使用しているコンデンサの容量値が大きいということである。
　車載ＥＣＵ低コスト化のためのＥＣＵ１パッケージ化（１ｐｋｇ　ＥＣＵ）技術が開発されている。そのための一つの課題は電解コンデンサの削除である。電解コンデンサは内部に電解液を含んでいるため、１ｐｋｇ　ＥＣＵ化のため樹脂を高温で封止すると電解液が蒸発してしまう。結果、コンデンサの機能を失う恐れがある。一方で、電解コンデンサを単純にセラミックコンデンサに置き換えると、セラミックコンデンサの１個当たり容量は電解コンデンサより小さいため数多くのコンデンサを並列配置せざるを得ず１ｐｋｇ　ＥＣＵの実装面積が増大してしまう。例えば、ＤＣ５０Ｖ耐圧のセラミックコンデンサの場合、最大容量値は１０ｕＦしかない。このため、ＥＣＵで使用しているコンデンサの容量値を極力減らす必要がある。
　本発明は、車載ＥＣＵの中で小容量のコンデンサを使うマイコンなどを負荷とする負荷駆動装置を提供することを目的とする。
　本願において開示される実施の形態のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば下記の通りである。すなわち、第１の配線に接続される第１の容量と、第２の配線に接続される第２の容量と、前記第１の容量を充電する電源に接続され、前記電源の電圧を昇圧することで前記第２の配線に印加する電圧を生成する第１の昇圧回路と、前記第１の配線の電圧が低下した場合に、前記第２の配線から前記第１の配線への電流を通過させる接続部と、を有することを特徴とする。
　本実施の形態の新規な特徴は本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
　本発明の一実施形態によれば、バッテリの電圧低下時、バッテリの電圧の通常電圧より高電圧を持つ補助コンデンサで負荷を駆動するため、補助コンデンサとコンデンサの合計容量値を従来の入力コンデンサより小さくできる。上記した以外の課題、構成、及び効果は、以下の実施形態の説明によって明らかにされる。
本発明の実施例１の負荷駆動装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例１の昇圧回路の一例を示す説明図である。 本発明の実施例１のＢＡＴＴモニタの回路の一例を示す説明図である。 本発明の実施例１のＶＢモニタの回路の一例を示す説明図である。 本発明の実施例１のＶｂｉｓモニタの回路の一例を示す説明図である。 本発明の実施例１の昇圧制御器の一例を示す説明図である。 本発明の実施例１の容量接続制御器の一例を示す説明図である。 本発明の実施例１の負荷駆動装置の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例１の負荷駆動装置の動作を示すフローチャートである。 本発明の実施例２の負荷駆動装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例２の負荷駆動装置の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例２の負荷駆動装置の動作を示すフローチャートである。 本発明の実施例３の負荷駆動装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例３の昇圧回路の一例を示す説明図である。 本発明の実施例３の負荷駆動装置の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例３の負荷駆動装置の動作を示すフローチャートである。 本発明の実施例４の負荷駆動装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例４の負荷駆動装置の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例４の負荷駆動装置の動作を示すフローチャートである。 車載ＥＣＵ搭載の従来の負荷駆動装置の説明図である。
　以下、図面を参照しながら、本発明を示す実施の形態について詳細に説明する。
　図１は、本発明の実施例１の負荷駆動装置１１の構成を示すブロック図である。
　図１に記載した負荷駆動装置１１の構成要素のうち、図２０に記載したものと同一のものには同一符号を付している。
　実施例１のバッテリ８、ダイオード５（Ｄ）、負荷２及び負荷３は図２０（ａ）と同じであるため、説明を省略する。
　負荷駆動装置１１は、入力回路４１及び降圧電源１２で構成される。
　降圧電源１２は高電圧を低電圧に変換する回路である。降圧電源１２と図２０（ａ）の降圧電源４との違いは、降圧電源１２に入力できる入力電圧ＶＢの電圧範囲が降圧電源４と比較して広いことであり、より高いＶＢの電圧への対応が可能である（すなわち、より高い値のＶＢを所望の電圧（例えば５Ｖ及び３．３Ｖ）に変換して負荷２及び３に印加できる）ことである。
　入力回路４１はダイオード５（Ｄ）、昇圧回路１４、Ｖｂｉｓモニタ１８、昇圧制御器１７、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）、コンデンサ３９（Ｃ２）、ＶＢモニタ１５、ＢＡＴＴモニタ１９、容量接続部１３、及び容量接続制御器１６で構成される。
　昇圧回路１４は低電圧を高電圧に変換する回路である。
　なお、本実施形態において、負荷駆動装置１１の全体が一体に樹脂封止される。
　図２は、本発明の実施例１の昇圧回路１４の一例を示す説明図である。
　本実施例の昇圧回路１４は、例えば、ダイオード６０～６２、昇圧用コンデンサ６３～６４、及び位相反転回路６５で構成されるＤｉｃｋｓｏｎ型のチャージポンプである。昇圧回路１４は、制御信号（ＣＰ＿Ｃ）によって、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）を３倍昇圧し、出力電圧（Ｖｂｉｓ）として出力する回路である。昇圧の倍数は、ダイオードと昇圧用コンデンサの数を調整することで調整できる。ダイオードと昇圧用コンデンサの数が多いほど、昇圧の倍数が高くなる。
　ＢＡＴＴモニタ１９は、閾値２によってバッテリの電圧（ＢＡＴＴ）の電圧レベルを判定し、判定信号（ＢＡＴＴ＿Ｃ）を生成する回路である。
　図３は、本発明の実施例１のＢＡＴＴモニタ１９の回路の一例を示す説明図である。
　ＢＡＴＴモニタ１９は、コンパレータ２６、入力端子２７、出力端子２９、及び基準電圧２８（Ｖｒｅｆ１）で構成される。ＢＡＴＴモニタ１９は、バッテリの電圧（ＢＡＴＴ）が入力端子２７に入力されると、基準電圧２８（Ｖｒｅｆ１）と比較し、バッテリの電圧（ＢＡＴＴ）が基準電圧２８（Ｖｒｅｆ１）より低下したら、“Ｌ”の判定信号（ＢＡＴＴ＿Ｃ）を生成し、基準電圧２８（Ｖｒｅｆ１）より上昇したら、“Ｈ”の判定信号（ＢＡＴＴ＿Ｃ）を生成し、生成した判定信号（ＢＡＴＴ＿Ｃ）を出力端子２９から出力する。基準電圧２８（Ｖｒｅｆ１）は閾値２となる。
　ＶＢモニタ１５は、閾値１によって降圧電源１２の入力電圧（ＶＢ）の電圧レベルを判定し、判定信号（ＶＢ＿Ｃ）を生成する回路である。
　図４は、本発明の実施例１のＶＢモニタ１５の回路の一例を示す説明図である。
　ＶＢモニタ１５はコンパレータ３１、入力端子３０、出力端子３３、及び基準電圧３２（Ｖｒｅｆ２）で構成される。ＶＢモニタ１５は、降圧電源１２の入力電圧（ＶＢ）が入力端子３０に入力されると、基準電圧３２（Ｖｒｅｆ２）と比較し、入力電圧（ＶＢ）が基準電圧３２（Ｖｒｅｆ２）より低下したら、“Ｌ”の判定信号（ＶＢ＿Ｃ）を生成し、基準電圧３２（Ｖｒｅｆ２）より上昇したら、“Ｈ”の判定信号（ＶＢ＿Ｃ）を生成し、生成した判定信号（ＶＢ＿Ｃ）を出力端子３３から出力する。基準電圧３２（Ｖｒｅｆ２）は閾値１となる。
　Ｖｂｉｓモニタ１８は、閾値３と閾値４によって昇圧回路１４の出力電圧（Ｖｂｉｓ）の電圧レベルを判定し、判定信号（Ｖｂｉｓ＿Ｃ）を生成する回路である。
　図５は、本発明の実施例１のＶｂｉｓモニタ１８の回路の一例を示す説明図である。
　Ｖｂｉｓモニタ１８は、抵抗２３（Ｒ１）、抵抗２４（Ｒ２）、ヒステリシス制御器２２、入力端子２０、出力端子２１、及び基準電圧２５（Ｖｒｅｆ３）で構成される。Ｖｂｉｓモニタ１８は、昇圧回路１４の出力電圧（Ｖｂｉｓ）が入力端子２０に入力されると、閾値３及び４と比較し、出力電圧（Ｖｂｉｓ）が閾値３より上昇したら、“Ｌ”の判定信号（Ｖｂｉｓ＿Ｃ）を生成し、閾値４より低下したら、“Ｈ”の判定信号（Ｖｂｉｓ＿Ｃ）を生成し、生成した判定信号（Ｖｂｉｓ＿Ｃ）を出力端子２１から出力する。閾値３及び４は抵抗２３（Ｒ１）、抵抗２４（Ｒ２）、及び基準電圧２５（Ｖｒｅｆ３）によって調整できる。
　昇圧制御器１７は、ＢＡＴＴモニタ１９からの判定信号（ＢＡＴＴ＿Ｃ）によって、昇圧回路１４の昇圧動作を開始または停止することを制御し、Ｖｂｉｓモニタ１８からの判定信号（Ｖｂｉｓ＿Ｃ）によって、昇圧回路１４の出力電圧（Ｖｂｉｓ）の電圧レベルを制御する制御信号（ＣＰ＿Ｃ）を生成する回路である。
　図６は、本発明の実施例１の昇圧制御器１７の一例を示す説明図である。
　昇圧制御器１７は、入力端子４３、入力端子４４、出力端子４５、及び論理積４２で構成される。昇圧制御器１７は、ＢＡＴＴモニタ１９からの判定信号（ＢＡＴＴ＿Ｃ）が入力端子４３に入力され、Ｖｂｉｓモニタ１８からの判定信号（Ｖｂｉｓ＿Ｃ）が昇圧制御器１７の入力端子４４に入力され、判定信号（ＢＡＴＴ＿Ｃ）が“Ｈ”の場合、判定信号（Ｖｂｉｓ＿Ｃ）に従って、昇圧回路１４の出力電圧（Ｖｂｉｓ）の中心値が基準電圧２５（Ｖｒｅｆ３）になり、出力電圧（Ｖｂｉｓ）のリップル範囲が閾値３から閾値４までの電圧範囲になるように制御信号（ＣＰ＿Ｃ）を生成し、生成した制御信号（ＣＰ＿Ｃ）を出力端子４５から出力する。一方、判定信号（ＢＡＴＴ＿Ｃ）が“Ｌ”の場合、昇圧制御器１７は、昇圧回路１４の昇圧動作を停止するように制御信号（ＣＰ＿Ｃ）を生成して出力端子４５から出力する。
　容量接続部１３は、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）とコンデンサ３９（Ｃ２）とを並列に接続または遮断する回路である。
　容量接続制御器１６は、ＶＢモニタ１５からの判定信号（ＶＢ＿Ｃ）とＢＡＴＴモニタ１９からの判定信号（ＢＡＴＴ＿Ｃ）とによって、容量接続部１３を接続または遮断することを制御する制御信号（ＳＷ＿Ｃ）を生成する回路である。
　図７は、本発明の実施例１の容量接続制御器１６の一例を示す説明図である。
　容量接続制御器１６は、入力端子３４、入力端子３５、出力端子３８、否定論理積３６、否定論理積３７、及び論理否定４６で構成される。ＶＢモニタ１５からの判定信号（ＶＢ＿Ｃ）が入力端子３４に入力され、ＢＡＴＴモニタ１９からの判定信号（ＢＡＴＴ＿Ｃ）が入力端子３５に入力される。容量接続制御器１６は、ＶＢモニタ１５からの判定信号（ＶＢ＿Ｃ）の立下りのエッジによって、“Ｈ”の制御信号（ＳＷ＿Ｃ）を生成し、出力端子３８から出力する。さらに、容量接続制御器１６は、ＢＡＴＴモニタ１９からの判定信号（ＢＡＴＴ＿Ｃ）の立ち上がりのエッジによって、“Ｌ”の制御信号（ＳＷ＿Ｃ）を生成し、出力端子３８から出力する。出力端子３８は、容量接続部１３に接続される。容量接続部１３は、出力端子３８から“Ｈ”の制御信号（ＳＷ＿Ｃ）が入力されると、接続状態となり、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）とコンデンサ３９（Ｃ２）とが並列に接続される。一方、“Ｌ”の制御信号（ＳＷ＿Ｃ）が入力されると、容量接続部１３は遮断状態となり、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）とコンデンサ３９（Ｃ２）との間の接続が遮断される。
　補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）は、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）低下時、負荷２及び３を駆動するためのエネルギーを保存するためのコンデンサである。
　コンデンサ３９（Ｃ２）は、スイッチングノイズなどのノイズを削減するためのコンデンサである。
　入力回路４１は下記の役割を持つ。
　（１）バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が低下した時、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）の通常電圧より高い電圧（Ｖｂｉｓ）を持つ補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）が負荷２及び３を駆動するため、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）とコンデンサ３９（Ｃ２）の合計容量値を従来の入力コンデンサ６（Ｃ１）より小さくできる。
　（２）バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が通常であり、かつ、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）を充電する必要がある時、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が昇圧回路１４経由で補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）を充電しながら、負荷２及び３を駆動する。バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が通常であり、かつ、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）を充電する必要がない時、昇圧回路１４が動作を停止し、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が負荷２及び３を駆動する。
　上記の役割を実現するため、入力回路４１の動作モードは下記の表１に記載する三つのいずれかに設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　図８は、本発明の実施例１の負荷駆動装置１１の動作を示すタイミングチャートである。
　図９は、本発明の実施例１の負荷駆動装置１１の動作を示すフローチャートである。
　図８及び図９を参照して、入力回路４１の動作モードを説明する。
　・通常モード→Ｃｂｉｓ放電モード：
　通常モード（Ｓ９０１）において、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が低下した場合、コンデンサ３９（Ｃ２）が負荷２及び３を駆動するため、コンデンサ３９（Ｃ２）の放電によって降圧電源１２の入力電圧（ＶＢ）が低下する。入力電圧（ＶＢ）が閾値１より低下したことをＶＢモニタ１５が検出したら（Ｓ９０２：Ｙｅｓ）、入力回路４１がＣｂｉｓ放電モードに設定される（Ｓ９０３）。すなわち、容量接続部１３が接続状態となり、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）に蓄積したエネルギーを用いて負荷２及び３を駆動する。
　なお、入力電圧（ＶＢ）が閾値１より低下しておらず（Ｓ９０２：Ｎｏ）、かつ、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が閾値２を超えていない場合には（Ｓ９０８：Ｎｏ）、通常モードが継続される（Ｓ９０１）。入力電圧（ＶＢ）が閾値１より低下しておらず（Ｓ９０２：Ｎｏ）、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が閾値２を超え（Ｓ９０８：Ｙｅｓ）、かつ、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧（Ｖｂｉｓ）が閾値３を超えた場合には（Ｓ９０９：Ｙｅｓ）、入力回路４１がＣｂｉｓ充電モードに設定される（Ｓ９０６）。入力電圧（ＶＢ）が閾値１より低下しておらず（Ｓ９０２：Ｎｏ）、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が閾値２を超え（Ｓ９０８：Ｙｅｓ）、かつ、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧（Ｖｂｉｓ）が閾値３を超えていない場合には（Ｓ９０９：Ｎｏ）、通常モードが継続される（Ｓ９０１）。
　・Ｃｂｉｓ放電モード→Ｃｂｉｓ充電モード：
　補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧（Ｖｂｉｓ）が閾値３より低下し、かつ、バッテリ８（ＢＡＴＴ）の電圧が閾値２より上昇したことをＶｂｉｓモニタ１８及びＢＡＴＴモニタ１９が検出したら（Ｓ９０４：Ｙｅｓ及びＳ９０５：Ｙｅｓ）、入力回路４１がＣｂｉｓ充電モードに設定される（Ｓ９０６）。すなわち、容量接続部１３が遮断状態となり、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が負荷２及び３を駆動しながら、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧（Ｖｂｉｓ）を昇圧回路１４によって昇圧する。すなわち、昇圧回路１４によって昇圧された電圧で補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）が充電される。
　・Ｃｂｉｓ放電モード→通常モード：
　補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧（Ｖｂｉｓ）が閾値３より高く、かつ、バッテリ８（ＢＡＴＴ）の電圧が閾値２より上昇したことをＶｂｉｓモニタ１８とＢＡＴＴモニタ１９が検出した場合（Ｓ９０４：Ｙｅｓ及びＳ９０５：Ｎｏ）、入力回路４１が通常モードに設定される（Ｓ９０１）。すなわち、容量接続部１３が遮断状態となり、バッテリ８（ＢＡＴＴ）が負荷２及び３を駆動する。
　・Ｃｂｉｓ充電モード→通常モード：
　補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧（Ｖｂｉｓ）が閾値４より上昇したことをＶｂｉｓモニタ１８が検出した場合（Ｓ９０７：Ｙｅｓ）、入力回路４１が通常モードに設定される（Ｓ９０１）。すなわち、昇圧回路１４が昇圧動作を停止し、バッテリ８が負荷２及び３を駆動する。
　閾値１～４には、下記の表２の通りに設定される。図８の例では、閾値１～４が、それぞれ、７Ｖ、７．５Ｖ、３０Ｖ及び３２Ｖに設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
　上記の説明の通り、実施例１の負荷駆動装置１１の入力回路４１を使用する場合、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が低下した時、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）の通常電圧より高い電圧（Ｖｂｉｓ）を持つ補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）で負荷２及び３を駆動するため、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）とコンデンサ３９（Ｃ２）の合計容量値を従来の入力コンデンサ６（Ｃ１）より小さくできる。補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧（Ｖｂｉｓ）が高いほど、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）とコンデンサ３９（Ｃ２）の合計容量値を小さくできる。これは、コンデンサの電圧が高いほど、多くの電荷を蓄積することができるためである。具体的には、補助コンデンサ４０の電荷量Ｑ２（＝Ｃｂｉｓ×Ｖｂｉｓ）がコンデンサ３９の電荷量Ｑ１（＝Ｃ２×ＶＢ）より大きくなるように、ＶｂｉｓをＶＢより十分に大きくすることが望ましい。このため、例えば、閾値４がＣｂｉｓ×Ｖｂｉｓ＞Ｃ２×ＶＢを満たすＶｂｉｓの値以上の値であることが望ましい。これによって、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）及びコンデンサ３９（Ｃ２）としてセラミックコンデンサを採用し、負荷駆動装置１１全体（あるいは、負荷駆動装置１１を含むＥＣＵ全体）を樹脂封止して１パッケージ化することによって、低コスト化を実現することができる。
　実施例１の負荷駆動装置１１の入力回路４１の容量接続部１３は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）又はバイポーラトランジスタを使用してもよいし、降圧機能を持つ回路を使用してもよい。これによって、上記の条件を満たす十分な電圧が印加された補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）と、コンデンサ３９（Ｃ２）との間の接続及び遮断を必要に応じて切り替えることができる。容量接続部１３が例えばＭＯＳＦＥＴである場合には、容量接続部１３が接続状態となった直後に、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）に蓄えられた電荷が容量接続部１３を通過してコンデンサ３９（Ｃ２）に流れ込むことで、ＶＢが通常時の値（例えば１２Ｖ程度）より大きく上昇することが想定される。このため、高いＶＢにも対応できる降圧電源１２を使用する必要がある。一方、容量接続部１３が降圧機能を持つ回路を含む場合、ＶＢの通常時の値より大幅に高いＶｂｉｓを望ましい電圧（例えば通常時のＶＢと同程度の電圧）まで降圧することによって、容量接続部１３が接続状態となったときのＶＢの大幅な上昇を抑えることができる。
　次に、本発明の実施例２について説明する。以下に説明する相違点を除き、実施例２のシステムの各部は、図１～図９に示された実施例１の同一の符号を付された各部と同一の機能を有するため、それらの説明は省略する。
　実施例１の場合、容量接続部１３を制御するため、ＶＢモニタ１５と容量接続制御器１６が必要である。これによって、制御回路が複雑になる。また、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧レベル（Ｖｂｉｓ）がＶＢ電圧より高くなるため、降圧電源４を降圧電源１２に置き換える必要がある。これに対して、制御回路を簡略化し、降圧電源４をそのまま使用するため、実施例２を提案した。
　図１０は、本発明の実施例２の負荷駆動装置４９の構成を示すブロック図である。図１０、図１及び図２０における同一構成部分には同一符号を付している。
　実施例２のバッテリ８、負荷２及び負荷３は図１に示したものと同じであり、降圧電源４は図２０（ａ）に示したものと同じであるため、説明を省略する。
　負荷駆動装置４９は、入力回路４８及び降圧電源４で構成される。
　入力回路４８のダイオード５（Ｄ）及びコンデンサＣ２は図１に示したものと同じであるため、説明を省略する。
　入力回路４８は、ダイオード５（Ｄ）、昇圧回路５０、Ｖｂｉｓモニタ５２、昇圧制御器５３、コンデンサ５１（Ｃｂｉｓ１）、コンデンサ３９（Ｃ２）、ＢＡＴＴモニタ５４、及びダイオード４７で構成される。
　昇圧回路５０は、低電圧を高電圧に変換する回路である。昇圧回路５０と図１の昇圧回路１４との違いは、昇圧回路５０がマイナスの入力電圧ＢＡＴＴからプラスの出力電圧Ｖｂｉｓを生成することが可能であることである。
　ＢＡＴＴモニタ５４は、閾値５によってバッテリの電圧（ＢＡＴＴ）の電圧レベルを判定し、判定信号（ＢＡＴＴ１＿Ｃ）を生成する回路である。ＢＡＴＴモニタ５４と図１のＢＡＴＴモニタ１９との違いは、ＢＡＴＴモニタ５４はＢＡＴＴ電圧がマイナスになることを検出できることである。
　Ｖｂｉｓモニタ５２は、閾値６と閾値７によって昇圧回路５０の出力電圧（Ｖｂｉｓ）の電圧レベルを判定し、判定信号（Ｖｂｉｓ１＿Ｃ）を生成する回路である。Ｖｂｉｓモニタ５２と図１のＶｂｉｓモニタ１０との違いは、Ｖｂｉｓモニタ５２の閾値６と閾値７の電圧レベルがＶｂｉｓモニタ１０の閾値３と閾値４と異なることである。
　昇圧制御器５３は、ＢＡＴＴモニタ５４からの判定信号（ＢＡＴＴ１＿Ｃ）によって、昇圧回路５０の昇圧動作を開始または停止することを制御し、Ｖｂｉｓモニタ５２からの判定信号（Ｖｂｉｓ１＿Ｃ）によって、昇圧回路５０の出力電圧（Ｖｂｉｓ）の電圧レベルを制御する制御信号（ＣＰ１＿Ｃ）を生成する回路である。
　コンデンサ５１（Ｃｂｉｓ１）は、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）がマイナス電圧まで低下する時、昇圧回路５０の出力電圧Ｖｂｉｓを平滑化するためのコンデンサである。
　なお、本実施形態において、負荷駆動装置４９の全体が一体に樹脂封止される。
　入力回路４８は下記の役割を持つ。
　（１）バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）がマイナス電圧まで低下した時、昇圧回路５０が昇圧動作し、少なくとも降圧電源４が動作できる最小の電圧レベル（Ｖｂｉｓ）を生成し、コンデンサ５１（Ｃｂｉｓ１）経由で負荷２及び３を駆動する。このため、コンデンサ５１（Ｃｂｉｓ１）の電圧Ｖｂｉｓを、実施例１のコンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧Ｖｂｉｓより低くすることができ、従来の降圧電源４をそのまま使用することが可能となる。また、コンデンサ５１（Ｃｂｉｓ１）が昇圧回路５０の出力電圧Ｖｂｉｓを平滑化するためのコンデンサであるため、コンデンサ５１（Ｃｂｉｓ１）とコンデンサ３９（Ｃ２）の合計容量値を従来の入力コンデンサ６（Ｃ１）より小さくすることができる。
　（２）バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が通常の電圧である時、昇圧回路５０は昇圧動作を停止し、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が降圧電源４を介して負荷２及び３を駆動する。
　上記の役割を実現するため、入力回路４８の動作モードは下記の表３に記載する二つのいずれかに設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000004
　図１１は、本発明の実施例２の負荷駆動装置４９の動作を示すタイミングチャートである。
　図１２は、本発明の実施例２の負荷駆動装置４９の動作を示すフローチャートである。
　図１１及び図１２を参照して、入力回路４８の動作モードを説明する。
　・通常モード→昇圧モード：
　通常モード（Ｓ１２０１）において、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が閾値５より低下した場合（Ｓ１２０２：Ｙｅｓ）、昇圧モードに入る（Ｓ１２０３）。
　・昇圧モードにおける動作
　昇圧モードでは、コンデンサ３９（Ｃ２）が負荷２及び３を駆動するため、コンデンサ３９（Ｃ２）の放電によって降圧電源４の入力電圧（ＶＢ）が低下する。ＶＢ電圧がＶｂｉｓ電圧より低下したら、コンデンサ５１（Ｃｂｉｓ１）からダイオード４７経由で負荷２及び３を駆動する。それによってコンデンサ５１（Ｃｂｉｓ１）の電圧（Ｖｂｉｓ）が低下すると、昇圧回路５０による昇圧が開始される。すなわち、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が閾値５より低下し、かつ、電圧（Ｖｂｉｓ）が閾値６より低下したことをＶｂｉｓモニタ５２及びＢＡＴＴモニタ５４が検出すると、昇圧制御器５３は、昇圧回路５０に昇圧動作を開始させるための制御信号（ＣＰ１＿Ｃ）を出力し、それに従って昇圧回路５０が昇圧を開始する。一方、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が閾値５より低下し、かつ、電圧（Ｖｂｉｓ）が閾値７より上昇したことをＶｂｉｓモニタ５２及びＢＡＴＴモニタ５４が検出したら、昇圧回路５０が昇圧を停止する。
　・昇圧モード→通常モード：
　バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が閾値５より上昇したことをＢＡＴＴモニタ５４で検出したら（Ｓ１２０４：Ｎｏ）、昇圧回路５０が昇圧を停止し、通常モードに入る（Ｓ１２０１）。すなわち、ＶＢ電圧がＶｂｉｓ電圧より上昇したら、バッテリ８がダイオード５経由で負荷２及び３を駆動する。
　閾値５～７は、下記の表４の通りに設定される。図１１の例では、閾値５～７が、それぞれ、０Ｖ、７Ｖ及び７．５Ｖに設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000005
　上記の説明の通り、実施例２の負荷駆動装置４９の入力回路４８を使用する場合、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）がマイナス電圧まで低下した時、昇圧回路５０が昇圧動作し、少なくとも降圧電源４が動作できる最小の電圧レベル（Ｖｂｉｓ）を生成し、コンデンサ５１（Ｃｂｉｓ１）経由で負荷２及び３を駆動する。このため、コンデンサ５１（Ｃｂｉｓ１）の電圧Ｖｂｉｓを、実施例１のコンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧Ｖｂｉｓより低くすることができ、従来の降圧電源４をそのまま使用することが可能となる。また、コンデンサ５１（Ｃｂｉｓ１）が昇圧回路５０の出力電圧Ｖｂｉｓを平滑化するためのコンデンサであるため、コンデンサ５１（Ｃｂｉｓ１）とコンデンサ３９（Ｃ２）の合計容量値を従来の入力コンデンサ６（Ｃ１）より小さくすることができる。
　次に、本発明の実施例３について説明する。以下に説明する相違点を除き、実施例３の負荷駆動装置の各部は、図１～図１２に示された実施例１及び２の同一の符号を付された各部と同一の機能を有するため、それらの説明は省略する。
　実施の形態１と２は、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）がマイナス電圧まで低下の場合にしか適用できない。バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）の低下の状態として、マイナス電圧まで低下する状態と、通常時よりは低下するが、マイナス電圧までは低下しない状態の２種類がある場合、実施の形態３の適用が必要である。
　図１３は、本発明の実施例３の負荷駆動装置５７の構成を示すブロック図である。図１３、図１及び図２０における同一構成部分には同一符号を付している。
　実施の形態３のバッテリ８、負荷２、負荷３及び降圧電源１２は、図１に示したものと同じであるため、説明を省略する。
　負荷駆動装置５７は、入力回路５６及び降圧電源１２で構成される。
　入力回路５６は、昇圧回路１４、Ｖｂｉｓモニタ１８、昇圧制御器１７、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）、コンデンサ３９（Ｃ２）、ＶＢモニタ１５、ＢＡＴＴモニタ１９、容量接続部１３、容量接続制御器１６、Ｖｂｉｓモニタ２＿５９、昇圧制御器２＿５８、及び昇圧回路２＿５５で構成される。
　入力回路５６の昇圧回路１４、Ｖｂｉｓモニタ１８、昇圧制御器１７、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）、コンデンサ３９（Ｃ２）、ＶＢモニタ１５、ＢＡＴＴモニタ１９、容量接続部１３、及び容量接続制御器１６は、図１に示したものと同じであるため、説明を省略する。
　Ｖｂｉｓモニタ２＿５９は、閾値８によって昇圧回路１４の出力電圧（Ｖｂｉｓ）の電圧レベルを判定し、判定信号（Ｖｂｉｓ＿Ｃ２）を生成する回路である。
　昇圧回路２＿５５は、低電圧を高電圧に変換する回路である。昇圧回路１４と昇圧回路２＿５５との違いは、昇圧回路１４と比較して昇圧回路２＿５５の電流駆動能力が高い（すなわち、電流を供給する能力が高い）ことである。たとえば、昇圧回路２（５５）はインダクタ方式であり、昇圧回路１４がチャージポンプ方式である。これによって、昇圧回路２＿５５は、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）がプラスの値の範囲内で低下している間に、降圧電源１２を介して負荷２及び３を駆動することができる。
　なお、本実施形態において、負荷駆動装置５７の全体が一体に樹脂封止される。
　図１４は、本発明の実施例３の昇圧回路２＿５５の一例を示す説明図である。
　図１４には、一例として、インダクタ式の昇圧回路を示す。昇圧回路２＿５５は、インダクタ６６、ダイオード５及びＭＯＳトランジスタ６７（ＳＷ３）で構成される。昇圧回路２＿５５は、制御信号（Ｂｏｏｓｔ＿Ｃ）によって、バッテリの電圧（ＢＡＴＴ）を昇圧し、出力電圧（ＶＢ）として出力する回路である。昇圧の倍数は制御信号（Ｂｏｏｓｔ＿Ｃ）のハイとローの期間の比によって調整できる。制御信号（Ｂｏｏｓｔ＿Ｃ）のハイの期間が長いほど、昇圧の倍数が高くなる。
　昇圧制御器２＿５８は、ＢＡＴＴモニタ１９からの判定信号（ＢＡＴＴ＿Ｃ）によって、昇圧回路２＿５５の昇圧動作を停止し、入力と出力を短絡（スルー）することを制御し、Ｖｂｉｓモニタ２＿５９からの判定信号（Ｖｂｉｓ＿Ｃ２）によって、昇圧回路２＿５５の昇圧動作を開始することを制御する回路である。
　入力回路５６は下記の役割を持つ。
　（１）バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）がマイナス電圧まで低下した時、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）の通常電圧より高い電圧（Ｖｂｉｓ）を持つ補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）が負荷２及び３を駆動するため、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）とコンデンサ３９（Ｃ２）の合計容量値を従来の入力コンデンサ６（Ｃ１）より小さくできる。
　（２）バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が通常電圧より低いが０Ｖより高い電圧まで低下した時、昇圧回路２（５５）が、降圧電源１２が動作できる最低電圧（ＶＢ）になるように昇圧する。
　（３）バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が通常電圧であり、かつ、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）を充電する必要がある時、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が昇圧回路１４経由で補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）を充電しながら、負荷２及び３を駆動する。バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が通常電圧であり、かつ、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）が充電する必要がない時、昇圧回路１４の動作を停止し、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が負荷２及び３を駆動する。
　上記の役割を実現するため、入力回路５６の動作モードは下記の表５に記載された四つのいずれかに設定される。実施例１と同様の三つのモードに、昇圧２モードが追加された。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000006
　図１５は、本発明の実施例３の負荷駆動装置５７の動作を示すタイミングチャートである。
　図１６は、本発明の実施例３の負荷駆動装置５７の動作を示すフローチャートである。
　図１５及び図１６を参照して、入力回路５６の昇圧２モードに関連する動作を説明する。他のモードが実施の形態１と同じであるため、説明は省略する。すなわち、通常モードからＣｂｉｓ放電モードへの移行、及び、Ｃｂｉｓ充電モードから通常モードへの移行は、実施例１と同様である。また、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）がマイナス電圧まで低下した場合、負荷駆動装置５７は、実施例１の負荷駆動装置１１と同様に動作する。
　・Ｃｂｉｓ放電モード→昇圧２モード：
　Ｃｂｉｓ放電モード（Ｓ９０３）において、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧（Ｖｂｉｓ）が閾値８より低下したことをＶｂｉｓモニタ２＿５９が検出すると（Ｓ１６０１：Ｙｅｓ）、入力回路４１が昇圧２モードに設定される（Ｓ１６０２）。すなわち、容量接続部１３が接続状態となり、昇圧回路２＿５５が昇圧する。バッテリ８（ＢＡＴＴ）が昇圧回路２＿５５経由で負荷２及び３を駆動する。
　なお、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧（Ｖｂｉｓ）が閾値８より低下していない場合（Ｓ１６０１：Ｎｏ）は、実施例１のＳ９０４～Ｓ９０７と同じ処理が実行される。このため、これらの処理については詳細な説明を省略する。
　・昇圧２モード→Ｃｂｉｓ充電モード：
　補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧（Ｖｂｉｓ）が閾値３より低下し、かつ、バッテリ８（ＢＡＴＴ）の電圧が閾値２より上昇したことをＶｂｉｓモニタ１８及びＢＡＴＴモニタ１９が検出すると（Ｓ１６０３：Ｙｅｓ）、入力回路４１がＣｂｉｓ充電モードに設定される（Ｓ１６０４）。すなわち、容量接続部１３が遮断状態となり、バッテリ８（ＢＡＴＴ）が負荷２及び３を駆動しながら、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧（Ｖｂｉｓ）を昇圧回路１４で昇圧する。その後、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧（Ｖｂｉｓ）が閾値４より上昇したことをＶｂｉｓモニタ１８が検出した場合（Ｓ１６０５：Ｙｅｓ）、入力回路４１が通常モードに設定される（Ｓ９０１）。この処理は、実施例１のＳ９０７と同様である。
　閾値８は下記の表６に記載された通りに設定される。閾値１～４は実施例１と同じであるため、説明は省略する。図１５の例では、閾値８は１０．５Ｖに設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000007
　上記の説明の通り、実施例３を適用すれば、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）がマイナス電圧まで低下した状態と、通常よりは低いプラス電圧まで低下した状態の２種類の状態に対応できる。
　次に、本発明の実施例４について説明する。以下に説明する相違点を除き、実施例４の負荷駆動装置の各部は、図１～図１６に示された実施例１～３の同一の符号を付された各部と同一の機能を有するため、それらの説明は省略する。
　実施例３の場合、昇圧回路１４と昇圧回路２＿５５の２個の昇圧回路が必要である。回路面積を削減するため、昇圧回路１４と昇圧回路２＿５５を一つの昇圧回路に集約する実施例４を提案した。
　図１７は、本発明の実施例４の負荷駆動装置６８の構成を示すブロック図である。図１７、図１３、図１及び図２０における同一構成部分には同一符号を付している。
　実施例４のバッテリ８、負荷２、負荷３及び降圧電源１２は図１と同じであるため、説明を省略する。
　負荷駆動装置６８は、入力回路６９及び降圧電源１２で構成される。
　入力回路６９は、昇圧回路２＿５５、Ｖｂｉｓモニタ１８、昇圧制御器７２、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）、コンデンサ３９（Ｃ２）、ＶＢモニタ１５、ＢＡＴＴモニタ１９、Ｖｂｉｓモニタ２＿５９、ＭＯＳトランジスタ７０（ＳＷ１）、及びＭＯＳトランジスタ７１（ＳＷ２）で構成される。
　入力回路６９の昇圧回路２＿５５、Ｖｂｉｓモニタ１８、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）、コンデンサ３９（Ｃ２）、ＶＢモニタ１５、ＢＡＴＴモニタ１９及びＶｂｉｓモニタ２＿５９は、図１３と同じであるため、説明を省略する。
　ＭＯＳトランジスタ７０（ＳＷ１）は、降圧電源１２の入力電圧（ＶＢ）の接続先を選択するためのスイッチである。
　ＭＯＳトランジスタ７１（ＳＷ２）は、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の接続先を選択するためのスイッチである。
　昇圧制御器７２は、Ｖｂｉｓモニタ（１８）からの判定信号（Ｖｂｉｓ＿Ｃ）、Ｖｂｉｓモニタ２（５９）からの判定信号（Ｖｂｉｓ＿Ｃ２）、ＢＡＴＴモニタ１９からの判定信号（ＢＡＴＴ＿Ｃ）、及びＶＢモニタ１５からの判定信号（ＶＢ＿Ｃ）によって、入力回路６９の動作モードを制御する回路である。
　なお、本実施形態において、負荷駆動装置６８の全体が一体に樹脂封止される。
　入力回路６９の役割は実施例３の入力回路５６と同じである。これらの役割を実現するため、入力回路６９の動作モードは下記の表７に記載された四つのいずれかに設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000008
　図１８は、本発明の実施例４の負荷駆動装置６８の動作を示すタイミングチャートである。
　図１９は、本発明の実施例４の負荷駆動装置６８の動作を示すフローチャートである。
　図１８及び図１９を参照して、入力回路６９の各モードに関連する動作を説明する。
　・通常モード→Ｃｂｉｓ放電モード：
　通常モード（Ｓ２００１）において、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が低下した場合、コンデンサ３９（Ｃ２）が負荷２及び３を駆動するため、コンデンサ３９（Ｃ２）の放電によって降圧電源１２の入力電圧（ＶＢ）が低下する。入力電圧（ＶＢ）が閾値１より低下したことをＶＢモニタ１５が検出したら（Ｓ２００２：Ｙｅｓ）、入力回路６９がＣｂｉｓ放電モードに設定される（Ｓ２００３）。すなわち、ＭＯＳトランジスタ７０（ＳＷ１）及びＭＯＳトランジスタ７１（ＳＷ２）が同時にオンし、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）とコンデンサ３９（Ｃ２）とが並列に接続され、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）に蓄積したエネルギーを用いて負荷２及び３が駆動される。
　・Ｃｂｉｓ放電モード→昇圧３モード：
　補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧（Ｖｂｉｓ）が閾値８より低下したことをＶｂｉｓモニタ２＿５９が検出したら（Ｓ２００４：Ｙｅｓ）、入力回路６９が昇圧３モードに設定される（Ｓ２００５）。すなわち、ＶＢ及びＶｂｉｓが同じ電圧になるように昇圧回路２＿５５がバッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）から昇圧する。バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が昇圧回路２＿５５経由で負荷２及び３を駆動する。
　・昇圧３モード：→昇圧４モード：
　補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧（Ｖｂｉｓ）が閾値３より低下し、かつ、バッテリ８（ＢＡＴＴ）の電圧が閾値２より上昇したことをＶｂｉｓモニタ１８及びＢＡＴＴモニタ１９が検出したら（Ｓ２００６：Ｙｅｓ）、入力回路６９が昇圧４モードに設定される（Ｓ２００７）。すなわち、バッテリ８（ＢＡＴＴ）が負荷２及び３を駆動しながら、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧（Ｖｂｉｓ）を昇圧回路２＿５５が昇圧する。
　・Ｃｂｉｓ放電モード→昇圧４モード：
　補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧（Ｖｂｉｓ）が閾値８より低下していない場合（Ｓ２００４：Ｎｏ）であって、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧（Ｖｂｉｓ）が閾値３より低下し、かつ、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が閾値２より上昇したことをＶｂｉｓモニタ１８及びＢＡＴＴモニタ１９が検出したら（Ｓ２００９：Ｙｅｓ及びＳ２０１０：Ｙｅｓ）、入力回路６９が昇圧４モードに設定される。すなわち、バッテリ８（ＢＡＴＴ）が負荷２及び３を駆動しながら、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧（Ｖｂｉｓ）を昇圧回路２＿５５が昇圧する。
　・Ｃｂｉｓ放電モード→通常モード：
　補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧（Ｖｂｉｓ）が閾値８より低下していない場合（Ｓ２００４：Ｎｏ）であって、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧（Ｖｂｉｓ）が閾値３より高く、かつ、バッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）が閾値２より上昇したことをＶｂｉｓモニタ１８及びＢＡＴＴモニタ１９が検出した場合（Ｓ２００９：Ｙｅｓ及びＳ２０１０：Ｎｏ）、入力回路６９が通常モードに設定される（Ｓ２００１）。すなわち、ＭＯＳトランジスタ７１（ＳＷ２）が常時オフの状態となり、バッテリ８（ＢＡＴＴ）が負荷２及び３を駆動する。
　・昇圧４モード→通常モード：
　昇圧４モード（Ｓ２００７又はＳ２０１１）において、補助コンデンサ４０（Ｃｂｉｓ）の電圧（Ｖｂｉｓ）が閾値４より上昇したことをＶｂｉｓモニタ１８で検出した場合（Ｓ２００８：Ｙｅｓ又はＳ２０１２：Ｙｅｓ）、入力回路６９が通常モードに設定される（Ｓ２００１）。すなわち、昇圧回路２＿５５の昇圧動作が停止し、ＭＯＳトランジスタ７０（ＳＷ１）がオンし、ＭＯＳトランジスタ７１（ＳＷ２）がオフし、バッテリ８（ＢＡＴＴ）が負荷２及び３を駆動する。
　なお、入力電圧（ＶＢ）が閾値１より低下していない場合には（Ｓ２００２：Ｎｏ）、実施例１において入力電圧（ＶＢ）が閾値１より低下していない場合（Ｓ９０２：Ｎｏ）と同様の処理（Ｓ９０８、Ｓ９０９）が実行されるため、説明を省略する。ただし、Ｓ９０９：Ｎｏの場合には、入力回路６９が昇圧４モードに設定される。
　また、実施例４の閾値は、実施例３と同様であるため、説明を省略する。
　上記の説明の通り、実施例４を適用すれば、１個の昇圧回路でバッテリ８の電圧（ＢＡＴＴ）がマイナス電圧まで低下した状態と、通常より低いプラス電圧まで低下した状態の２種類の状態に対応できる。
　なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明のより良い理解のために詳細に説明したのであり、必ずしも説明の全ての構成を備えるものに限定されものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることが可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

Claims (14)

  1. 　第１の配線に接続される第１の容量と、第２の配線に接続される第２の容量と、前記第１の容量を充電する電源に接続され、前記電源の電圧を昇圧することで前記第２の配線に印加する電圧を生成する第１の昇圧回路と、前記第１の配線の電圧が低下した場合に、前記第２の配線から前記第１の配線への電流を通過させる接続部と、を有することを特徴とする負荷駆動装置。
  2. 　請求項１に記載の負荷駆動装置であって、
    　前記接続部は、前記第１の配線と前記第２の配線とに接続され、前記第１の配線の電圧が第１の閾値より低下した場合に、前記第２の配線から前記第１の配線への電流を通過させるトランジスタであることを特徴とする負荷駆動装置。
  3. 　請求項２に記載の負荷駆動装置であって、
    　前記第１の配線は、逆流防止回路を介して前記電源に接続され、
    　前記第１の昇圧回路は、前記電源の電圧が第２の閾値より高く、かつ、前記第２の配線の電圧が第３の閾値より低い場合に昇圧動作を開始し、前記第２の配線の電圧が前記第３の閾値より高い第４の閾値に達した場合に昇圧動作を停止することを特徴とする負荷駆動装置。
  4. 　請求項３に記載の負荷駆動装置であって、
    　前記第１の配線は、前記第１の配線の電圧を所定の値まで低下させて負荷に印加する降圧回路に接続され、
    　前記第１の閾値は、前記降圧回路が動作する最低電圧以上であり、
    　前記第２の閾値は、前記第１の昇圧回路が動作する最低電圧以上であり、
    　前記第３の閾値は、前記電源の電圧より高く、
    　前記第４の閾値は、前記第３の閾値より高く、かつ、前記第２の容量の電荷が前記第１の容量の電荷より大きくなる前記第２の配線の電圧以上であることを特徴とする負荷駆動装置。
  5. 　請求項１に記載の負荷駆動装置であって、
    　前記接続部は、前記第１の配線と前記第２の配線とに接続され、前記第１の配線の電圧が第１の閾値より低下した場合に、前記第２の配線の電圧を所定の値まで低下させる降圧機能を有することを特徴とする負荷駆動装置。
  6. 　請求項１に記載の負荷駆動装置であって、
    　前記接続部は、前記第１の配線と前記第２の配線とに接続され、前記第２の配線から前記第１の配線に向かう方向を順方向とする第１のダイオードであることを特徴とする負荷駆動装置。
  7. 　請求項６に記載の負荷駆動装置であって、
    　前記第１の配線は、逆流防止回路を介して前記電源に接続され、
    　前記第１の昇圧回路は、マイナス電圧からプラス電圧を生成する昇圧回路であり、前記電源の電圧が第５の閾値より低下し、かつ、前記第２の配線の電圧が第６の閾値まで低下した場合に昇圧動作を開始し、前記第２の配線の電圧が前記第６の閾値より高い第７の閾値まで上昇した場合に昇圧動作を停止することを特徴とする負荷駆動装置。
  8. 　請求項７に記載の負荷駆動装置であって、
    　前記第１の配線は、前記第１の配線の電圧を所定の値まで低下させて負荷に印加する降圧回路に接続され、
    　前記第５の閾値は、前記第１の昇圧回路が動作する最高電圧以下であり、
    　前記第６の閾値は、前記降圧回路が動作する最低電圧以上であることを特徴とする負荷駆動装置。
  9. 　請求項１に記載の負荷駆動装置であって、
    　前記接続部は、前記第１の配線と前記第２の配線とに接続され、前記第１の配線の電圧が第１の閾値より低下した場合に、前記第２の配線から前記第１の配線への電流を通過させるトランジスタであり、
    　前記第１の配線は、第２の昇圧回路を介して前記電源に接続され、
    　前記第１の昇圧回路は、前記電源の電圧が第２の閾値より高く、かつ、前記第２の配線の電圧が第３の閾値より低い場合に昇圧動作を開始し、前記第２の配線の電圧が前記第３の閾値より高い第４の閾値に達した場合に昇圧動作を停止し、
    　前記第２の昇圧回路は、前記電源の電圧が第８の閾値より高い場合に前記電源の電圧を出力し、前記電源の電圧が前記第８の閾値より低い場合に昇圧動作を行うことを特徴とする負荷駆動装置。
  10. 　請求項９に記載の負荷駆動装置であって、
    　前記第１の配線は、前記第１の配線の電圧を所定の値まで低下させて負荷に印加する降圧回路に接続され、
    　前記第１の閾値及び前記第８の閾値は、前記降圧回路が動作する最低電圧以上であり、
    　前記第２の閾値は、前記第１の昇圧回路が動作する最低電圧以上であり、
    　前記第３の閾値は、前記電源の電圧より高く、
    　前記第４の閾値は、前記第３の閾値より高く、かつ、前記第２の容量の電荷が前記第１の容量の電荷より大きくなる前記第２の配線の電圧以上であり、
    　前記第２の昇圧回路によって昇圧された電圧は、前記降圧回路が動作する最低電圧以上であり、かつ、前記第２の配線の電圧より低いことを特徴とする負荷駆動装置。
  11. 　請求項１０に記載の負荷駆動装置であって、
    　前記第２の昇圧回路が電流を供給する能力は、前記第１の昇圧回路が電流を供給する能力より高いことを特徴とする負荷駆動装置。
  12. 　請求項１に記載の負荷駆動装置であって、
    　前記第１の配線は、前記第１の昇圧回路を介して前記電源に接続され、
    　前記接続部は、前記第１の昇圧回路と前記第１の配線との接続及び遮断を切り替える第１のスイッチ素子と、前記第１の昇圧回路と前記第２の配線との接続及び遮断を切り替える第２のスイッチ素子と、を含み、
    　前記第１の昇圧回路は、コイル、第２のダイオード及び第３のスイッチ素子を有し、
    　前記コイルの一方の端が前記電源に、他方の端が前記第２のダイオードのアノード及び前記第３のスイッチ素子に接続され、前記第２のダイオードのカソードは前記第１のスイッチ素子及び前記第２のスイッチ素子に接続され、前記第３のスイッチ素子の一方の端が前記第２のダイオードのアノードに、他方の端がグラウンドに接続され、
    　前記第１の配線の電圧が第１の閾値より高い場合、前記第１のスイッチ素子がオン状態、前記第２のスイッチ素子及び前記第３のスイッチ素子がオフ状態に設定され、
    　前記第１の配線の電圧が前記第１の閾値まで低下した場合、前記第２のスイッチ素子がオン状態に変更され、
    　前記第２の配線の電圧が第８の閾値まで低下した場合、前記第１の配線の電圧及び前記第２の配線の電圧を同じ値に昇圧するように、前記第１のスイッチ素子、前記第２のスイッチ素子及び前記第３のスイッチ素子がスイッチング動作を行い、
    　前記電源の電圧が第２の閾値まで上昇し、かつ、前記第２の配線の電圧が第３の閾値より低い場合、前記第２の配線の電圧を前記第１の配線の電圧より高い値に昇圧するように、前記第１のスイッチ素子、前記第２のスイッチ素子及び前記第３のスイッチ素子がスイッチング動作を行い、
    　前記第２の配線の電圧が前記第３の閾値より高い閾値４まで上昇した場合、前記第１のスイッチ素子がオン状態、前記第２のスイッチ素子及び前記第３のスイッチ素子がオフ状態に設定されることを特徴とする負荷駆動装置。
  13. 　請求項１２に記載の負荷駆動装置であって、
    　前記第１の配線は、前記第１の配線の電圧を所定の値まで低下させて負荷に印加する降圧回路に接続され、
    　前記第１の閾値及び前記第８の閾値は、前記降圧回路が動作する最低電圧以上であり、
    　前記第２の閾値は、前記第１の昇圧回路が動作する最低電圧以上であり、
    　前記第３の閾値は、前記電源の電圧より高く、
    　前記第３のスイッチ素子が所定の間隔でオン状態及びオフ状態を繰り返し、前記第３のスイッチ素子がオン状態のときに前記第１のスイッチ素子及び前記第２のスイッチ素子をオフ状態に設定し、前記第３のスイッチ素子がオフ状態のときに前記第１のスイッチ素子及び前記第２のスイッチ素子をオン状態に設定することによって、前記第１の配線の電圧及び前記第２の配線の電圧を同じ値に昇圧し、
    　前記第３のスイッチ素子が所定の間隔でオン状態及びオフ状態を繰り返し、前記第３のスイッチ素子がオン状態のときに前記第１のスイッチ素子及び前記第２のスイッチ素子をオフ状態に設定し、前記第３のスイッチ素子がオフ状態のときに、前記第１のスイッチ素子及び前記第２のスイッチ素子を交互にオン状態に設定することによって、前記第２の配線の電圧を前記第１の配線の電圧より高い値に昇圧することを特徴とする負荷駆動装置。
  14. 　請求項１に記載の負荷駆動装置であって、
    　前記第１の容量、前記第２の容量、前記第１の昇圧回路及び前記接続部が一体に樹脂封止されることを特徴とする負荷駆動装置。
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