WO2018047689A1 - スイッチング回路 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a switching circuit including a gate drive circuit for a switching element.
- Error firing means that when the MOSFET of one arm of the upper and lower arms (MOSFET including silicon carbide (SiC) as a component, SiC-MOSFET) is changed from the off state to the on state, the other arm that should be in the off state. This is a phenomenon in which the gate potential of the arm rises due to rapid (dv / dt), and the MOSFET of the other arm also turns on.
- MOSFET silicon carbide
- Non-Patent Document 1 as a countermeasure against this false ignition, a Zener die auto is inserted between the source of the MOSFET and the ground line, and a negative voltage is applied to the gate of the MOSFET when the MOSFET is turned off.
- a method for preventing turn-on by a feedback current flowing through the feedback capacitor is disclosed.
- Non-Patent Document 1 since a negative voltage (-3.9 V) applied to the gate of the MOSFET is applied, the source potential of the MOSFET differs from the ground potential, making it difficult to achieve consistency with peripheral circuits. It becomes.
- an object of the present invention is to provide a switching circuit that avoids the occurrence of false firing while keeping the source potential of the MOSFET equal to the ground potential.
- a switching circuit includes a switching element made of SiC-MOSFET and a gate driving circuit that drives the switching element.
- the gate driving circuit has a driver and an anode connected to the gate of the switching element.
- a Zener diode whose cathode is connected to the driver; a first capacitor connected in parallel to the Zener diode; a diode whose anode is connected to the gate of the switching element; a cathode of the diode; and a source of the switching element.
- a second capacitor connected to the capacitor.
- a reverse bias voltage can be applied between the gate and source of the switching element when an L level signal is output from the driver by using the Zener voltage of the Zener diode and the charge / discharge of the first capacitor.
- the current flowing through the body diode of the switching element can maintain the reverse bias state between the gate and the source even if the feedback current flows through the drain-gate capacitance, and the switching element is not turned on. Thereby, it is possible to avoid the occurrence of false firing while keeping the source potential of the MOSFET equal to the ground potential.
- the capacitance of the first capacitor is preferably larger than the capacitance of the second capacitor.
- a reverse bias voltage can be applied between the gate and the source of the switching element to avoid the occurrence of false firing.
- FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply according to the embodiment.
- FIG. 2 is a circuit diagram of the gate driving circuit.
- 3A is a diagram for explaining the operation of each gate drive circuit when the switching element is turned on
- FIG. 3B is a diagram for explaining the operation of each gate driving circuit when the switching element is turned off.
- FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply 100 according to the present embodiment.
- Switching power supply 100 transforms a DC voltage from DC power supply Vin and outputs it to a load connected to output units Out1 and Out2.
- the switching power supply 100 includes a switching circuit 10.
- the switching circuit 10 includes a full bridge circuit 11 and a gate drive circuit 12.
- a series circuit of switching elements Q11 and Q12 and a series circuit of switching elements Q13 and Q14 are connected in parallel.
- Each of the switching elements Q11, Q12, Q13, and Q14 is a SiC-MOSFET, and the switching is controlled by the gate drive circuit 12.
- the gate drive circuit 12 alternately turns on and off the switching elements Q11 and Q14 and the switching elements Q12 and Q13, and converts the DC voltage from the DC power supply Vin into an AC voltage.
- the full bridge circuit 11 is connected to the primary winding of the transformer T1.
- the transformer T1 is represented as an ideal transformer.
- An inductor L1 and a capacitor C1 are provided between the full bridge circuit 11 and the transformer T1.
- the inductor L1 and the capacitor C1 constitute a resonance circuit with the exciting inductance of the transformer T1.
- the switching circuit 10 outputs the resonance current of this resonance circuit.
- the secondary winding of the transformer T1 is connected to a rectifying / smoothing circuit.
- the rectifying / smoothing circuit includes switching elements Q21, Q22, Q23, Q24 and a smoothing capacitor Co. Switching elements Q21, Q22, Q23, and Q24 are subjected to switching control by a control circuit (not shown).
- the switching circuit 10 alternately turns on and off the switching elements Q11 and Q14 and the switching elements Q12 and Q13. At this time, if the switching element Q11 and the switching element Q12 are simultaneously turned on, the series circuit of the switching elements Q11 and Q12 is erroneously fired to be in a short circuit state. Similarly, when switching element Q13 and switching element Q14 are turned on at the same time, a false firing occurs in which the series circuit of switching elements Q13 and Q14 is short-circuited.
- the gate drive circuit 12 drives and controls the switching elements Q11, Q12, Q13, and Q14 so as to avoid the occurrence of this false firing.
- FIG. 2 is a circuit diagram of the gate drive circuit 12.
- the circuit configuration of the gate drive circuit 12 for each of the switching elements Q11, Q12, Q13, and Q14 is the same.
- a circuit for driving the switching elements Q11 and Q12 is shown, and a circuit for driving the switching elements Q13 and Q14 is not shown.
- a drive circuit for the switching element Q11 will be described, and a description of the drive circuit for the switching element Q12 will be given in parentheses, and a description thereof will be omitted.
- the gate drive circuit 12 includes a driver 121 (122).
- a DC power source E1 (E2) that outputs a DC voltage of 20 V is connected to the input terminals Vi1 and Vi2 of the driver 121 (122).
- the driver 121 (122) outputs a pulse signal from the output terminal Vo.
- the driver 121 (122) outputs the voltage 20V input from the input terminal Vi1 when outputting the H level signal.
- the ground potential 0V input from the input terminal Vi2 is output.
- the output terminal Vo of the driver 121 (122) is connected to the gate of the switching element Q11 (Q12) via the Zener diode Dz1 (Dz2) and the resistor R11 (R21).
- the Zener diode Dz1 (Dz2) is connected such that its cathode is on the output terminal Vo side.
- the Zener voltage of the Zener diode Dz1 (Dz2) is 2.0V.
- a capacitor C21 (C31) is connected in parallel to the Zener diode Dz1 (Dz2).
- the capacitor C21 (C31) is a capacitor for stabilizing the Zener voltage of the Zener diode Dz1 (Dz2), which will be described later.
- the capacitor C21 (C31) is an example of the “first capacitor” according to the present invention.
- a series circuit of a diode D11 (D21) and a resistor R14 (R24) is connected between the anode of the zener diode Dz1 (Dz2) and the source of the switching element Q11 (Q12).
- the diode D11 (D21) is connected such that its anode is on the Zener diode Dz1 (Dz2) side.
- a capacitor C22 (C32) is connected in parallel to the resistor R14 (R24).
- the capacitor C22 (C32) is an example of the “second capacitor” according to the present invention.
- a series circuit of a diode D12 (D22) and a resistor R12 (R22) is connected in parallel to the resistor R11 (R21). This series circuit is a circuit for discharging the charge charged in the gate capacitance of the switching element Q11 (Q12).
- a resistor R13 (R23) is connected between the gate and source of the switching element Q11 (Q12).
- FIG. 3A is a diagram for explaining the operation of each gate drive circuit 12 when the switching element Q11 is turned on
- FIG. 3B is a diagram for explaining the operation of each gate drive circuit 12 when the switching element Q11 is turned off.
- a drive circuit for the switching element Q11 will be described as an example.
- the driver 121 When the switching element Q11 is turned on, the driver 121 outputs an H level signal (20V) from the output terminal Vo.
- the Zener voltage of the Zener diode Dz1 is 2.0V.
- the signal (20V) output from the driver 121 is stepped down to 18V by the Zener diode Dz1 and applied between the gate and source of the switching element Q11. Thereby, the switching element Q11 is turned on.
- a current flows from the driver 121 through a path of the capacitor C21, the diode D11, and the capacitor C22, and the capacitors C21 and C22 are charged.
- the capacitance of the capacitor C21 is set larger than the capacitance of the capacitor C22.
- the capacitance of the capacitor C22 is determined according to the charging speed of the capacitor C21. More specifically, the capacitor C21 is set to be charged with a Zener voltage (2.0 V) by a single pulse signal from the driver 121.
- the driver 121 When the switching element Q11 is turned off, the driver 121 outputs an L level signal (0 V) from the output terminal Vo. At this time, as shown by the arrow in FIG. 3B, the charged capacitor C21 starts discharging.
- the Zener voltage of the Zener diode Dz1 is stabilized by the charging voltage of the capacitor C21. That is, the cathode side potential of the Zener diode Dz1 is 0V, and the anode side potential is ⁇ 2.0V.
- This -2.0V is applied between the gate and source of the switching element Q11. That is, the gate of the switching element Q11 has a lower potential than the source of the switching element Q11, and the switching element Q11 is turned off.
- the switching element Q11 when the switching element Q11 is turned off, a negative voltage is applied to the gate of the switching element Q11. Therefore, when the switching element Q12 (FIG. 1 or FIG. 2) is turned on, the current flowing through the body diode of the switching element Q11 is reversely recovered, and the drain voltage between the drain and gate of the switching element Q11 is determined by the drain voltage dV / dt. Even if a current flows through the capacitor and the gate potential rises somewhat, the switching element Q11 is not turned on. For this reason, the simultaneous ON state of the switching elements Q11 and Q12 can be avoided. The same applies to the switching elements Q13 and Q14.
- the present embodiment it is possible to avoid the occurrence of false firing while keeping the source potential of the MOSFET equal to the ground potential. Furthermore, compared to a configuration in which a MOSFET is connected between a driver and a Zener diode, a Zener diode voltage can be generated at high speed without loss. In addition, since a transformer or the like is not used to generate a negative voltage applied to the gate of the switching element, the switching power supply 100 can be prevented from being enlarged.
Landscapes
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Abstract
スイッチング回路(10)は、SiC-MOSFETからなるスイッチング素子(Q11)と、スイッチング素子(Q11)を駆動するゲート駆動回路(12)とを備える。ゲート駆動回路(12)は、ドライバ(121)と、アノードがスイッチング素子(Q11)のゲートに接続され、カソードがドライバ(121)に接続されたツェナーダイオード(Dz1)と、ツェナーダイオード(Dz1)に並列接続されたキャパシタ(C21)と、アノードがスイッチング素子(Q11)のゲートに接続されたダイオード(D11)と、ダイオード(D11)のカソードと、スイッチング素子(Q11)のソースとの間に接続されたキャパシタ(C22)とを有する。
Description
本発明は、スイッチング素子のゲート駆動回路を備えるスイッチング回路に関する。
一般に、ハーフブリッジ構造またはフルブリッジ構造等のスイッチング回路においては、誤点弧の問題がある。「誤点弧」は、上下アームの一方のアームのMOSFET(シリコンカーバイド(SiC)を成分として含むMOSFET,SiC-MOSFET)をオフ状態からオン状態に遷移させた場合、オフ状態であるべき他方のアームのゲート電位が、急激な(dv/dt)によって上昇し、他方のアームのMOSFETもオン状態になってしまう現象である。
誤点弧の原因としては、例えば、上アームのMOSFETがターンオンする際、下アームのMOSFETのボディダイオードに流れていた電流が逆回復し、同時に下アームのMOSFETのドレイン・ソース間電位が上昇する。このときに発生するdV/dtにより、下アームのMOSFETのドレイン・ゲート間容量(帰還容量)に過渡的な電流が流れ、この電流がゲート抵抗に流れることで下アームのMOSFETのゲート電位は上昇する。この電圧がしきい値電圧を大きく超えると、下アームのMOSFETはターンオンして、上下アームが短絡状態となる。
非特許文献1には、この誤点弧への対策として、MOSFETのソースとグランドラインの間にツェナーダイオートを挿入して、MOSFETのターンオフ時にマイナス電圧をMOSFETのゲートに印加することで、MOSFETが、その帰還容量に流れる帰還電流によりターンオンすることを防止する方法が開示されている。
Rohm社 SiC パワーデバイス・モジュール アプリケーションノート2014年8月 P31-32
非特許文献1において、MOSFETのゲートに印加するマイナス電圧(-3.9V)が印加されるため、MOSFETのソース電位とグランドの電位が異なってしまい、周辺回路との整合性をとることが困難となる。
そこで、本発明の目的は、MOSFETのソース電位とグランドの電位を等しく保ちつつ、誤点弧の発生を回避するスイッチング回路を提供することにある。
本発明の一態様に係るスイッチング回路は、SiC-MOSFETからなるスイッチング素子と、スイッチング素子を駆動するゲート駆動回路と、を備え、ゲート駆動回路は、ドライバと、アノードがスイッチング素子のゲートに接続され、カソードが、ドライバに接続されたツェナーダイオードと、ツェナーダイオードに並列接続された第1キャパシタと、アノードがスイッチング素子のゲートに接続されたダイオードと、ダイオードのカソードと、スイッチング素子のソースとの間に接続された第2キャパシタとを有することを特徴とする。
この構成では、ツェナーダイオードのツェナー電圧と、第1キャパシタの充放電を利用することで、ドライバからLレベルの信号を出力する際に、スイッチング素子のゲート・ソース間に逆バイアス電圧を印加できる。これにより、スイッチング素子のボディダイオードを流れる電流が、ドレイン・ゲート間容量に帰還電流が流れてもゲート・ソース間を逆バイアス状態に保つことができ、スイッチング素子はオンしない。これにより、MOSFETのソース電位とグランドの電位を等しく保ちつつ、誤点弧の発生を回避することができる。
ダイオードのアノードと、スイッチング素子のゲートとの間に設けられた抵抗器をさらに備える構成としてもよい。これにより、MOSFETのオンオフ時に発生するサージ電圧を抑制することができる。
第1キャパシタのキャパシタンスは、第2キャパシタのキャパシタンスよりも大きいことが好ましい。
本発明によれば、スイッチング素子のゲート・ソース間に逆バイアス電圧を印加して、誤点弧の発生を回避することができる。
図1は、本実施形態に係るスイッチング電源100の回路図である。
スイッチング電源100は、直流電源Vinからの直流電圧を変圧し、出力部Out1,Out2に接続される負荷へ出力する。
スイッチング電源100はスイッチング回路10を備える。スイッチング回路10は、フルブリッジ回路11と、ゲート駆動回路12とを有する。
フルブリッジ回路11は、スイッチング素子Q11,Q12の直列回路と、スイッチング素子Q13,Q14の直列回路とが並列接続されている。各スイッチング素子Q11,Q12,Q13,Q14はSiC-MOSFETであり、ゲート駆動回路12によりスイッチング制御される。ゲート駆動回路12は、スイッチング素子Q11,Q14と、スイッチング素子Q12,Q13とを交互にオンオフして、直流電源Vinからの直流電圧を交流電圧に変換する。
フルブリッジ回路11はトランスT1の1次巻線に接続されている。図1では、トランスT1は理想トランスとして表している。フルブリッジ回路11とトランスT1との間には、インダクタL1およびキャパシタC1が設けられている。インダクタL1およびキャパシタC1は、トランスT1の励磁インダクタンスとで共振回路を構成する。スイッチング回路10からは、この共振回路の共振電流が出力される。
トランスT1の2次巻線は整流平滑回路に接続されている。この整流平滑回路は、スイッチング素子Q21,Q22,Q23,Q24と、平滑コンデンサCoとで構成されている。スイッチング素子Q21,Q22,Q23,Q24は、不図示の制御回路によりスイッチング制御される。
前記のように、スイッチング回路10は、スイッチング素子Q11,Q14と、スイッチング素子Q12、Q13とを交互にオンオフする。このとき、スイッチング素子Q11と、スイッチング素子Q12とが同時にオン状態となると、スイッチング素子Q11,Q12の直列回路は短絡状態となる誤点弧が発生する。同様に、スイッチング素子Q13と、スイッチング素子Q14とが同時にオン状態となると、スイッチング素子Q13,Q14の直列回路は短絡状態となる誤点弧が発生する。本実施形態に係るゲート駆動回路12は、この誤点弧の発生を回避するように、スイッチング素子Q11,Q12,Q13,Q14を駆動制御する。
図2は、ゲート駆動回路12の回路図である。
スイッチング素子Q11,Q12,Q13,Q14それぞれに対するゲート駆動回路12の回路構成は同じである。図2では、スイッチング素子Q11,Q12それぞれを駆動する回路を示し、スイッチング素子Q13,Q14を駆動する回路の図示は省略する。また、以下では、スイッチング素子Q11に対する駆動回路について説明し、スイッチング素子Q12に対する駆動回路の説明については、符号を括弧書きで記し、その説明は省略する。
ゲート駆動回路12はドライバ121(122)を備える。ドライバ121(122)の入力端Vi1,Vi2には、20Vの直流電圧を出力する直流電源E1(E2)が接続されている。ドライバ121(122)は、出力端Voからパルス信号を出力する。ドライバ121(122)は、Hレベルの信号を出力する場合には、入力端Vi1から入力される電圧20Vを出力する。また、Lレベルの信号を出力する場合には、入力端Vi2から入力されるグランド電位0Vを出力する。
ドライバ121(122)の出力端Voは、ツェナーダイオードDz1(Dz2)と抵抗R11(R21)とを介して、スイッチング素子Q11(Q12)のゲートに接続されている。ツェナーダイオードDz1(Dz2)は、そのカソードが出力端Vo側にして接続されている。この例では、ツェナーダイオードDz1(Dz2)のツェナー電圧は2.0Vである。
ツェナーダイオードDz1(Dz2)にはキャパシタC21(C31)が並列接続されている。キャパシタC21(C31)は、後述するが、ツェナーダイオードDz1(Dz2)のツェナー電圧を安定させるためのキャパシタである。キャパシタC21(C31)は、本発明に係る「第1キャパシタ」の一例である。
ツェナーダイオードDz1(Dz2)のアノードと、スイッチング素子Q11(Q12)のソースとの間には、ダイオードD11(D21)と抵抗R14(R24)との直列回路が接続されている。ダイオードD11(D21)は、そのアノードがツェナーダイオードDz1(Dz2)側となるように接続されている。抵抗R14(R24)にはキャパシタC22(C32)が並列に接続されている。キャパシタC22(C32)は、本発明に係る「第2キャパシタ」の一例である。
抵抗R11(R21)には、ダイオードD12(D22)および抵抗R12(R22)の直列回路が、並列に接続されている。この直列回路は、スイッチング素子Q11(Q12)のゲート容量に充電された電荷を放電するための回路である。スイッチング素子Q11(Q12)のゲート・ソース間には、抵抗R13(R23)が接続されている。
図3(A)は、スイッチング素子Q11をオンにする場合、図3(B)は、スイッチング素子Q11をオフにする場合、それぞれのゲート駆動回路12の動作を説明するための図である。以下、スイッチング素子Q11に対する駆動回路を例に挙げて説明する。
スイッチング素子Q11をオンにする場合、ドライバ121は、Hレベルの信号(20V)を出力端Voから出力する。ツェナーダイオードDz1のツェナー電圧は2.0Vである。このため、ドライバ121から出力された信号(20V)は、ツェナーダイオードDz1で18Vに降圧され、それがスイッチング素子Q11のゲート・ソース間に印加される。これにより、スイッチング素子Q11がオンする。
このとき、図3(A)に示すように、ドライバ121から、キャパシタC21、ダイオードD11、キャパシタC22の経路で電流が流れ、キャパシタC21、C22が充電される。キャパシタC21のキャパシタンスは、キャパシタC22のキャパシタンスよりも大きく設定される。キャパシタC22のキャパシタンスは、キャパシタC21の充電速度に応じて決定される。より詳しくは、ドライバ121からの一発のパルス信号で、キャパシタC21にツェナー電圧(2.0V)が充電されるように設定されている。
スイッチング素子Q11をオフにする場合、ドライバ121は、Lレベルの信号(0V)を出力端Voから出力する。このとき、図3(B)の矢印に示すように、充電されたキャパシタC21が放電を開始する。キャパシタC21の充電電圧により、ツェナーダイオードDz1のツェナー電圧は安定する。つまり、ツェナーダイオードDz1のカソード側の電位は0V、アノード側の電位は-2.0Vとなる。この-2.0Vが、スイッチング素子Q11のゲート・ソース間に印加される。つまり、スイッチング素子Q11のゲートには、スイッチング素子Q11のソースよりも電位が低く、スイッチング素子Q11はオフする。
このとき、ダイオードD11により、充電されたキャパシタC22から、スイッチング素子Q11のゲート側に電流が流れることはない。このため、スイッチング素子Q11がオンすることはない。また、スイッチング電源100がオフ状態のときには、キャパシタC22の充電電圧は、抵抗R14により放電される。
このように、スイッチング素子Q11をオフする場合には、スイッチング素子Q11のゲートにはマイナス電圧が印加される。このため、スイッチング素子Q12(図1または図2)がターンオンするときに、スイッチング素子Q11のボディダイオードに流れていた電流が逆回復し、ドレイン電圧のdV/dtによってスイッチング素子Q11のドレイン・ゲート間容量に電流が流れ、ゲート電位が多少上昇しても、スイッチング素子Q11はオンしない。このため、スイッチング素子Q11,Q12の同時オン状態を回避できる。スイッチング素子Q13,Q14についても同様である。
以上説明したように、本実施形態では、MOSFETのソース電位とグランドの電位を等しく保ちつつ、誤点弧の発生を回避することができる。さらに、ドライバとツェナーダイオードの間にMOSFETを接続する構成と比べて、損失なく高速にツェナーダイオード電圧を生成することができる。また、スイッチング素子のゲートに印加するマイナス電圧を生成するために、トランス等を用いることがないため、スイッチング電源100の大型化を抑制できる。
C1,C21,C22…キャパシタ
Co…平滑コンデンサ
D11,D12…ダイオード
Dz1…ツェナーダイオード
E1…直流電源
L1…インダクタ
Out1,Out2…出力部
Q11,Q12,Q13,Q14…スイッチング素子
Q21,Q22,Q23,Q24…スイッチング素子
R11,R12,R13,R14…抵抗
T1…トランス
Vi1,Vi2…入力端
Vin…直流電源
Vo…出力端
10…スイッチング回路
11…フルブリッジ回路
12…ゲート駆動回路
100…スイッチング電源
121…ドライバ
Co…平滑コンデンサ
D11,D12…ダイオード
Dz1…ツェナーダイオード
E1…直流電源
L1…インダクタ
Out1,Out2…出力部
Q11,Q12,Q13,Q14…スイッチング素子
Q21,Q22,Q23,Q24…スイッチング素子
R11,R12,R13,R14…抵抗
T1…トランス
Vi1,Vi2…入力端
Vin…直流電源
Vo…出力端
10…スイッチング回路
11…フルブリッジ回路
12…ゲート駆動回路
100…スイッチング電源
121…ドライバ
Claims (3)
- SiC-MOSFETからなるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子を駆動するゲート駆動回路と、
を備え、
前記ゲート駆動回路は、
ドライバと、
アノードが前記スイッチング素子のゲートに接続され、カソードが前記ドライバに接続されたツェナーダイオードと、
前記ツェナーダイオードに並列接続された第1キャパシタと、
アノードが前記スイッチング素子のゲートに接続されたダイオードと、
前記ダイオードのカソードと、前記スイッチング素子のソースとの間に接続された第2キャパシタと、
を有する、スイッチング回路。 - 前記ダイオードの前記アノードと前記スイッチング素子の前記ゲートとの間に設けられた抵抗器をさらに備える、
請求項1に記載のスイッチング回路。 - 前記第1キャパシタのキャパシタンスは、前記第2キャパシタのキャパシタンスよりも大きい、
請求項1または2に記載のスイッチング回路。
Applications Claiming Priority (2)
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