CN107302351B - 驱动装置和感性负载驱动装置 - Google Patents

Abstract

提供一种能够通过简易的结构以地电位为基准来控制钳位电压的驱动装置和感性负载驱动装置。该感性负载驱动装置具备：感性负载(12)，其一端连接于电源，另一端连接于地；输出级半导体开关元件(14)，其与该感性负载串联连接；钳位电路(15)，其连接在该输出级半导体开关元件的高电位侧电极与该输出级半导体开关元件的控制电极之间；以及电阻值控制部(16)，其连接在输出级半导体开关元件的控制电极与地之间。

Description

驱动装置和感性负载驱动装置

技术领域

本发明涉及一种驱动装置以及利用半导体开关元件来驱动感性负载的感性负载驱动装置。

背景技术

在这种感性负载驱动装置中，通过半导体开关元件的接通/断开(on/off)来对马达、灯等具有电感成分的负载进行驱动，为了防止在半导体开关元件从接通状态转变为断开状态时由于因蓄积在负载中的反激能量(flyback energy)产生的反电动势直接供给到半导体开关元件而破坏半导体开关元件，设置有将反电动势钳位为规定电压的钳位电路。

在专利文献1所记载的以往例中，在一端连接于电源的感性负载的另一端侧与地之间连接有输出用MOSFET，在该输出用MOSFET的负载侧(漏极)端子与栅极之间连接有动态钳位电路来作为消弧用电路，该动态钳位电路是将通过多个开关来可改变连接级数的四个齐纳二极管与用于防止电流回流的二极管串联连接而成的。通过改变该动态钳位电路的齐纳二极管的连接级数，不变更硬件而变更消弧电压。

另外，在专利文献2所记载的以往例中，公开了一种车辆用电动马达驱动控制装置，该车辆用电动马达驱动控制装置具备：电动马达驱动元件，其由第一开关部和切换电路构成，所述第一开关部配置在电源与电动马达之间，切换对电动马达的供电/供电停止，由MOSFET构成，所述切换电路配置在第一开关部的漏极-栅极间，能够将钳位电压切换为第一钳位电压和比该第一钳位电压大的值的第二钳位电压；以及钳位元件，其与该电动马达驱动元件并联连接，钳位为第一钳位电压与第二钳位电压之间的值、即第三钳位电压。

专利文献1：日本特开2004-247877号公报

专利文献2：日本特开2009-232499号公报

发明内容

发明要解决的问题

另外，为了提高感性负载的钳位时的耐量，需要降低钳位耐压，但是通常钳位耐压必须设定得比最大额定电压高，从而无法充分提高感性负载的钳位耐量。

在上述专利文献1和2所记载的以往例中，为了确保在感性负载中流通的电流下的钳位耐量，与钳位二极管并联地设置开关，由此使感性负载钳位时的耐压下降得比DC耐压低。

然而，在上述以往例中，通过开关来选择是否连接钳位二极管，因此需要确保有对开关进行驱动的电源。另外，在上述以往例中，开关的基准电位随半导体开关元件的接通/断开动作而变动，因此存在以下问题：为了驱动这些开关，对开关进行控制的控制电路变得大规模。

因此，本发明是鉴于上述以往例的问题而完成的，目的在于提供一种能够通过简易的结构以地电位为基准来控制钳位电压的驱动装置和感性负载驱动装置。

用于解决问题的方案

为了达到上述目的，本发明所涉及的感性负载驱动装置的一个方式具备：感性负载，其一端连接于电源，另一端连接于地；输出级半导体开关元件，其与该感性负载串联连接；钳位电路，其连接在该输出级半导体开关元件的高电位侧电极与该输出级半导体开关元件的控制电极之间；以及电阻值控制部，其连接在输出级半导体开关元件的控制电极与地之间。

根据本发明的一个方式，由电阻值控制部来控制电阻值，由此无需设置多个钳位二极管就能够容易地改变钳位电压。并且，将地电位作为基准，因此电路设计变得容易。

附图说明

图1是表示本发明的第一实施方式所涉及的感性负载驱动装置的电路图。

图2是表示图1的钳位电路和电阻值控制部的负载特性的特性曲线图。

图3是用于说明第一实施方式的动作的波形图。

图4是比较第一实施方式的钳位电压与以往例的钳位电压的波形图。

图5是比较第一实施方式的钳位耐量与以往例的钳位耐量的特性曲线图。

图6是表示本发明的第二实施方式所涉及的感性负载驱动装置的电路图。

图7是表示图6的钳位电路和电阻值控制部的负载特性的特性曲线图。

图8是用于说明第二实施方式的动作的波形图。

图9是表示能够应用于第二实施方式的元件的图。

图10是表示本发明的第三实施方式所涉及的感性负载驱动装置的电路图。

图11是用于说明第三实施方式的动作的波形图。

图12是用于说明第三实施方式的变形例的动作的波形图。

附图标记说明

10：驱动装置；11：电池；12：感性负载；13：控制装置；14：输出级半导体开关元件；15：钳位电路；15a：二极管；15b：电阻；15c：二极管；16：电阻值控制部；16A：可变电阻部；16a、16b：电阻；16c：半导体开关元件；16B：控制电路；21A：可变电阻部；21a：MOSFET；21B：控制部；22a：恒流元件；22b：电容器；23：保护电路；31：供给电位控制部；32：基准电压生成电路；33：比较器。

具体实施方式

接着，参照附图来说明本发明的一个实施方式。在以下的附图的记载中，对相同或类似的部分标注了相同或类似的标记。但是，需要留意的是，附图是示意性的，与实际的结构部件不同。因而，应该参考以下的说明来判断具体的结构部件。

另外，下面示出的实施方式用于例示用于将本发明的技术思想具体化的装置、方法，本发明的技术思想并不是将结构部件的形状、构造、配置等特别指定为下述的形状、构造、配置等。关于本发明的技术思想，在权利要求书中记载的权利要求所规定的技术范围内能够追加各种变更。

在以下的详细的说明中，对许多特定的细节部分进行记载以提供本发明的一个实施方式的充分的理解。然而，应该明白的是，即使没有所述的特定的细节部分也能够实施一个以上的实施方式。除此以外，为了使附图简洁，以略图来示出公知的构造和装置。

伴着图1来说明具备本发明的第一实施方式所涉及的驱动装置的感性负载驱动装置。

如图1所示，感性负载驱动装置具备驱动装置10，该驱动装置10连接在一端连接于电池11而被施加电源电压Vb的感性负载12的另一端与地之间，该感性负载12使用在电动马达、电磁阀等中。

该驱动装置10具备：与感性负载12的另一端连接的高电位连接端子th；与地连接的低电位连接端子tg；以及与控制装置13连接的控制输入连接端子tc。

驱动装置10具备对感性负载12进行驱动的输出级半导体开关元件14、钳位电路15以及电阻值控制部16。

输出级半导体开关元件14例如由n沟道MOSFET构成。该输出级半导体开关元件14的作为高电位侧电极的漏极连接于高电位连接端子th，作为低电位侧电极的源极连接于低电位连接端子tg，作为控制端子的栅极经由栅极电阻Rg和输入电阻Ri而连接于控制输入连接端子tc。

钳位电路15连接在输出级半导体开关元件14的漏极与栅极之间。该钳位电路15具有用于防止漏电流的二极管15a、电阻15b以及用于防止回流电流的二极管15c的串联电路。二极管15a的阴极连接于输出级半导体开关元件14的漏极，二极管15a的阳极连接于电阻15b的一端。该二极管15a阻止从高电位连接端子th经由钳位电路15而泄漏到输出级半导体开关元件14的栅极侧的漏电流。

二极管15c的阳极连接于电阻15b的另一端，二极管15c的阴极连接于输出级半导体开关元件14的栅极。该二极管15c阻止从输出级半导体开关元件14的栅极经由钳位电路15而回流到输出级半导体开关元件14的漏极的电流。

电阻值控制部16具备连接在输出级半导体开关元件14的栅极与源极(地)之间的可变电阻部16A以及对该可变电阻部16A的电阻值进行控制的控制电路16B。

可变电阻部16A包括连接在输出级半导体开关元件14的栅极与源极(地)之间的电阻16a以及与该电阻16a并联连接的、电阻16b与半导体开关元件16c的串联电路，其中，半导体开关元件16c例如由NPN型双极型晶体管、NMOS场效应晶体管等构成。在此，以如下方式设定电阻16a和电阻16b的电阻值：相对于只有电阻16a时的高电阻值RH而言，将电阻16a与16b并联连接时的合成电阻值为低的低电阻值RL。

控制电路16B被输入控制信号Vin，该控制信号Vin是输入到控制输入连接端子tc的信号。从另外的未图示的电源电路向该控制电路16B供给电源。而且，控制电路16B包括断开延迟(off delay)电路和逻辑反相(NOT)电路，该断开延迟电路在控制信号Vin从L电平变为H电平时与此同时地其输出从L电平变为H电平，而在控制信号Vin从H电平变为L电平时使H电平持续规定时间。因而，从控制信号Vin变为H电平之后直到断开延迟电路的输出变为L电平为止，从控制电路16B向可变电阻部16A的半导体开关元件16c输出维持L电平的控制信号Sc，在断开延迟电路的输出变为L电平时，从控制电路16B向可变电阻部16A的半导体开关元件16c输出变为H电平的控制信号Sc。

而且，根据基于钳位电路15的电阻15b以及钳位二极管15a和15c的负载电阻特性以及基于可变电阻部16A的电阻值的负载特性来设定钳位电路15的钳位电压Vc。

即，关于这些负载特性，如图2所示，在将横轴设为电压〔V〕、将纵轴设为电流〔A〕时，可变电阻部16A的负载特性曲线如虚线图示的那样在低电阻值RL时是斜率为正且陡峭的特性曲线LRL，而在高电阻值RH时是斜率为正且和缓的特性曲线LRH。另一方面，关于基于钳位电路15的二极管15a和15c以及电阻15b的负载特性，图2中以实线图示的特性线LC是以斜率为负的线段LC1与维持该线段LC1的最小电流(例如0〔A〕)地达到钳位电压的线段LC2的折线状来表示的。

而且，以使钳位电路15的特性曲线LC穿过输出级半导体开关元件14的阈值电压Vth与可变电阻部16A的高电阻值RH的特性曲线LRH及低电阻值RL的特性曲线LRL的交点的方式滑动钳位电路15的特性曲线LC，由此设定钳位电路15的钳位电压Vc。因而，通过设定可变电阻部16A的电阻值，能够将低电阻值RL时的钳位电压VcL设定为例如50V，将高电阻值RH时的钳位电压VcH设定为例如30V。

接着，伴着图3来说明上述实施方式的动作。

首先，设在时间点t1从控制装置13向驱动装置10的控制输入连接端子tc输入的输入信号Vin如图3的(a)所示的那样为L电平(0V)。在该状态下，输出级半导体开关元件14的栅极电压为低的状态，因此该输出级半导体开关元件14为断开状态，流过感性负载12的电流、即流过高电位连接端子th的输出电流Iout如图3的(b)所示的那样为零。与此同时，高电位连接端子th的输出电压Vout如图3的(c)所示的那样为电池11的电源电压Vb。

另外，从控制电路16B输出的控制信号Sc如图3的(d)所示的那样维持H电平。因此，可变电阻部16A的半导体开关元件16c为接通状态，从而成为电阻16a与电阻16b并联连接的状态，可变电阻部16A的合成电阻值为低电阻值RL。

从该状态起，当在时间点t2输入信号Vin如图3的(a)所示的那样从L电平反转为H电平时，与此相应地输出级半导体开关元件14的栅极电压变高，输出级半导体开关元件14成为导通(turn on)状态，当栅极电压超过阈值电压Vth时，输出级半导体开关元件14的漏极与源极间导通，漏极电流、即输出电流Iout如图3的(b)所示的那样缓慢地增加。由此，感性负载12被驱动。另一方面，输出级半导体开关元件14的漏极的输出电压Vout急剧地减小而变为由输出级半导体开关元件14的接通电阻和电流决定的低的电压。

另外，从控制电路16B输出的控制信号Sc如图3的(d)所示的那样变为L电平。该控制信号Sc被输入到可变电阻部16A的半导体开关元件16c的控制端子，因此该半导体开关元件16c成为断开状态。因此，可变电阻部16A的电阻值变为高电阻值RH。因而，能够抑制经由可变电阻部16A流向地的栅极电流。

之后，当在时间点t3输入信号Vin如图3的(a)所示的那样恢复为L电平时，输出级半导体开关元件14的栅极电压下降，由此输出级半导体开关元件14成为关断(turn off)状态。当该输出级半导体开关元件14转变为断开状态时，产生因蓄积在感性负载12中的感性负载能量引起的反电动势电压。

该反电动势电压从高电位连接端子th供给到钳位电路15，该钳位电路的二极管15a反向导通，由此该反电动势电压经由电阻15b和钳位二极管15c而供给到输出级半导体开关元件14的栅极。

因此，输出级半导体开关元件14成为导通状态，由此处理反电动势电压。此时，如前所述，可变电阻部16A的电阻值维持为高电阻值RH，因此钳位电路15的钳位电压能够维持为比可变电阻部16A为低电阻时的钳位电压VcH(例如50V)低的钳位电压VcL(例如30V)。

之后，随着蓄积在感性负载12中的感性负载能量的消耗，感性负载12的电流减小，输出电流Iout也减小，输出级半导体开关元件14成为关断状态。因此，在时间点t4，输出电流Iout变为零，并且输出电压Vout恢复为电池11的电源电压Vb。

之后，断开延迟电路的输出恢复为L电平，由此来自控制电路16B的控制信号Sc成为H电平。因此，可变电阻部16A的半导体开关元件16c成为接通状态，电阻16a与电阻16b成为并联状态，从而可变电阻部16A的合成电阻值恢复为低电阻值RL。

由此，能够防止输出级半导体开关元件14的栅极电压由于噪声等而意外地增加。

这样，根据上述第一实施方式，能够根据钳位二极管15a、15c和电阻15b的负载特性以及可变电阻部16A的负载特性来决定针对在输出级半导体开关元件14关断时的因蓄积在感性负载12中的感性负载能量产生的反电动势电压的钳位电压Vc。因而，能够通过使电阻值控制部16的可变电阻部16A的电阻值可变来改变钳位电压Vc。

这样，在第一实施方式中，如图4中的实线图示的那样，相比于虚线图示的以往例，能够将钳位电压设定得低。因此，能够花时间来处理在输出级半导体开关元件14关断时因蓄积在感性负载12中的感性负载能量产生的反电动势电压，从而能够减少发热。因而，如图5所示，能够使钳位耐量〔mJ〕相比于以往例增加。

而且，可变电阻部16A被***在输出级半导体开关元件14的栅极与源极(地)之间，因此只要以地为基准来设计用于切换钳位电压的控制信号Sc即可，不会如前述的以往例那样受到半导体开关元件的接通/断开动作的影响，因此能够容易地进行电阻值控制部16的设计。

并且，无需如以往例那样设置多个钳位二极管，从而能够减小电路规模。

此外，在上述第一实施方式中，说明了可变电阻部16A的半导体开关元件为双极型晶体管的情况，但是并不限定于此，能够应用场效应晶体管等其它半导体开关元件。

此外，在上述第一实施方式中，说明了由并联连接的电阻16a和16b构成可变电阻部16A的情况，但是并不限定于此，也可以将电阻值大的电阻与电阻值小的电阻串联连接，并将半导体开关元件与电阻值大的电阻并联连接。在该情况下，只要设成如下即可：在从控制电路16B输出的控制信号Sc为H电平时，使半导体开关元件成为接通状态，从而绕过电阻值大的电阻来减小可变电阻部16A的合成电阻值，在控制信号Sc为L电平时，使半导体开关元件成为断开状态，从而利用电阻值大的电阻来增大可变电阻部16A的合成电阻。

接着，使用图6～图8来说明本发明所涉及的感性负载驱动装置的第二实施方式。

在该第二实施方式中，不使用被输入了输入信号Vin的控制电路16B而构成电阻值控制部16。

即，在第二实施方式中，如图6所示，电阻值控制部16包括可变电阻部21A和控制部21B，所述可变电阻部21A是代替图1中的可变电阻部16A而应用的，由n沟道的MOSFET 21a构成，所述控制部21B是代替图1中的控制电路16B而应用的。

可变电阻部21A的MOSFET 21a的漏极连接在栅极电阻Rg与输出级半导体开关元件14的栅极端子之间，MOSFET 21a的源极连接于低电位连接端子tg。

控制部21B包括连接在高电位连接端子th与低电位连接端子tg之间的、恒流元件22a与电容器22b的串联电路。而且，恒流元件22a与电容器22b的连接点X连接于MOSFET 21a的栅极。此外，在连接点X与MOSFET 21a的栅极之间同低电位连接端子tg之间连接有保护用二极管22c，该保护用二极管22c用于抑制因电压Vx达到电池电压Vb而破坏MOSFET 21a的情况。

在该第二实施方式中，如图7所示的那样设定钳位电压。即，关于钳位电路15的钳位二极管15a、15c和电阻15b的负载特性，如图7中的实线图示的那样具有与前述的第一实施方式相同的负载特性。

另一方面，构成可变电阻部21A的MOSFET 21a的负载特性在栅极电压Vg低的情况下和栅极电压Vg高的情况下成为图7中虚线图示的负载特性。

即，在高栅极电压VgH的情况下，如图7中虚线图示的特性曲线L31所示的那样，在电压为0〔V〕时电流为0〔A〕，从此随着电压增加而电流急剧地增加，之后成为饱和而成为固定值。

与此相对地，在低栅极电压VgL的情况下，如图7中虚线图示的特性曲线L32所示的那样，在电压为0〔V〕时电流为0〔A〕，但是与电压的增加相应地电流缓慢地增加，以低电流成为饱和而成为固定电流。

而且，以使钳位二极管15a、15c和电阻15b的负载特性曲线LC穿过高栅极电压VgH的负载特性曲线L31与输出级半导体开关元件14的阈值电压Vth的交点的方式滑动该负载特性曲线LC，由此将高栅极电压VgH的钳位电压VcH决定为例如50〔V〕。

同样地，以使钳位二极管15a、15c和电阻15b的负载特性曲线LC穿过低栅极电压VgL的负载特性曲线L32与输出级半导体开关元件14的阈值电压Vth的交点的方式滑动该负载特性曲线LC，由此将低栅极电压VgL的钳位电压VcL决定为例如30〔V〕。

另外，在第二实施方式中，设置有保护电路23，该保护电路23在输出级半导体开关元件14中发生过电流状态、过热状态等异常状态时使输出级半导体开关元件14关断。在该保护电路23中，监视输出级半导体开关元件14的过电流状态、过热状态等异常状态，在发生异常状态时，将输出级半导体开关元件14的栅极连接到低电位连接端子tg，来使栅极电压减小到阈值电压以下，从而使输出级半导体开关元件14关断。

关于其它结构，具有与前述的第一实施方式相同的结构，对与图1对应的部分标注相同标记，并省略其详细说明。

伴着图8来说明上述第二实施方式的动作。

首先，在输入信号Vin如图8的(a)所示的那样处于L电平的时间点t11，与前述的第一实施方式同样地，输出电流Iout如图8的(b)所示的那样为大致0〔A〕，输出级半导体开关元件14维持断开状态，因此输出电压Vout如图8的(c)所示的那样维持电池11的电源电压Vb。

因此，由于控制部21B的电容器22b经由恒流元件22a连结于高电位连接端子th，因此该电容器22b为电池11的电源电压Vb。

在该状态下，当在时间点t12输入信号Vin从L电平反转为H电平时，与此相应地输出级半导体开关元件14成为导通状态之后成为接通状态，输出电流Iout开始增加，电流流过感性负载12而开始驱动感性负载12。

与此同时，输出电压Vout减小而达到大致0〔V〕，并且控制部21B的电容器22b的充电电压经由恒流元件22a并经由输出级半导体开关元件14被放电，因此连接点X的电压减小到接近大致0〔V〕。该连接点的电压Vx作为低栅极电压VgL而供给到可变电阻部21A的MOSFET21a，该MOSFET 21a以接近断开状态的状态被驱动。

之后，当在时间点t13输入信号Vin从H电平转变为L电平时，输出级半导体开关元件14经过关断状态而成为断开状态。因此，产生因蓄积在感性负载12中的感性负载能量引起的反电动势电压。

该反电动势电压从高电位连接端子th供给到钳位电路15，该钳位电路的漏电流防止用二极管15a反向导通，由此该反电动势电压经由电阻15b和钳位二极管15c而供给到输出级半导体开关元件14的栅极。

因此，输出级半导体开关元件14成为导通状态，由此处理反电动势电压。此时，如前所述，可变电阻部21A的MOSFET 21a的栅极电压维持为低栅极电压VgL，因此钳位电路15的钳位电压维持为低钳位电压VcL(例如30〔V〕)。

之后，随着蓄积在感性负载12中的感性负载能量的消耗，感性负载12的电流减小，输出电流Iout也减小，输出级半导体开关元件14成为关断状态。因此，在时间点t14，输出电流Iout变为零，并且输出电压Vout恢复为电池11的电源电压Vb。

在该时间点t14，输出级半导体开关元件14关断，因此向感性负载12供给的电池11的电源电压Vb经由恒流元件22a而供给到电容器22b，该电容器22b开始充电。而且，在时间点t15，电容器22b被充电到电池11的电源电压Vb，在此期间当连接点X的电压达到MOSFET21a的阈值电压时，MOSFET 21a成为接通状态，可变电阻部21A的电阻值成为低电阻状态。

由此，能够防止输出级半导体开关元件14的栅极电压由于噪声等而意外地增加。

另外，在输入信号Vin维持H电平的状态下，在由保护电路23检测出输出级半导体开关元件14的过电流状态、过热状态等异常状态时，将输出级半导体开关元件14的栅极连接到低电位连接端子tg来使栅极电压下降到小于阈值电压Vth，从而使输出级半导体开关元件14关断。

在该情况下，也与输入信号Vin从H电平反转为L电平时同样地，产生因蓄积在感性负载12中的感性负载能量引起的反电动势电压。在该情况下也是，电容器22b未被充电，构成可变电阻部21A的MOSFET 21a维持断开状态，因此钳位电压Vc被设定为低钳位电压VcL。

而且，在反电动势电压被处理而输出级半导体开关元件14关断后，电池11的电源电压Vb经由恒流元件22a施加到电容器22b来对电容器22b充电。当连接点X的电压Vx成为MOSFET 21a的阈值电压Vth以上时，MOSFET 21a导通，从而可变电阻部21A的电阻值被控制为低电阻值。

根据该第二实施方式，能够获得与前述的第一实施方式相同的作用效果。并且，利用电池11的电源电压Vb来对控制部21B的电容器22b充电，因此连接点X的电压作为栅极电压被供给至MOSFET 21a。因此，控制部21B的动作不依赖于输入信号Vin，因此即使在输入信号Vin为L电平的状态下也能够将MOSFET 21a控制为接通状态，从而无需另外设置电源就能够驱动可变电阻部21A。

另外，即使在输入信号Vin维持H电平的状态下保护电路23进行动作来使输出级半导体开关元件14关断的情况下，也能够使钳位电压Vc下降到低钳位电压VcL来安全地使输出级半导体开关元件14关断。

此外，在上述第二实施方式中，说明了应用了恒流元件22a的情况，但是并不限定于此，能够应用如图9的(a)所示的那样将栅极与源极连接的n沟道MOSFET 22c，或者能够应用图9的(b)所示的电阻元件22d。同样地，作为电容器22b，能够应用图9的(c)所示的将阴极连接于高电位连接端子th且将阳极连接于低电位连接端子tg的二极管22e来作为电容器，或者能够应用图9的(d)所示的在n沟道MOSFET的栅极与漏极及源极之间构成电容器的MOS电容器22f。

接着，伴着图10和图11来说明本发明所涉及的第三实施方式。

在该第三实施方式中，在对驱动感性负载的半导体开关元件进行保护的保护电路进行动作时使半导体开关元件安全地关断。

即，在第三实施方式中，如图10所示，与前述的第二实施方式同样地，设置有具有MOSFET 21a的可变电阻部21A和保护电路23，在保护电路23与可变电阻部21A之间设置有供给电位控制部31。

保护电路23在检测出输出级半导体开关元件14的过电流状态、过热状态的异常状态而开始保护动作时，输出指令值Vref使得输出阶梯状地例如三阶梯地增加的基准电压Vref1、Vref2以及Vref3。

供给电位控制部31具备基准电压生成电路32和比较器33。基准电压生成电路32基于指令值Vref而向比较器33输出依次阶梯状地变高且输出时间间隔也依次变长的基准电压Vref1、Vref2以及Vref3。

比较器33的非反相输入端子被输入来自基准电压生成电路32的基准电压Vref1～Vref3，比较器33的反相输入端子被输入输出端子的输出电压。

而且，比较器33的比较输出被供给到可变电阻部21A的MOSFET 21a的栅极。

伴着图11来说明该第三实施方式的动作。

首先，设在时间点t21输入信号Vin如图11的(a)所示的那样为L电平。在该时间点t21，输出级半导体开关元件14维持断开状态，输出电流Iout如图11的(b)所示的那样为大致0〔A〕，输出电压Vout为电池11的电源电压Vb。

另外，保护电路23没有检测出输出级半导体开关元件14的异常状态而停止保护动作，不输出指令值Vref。

因此，不从基准电压生成电路32输出基准电压Vref1～Vref3，比较器33的非反相输入端子的电位如图11的(d)所示的那样为0〔V〕。

因此，MOSFET 21a为断开状态，可变电阻部21A为高电阻状态。

从该状态起，当在时间点t22输入信号Vin如图11的(a)所示的那样从L电平反转为H电平时，输出级半导体开关元件14的栅极电压变高，从而该输出级半导体开关元件14导通。

与此相应地输出电流Iout开始流动，电流流过感性负载12而该感性负载12开始被驱动。之后，当在时间点t23在输入信号Vin维持H电平的状态下检测出需要由保护电路23进行针对输出级半导体开关元件14的过电流状态和过热状态等的保护动作的异常状态时，由保护电路23将输出级半导体开关元件14的栅极连接到低电位连接端子tg。因此，输出级半导体开关元件14的栅极电压下降，输出级半导体开关元件14关断。因此，产生因蓄积在感性负载12中的感性负载能量引起的反电动势电压。

与此同时，从保护电路23向基准电压生成电路32输出指令值Vref。因此，从基准电压生成电路32如图11的(d)所示的那样输出每隔规定时间以阶梯状增加的基准电压Vref1、Vref2以及Vref3。

因此，经由比较器33而可变电阻部21A的MOSFET 21a的栅极电压Vg逐渐阶梯状地增加，在栅极电压成为基准电压Vref3时MOSFET 21a导通，可变电阻部21A成为低电阻状态。

此时，MOSFET 21a的负载特性从比低栅极电压VgL低的栅极电压依次增加，因此钳位电压Vc从比低钳位电压VcL低的钳位电压Vc21开始依次时间间隔变长且依次阶梯状地增加，从而依次增加到钳位电压Vc22、Vc23以及Vc24。然后，当钳位电压Vc达到钳位电压Vc24时，维持该钳位电压Vc24。

而且，在此期间，输出电流Iout经由钳位电路15而供给到栅极电阻Rg与输出级半导体开关元件14的栅极之间，因此输出级半导体开关元件14成为导通状态。与此相应地，输出电流Iout经由输出级半导体开关元件14的漏极和源极而流到地，因此逐渐减小。

而且，当因感性负载能量产生的反电动势的处理结束时，在时间点t24，输出级半导体开关元件14成为关断状态，输出电流Iout下降到大致0〔A〕，并且输出电压Vout也下降到电池11的电源电压Vb。

这样，根据第三实施方式，在输出级半导体开关元件14发生了过电流状态、过热状态这种需要使动作停止来进行保护的异常状态时，能够使保护电路23进行动作，迅速地将输出级半导体开关元件14的栅极连接到地，来使输出级半导体开关元件14关断。之后，一边逐渐提高钳位电压Vc一边处理在输出级半导体开关元件14关断时产生的因感性负载能量引起的反电动势，因此能够在确保耐量的同时安全地使输出级半导体开关元件14关断。

在该第三实施方式中，也能够通过使可变电阻部21A的电阻值从高电阻状态阶梯状地减小来容易地控制钳位电压Vc。另外，能够与前述的第一实施方式和第二实施方式同样地以地为基准来设定电阻值，因此供给电位控制部31的设计变得容易。

并且，不需要多个钳位二极管，因此能够减小电路规模。

此外，在上述第三实施方式中，说明了使钳位电压Vc阶梯状地增加的情况，但是并不限定于此，也能够如图12的(d)所示的那样由基准电压生成电路32使基准电压Vref随着时间的经过而连续地增加，由此如图12的(c)所示的那样使钳位电压Vc连续地增加，从而确保耐量。

另外，在上述实施方式中，说明了由二极管15a、15c和电阻15b的串联电路构成钳位电路15的情况，但是并不限定于此，在容许漏电流的情况下，能够省略二极管15a。另外，也可以应用动作电阻大的二极管来代替电阻15b。

另外，在上述第一实施方式～第三实施方式中，说明了将驱动装置10配置在感性负载12的低端侧的情况，但是并不限定于此，也能够将驱动装置10配置在感性负载12与电池11之间。在该情况下，只要将可变电阻部16A的电阻16a、16b的另一端连接于地，将可变电阻部21A的MOSFET 21a的源极连接于地即可。

另外，作为输出级半导体开关元件14，不限于MOSFET，还能够应用绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、SiC-MOSFET、SiC-IGBT、双极型晶体管等其它半导体开关元件。

Claims (4)

1.一种驱动装置，其特征在于，具有：

输出级半导体开关元件，其由晶体管构成，其中，随着向所述输出级半导体开关元件的控制电极供给的电位变低，所述输出级半导体开关元件的高电位侧电极与低电位侧电极之间的电阻增加；

钳位电路，其连接在该输出级半导体开关元件的高电位侧电极与该输出级半导体开关元件的控制电极之间；以及

电阻值控制部，其连接在所述输出级半导体开关元件的控制电极与地之间，

其中，所述电阻值控制部具备：

所述输出级半导体开关元件的保护电路；

其它半导体开关元件，其由n沟道金属-氧化物半导体场效应晶体管构成，连接在所述输出级半导体开关元件的控制电极与所述输出级半导体开关元件的低电位侧电极之间；以及

供给电位控制部，其基于从所述保护电路输出的保护信号来使向所述其它半导体开关元件的控制电极供给的电位阶梯状地增加或连续地增加，

通过使所述其它半导体开关元件的电阻值从高电阻状态阶梯状地或连续地减少，来使所述钳位电路的钳位电压阶梯状地或连续地增加。

2.根据权利要求1所述的驱动装置，其特征在于，

所述钳位电路包括：电阻元件，其一端连接于所述输出级半导体开关元件的高电位侧电极；以及钳位二极管，其阳极连接于该电阻元件的另一端，阴极连接于所述输出级半导体开关元件的控制电极。

3.根据权利要求1所述的驱动装置，其特征在于，

所述钳位电路包括：第一二极管，其阴极连接于所述输出级半导体开关元件的高电位侧电极；电阻元件，其一端连接于该第一二极管的阳极；以及第二二极管，其阳极连接于该电阻元件的另一端，阴极连接于所述输出级半导体开关元件的控制电极。

4.一种感性负载驱动装置，其特征在于，具备：

根据权利要求1至3中的任一项所述的驱动装置；以及

感性负载，其一端连接于电源，另一端连接于所述驱动装置的输出级半导体开关元件的高电位侧电极。

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